DE102016220344A1

DE102016220344A1 - Motorsteuervorrichtung und Motorsteuerverfahren

Info

Publication number: DE102016220344A1
Application number: DE102016220344.4A
Authority: DE
Inventors: Tomoya Tachibana; Masahiro Iezawa; Daiki Matsuura; Noriyuki Wada
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2016-03-29
Filing date: 2016-10-18
Publication date: 2017-10-05
Also published as: CN107248828B; US20170288588A1; JP2017184361A; CN107248828A; US10348231B2; JP6132948B1

Abstract

Eine Aufgabe ist es eine Drehmomentsgenauigkeit sicherzustellen, durch Verhindern des Auftretens eines durch Aliasing verursachten niederfrequenten Foldback-Rauschens und einer stabilen Steuerleistung mit Bezug zu Umgebungsschwankungen wie beispielsweise Winkelfehler, Versorgungsspannung-Welligkeiten und so weiter. Eine Motorsteuervorrichtung umfasst einen Stromdetektor (10), welcher bei einem Erzeugen eines Rückkopplungsstromwerts auf der Basis des Detektionsergebnisses eines von einem Inverter (2) zu einem Motor (1) zugeführten Drei-Phasen-Wechselstroms, einen ersten Stromdetektionswert basierend auf einem ersten Abtastzeitpunkt und einen zweiten Stromdetektionswert basierend auf einem zweiten Abtastzeitpunkt, welcher kürzer als der erste Abtastzeitpunkt ist, erzeugt; einen Koordinaten-Konverter (11), welcher die Koordinaten des ersten Stromdetektionswerts und des zweiten Stromdetektionswerts in q- und d-Achsen umwandelt; und einen Detektionsstromprozessor (13), welcher einen Rückkopplungsstromwert aus den Koordinatenumwandlungsergebnissen erzeugt.

Description

Hintergrund der Erfindung
1. Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Motorsteuervorrichtung und ein Motorsteuerverfahren, wobei ein AC-Motor wie beispielsweise ein Permanentmagnet-Synchronmotor, ein Induktionsmotor oder ein Reluktanzmotor durch einen Inverter gesteuert wird.
2. Beschreibung des Standes der Technik
Ein Verfahren aus dem Stand der Technik zum Steuern eines AC-Motors ist bekannt, wobei eine von einem Inverter zu einem Motor zugeführte Spannung durch Ausführen von Steueroperationen gesteuert wird, um das Detektionsergebnis eines Werts eines in den AC-Motor fließenden Stroms in zwei Achsenkomponenten in einem sich drehenden Koordinatensystem umzuwandeln (siehe beispielsweise japanische Patentanmeldungsveröffentlichung Nummer 2011-83068 ).
Insbesondere führt dieser Stand der Technik eine Steuerung durch das nachfolgende Verfahren aus.

– Der durch einen auf der Drei-Phasen-AC-Seite des Inverters vorgesehenen Stromsensor detektierte Stromwert wird in zwei Achsenkomponenten in einem sich drehenden Koordinatensystem umgewandelt, welches mit der Position des Rotors des Motors synchronisiert ist, und zwar einen d-Achsenkomponenten-Strom (Magnetfluss-Komponenten-Strom) und einen q-Achsenkomponenten-Strom (Drehmoment-Komponenten-Strom).
– Die von dem Inverter an den Motor zugeführte Spannung wird derart gesteuert, dass der d-Achsenkomponenten-Strom und der q-Achsenkomponenten-Strom nach der Umwandlung mit einem d-Achsen-Strom-Sollwert (Sollwert) und einem q-Achsen-Strom-Sollwert (Sollwert) zusammenfallen, welche aus dem Drehmomentsbefehl berechnet sind.

Zusammenfassung der Erfindung
Allerdings weist der Stand der Technik die nachfolgenden Probleme auf.
Wenn eine Steuerung dieser Art ausgeführt wird, wird ein Dreiphasenstrom mittels eines Mikrocomputers auf der Basis eines Detektionszyklus abgetastet und ein Diskretsystem-Berechnungsprozesse wird durch den Mikrocomputer ausgeführt. Der Mikrocomputer detektiert den Strom einmal in einem Zyklus der Stromsteuerung und führt eine Rückkopplungssteuerung entsprechend der Abweichung bezüglich einem Stromsollwert aus. Hierbei ist der Abtastzyklus nicht größer als 1/2 des Zyklus des Detektionssignals, damit der Strom genau detektiert wird.
Bei dem durch den Mikrocomputer ausgeführten Diskretsystem-Berechnungsprozess, falls der Abtastzyklus länger als 1/2 ist, kann dann ein niederfrequentes Foldback-Rauschen, welches in dem tatsächlichen Signal nicht vorhanden ist, auftreten. Nachfolgend wird dieses Phänomen „Aliasing“ genannt. Indessen, falls die Steuerfrequenz verkürzt wird, um die Genauigkeit einer Stromdetektion zu erhöhen, erhöht sich die Verarbeitungslast bei dem Mikrocomputer. Daher wird der Stromsteuerzyklus entsprechend dem Betriebszustand des Motors auf einen Wert eingestellt, welcher verhindert, dass die Verarbeitungskapazität des Mikrocomputers eine Obergrenze überschreitet.
Der in den Motor fließende Dreiphasenstrom umfasst eine Fundamentalwellen-Frequenzkomponente und Hochfrequenzkomponenten der fundamentalen Wellenfrequenz wie beispielsweise die fünfte Ordnungskomponente, die siebte Ordnungskomponente, die elfte Ordnungskomponente, die dreizehnte Ordnungskomponente und so weiter. Beispielsweise, wenn die Drehgeschwindigkeit des Motors hoch ist, dann nähert sich der Zyklus der in dem Dreiphasenstrom fließenden Stromwelligkeit dem Verarbeitungszyklus zum Detektieren des Stroms an.
In einem solchen Zustand gibt es ein Problem darin, dass die Drehmomentgenauigkeit sich verschlechtert (mit anderen Worten die Abweichung des tatsächlichen Drehmoments mit Bezug zu dem Drehmomentsollwert verschlimmert sich) aufgrund von Aliasing der Stromdetektion.
Um das Verschlechterungsproblem bei der Drehmomentgenauigkeit aufgrund eines Fehlers bei der Stromdetektion zu lösen, ist es notwendig die Fundamentalwellenkomponente des Stroms mit einer hohen Genauigkeit zu entnehmen. Ein Verfahren hierfür ist ein Stromübertastverfahren, welches eine Stromdetektion mehrere Male in einem Zyklus einer Stromsteuerung ausführt, oder ein zufälliges Abtastverfahren, welches den Strom derart detektiert, dass der Detektionszeitpunkt in einem Zyklus einer Stromsteuerung sich von dem vorhergehenden Zyklus unterscheidet.
Wie oben erwähnt, wird bei einer Stromsteuerung ein Verfahren verwendet, bei welchem der Detektionsstromwert oder der Spannungssollwert durch eine Koordinatenumwandlung berechnet wird. Bei einem Koordinatenkonverter werden zwei Achsenkomponentenströme (Id, Iq) erzeugt, welche die detektierten Dreiphasen-Stromwerte (Iu, Iv, Iw) und eine Referenzphase umfassen. Ähnlich wird ein Dreiphasen-Spannungsbefehl (Vu, Vv, Vw) aus dem Spannungssollwert (Vd, Vq) und der Referenzphase erzeugt. In manchen Fällen werden die zwei Achsenkomponentenströme und der Dreiphasen-Spannungsbefehl in einem Berechnungszyklus basierend auf dem Stromsteuerzyklus verarbeitet.
Andererseits, falls eine Berechnung durch eine Koordinatenumwandlung unter Verwendung eines Stromübertastverfahrens oder eines zufälligen Abtastverfahrens ausgeführt wird, dann gehört der Zeitpunkt für ein Ausführen einer Stromdetektion nicht zu dem Stromsteuerzyklus. Folglich unterscheidet sich der für eine Koordinatenumwandlung verwendete Winkel zwischen der Erzeugung der zwei Achsenkomponentenströme (Iu, Iv, Iw → Id, Iq) und der Erzeugung der Dreiphasen-Spannungsbefehle (Vd, Vq → Vo, Vv, Vw).
Hierbei wird ein Fall betrachtet, bei welchem ein Drehmelder oder etwas Ähnliches zum Detektieren der Rotorposition des Motors verwendet wird, wobei der detektierte Winkel von dem tatsächlichen Rotationswinkel abweicht und der Fehler sich zyklisch ändert.
Bis hierhin arbeitet das Stromsteuerelement, welches proportional zu dem Winkelfehler ist, bei der Koordinatenumwandlung basierend auf dem Stromsteuerzyklus, um den Winkelfehler auszugleichen. Folglich wird die Schwankung in dem Integralelement, welches durch einen Winkelfehler verursacht wird, welcher zyklisch variiert, kompensiert und der Effekt davon auf eine Steuerbarkeit kann verhindert werden.
Andererseits, da der Zeitpunkt, bei welchem der Strom detektiert wird, in dem Stromsteuerzyklus in einem Stromübertastverfahren oder einem zufälligen Abtastverfahren variiert, ist es dann schwierig eine durch einen Winkelfehler in dem Proportionalelement der Stromsteuerung verursachte Schwankung zu kompensieren. Aufgrund dieses Effekts wird die Steuerstabilität des Motors reduziert und folglich gibt es ein Problem darin, dass sich der Stromverbrauch erhöht und so weiter. Probleme dieser Art sind nicht auf einen Winkelfehler beschränkt und treten in ähnlicher Weise mit Bezug zu Schwankungen wie beispielsweise Versorgungsspannung-Welligkeiten und Ähnliches auf.
Weiter, wenn der Winkelfehler überlagert wird, wird der durch den Stromsensor detektierte Phasenstrom auf die positive Seite oder die negative Seite verschoben. Der d-Achsenkomponenten-Strom und der q-Achsenkomponenten-Strom, welche mit der Rotorpositionsinformation des Motors synchronisiert sind, veranlassen ein Strompulsieren, welches einen durch den Offsetstrom verursachten niederrangingen harmonischen Komponenten-Strom umfasst.
Bei einem konventionellen Übertastverfahren wird ein Prozess zum Entfernen der Hochfrequenzkomponenten durch Durchlassen durch einen Tiefpassfilter mit einer niedrigen Abschnittsfrequenz als eine Gegenmaßnahme zum Aliasing ausgeführt. Allerdings, wenn ein Tiefpassfilter mit einer niedrigen Abschnittsfrequenz verwendet wird, wird die Positionsabweichung der niederrangingen harmonischen Komponenten groß und es ergibt sich ein Problem einer Verschlechterung einer Steuerbarkeit.
Die vorliegende Erfindung wurde unternommen, um ein Problem dieser Art zu lösen, wobei eine Aufgabe davon ist, eine Motorsteuervorrichtung und ein Motorsteuerverfahren zu erhalten, welche zum Sicherstellen einer Drehmomentgenauigkeit durch Verhindern des Auftretens eines durch Aliasing verursachten Niederfrequenz-Foldback-Rauschens (Niederfrequenz-Rücklaufrauschen), während eine Zunahme in der Berechnungsverarbeitungslast beschränkt wird, und ebenso einer Steuerstabilität mit Bezug auf Umgebungsschwankungen wie beispielsweise einen Winkelfehler, Versorgungsspannung-Welligkeiten und etwas Ähnliches geeignet sind.
Die Motorsteuervorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung umfasst: einen Inverter, welcher zwischen einem Gleichstrom und einem Wechselstrom umwandelt; einen Motor, welcher mit der Ausgangsseite des Inverters verbunden ist und durch Anlegen einer Wechselspannung betrieben wird; einen Stromsensor, welcher einen Wechselstrom in dem Inverter detektiert; und eine Steuereinheit, welche eine Stromdetektion mit Bezug zu dem Ausgangssignal von dem Stromsensor zu zwei unterschiedlichen Abtastzeitpunkten ausführt, einen Rückkopplung-Stromwert auf der Basis eines Ergebnisses der Stromdetektion erzeugt und den Inverter derart steuert, dass der Rückkopplung-Stromwert mit dem Stromsollwert übereinstimmt; wobei die Steuereinheit umfasst: eine Stromdetektoreinheit, für welchen ein erster Abtastzeitpunkt und ein zweiter Abtastzeitpunkt mit einem kürzeren Detektionszyklus als der ersten Abtastzeitpunkt als die zwei unterschiedlichen Abtastzeitpunkte vorab eingestellt sind und welcher als das Ergebnis der Stromdetektion einen ersten Stromdetektionswert basierend auf dem ersten Abtastzeitpunkt und einen zweiten Stromdetektionswert basierend auf dem zweiten Abtastzeitpunkt sequenziell ausgibt; einen Koordinatenkonverter, welcher die Koordinaten des als drei Phasen detektierten, ersten Stromdetektionswert in einen ersten d-Achsen-Stromwert und einen ersten q-Achsen-Stromwert umwandelt und die Koordinaten des als drei Phasen detektierten, zweiten Stromdetektionswert in einen zweiten d-Achsen-Stromwert und einen zweiten q-Achsen-Stromwert umwandelt; und einen Detektionsstromprozessor, welcher den Rückkopplungsstromwert für die d-Achse und die q-Achse durch Verwenden des ersten d-Achsen-Strom und des zweiten d-Achsen-Strom zum Berechnen eines d-Achsen-Rückkopplungsstromwerts und durch Verwenden des ersten q-Achsen-Stroms und des zweiten q-Achsen-Stroms zum Berechnen eines q-Achsen-Rückkopplungsstromwerts erzeugt.
Weiter ist das Motorsteuerverfahren gemäß der vorliegenden Erfindung ein Motorsteuerverfahren, welches in einer Motorsteuervorrichtung ausgeführt wird, welche ein Schalten eines Inverters derart steuert, dass ein auf der Basis eines Detektionsergebnisses eines von einem Inverter zu einem Motor zugeführten Drei-Phasen-Wechselstroms erzeugten Rückkopplungsstromwert mit einem Stromsollwert übereinstimmt; wobei das Verfahren umfasst: einen ersten Schritt zum Detektieren eines drei Phasen umfassenden ersten Stromdetektionswerts als das Detektionsergebnis des Drei-Phasen-Wechselstroms durch Verwenden eines ersten Abtastzeitpunkts; einen zweiten Detektionsschritt eines drei Phasen umfassenden zweiten Stromdetektionswerts als das Detektionsergebnis des Drei-Phasen-Wechselstroms durch Verwenden eines zweiten Abtastzeitpunkts, welcher als ein kürzerer Detektionszyklus als der erste Abtastzeitpunkt eingestellt ist; einen dritten Schritt zum Umwandeln der Koordinaten des in dem ersten Schritt detektierten ersten Stromdetektionswerts in einen ersten d-Achsen-Stromwert und einen ersten q-Achsen-Stromwert; einen vierten Schritt zum Umwandeln der Koordinaten des in dem ersten Schritt detektierten zweiten Stromdetektionswert in einen zweiten d-Achsen-Stromwert und einen zweiten q-Achsen-Stromwert; einen fünften Schritt zum Erzeugen des Rückkopplungsstromwerts in Bezug auf die d-Achse durch Berechnen eines d-Achsen-Rückkopplungsstromwerts mittels des in dem dritten Schritt detektierten d-Achsen-Stroms und des in dem vierten Schritt detektierten zweiten d-Achsen-Stroms; und einen sechsten Schritt zum Erzeugen des Rückkopplungsstromwerts in Bezug auf die q-Achse durch Berechnen eines q-Achsen-Rückkopplungsstromwerts mittels des in dem dritten Schritt detektierten q-Achsen-Stroms und des in dem vierten Schritt detektierten zweiten q-Achsen-Stroms.
Entsprechend der vorliegenden Erfindung ist es möglich eine einfache Konfiguration bereitzustellen, wobei die mit der Rotorposition synchronisierten harmonischen Komponenten durch den ersten Berechnungszyklus entnommen werden und weiter eine Fundamentalwellenkomponente auf der Basis eines zweiten Berechnungszyklus entnommen werden kann, welcher kürzer als der erste Berechnungszyklus ist, und ein Rückkopplungsstromwert aus beiden Komponenten erzeugt werden kann. Im Ergebnis davon ist es möglich eine Motorsteuervorrichtung und ein Motorsteuerverfahren zu erhalten, welche zum Sicherstellen einer Drehmomentgenauigkeit durch Verhindern des Auftretens eines durch Aliasing verursachten Niederfrequenz-Foldback-Rauschens, während ebenso eine Zunahme in der Berechnungsverarbeitungslast beschränkt wird, geeignet sind und ebenso geeignet sind zum Sicherstellen einer Steuerstabilität mit Bezug auf Umgebungsschwankungen wie beispielsweise einen Winkelfehler, Versorgungsspannung-Welligkeiten und etwas Ähnliches.
Kurzbeschreibung der Figuren
1 ist ein Blockdiagramm, welches eine Konfiguration einer Motorsteuervorrichtung gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
2 zeigt eine schematische Ansicht eines Abtastprozesses eines Stromdetektors in der Motorsteuervorrichtung gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
3A bis 3C sind illustrative Diagramme, welche das Messergebnis des in den Motor fließenden Stroms zeigen, wenn der Stromdetektionszeitpunkt geändert wird, bei der Motorsteuervorrichtung gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
4 zeigt eine Ansicht der Eigenschaften eines Tiefpassfilters in der Motorsteuervorrichtung gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
5 ist ein Blockdiagramm, welches einen Bereich für eine Verarbeitung bei einem ersten Berechnungszyklus und einen Bereich für eine Verarbeitung bei einem zweiten Berechnungszyklus von der Dreiphasen-Stromdetektion zu der Spannungsbefehlsausgabe bei der Motorsteuervorrichtung gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
6 ist ein Blockdiagramm, welches die interne Konfiguration eines Detektionsstromprozessors in einer Motorsteuervorrichtung gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt;
7 ist ein Blockdiagramm, welches den Bereich zum Verarbeiten bei einem ersten Berechnungszyklus und den Bereich zum Verarbeiten bei einem zweiten Berechnungszyklus von der Dreiphasen-Stromdetektion zu dem ausgegebenen Spannungsbefehl in einer Motorsteuervorrichtung gemäß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
8 ist ein Blockdiagramm mit einer anderen Konfiguration zu 7, welches einen Bereich für eine Verarbeitung bei dem ersten Berechnungszyklus und einen Bereich für eine Verarbeitung bei dem zweiten Berechnungszyklus von der Dreiphasen-Stromdetektion zu der Spannungsbefehlsausgabe in der Motorsteuervorrichtung gemäß der dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt; und
9 zeigt eine schematische Ansicht eines Abtastprozesses eines Stromdetektors in der Motorsteuervorrichtung gemäß der dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen
Nachfolgend wird eine bevorzugte Ausführungsform einer Motorsteuervorrichtung und eines Motorsteuerverfahrens gemäß dieser Erfindung mit Bezug zu den Figuren beschrieben.
Erste Ausführungsform
1 ist ein Blockdiagramm, welches eine Konfiguration der Motorsteuervorrichtung gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt. Die Motorsteuervorrichtung und das Motorsteuerverfahren gemäß der ersten Ausführungsform können auf ein Antriebssystem, welches einen Motor eines beliebigen anderen Typs verwendet, ebenso wie auf den Motor eines elektrischen Fahrzeugs oder eines Hybrid-Fahrzeugs angewendet werden.
In 1 empfängt ein Motor 1 eine Elektrizitätszufuhr und wird mittels eines Inverters 2 betrieben, welcher zwischen einem Gleich- und Wechselstrom (DC und AC) umwandelt. Ein Stromsensor 3, welcher einen Dreiphasen-Strom detektiert, ist an der AC-Seite des Inverters 2 vorgesehen. Eine DC-Energiequelle 4 ist mit der DC-Seite des Inverters 2 verbunden. Weiter ist der Rotor-Positionsdetektor 5 mit dem Motor 1 verbunden.
Ein Stromdetektor 10 detektiert das Ausgangssignal des Stromsensors 3 bei unterschiedlichen Detektionszyklen (einem ersten Abtastzeitpunkt und einem zweiten Abtastzeitpunkt). Ein Dreiphasen/dq-Achsenkoordinaten-Konverter 11 liest das Ausgangssignal des Rotorpositionsdetektors 5 und des Stromdetektors 10 als Eingangssignale ein.
Ein Detektionsstromprozessor 13 liest das Ausgangssignal des Dreiphasen/dq-Achsenkoordinaten-Konverters 11 als ein Eingangssignal ein. Ein dq-Achsen/Dreiphasen-Koordinaten-Konverter 17 liest als ein Eingangssignal die Summe oder die Differenz eines durch eine d-Achsen-Strom Steuereinheit 14 berechneten d-Achsen-Strom-Befehls und eines Ausgabewerts einer nicht-Interferenz-Element-Steuereinheit 16 ein. Auf eine ähnliche Weise liest der dq-Achsen/Dreiphasen-Koordinaten-Konverter 17 als ein Eingangssignal die Summe oder die Differenz eines durch eine q-Achsen-Strom-Steuereinheit 15 berechneten q-Achsen-Spannungsbefehls und eines Ausgabewerts der nicht-Interferenz-Element-Steuereinheit 16 ein.
Darüber hinaus liest der dq-Achsen/Dreiphasen-Koordinaten-Konverter 17 als ein Eingangssignal das Ausgangssignal des Rotorpositionsdetektors 5 nach einer Korrektur für eine Steuerungsverzögerung über eine Vorlaufskorrektur 18 ein. Der dq-Achsen/Dreiphasen-Koordinaten-Konverter 17 ist ebenso geeignet das Ausgangssignal des Rotorpositionsdetektors 5 direkt einzulesen, ohne eine Vorlaufskorrektur 18 zu durchlaufen. Die nachfolgende Beschreibung betrifft einen Fall, bei welchem eine Vorlaufskorrektur 18 verwendet wird.
Ein PWM-Signalgenerator 19 erzeugt ein PWM-Signal zum Betreiben des Inverters 2 auf der Basis des Ausgangssignals des dq-Achsen/Dreiphasen-Koordinaten-Konverters 17. Der Motor wird durch diese Serie einer Verarbeitung gesteuert.
Die jeweiligen Merkmalselemente aus 1 werden nachfolgend genau beschrieben. Der Motor 1 wird durch einen Dreiphasen-AC-Motor wie beispielsweise einen Permanentmagnet-Synchronmotor, einen Induktionsmotor, einen Reluktanzmotor oder etwas Ähnliches gebildet. Der für den Rotor des Permanentmagneten-Synchronmotors verwendete Permanentmagnet verwendet einen Magneten aus seltenen Erden, gebildet aus Neodym oder etwas Ähnlichem. Der Permanentmagnet kann ein anderer Magnet wie beispielsweise ein Samarium-Kobalt-Magnet, ein Ferrit-Magnet oder etwas Ähnliches sein.
Der Inverter 2 ist ausgebildet durch Verwenden beispielsweise von sechs Leistungsschaltelementen (beispielsweise Insulated Gate Bipolar Transistoren (IGBT), etc.) und einer zu diesen Leistungsschaltelementen parallel verbundenen Diode. Auf ein Empfangen einer DC Spannungsversorgung, welche durch einen Glättungskondensator geglättet ist, wandelt der Inverter 2 die DC-Spannung in eine AC-Spannung auf der Basis eines Ausgangssignals von dem PWM-Signalgenerator 19 um und treibt den Motor 1 an, welches ein AC-Motor ist.
Der Stromsensor 3 detektiert den dem Motor 1 von dem Inverter 2, welcher ein Leistungskonverter ist, zugeführten Dreiphasen-Wechselstrom. Dieser Stromsensor 3 muss in zumindest zwei Phasen angeordnet sein und der Stromdetektor 10 kann den Strom in der verbleibenden Phase durch Berechnung bestimmen, zum Beispiel durch Aufsummieren der Dreiphasen zu 0. Der durch den Stromsensor 3 detektierte und durch den Stromdetektor 10 berechnete Dreiphasen-Strom wird in den Dreiphasen/dq-Achsenkoordinaten-Konverter 11 eingegeben.
Die DC-Energiequelle 4 ist aus einer Sekundärzelle wie beispielsweise einer Bleibatterie oder einer Nickel-Wasserstoff- oder Lithiumionenzelle etc. gebildet. Es ist ebenso möglich eine Konfiguration anzunehmen, bei welcher ein DC/DC-Konverter ebenso zum hoch- und runter setzen der Ausgangsspannungen der DC-Energiequelle 4 und zum Zuführen der Spannung zu dem Inverter verbunden ist.
Ein Drehmelder, Codierer oder Hall-Element etc. wird als der Rotorpositionsdetektor 5 verwendet. Der Rotorpositionsdetektor 5 ist mit der Radialwelle des Motors 1 gekoppelt, erzeugt eine Drehwinkel-Information auf der Basis der Rotorposition und gibt die Drehwinkel-Information an den Dreiphasen/dq-Achsenkoordinaten-Konverter 11 und die Vorlaufskorrektur 18 aus.
Der Stromdetektor 10 erfasst das von dem Stromsensor 3 ausgegebene analoge Signal in zwei oder mehr unterschiedlichen Detektionszyklen und wandelt diese in digitale Daten um. Beispielsweise ist der erste Abtastzeitpunkt der Trägerzyklus und der zweite Abtastzeitpunkt ein Bruchteil des Trägerzyklus. Wünschenswert ist es, dass der zweite Abtastzeitpunkt nicht größer als 1/2 des in den Motor fließenden Hochfrequenz-Komponenten-Stroms (fünfter Ordnung oder siebter Ordnung) ist.
Der Dreiphasen/dq-Achsenkoordinaten-Konverter 11 wandelt den bei den Abtastzeitpunkten detektierten Dreiphasen-Strom in zwei Achsenkomponenten in einem rotierenden Koordinatensystem um, welches mit der Rotor Position des Motors synchronisiert ist, und zwar einen d-Achsenkomponenten-Strom (Magnetfluss-Komponenten Strom: Id) und einen q-Achsenkomponenten-Strom (Drehmomentkomponenten Strom: Iq), auf der Basis der nachfolgenden Gleichungen (1). [Gleichung 1]
Hierbei sind die Stromwerte, welche bei dem ersten Abtastzeitpunkt detektiert und verarbeitet werden, zu nehmen als ein erster d-Achsen-Strom Id1 und ein erster q-Achsen-Strom Iq1. Weiter werden die Stromwerte, welche bei dem zweiten Abtastzeitpunkt detektiert und verarbeitet werden, welcher einen kürzeren Berechnungszyklus (Detektionszyklus) als der erste Abtastzeitpunkt aufweist, als ein zweiter d-Achsen-Strom Id2 und ein zweiter q-Achsen-Strom Iq2 angenommen.
Die Endungen x in obiger Gleichung (1) gibt den Abtastzeitpunkt an. Insbesondere, um die Gleichung in Relation zu dem ersten Abtastzeitpunkt zu schreiben,
wird x auf x = 1 eingestellt und
sind die detektierten Dreiphasen-Ströme: Iu1, Iv1, Iw1;
ist der Winkel θ1; und
sind die zwei Achsenkomponenten-Ströme Id1, Iq1.
Der Detektionsstromprozessor 13 berechnet den d-Achsen-Strom Id durch Verwenden des ersten d-Achsen-Stroms Id1 und des zweiten d-Achsen-Strom Id2 und berechnet den q-Achsen-Strom Iq durch Verwenden des ersten q-Achsen-Strom Iq1 und des zweiten q-Achsen-Strom so Iq2. Hierbei gehört der durch den Detektionsstromprozessor 13 berechnete d-Achsen-Strom Id zu dem d-Achsen-Rückkopplungsstromwert und der durch den Detektionsstromprozessor 13 berechnete q-Achsen-Strom Iq gehört zu dem q-Achsen-Rückkopplungsstromwert.
Eine d-Achsen-Strom-Steuereinheit 14 und eine q-Achsen-Strom-Steuereinheit 15 geben einen d-Achsen Spannungsbefehl Vdref und einen q-Achsen-Spannungsbefehl Vqref aus, durch Ausführen einer PI-Steuerung (Proportional-Integral-Steuerung) derart, dass Rückkopplungswerte welche der d-Achsen-Strom Id und der q-Achsen-Strom Iq sind, welche die von dem Detektionsstromprozessor 13 ausgegebenen zwei Achsen-Stromwerte sind, mit dem d-Achsen-Strom-Befehl Idref und dem q-Achsen-Strom-Befehl Iqref übereinstimmen, welche aus dem Drehmomentsbefehl berechnet sind.
Die nicht-Interferenz-Element-Steuereinheit 16 bestimmt und gibt aus eine d-Achsen-Ersatzspannung Vd_dcp1 und eine q-Achsen-Ersatzspannung Vq_dcp1 durch die Berechnung in der nachfolgenden Gleichung (2) mittels des d-Achsen-Strom Id, des q-Achsen-Strom Iq und der Winkeldrehfrequenz ω als Eingaben. Die in die nicht-Interferenz-Element-Steuereinheit 16 eingegebenen Stromwerte können den d-Achsen-Strom-Befehl Idref und den q-Achsen-Strom-Befehl Iqref verwenden. [Gleichung 2]
Die Symbole in Gleichung (2) weisen die nachfolgenden Bedeutungen auf.

Ld:: d-Achseninduktivität
Lq:: q-Achseninduktivität
ϕ:: Magnetfluss von Permanentmagnet

Der dq-Achsen/Dreiphasen-Koordinaten-Konverter 17 liest als zwei Achsen-Spannungssollwerte die Summen oder die Differenz des ausgegebenen Werts der d-Achsen-Strom-Steuereinheit 14 und des ausgegebenen Werts der nicht-Interferenz-Element-Steuereinheit 16 und der Summe oder der Differenz des ausgegebenen Werts der q-Achsen-Strom-Steuereinheit 15 und der nicht-Interferenz-Element-Steuereinheit 16. Darüber hinaus wandelt der dq-Achsen/Dreiphasen-Koordinaten-Konverter 17 den zwei Achsen-Spannungssollwert in einen Dreiphasen-Spannungssollwert auf der Basis der Drehwinkel-Information von der Vorlaufskorrektur 18 um und gibt diese an den PWM-Signalgenerator 19 aus.
Die Vorlaufskorrektur 18 kompensiert für eine Verzögerung bei der Erfassung des elektrischen Winkels und eine Verzögerung in der Reflektion des Spannungsbefehls mit Bezug zu dem durch den Rotorpositionsdetektor 5 detektierten Winkel.
Der PWM-Signalgenerator 19 erzeugt ein PWM-Signal zum Betreiben des Inverters 2 durch Eingeben des Dreiphasen Spannungsbefehls Werts von dem dq-Achsen/Dreiphasen-Koordinaten-Konverter 17.
Bei einem Erzeugen einer Ausgabewellenform ist es wünschenswert, dass die Frequenz des Trägersignals im Vergleich zu den Dreiphasen-Spannungsbefehlen einer jeden Phase so hoch wie möglich ist. Allerdings wird die Trägerfrequenz bei dem Leistungsschaltelement des Inverters 2 entsprechend dem Betriebszustand der Vorrichtung und des verwendeten Motors aufgrund einer Zunahme eines Schaltverlusts eingestellt.
Falls das Verhältnis der Trägerfrequenz und der Inverterausgabefrequenz (nachfolgend „Frequenzverhältnis“ genannt) ausreichend groß ist (beispielsweise, falls das Frequenzverhältnis äquivalent zu mehreren Dutzend Malen oder mehr ist), dann wird ein asynchrones PWM-Verfahren verwendet, bei welchem die Ausgabefrequenz modifiziert wird, während die Trägerfrequenz festgehalten wird.
Mit Bezug zu der Trägerfrequenz des asynchronen PWM ist es möglich eine Konfiguration anzunehmen, welche einen beliebigen Träger einstellt, bei welchem die durchschnittliche Trägerfrequenz festgehalten wird und die Trägerfrequenz-Breite in einer irregulären Weise geändert wird, oder eine Konfiguration, welche die Trägerfrequenz entsprechend der Inverterausgabefrequenz ändert.
In einem Bereich, bei welchem die Inverterausgabefrequenz hoch ist (beispielsweise, wenn das Frequenzverhältnis gleich oder geringer als 21 ist), dann ist es wünschenswert ein kleines Frequenzverhältnis zu haben, aufgrund der Zunahme bei dem Schaltverlust und der Verarbeitungslast des Mikrocomputers. Allerdings, falls das Frequenzverhältnis klein wird, dann wird der Fehler mit Bezug zu der Ausgabespannung des Inverters groß und daher wird ein synchrones PWM-Verfahren verwendet, welches die Trägerfrequenz derart synchronisiert, dass die Anzahl und Positionen von Pulsen der Inverterausgabespannung symmetrisch mit Bezug zu π/2 und 3π/2 sowohl auf der positiven Seite als auch auf der negativen Seite von Halbwellen sind.
Bei dem synchronen PWM-Verfahren wird die Anzahl von in dem Zyklus der Inverterausgabespannung umfassten Pulsen häufig auf ein ganzzahliges Vielfaches der 3 Trägerzyklen eingestellt. Beispielsweise verwendet das synchrone PWM-Verfahren 9 synchrone Pulse, 6 synchrone Pulse und 3 synchrone Pulse und so weiter.
2 zeigt eine schematische Ansicht eines Abtastprozesses des Stromdetektors 10 in der Motorsteuervorrichtung gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Insbesondere stellt 2 eine durch einen Zähler und so weiter in dem Mikrocomputer erzeugte Trägerwellenform und die Zeitpunkte zum Detektieren des Stroms bei einem ersten Abtastzeitpunkt und einem zweiten Abtastzeitpunkt dar.
Der erste Abtastzeitpunkt wird durch Anwenden einer „Tal-Spitze-Tal“ der Trägerwelle als ein Zyklus eingestellt und der Stromdetektor 10 detektiert den Strom synchron mit dem Zeitpunkt des „Tals“ des Trägers. Der erste Abtastzeitpunkt kann durch Annehmen von „Spitze-Tal-Spitze“ der Trägerwelle als ein Zyklus eingestellt werden und in diesem Fall detektiert der Stromdetektor 10 den Strom synchron mit dem Zeitpunkt der „Spitze“ des Trägers.
Der zweite Abtastzeitpunkt ist auf einen kürzeren Detektionszyklus als der erste Abtastzeitpunkt eingestellt. Beispielsweise, falls der zweite Abtastzeitpunkt auf 1/3 des Trägerzyklus eingestellt ist, dann detektiert der Stromdetektor 10 den Strom bei dem in 2 angegebenen Zyklus.
Die 3A bis 3C sind illustrative Diagramme, welche das Messergebnis des in den Motor fließenden Stroms zeigen, wenn der Stromdetektionszeitpunkt geändert wird, in der Motorsteuervorrichtung gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Bei den in den 3A bis 3C gezeigten Wellenformen sind der d-Achsenkomponentenstrom Id und der q-Achsenkomponentenstrom Iq, welche durch die Dreiphasen/dq-Achsen Umwandlung der tatsächlichen Stromwellenformen (kontinuierliche Werte) erhalten sind, durch gestrichelte Linien angegeben und sind der d-Achsenkomponenten-Strom und der q-Achsenkomponenten-Strom, welche bei den Abtastzeitpunkten detektiert sind, durch durchgezogene Linien angegeben.
Der in den Motor 1 fließende Dreiphasen-Strom umfasst ebenso zusätzlich zu der Fundamentalwellenfrequenzkomponente harmonische Wellen wie beispielsweise eine fünfte Ordnung, eine siebte Ordnung, eine elfte Ordnung und eine dreizehnte Ordnung von harmonischen Wellen. Daher treten durch die harmonischen Komponenten verursachte Strompulsierungen auf.
3A stellt die tatsächliche Stromwellenform und die bei dem ersten Abtastzeitpunkt detektierte Stromwellenform dar, wenn das Frequenzverhältnis gleich 18 ist, was zu einem Zustand gehört, wobei beispielsweise die Drehgeschwindigkeit des Motors 1 gering ist. Wie in 3A gezeigt, wenn das Frequenzverhältnis relativ groß ist, zeigen die bei dem ersten Abtastzeitpunkt detektierten Stromwellenformen Id1, Iq1 einen geringen Aliasingeffekt der Stromdetektion und der Durchschnittswert (Fundamentalwelle) des tatsächlichen Stroms und der Durchschnittswert (Fundamentalwelle) des Detektionsstroms sind in etwa identisch. Folglich gibt es keine Verschlechterung der Drehmomentgenauigkeit und der Motor kann mit hoher Genauigkeit betrieben werden.
3B beispielsweise stellt die tatsächliche Stromwellenform und die bei dem ersten Abtastzeitpunkt detektierte Stromwellenform dar, wenn das Frequenzverhältnis gleich 6 ist, was zu einem Zustand gehört, wobei die Drehgeschwindigkeit des Motors 1 hoch ist. Wie in 3B gezeigt, wenn das Frequenzverhältnis relativ klein ist, dann weisen die bei dem ersten Abtastzeitpunkt detektierten Stromwellenformen Id1, Iq1 einen Offset in dem Detektionsstrom auf, da das Auftreten von harmonischem Strompulsieren durch Aliasing einer Stromdetektion erzeugt wird. Folglich tritt eine Abweichung zwischen dem Durchschnittswert (Fundamentalwert) des tatsächlichen Stroms und dem Durchschnittswert (Fundamentalwelle) des Detektionsstroms auf und die Drehmomentgenauigkeit verschlechtert sich.
3C stellt die tatsächliche Stromwellenform und bei dem zweiten Abtastzeitpunkt detektierte Stromwellenformen Id2 Iq2 dar, wenn das Frequenzverhältnis gleich 6 ist, ähnlich zu 3B mit dem zweiten Abtastzeitpunkt, nach einem Detektieren des Stroms bei einem Zyklus, dargestellt in 2, wie oben beschrieben, werden die harmonischen Komponenten durch Durchlassen durch einen Tiefpassfilter entfernt. Die Stromwellenformen Id2, Iq2 und der Durchschnittswert (Fundamentalwelle) des tatsächlichen Stroms fallen im Wesentlichen zusammen.
Folglich ist es in einem Betriebszustand, bei welchem das Frequenzverhältnis relativ klein ist, durch Verwenden der bei dem zweiten Abtastzeitpunkt detektierten Stromwellenformen Id2, Iq2 möglich den Motor 1 genau zu betreiben, ohne eine Verschlechterung in der Drehmomentgenauigkeit.
4 ist ein Diagramm, welches die Amplituden- und Phaseneigenschaften mit Bezug zu der Abschnittsfrequenz des Tiefpassfilters in der Motorsteuervorrichtung gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt. Insbesondere stellt 4 ein Beispiel der Amplituden- und Phasenbeziehungen von verschiedenen Ordnungen mit Bezug zu Abschnittsfrequenzen von 3 Typen dar. Hier werden die Eigenschaften durch Einstellen der Abtastfrequenz auf 18 mal die Inverterausgabefrequenz berechnet.
Wenn die Abschnittsfrequenz klein ist, beispielsweise f_cut1, ist der Dämpfungsbetrag mit Bezug zu dem harmonischen Komponentenstrom wie beispielsweise des sechsten Ordnungsstroms groß und das Auftreten von Aliasing in dem durch den Detektionsstromprozessor 13 verarbeiteten Strom wird verhindert.
Weiterhin, wenn die Abschnittsfrequenz ein Wert gleich f_cut2 oder f_cut3 ist, welche größer als f_cut1 sind, dann ist die Dämpfung des harmonischen Komponentenstroms relativ klein und der in den Detektionsstromprozessor 13 eingegebene Strom umfasst durch die harmonischen Komponenten verursachtes Strompulsieren. Mit anderen Worten, wenn der Zyklus zum Ausführen einer Stromdetektion im Vergleich zu dem Strompulsieren lang ist, tritt Aliasing in dem durch den Detektionsstromprozessor 13 verarbeiteten Strom auf.
Folglich wird der in dem zweiten Berechnungszyklus verwendete Tiefpassfilter auf eine Abschnittsfrequenz eingestellt, welche den harmonischen Komponentenstrom dämpft.
5 ist ein Blockdiagramm, welches einen Bereich zum Verarbeiten bei einem ersten Berechnungszyklus und einen Bereich zum Verarbeiten bei einem zweiten Berechnungszyklus von der Dreiphasen-Stromdetektion zu der Spannungsbefehlsausgabe in der Motorsteuervorrichtung gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
Insbesondere stellt 5 ein Blockdiagramm zum Ausführen einer Steuerverarbeitung mittels eines ersten Berechnungszyklus und eines zweiten Berechnungszyklus mit einem kürzeren Zyklus als dem ersten Berechnungszyklus dar.
Der Detektionsstromprozessor 13 weist einen Hochpassfilter 13a auf und entnimmt AC-Komponenten HPF(Ida1), HPF(Iq1) als Stromwerte, welche harmonische Komponenten sind, durch Verwenden des Hochpassfilters 13a zum Filtern der bei dem ersten Abtastzeitpunkt detektierten Ströme Id1, Iq1. Bei der ersten Ausführungsform wird ein primärer Hochpassfilter als ein Hochpassfilter 13a verwendet, allerdings können positive Effekte erhalten werden, selbst wenn ein Bandsperrfilter verwendet wird.
Weiter erfasst der Detektionsstromprozessor 13 die Ströme Id2, Iq2, welche bei dem zweiten Abtastzeitpunkt detektiert sind und als Fundamentalwellenkomponenten entnommen sind. Der Detektionsstromprozessor 13 berechnet den d-Achsen Steuerstrom Id und den q-Achsen Steuerstrom Iq auf Basis der nachfolgenden Gleichungen (3). [Gleichung 3]
Durch die Konfiguration in 5 kann der Detektionsstromprozessor 13 den Durchschnittswert des tatsächlichen Stroms (Fundamentalwellenkomponente) und des Stroms, welcher die in der Rotorposition synchronisierten harmonischen Komponenten umfasst, als die Steuerströme Id und Iq detektieren. Im Ergebnis davon ist es möglich eine Drehmomentgenauigkeit sicherzustellen, durch Verhindern des Auftretens eines durch Aliasing verursachten Niederfrequenz-Foldback-Rauschens, ebenso durch Erzielen einer stabilen Steuerungsleistung mit Bezug zu Umgebungsschwankungen wie beispielsweise Winkelfehler, Versorgungsspannung-Welligkeiten und so weiter.
Zusätzlich ist der Bereich zum Verarbeiten bei dem zweiten Berechnungszyklus auf den Stromdetektor 10, den Dreiphasen/dq-Achsenkoordinaten-Konverter 11 und den Tiefpassfilter 12 beschränkt, welche durch den gestrichelten Rahmen in dem unteren Abschnitt von 5 umgeben sind. Folglich ist es möglich eine Zunahme in der von dem Mikrocomputer benötigten Berechnungsverarbeitungskapazität zu minimieren.
Wie oben beschrieben, entsprechend der ersten Ausführungsform ist es möglich eine einfache Konfiguration bereitzustellen, wobei die mit der Rotorposition synchronisierten harmonischen Komponenten durch den ersten Berechnungszyklus entnommen werden und weiter eine Fundamentalwellenkomponente auf der Basis des zweiten Berechnungszyklus entnommen werden kann, welche kürzer als der erste Berechnungszyklus ist, und der Steuerstrom aus beiden Komponenten erzeugt werden kann. Im Ergebnis davon ist es möglich eine Drehmomentgenauigkeit durch Verhindern des Auftretens eines durch Aliasing verursachten Niederfrequenz-Foldback-Rauschens sicherzustellen, ohne die Verarbeitungskapazität des Mikrocomputers unnötig zu erhöhen, ebenso durch Erzielen einer stabilen Steuerleistung mit Bezug zu Umgebungsschwankungen wie beispielsweise Winkelfehler, Versorgungsspannung-Wirklichkeiten und so weiter.
Zweite Ausführungsform
6 ist ein Blockdiagramm, welches die interne Konfiguration des Detektionsstromprozessors 13 in einer Motorsteuervorrichtung entsprechend einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt. Der Detektionsstromprozessor 13 entnimmt die AC-Komponenten von bei dem ersten Berechnungszyklus berechneten Id1, Iq1 über den Hochpassfilter 13a und multipliziert diese dann mit einem vorbestimmten Koeffizienten K in einer Multipliziereinheit 13b.
Hierbei kann sich der Koeffizient K entsprechend der Drehgeschwindigkeit, einem Drehmomentwert und einer Spannung verändern. Durch Variieren des Koeffizienten K ist es möglich die harmonischen Komponenten einer niedrigen Ordnung, welche entsprechend dem Betriebszustand des Motors unterschiedlich sind, geeignet zu kompensieren.
Andererseits sind die bei dem zweiten Berechnungszyklus berechneten Ströme Id2, Iq2 Fundamentalwellenkomponenten, von welchen harmonische Komponenten über den Tiefpassfilter 12, oben in 5 gezeigt, entfernt wurden. Daher berechnet der Detektionsstromprozessor 13 entsprechend der zweiten Ausführungsform die Steuerströme Id, Iq auf der Basis der nachfolgenden Gleichungen (4). [Gleichung 4]
Im Vergleich zu der obigen ersten Ausführungsform unterscheidet sich der Detektionsstromprozessor 13 entsprechend der zweiten Ausführungsform darin, dass die Id1, Iq1 Signale mit einem Koeffizienten K multipliziert werden, nach einer Verarbeitung durch den Hochpassfilter, und ist in den anderen Gesichtspunkten identisch. Folglich werden die Konfiguration und die Verarbeitung, welche in der ersten Ausführungsform beschrieben sind, hier nicht weiter beschrieben.
Entsprechend der zweiten Ausführungsform, wie oben beschrieben, wird eine Konfiguration bereitgestellt, bei welcher die harmonischen Komponenten einer niedrigen Ordnung zuverlässig entsprechend dem Betriebszustand des Motors kompensiert werden, im Vergleich zu der ersten Ausführungsform. Im Ergebnis ist es möglich ähnliche positive Effekte wie bei der ersten Ausführungsform zu erhalten, wobei es ebenso möglich ist, die Steuerstabilität weiter zu verbessern, falls ein Winkelfehler bei dem Drehmelder überlagert ist.
Dritte Ausführungsform
7 ist ein Blockdiagramm, welches einen Bereich zum Verarbeiten bei einem ersten Berechnungszyklus und einem Bereich zum Verarbeiten bei einem zweiten Berechnungszyklus von der Dreiphasen-Stromdetektion zu der Spannungsbefehlsausgabe in einer Motorsteuervorrichtung gemäß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
Im Vergleich zu der Konfiguration in 5 entsprechend der ersten Ausführungsform, unterscheiden sich die Konfiguration in 7 entsprechend der dritten Ausführungsform darin, dass der zweite Berechnungszyklus ein beliebiger Zyklus ist und weiterhin der Tiefpassfilter 12 nicht vorgesehen ist.
Weiterhin ist 8 ein Blockdiagramm mit einer unterschiedlichen Konfiguration zu 7, welches den Bereich zum Verarbeiten bei dem ersten Berechnungszyklus und den Bereich zum Verarbeiten bei dem zweiten Berechnungszyklus von der Dreiphasen-Stromdetektion zu der Spannungsbefehlsausgabe in der Motorsteuervorrichtung gemäß der dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
Im Vergleich zu der Konfiguration in 5 entsprechend der ersten Ausführungsform unterscheidet sich die Konfiguration in 8 entsprechend der dritten Ausführungsform darin, dass der zweite Berechnungszyklus ein beliebiger Zyklus ist. Folglich sind die Konfigurationen in 7 und 8 entsprechend der dritten Ausführungsform in Anbetracht der Tatsache, dass der zweite Berechnungszyklus ein beliebiger Zyklus ist, identisch und unterscheiden sich lediglich in Bezug auf das Vorhandensein oder Abwesendsein des Tiefpassfilters 12.
9 zeigt eine schematische Ansicht eines Abtastprozesses des Stromdetektors 10 in der Motorsteuervorrichtung gemäß der dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Wie in 9 gezeigt wird der zweite Abtastzeitpunkt entsprechend der dritten Ausführungsform auf zumindest einmal während des ersten Berechnungszyklus eingestellt. Folglich führt der Stromdetektor 10 eine Stromdetektionsverarbeitung bei einem beliebigen Zyklus entsprechend diesem zweiten Abtastzeitpunkt aus.
Hierbei werden die Stromwerte, welche bei dem zweiten Abtastzeitpunkt detektiert werden und der Dreiphasen/dq-Achsen Umwandlungsverarbeitung unterzogen wurden, als Id2 und Iq2 angenommen. 7 gehört zu einer Konfiguration, wobei das Signal nach einer Dreiphasen/dq-Achsen-Umwandlungsverarbeitung direkt in den Detektionsstromprozessor 13 eingegeben wird, und 8 gehört zu einer Konfiguration, wobei das Signal, welches einer Dreiphasen/dq-Achsen Umwandlungsverarbeitung unterzogen wurde und dann durch den Tiefpassfilter 12 durchgelassen wurde, in den Detektionsstromprozessor 13 eingegeben wird.
Die Konfigurationen in 7 und 8 können ein Aliasing verhindern, während die Anzahl von Stromdetektionen beschränkt wird, und ebenso eine Zunahme in der Verarbeitungslast verhindern, im Vergleich zu der Konfiguration der oben beschriebenen ersten Ausführungsform.
Weiter kann die Konfiguration in 7 eine Zunahme in der Verarbeitungslast in Bezug auf die erste Ausführungsform verhindern, da der Tiefpassfilter in dem zweiten Berechnungszyklus nicht notwendig ist.
Andererseits ist die Konfiguration in 8 geeignet einen durch Aliasing verursachten Stromfehler weiter zu reduzieren, aufgrund des Hinzufügens eines Tiefpassfilters zu der Konfiguration in 7.
Die dritte Ausführungsform unterscheidet sich von der ersten Ausführungsform darin, dass der zweite Berechnungszyklus beliebig ist, und ist unter anderen Gesichtspunkten identisch. Folglich werden die Konfiguration und die Verarbeitung, welche in der ersten Ausführungsform beschrieben sind, hier nicht weiter beschrieben.
Entsprechend der dritten Ausführungsform, wie oben beschrieben, wird eine Konfiguration bereitgestellt, welche die Anzahl von Detektionen beschränkt, durch Einstellen des Zeitpunkts zum Ausführen einer Stromdetektion innerhalb des zweiten Berechnungszyklus als beliebig. Im Ergebnis davon ist es möglich ähnliche positive Effekte wie in der ersten Ausführungsform zu erzielen und ebenso die Anzahl von Stromdetektionen zu beschränken und eine Zunahme in der Verarbeitungslast zu verhindern. Weiterhin ist es möglich eine Zunahme in der Verarbeitungslast durch Entfernen des Tiefpassfilters in der Verarbeitung bei dem zweiten Berechnungszyklus zu verhindern.
In den oben beschriebenen ersten bis dritten Ausführungsformen ist es möglich die Verarbeitungsserien von dem Stromdetektor 10 zu dem PWM-Signalgenerator 19 durch Mittel eines Computers zu erzielen. Darüber hinaus ist es ebenso möglich eine unabhängige Hardwarekonfiguration mit Bezug zu dem Tiefpassfilter 12 und dem Hochpassfilter 1 a zu verwenden und die Verarbeitung kann ebenso durch eine Berechnungsverarbeitung in einer Steuereinheit erzielt werden.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
Zitierte Patentliteratur

JP 2011-83068 [0002]

Claims

Eine Motorsteuervorrichtung, umfassend: einen Inverter (2), welcher zwischen einem Gleichstrom und einem Wechselstrom umwandelt; einen Motor (1), welcher mit einer Ausgangsseite des Inverters (2) verbunden ist und durch Anlegen einer Wechselspannung betrieben wird; einen Stromsensor (3), welcher einen Wechselstrom in dem Inverter (2) detektiert; und eine Steuereinheit, welche eine Stromdetektion mit Bezug zu einem Ausgangssignal von dem Stromsensor (3) zu zwei unterschiedlichen Abtastzeitpunkten ausführt, einen Rückkopplungsstromwert auf der Basis eines Ergebnisses der Stromdetektion erzeugt und den Inverter (2) derart steuert, dass der Rückkopplungsstromwert mit einem Stromsollwert übereinstimmt, wobei die Steuereinheit umfasst einen Stromdetektor (10), für welchen ein erster Abtastzeitpunkt und ein zweiter Abtastzeitpunkt mit einem kürzeren Detektionszyklus als der erste Abtastzeitpunkt als die zwei unterschiedlichen Abtastzeitpunkte vorab eingestellt sind und welcher als das Ergebnis der Stromdetektion einen ersten Stromdetektionswert basierend auf dem ersten Abtastzeitpunkt und einen zweiten Stromdetektionswert basierend auf dem zweiten Abtastzeitpunkt sequentiell ausgibt, einen Koordinaten-Konverter (11), welcher Koordinaten des als drei Phasen detektierten, ersten Stromdetektionswerts in einen ersten d-Achsen-Stromwert und einen ersten q-Achsen-Stromwert umwandelt und Koordinaten des als drei Phasen detektierten, zweiten Stromdetektionswerts in einen zweiten d-Achsen-Stromwert und einen zweiten q-Achsen-Stromwert umwandelt, und einen Detektionsstromprozessor (13), welcher den Rückkopplungsstromwert für die d-Achse und die q-Achse erzeugt durch Verwenden des ersten d-Achsen-Stroms und des zweiten d-Achsen-Stroms zum Berechnen eines d-Achsen-Rückkopplungsstromwerts und Verwenden des ersten q-Achsen-Stroms und des zweiten q-Achsen-Stroms zum Berechnen eines q-Achsen-Rückkopplungsstromwerts.
Motorsteuervorrichtung gemäß Anspruch 1, wobei der bei dem Stromdetektor (10) verwendete zweite Abtastzeitpunkt vorab auf nicht mehr als 1/2 eines Trägerzyklus eingestellt ist.
Motorsteuervorrichtung gemäß Anspruch 1 oder 2, wobei die Steuereinheit weiter einen Tiefpassfilter (12) umfasst, welcher einen Filterprozess zum Durchlassen einer Niederfrequenzkomponente des zweiten d-Achsen-Stromwerts und des zweiten q-Achsen-Stromwerts ausführt, deren Koordinaten durch den Koordinaten-Konverter (11) umgewandelt wurden; und der Detektionsstromprozessor (13) den Rückkopplungsstromwert durch Verwenden des zweiten d-Achsen-Stromwerts und des zweiten q-Achsen-Stromwerts, welche dem Filterprozess durch den Tiefpassfilter (12) unterzogen wurden, erzeugt.
Motorsteuervorrichtung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei der Stromdetektor (10) den zweiten Stromdetektionswert durch ein zufälliges zumindest einmaliges Auswählen des zweiten Abtastzeitpunkts innerhalb des durch den ersten Abtastzeitpunkt bestimmten Detektionszyklus ausgibt.
Motorsteuervorrichtung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei die Steuereinheit weiter einen Hochpassfilter (13a) umfasst, welcher einen Filterprozess zum Durchlassen einer Hochfrequenzkomponente des ersten d-Achsen-Stromwerts und des ersten q-Achsen-Stromwerts ausführt, deren Koordinaten durch den Koordinaten-Konverter (11) umgewandelt wurden; und der Detektionsstromprozessor (13) den Rückkopplungsstromwert durch Verwenden des ersten d-Achsen-Stromwerts und des ersten q-Achsen-Stromwerts, welche dem Filterprozess durch den Hochpassfilter (13a) unterzogen wurden, erzeugt.
Motorsteuervorrichtung gemäß Anspruch 5, wobei der Detektionsstromprozessor (13) den Rückkopplungsstromwert erzeugt durch Verwenden eines Werts, welcher durch Multiplizieren, mit einem vorbestimmten Koeffizienten, des ersten d-Achsen-Stromwerts und des ersten q-Achsen-Stromwerts erhalten ist, welche dem Filterprozess durch den Hochpassfilter (13a) unterzogen wurden.
Motorsteuervorrichtung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 6, wobei der Detektionsstromprozessor (13) den d-Achsen-Rückkopplungsstromwert durch Ermitteln einer Summe oder einer Differenz des ersten d-Achsen-Stroms und des zweiten d-Achsen-Stroms berechnet und den q-Achsen-Rückkopplungsstromwert durch Ermitteln einer Summe oder einer Differenz des ersten q-Achsen-Stroms und des zweiten q-Achsen-Stroms berechnet.
Motorsteuervorrichtung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 7, wobei, wenn die Steuereinheit den Inverter (2) mittels eines PWM Signals steuert, der bei dem Stromdetektor (10) verwendete erste Abtastzeitpunkt länger als ein Berechnungszyklus zum Erzeugen des PWM Signals eingestellt ist.
Ein Motorsteuerverfahren, welches in einer Motorsteuervorrichtung ausgeführt wird, welche ein Schalten eines Inverters (2) derart steuert, dass ein auf der Basis eines Detektionsergebnisses eines von einem Inverter (2) zu einem Motor (1) zugeführten Drei-Phasen-Wechselstrom erzeugten Rückkopplungsstromwert mit einem Stromsollwert übereinstimmt, wobei das Verfahren umfasst: einen ersten Schritt zum Detektieren eines drei Phasen umfassenden ersten Stromdetektionswerts als das Detektionsergebnis des Drei-Phasen-Wechselstroms durch Verwenden eines ersten Abtastzeitpunkts; einen zweiten Schritt zum Detektieren eines drei Phasen umfassenden zweiten Stromdetektionswerts als das Detektionsergebnis des Drei-Phasen-Wechselstroms durch Verwenden eines zweiten Abtastzeitpunkts, welcher als ein kürzerer Detektionszyklus als der erste Abtastzeitpunkt eingestellt ist; einen dritten Schritt zum Umwandeln von Koordinaten des in dem ersten Schritt detektierten ersten Stromdetektionswerts in einen ersten d-Achsen-Stromwert und einen ersten q-Achsen-Stromwert; einen vierten Schritt zum Umwandeln von Koordinaten des in dem zweiten Schritt detektierten zweiten Stromdetektionswerts in einen zweiten d-Achsen-Stromwert und einen zweiten q-Achsen-Stromwert; einen fünften Schritt zum Erzeugen des Rückkopplungsstromwerts in Bezug auf die d-Achse durch Berechnen eines d-Achsen-Rückkopplungsstromwerts mittels des in dem dritten Schritt detektierten, ersten d-Achsen-Stroms und des in dem vierten Schritt detektierten, zweiten d-Achsen-Stroms; und einen sechsten Schritt zum Erzeugen des Rückkopplungsstromwerts in Bezug auf die q-Achse durch Berechnen eines q-Achsen-Rückkopplungsstromwerts mittels des in dem dritten Schritt detektierten, ersten q-Achsen-Stroms und des in dem vierten Schritt detektierten, zweiten q-Achsen-Stroms.