CN107248828A - 电动机控制装置及电动机控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明的电动机控制装置抑制因混叠引起的低频返送噪音的产生，确保转矩精度，并且确保对于角度误差、电源电压脉动等环境变动的控制稳定性。构成为包括：电流检测器(10)，该电流检测器(10)在基于从逆变器(2)提供给电动机(1)的3相交流电流的检测结果来生成反馈电流值时，生成基于第1采样定时的第1电流检测值、及基于比第1采样定时要短的第2采样定时的第2电流检测值；坐标转换器(11)，该坐标转换器(11)将第1电流检测值及第2电流检测值分别坐标转换成qd轴；及检测电流处理器(13)，该检测电路处理器(13)根据坐标转换结果来生成反馈电流值。

Description

电动机控制装置及电动机控制方法

技术领域

本发明涉及利用逆变器来控制永磁体同步电动机、感应电动机、磁阻电动机等交流电动机的电动机控制装置及电动机控制方法

背景技术

作为控制交流电动机的方法，已知有如下现有技术：将交流电动机中流过的电流值的检测结果转换成旋转坐标系上的2轴分量并进行控制运算，控制从逆变器施加到电动机的电压(例如参照专利文献1)。

具体而言，该现有技术按照以下的步骤来进行控制。

·将由设置于逆变器的3相交流侧的电流传感器检测出的电流值转换成与电动机转子位置同步的旋转坐标系上的2轴分量即d轴分量电流(磁通分量电流)和q轴分量电流(转矩分量电流)。

·控制从逆变器施加到电动机的电压，使得转换后的d轴分量电流、q轴分量电流与根据转矩指令计算出的d轴电流指令、q轴电流指令一致。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利特开2011-83068号公报

发明内容

发明所要解决的技术问题

然而，现有技术存在如下问题。

在进行这种控制时，使用微型计算机(以下称为微机)等，基于检测周期对3相电流进行采样，利用微机进行离散类的运算处理。微机在电流控制的1个周期中检测1次电流，根据与电流指令值的偏差来进行反馈控制。此处，为了正确检测电流，需要将采样周期设为相对于检测信号的周期的1/2以下。

在利用微机进行的离散类的运算处理中，若采样周期比1/2要长，则有可能产生在实际信号中不存在的低频的返送噪音。以下，将该现象称为混叠。此外，若为了提高电流检测的精度而缩短控制周期，则微机的处理负荷增大。因而，电流控制周期设为微机进行运算的处理能力不会超过上限的值，根据电动机的运转状况来设定。

电动机中流过的3相电流中包含有基本波频率分量，及基本波频率的5次、7次、11次、13次分量等高频分量。例如，在电动机的转速较高的状态下，3相电流中流过的电流脉动的周期接近检测电流的处理周期。

在这种状态下，存在因电流检测的混叠导致转矩精度(即，相当于实际转矩与转矩指令的偏差)劣化的问题。

为了解决因电流检测误差导致转矩精度劣化的问题，需要高精度地提取电流的基本波分量。作为这种方法，有在电流控制的1个周期内进行数次电流检测的电流过采样方式、或者在电流控制的1个周期内以与上一周期中进行检测的定时不同的方式检测电流的随机采样方式。

如上所述，电流控制中，利用通过坐标转换来计算检测电流值或电压指令值的方法。在坐标转换器中，根据检测出的3相电流值(Iu、Iv、Iw)和基准相位，来生成2轴分量电流(Id、Iq)。同样地，根据电压指令值(Vd、Vq)和基准相位，来生成3相电压指令(Vu、Vv、Vw)。在大多数情况下，2轴分量电流及3相电压指令以基于电流控制周期的运算周期来进行处理。

另一方面，在使用电流过采样方式或随机采样方式并通过坐标转换来计算的情况下，进行电流检测的定时与电流控制周期不对应。因此，用于坐标转换的角度在2轴分量电流的生成(Iu、Iv、Iw→Id、Iq)和3相电压指令的生成(Vd、Vq→Vu、Vv、Vw)中不同。

此处，假定在电动机的转子位置检测中使用旋转变压器等，检测出的角度偏离实际的旋转角，误差周期性变化的情况。

至此为止的基于电流控制周期的坐标转换中，与角度的误差相对应，电流控制的比例项以抵消角度误差的方式进行动作。其结果是，可对因周期性变化的角度误差引起的积分项的变动部分进行补偿，抑制对控制性的影响。

另一方面，在电流过采样方式或随机采样方式中，进行电流检测的定时与电流控制周期不同，因此，在电流控制的比例项中，难以补偿因角度误差引起的变动部分。在此影响下，电动机的控制稳定性下降，其结果是，存在消耗电流增大等问题。这种问题不限于角度误差，对于电源电压脉动等变动也同样产生。

此外，若角度误差重叠，则由电流传感器检测出的相电流向正侧、负侧偏移。然后，与电动机转子位置信息同步的d轴分量电流及q轴分量电流产生包含因偏移电流引起的低次谐波分量电流的电流脉动。

在以往的过采样方式中，出于混叠对策，进行通过截止频率较低的低通滤波器来去除高频分量的处理。然而，若使用截止频率较低的低通滤波器，则低次谐波分量的相位偏差变大，存在控制性恶化的问题。

本发明是为了解决上述问题而完成的，其目的在于获得一种电动机控制装置及电动机控制方法，该电动机控制装置及电动机控制方法可在抑制运算处理负荷的增加的基础上，抑制因混叠引起的低频返送噪音的产生，确保转矩精度，并且确保对于角度误差、电源电压脉动等环境变动的控制稳定性。

解决技术问题的技术方案

本发明所涉及的电动机控制装置包括：逆变器，该逆变器进行直流/交流转换；电动机，该电动机与逆变器的输出侧相连接，通过施加交流电压来驱动；电流传感器，该电流传感器检测逆变器的交流电流；及控制器，该控制器以不同的2个采样定时对电流传感器的输出信号进行电流检测，基于电流检测结果，生成反馈电流值，并控制逆变器，使得反馈电流值与电流指令值一致，其中，控制器构成为包含：电流检测器，该电流检测器预先设定第1采样定时、具有比第1采样定时要短的检测周期的第2采样定时，以作为不同的2个采样定时，并依次输出基于第1采样定时的第1电流检测值和基于第2采样定时的第2电流检测值，以作为电流检测结果；坐标转换器，该坐标转换器将作为3相检测出的第1电流检测值坐标转换为第一d轴电流值和第一q轴电流值，将作为3相检测出的第2电流检测值坐标转换为第二d轴电流值和第二q轴电流值；及检测电流处理器，该检测电流处理器使用第一d轴电流和第二d轴电流来计算d轴反馈电流值，使用第一q轴电流和第二q轴电流来计算q轴反馈电流值，从而生成作为d轴及q轴的反馈电流值。

此外，本发明所涉及的电动机控制方法在电动机控制装置中执行，该电动机控制装置对逆变器进行开关控制，使得基于从逆变器提供给电动机的3相交流电流的检测结果而生成的反馈电流值与电流指令值一致，其中，包括：第1步骤，该第1步骤中，对于3相交流电流的检测结果，使用第1采样定时，检测由3相构成的第1电流检测值；第2步骤，该第2步骤中，对于3相交流电流的检测结果，使用设定作为比第1采样定时要短的检测周期的第2采样定时，检测由3相构成的第2电流检测值；第3步骤，该第3步骤中，将第1步骤中检测出的第1电流检测值坐标转换为第一d轴电流值和第一q轴电流值；第4步骤，该第4步骤中，将第1步骤中检测出的第2电流检测值坐标转换为第二d轴电流值和第二q轴电流值；第5步骤，该第5步骤中，使用第3步骤中检测出的第一d轴电流和第4步骤中检测出的第二d轴电流，计算d轴反馈电流值，并生成与d轴相关的反馈电流值；及第6步骤，该第6步骤中，使用第3步骤中检测出的第一q轴电流和第4步骤中检测出的第二q轴电流，计算q轴反馈电流值，并生成与q轴相关的反馈电流值。

发明效果

根据本发明，具有如下简单结构：利用第1运算周期，提取与转子位置同步的高次谐波分量，并利用比第1运算周期要短的第2运算周期，提取基本波分量，可根据两分量来生成反馈电流值。其结果是，可获得一种电动机控制装置及电动机控制方法，该电动机控制装置及电动机控制方法可在抑制运算处理负荷的增加的基础上，抑制因混叠引起的低频返送噪音的产生，确保转矩精度，并且确保对于角度误差、电源电压脉动等环境变动的控制稳定性。

附图说明

图1是表示本发明实施方式1所涉及的电动机控制装置的结构的框图。

图2是示意性表示本发明实施方式1所涉及的电动机控制装置中的电流检测器的采样处理的图。

图3是表示本发明实施方式1所涉及的电动机控制装置中变更了电流检测定时时电动机中流过的电流的测定结果的说明图。

图4是表示本发明实施方式1所涉及的电动机控制装置中的低通滤波器的特性的图。

图5是表示本发明实施方式1所涉及的电动机控制装置中从3相电流检测到电压指令输出为止的、第1运算周期中进行处理的范围和第2运算周期中进行处理的范围的框图。

图6是表示本发明实施方式2所涉及的电动机控制装置中的检测电流处理器的内部结构的框图。

图7是表示本发明实施方式3所涉及的电动机控制装置中从3相电流检测到电压指令输出为止的、第1运算周期中进行处理的范围和第2运算周期中进行处理的范围的框图。

图8是表示本发明实施方式3所涉及的电动机控制装置中从3相电流检测到电压指令输出为止的、第1运算周期中进行处理的范围和第2运算周期中进行处理的范围且具有与图7不同的结构的框图。

图9是示意性表示本发明实施方式3所涉及的电动机控制装置中的电流检测器的采样处理的图。

具体实施方式

下面，使用附图，对本发明的电动机控制装置及电动机控制方法的优选实施方式进行说明。

实施方式1

图1是表示本发明实施方式1所涉及的电动机控制装置的结构的框图。本实施方式1所涉及的电动机控制装置及电动机控制方法不仅可适用于电动汽车、混合动力汽车的电动机，还可适用于使用了其它所有种类的电动机的驱动系统。

图1中，电动机1利用进行直流/交流转换的逆变器2进行供电、驱动。在逆变器2的交流侧设置有检测3相电流的电流传感器3。在逆变器2的直流侧连接有直流电源4。此外，电动机1连接有转子位置检测器5。

电流检测器10以不同的检测周期(第1采样定时及第2采样定时)检测电流传感器3的输出信号。3相/dq轴坐标转换器11读取转子位置检测器5的输出信号及电流检测器10的输出信号，以作为输入信号。

检测电流处理器13读取3相/dq轴坐标转换器11的输出信号，以作为输入信号。dq轴/3相坐标转换器17读取将由d轴电流控制器14运算出的d轴电压指令和非干扰项控制器16的输出值进行相加或相减后的值，以作为输入信号。同样，dq轴/3相坐标转换器17读取将由q轴电流控制器15运算出的q轴电压指令值和非干扰项控制器16的输出值进行相加或相减后的值，以作为输入信号。

此外，dq轴/3相坐标转换器17读取经由提前角修正18对转子位置检测器5的输出信号修正了控制延迟后的信号，以作为输入信号。另外，dq轴/3相坐标转换器17也可不经由提前角修正18，而直接读取转子位置检测器5的输出信号。以下的说明中，对使用提前角修正18的情况进行说明。

PWM信号生成器19基于dq轴/3相坐标转换器17的输出信号，生成用于驱动逆变器2的PWM信号。通过这样的一连串处理，从而控制电动机1。

下面，对图1的各结构进行详细说明。电动机1由永磁体同步电动机、感应电动机、磁阻电动机等3相交流电动机构成。永磁体同步电动机的转子中使用的永磁体使用钕等稀土类磁体。另外，永磁体也可为钐钴磁体、铁氧体磁体等其它磁体。

逆变器2例如使用6个功率开关元件(例如Insulated Gate Bipolar Transistor绝缘栅双极型晶体管：IGBT等)和与这些功率开关元件并联连接的二极管来构成。逆变器2在被提供有由平滑电容器平滑化后得到的直流电压时，基于来自PWM信号生成器19的输出信号，将直流电压转换成交流电压，并驱动作为交流电动机的电动机1。

电流传感器3检测从作为功率转换器的逆变器2提供给电动机1的3相交流电流。该电流传感器3至少设置于2相即可，电流检测器10可设3相之和为零，通过运算来求出剩余一相的电流。由电流传感器3检测出并由电流检测器10运算得到的3相电流被输入到3相/dq轴坐标转换器11。

直流电源4由铅蓄电池、镍氢或锂离子等充电电池构成。另外，也可采用进一步连接DC/DC转换器的结构，该DC/DC转换器将直流电源4的输出电压进行升降压并提供给逆变器。

作为转子位置检测器5，使用旋转变压器、编码器、霍尔元件等。转子位置检测器5与电动机1的转轴连接，基于转子位置生成旋转角信息，向3相/dq轴坐标转换器11和提前角修正18输出旋转角信息。

电流检测器10以不同的2个以上的检测周期获取从电流传感器3输出的模拟信号，并转换成数字数据。例如，第1采样定时设为载波周期，第2采样定时设为载波周期的几分之一。优选为，第2采样定时设为电动机中流过的高频分量电流(5次或7次)的1/2以下的周期。

3相/dq轴坐标转换器11基于下式(1)，将各采样定时中检测出的3相电流转换成与电动机转子位置同步的旋转坐标系上的2轴分量即d轴分量电流(磁通分量电流：Id)和q轴分量电流(转矩分量电流：Iq)。

[数学式1]

此处，将第1采样定时中进行了检测及处理的电流值设为第一d轴电流Id1及第一q轴电流Iq1。此外，将运算周期(检测周期)比第1采样定时短的第2采样定时中进行了检测及处理的电流值设为第二d轴电流Id2及第二q轴电流Iq2。

上式(1)所示的下标x表示各采样定时。具体而言，若表示关于第1采样定时，则设x＝1，

检测出的3相电流：Iu1、Iv1、Iw1

角度：θ1

2轴分量电流：Id1、Iq1。

检测电流处理器13使用第一d轴电流Id1和第二d轴电流Id2来计算d轴电流Id，使用第一q轴电流Iq1和第二q轴电流Iq2来计算q轴电流Iq。此处，由检测电流处理器13计算出的d轴电流Id相当于d轴反馈电流值，由检测电流处理器13计算出的q轴电流Iq相当于q轴反馈电流值。

d轴电流控制器14及q轴电流控制器15将从检测电流处理器13输出的二轴电流值即d轴电流Id、q轴电流Iq作为反馈电流值，以与根据转矩指令计算出的d轴电流指令Idref、q轴电流指令Iqref一致的方式进行PI控制(比例积分控制)，并输出d轴电压指令Vdref、q轴电压指令Vqref。

非干扰项控制器16以d轴电流Id、q轴电流Iq、旋转角频率ω为输入，通过下式(2)的运算，求出d轴补偿电压Vd_dcpl、q轴补偿电压Vq_dcpl并输出。另外，输入到非干扰项控制器16的电流值也可使用d轴电流指令Idref、q轴电流指令Iqref。

[数学式2]

另外，上式(2)中的各符号意味着以下内容。

Ld：d轴电感

Lq：q轴电感

永磁体磁通

dq轴/3相坐标转换器17分别读取将d轴电流控制器14的输出值和非干扰项控制器16的输出值进行相加或相减后的值、及将q轴电流控制器15的输出值和非干扰项控制器16的输出值进行相加或相减后的值以作为2轴电压指令值。此外，dq轴/3相坐标转换器17基于来自提前角修正18的旋转角信息，将2轴电压指令值转换成3相电压指令值，并输出到PWM信号生成器19。

提前角修正18对于由转子位置检测器5检测出的角度补偿电气角的获取延迟、电压指令的反映延迟。

PWM信号生成器19以来自dq轴/3相坐标转换器17的3相电压指令值为输入，生成用于驱动逆变器2的PWM信号。

在生成输出波形方面，优选与各相的3相电压指令进行比较的载波信号的频率尽可能高。然而，逆变器2的功率开关元件中，由于开关损耗增加，因此，根据使用的设备及电动机的运转状况，来设定载波频率。

在载波频率与逆变器输出频率之比(以下称为频率比)足够大的情况(例如，频率比为数10倍以上的情况)下，使用固定载波频率并变更输出频率的非同步PWM方式。

另外，关于非同步PWM的载波频率，可采用使平均载波频率固定并设定使载波频率宽度不规则地变动的随机载波的结构、或者也可采用根据逆变器输出频率来变更载波频率的结构等。

在逆变器输出频率变高的区域(例如频率比为21以下)中，开关损耗及微机计算的处理负载增加，因此，优选为频率比较小。然而，若频率比变小，则相对于逆变器输出电压，误差变大，因此，采用使载波频率同步的同步PWM方式，以使得逆变器输出电压的脉冲数和位置在正侧及负侧的半波相对于π/2及3π/2呈对称。

同步PWM方式大多将逆变器输出电压的周期中包含的脉冲数设定为载波周期的3的整数倍。例如，同步PWM方式使用同步9脉冲、同步6脉冲、同步3脉冲等。

图2是示意性表示本发明实施方式1所涉及的电动机控制装置中的电流检测器10的采样处理的图。具体而言，该图2示出由微机内的计数器等生成的载波波形和在第1采样定时及第2采样定时检测电流的定时。

第1采样定时将载波波形的“波谷－波峰－波谷”设定为一个周期，电流检测器10与载波的“波谷”的定时同步地检测电流。另外，第1采样定时也可将载波波形的“波峰－波谷－波峰”设定为一个周期，在此情况下，电流检测器10与载波的“波峰”的定时同步地检测电流。

第2采样定时相对于第1采样定时将检测周期设定得较短。例如，在将第2采样定时设为载波周期的1/3倍的情况下，电流检测器10以图2所示的周期检测电流。

图3是表示本发明实施方式1所涉及的电动机控制装置中变更了电流检测定时时电动机中流过的电流的测定结果的说明图。从图3(a)到图3(c)所示的波形以虚线表示将实际电流波形(连续值)进行3相/dq轴转换后得到的d轴分量电流Id及q轴分量电流Iq，以实线表示各采样定时中检测出的d轴分量电流及q轴分量电流。

电动机1中流过的3相电流中，除了基本波频率分量以外，还包含有5次、7次、11次、13次等高次谐波。因此，产生因高次谐波分量引起的电流脉动。

图3(a)表示例如相当于电动机1的转速较低的状态的、频率比为18的情况下的实际电流波形和第1采样定时中检测出的电流波形。如图3(a)所示，若频率比较大，则第1采样定时中检测出的电流波形Id1、Iq1中，电流检测的混叠(aliasing)的影响较小，实际电流的平均值(基本波)和检测电流的平均值(基本波)基本一致。因此，转矩精度不会劣化，能实现高精度的电动机驱动。

图3(b)表示例如相当于电动机1的转速较高的状态的、频率比为6的情况下的实际电流波形和第1采样定时中检测出的电流波形。如图3(b)所示，若频率比较小，则第1采样定时中检测出的电流波形Id1、Iq1中，因电流检测的混叠(aliasing)而导致产生高次谐波电流脉动，检测电流发生偏移。其结果是，实际电流的平均值(基本波)与检测电流的平均值(基本波)产生偏差，转矩精度劣化。

图3(c)表示与图3(b)同样设为频率比6的情况下的实际电流波形和第2采样定时中检测出的电流波形Id2、Iq2。第2采样定时中，在以之前的图2所示的周期检测电流之后，通过低通滤波器，去除高次谐波分量。电流波形Id2、Iq2与实际电流的平均值(基本波)基本一致。

因此，在频率比较小的运转状态下，通过利用第2采样定时中检测出的电流波形Id2、Iq2，从而不会使转矩精度劣化，能高精度地驱动电动机1。

图4是表示本发明实施方式1所涉及的电动机控制装置中的低通滤波器的振幅和相位相对于截止频率的特性的图。具体而言，该图4示出相对于3种截止频率，各次数的振幅、相位关系的一个示例。此处，设采样频率为逆变器输出频率的18倍来计算出特性。

在截止频率较小的f_cut1下，对于例如6次电流那样的高次谐波分量电流的衰减量较大，检测电流处理器13中处理后的电流中，抑制了混叠的产生。

此外，在比截止频率f_cut1要大的f_cut2及f_cut3下，高次谐波分量电流的衰减量较小，输入到检测电流处理器13的电流包含有因高次谐波分量而引起的电流脉动。即，在进行电流检测的周期相对于电流脉动较长的情况下，在由检测电流处理器13处理后的电流中产生混叠。

因此，第2运算周期中使用的低通滤波器设定为使高次谐波分量电流衰减的截止频率。

图5是表示本发明实施方式1所涉及的电动机控制装置中从3相电流检测到电压指令输出为止的、第1运算周期中进行处理的范围和第2运算周期中进行处理的范围的框图。具体而言，示出执行使用了第1运算周期和周期比第1运算周期短的第2运算周期的控制处理的框图。

检测电流处理器13具有高通滤波器13a，通过对第1采样定时中检测出的电流Id1、Iq1实施使用了高通滤波器13a的滤波处理，从而提取出交流分量HPF(Id1)、HPF(Iq1)，作为成为高次谐波分量的电流值。另外，本实施方式1中，作为高通滤波器13a，使用初级高通滤波器，但在使用带阻滤波器的情况下，也可获得同样的效果。

此外，检测电流处理器13获取第2采样定时中检测出且作为基本波分量提取出的电流Id2、Iq2。然后，检测电流处理器13基于下式(3)，计算d轴控制电流Id及q轴控制电流Iq。

[数学式3]

利用图5的结构，检测电流处理器13可检测出实际电流的平均值(基本波分量)和包含与转子位置同步的高次谐波分量的电流，以作为控制电流Id、Iq。其结果是，可抑制因混叠引起的低频返送噪音的产生，确保转矩精度，并且对于角度误差、电源电压脉动等环境变动也可实现稳定的控制性能。

此外，第2运算周期中处理的范围限定于图5的由下方的虚线框包围的电流检测器10、3相/dq轴坐标转换器11及低通滤波器12。因此，可将微机所需的运算处理能力的增加抑制在最低限度。

如上所述，根据实施方式1，具有如下简单结构：利用第1运算周期，提取与转子位置同步的高次谐波分量，并利用比第1运算周期短的第2运算周期，提取基本波分量，可根据两分量来生成控制电流。其结果是，可在无需将微机的处理能力增加至必要以上的情况下，抑制因混叠引起的低频返送噪音的产生，确保转矩精度，并且对于角度误差、电源电压脉动等环境变动可实现稳定的控制性能。

实施方式2

图6是表示本发明实施方式2所涉及的电动机控制装置中的检测电流处理器13的内部结构的框图。检测电流处理器13对于第1运算周期中运算出的Id1、Iq1，经由高通滤波器13a提取出交流分量之后，利用乘法器13b乘以预先设定的系数K。

此处，系数K也可根据转速、转矩值、电压进行变更。通过将系数K进行可变设定，从而可适当补偿在电动机的运转状态下不同的低次谐波分量。

另一方面，第2运算周期中计算出的电流Id2、Iq2为经由之前的图5所示的低通滤波器12去除高次谐波分量后的基本波分量。因而，本实施方式2中的检测电流处理器13基于下式(4)，计算控制电流Id、Iq。

[数学式4]

本实施方式2中的检测电流处理器13与之前的实施方式1的情况相比，不同点在于对Id1、Iq1的高通滤波处理后的信号乘以系数K，除此以外是相同的。因此，对于与之前的实施方式1中说明的结构、处理相同的结构、处理，省略说明。

如上所述，根据实施方式2，与之前的实施方式1相比，包括了能根据电动机运转状态来可靠地补偿低次谐波分量的结构。其结果是，可获得与之前的实施方式1相同的效果，并且在旋转变压器中重叠有角度误差的情况下，也可进一步提高控制稳定性。

实施方式3

图7是表示本发明实施方式3所涉及的电动机控制装置中从3相电流检测到电压指令输出为止的、第1运算周期中进行处理的范围和第2运算周期中进行处理的范围的框图。

与之前的实施方式1中的图5的结构相比，本实施方式3中的图7的结构的不同点在于，第2运算周期为随机周期，且未具备低通滤波器12。

此外，图8是表示本发明实施方式3所涉及的电动机控制装置中从3相电流检测到电压指令输出为止的、第1运算周期中进行处理的范围和第2运算周期中进行处理的范围且具有与图7不同的结构的框图。

与之前的实施方式1中的图5的结构相比，本实施方式3中的图8的结构的不同点在于，第2运算周期为随机周期。因此，本实施方式3中的图7和图8的结构在第2运算周期为随机周期这点上相同，仅在有无低通滤波器12上不同。

图9是示意性表示本发明实施方式3所涉及的电动机控制装置中的电流检测器10的采样处理的图。如图9所示，本实施方式3中的第2采样定时在第1运算周期期间至少随机地设置有1次。因此，电流检测器10按照这样的第2采样定时，以随机周期进行电流检测处理。

此处，将第2采样定时中检测出且进行3相/dq轴转换处理后的电流值设为Id2、Iq2。将3相/dq轴转换处理后的信号直接输入到检测电流处理器13的结构相当于图7，将在3相/dq轴转换处理后通过低通滤波器12后的信号输入到检测电流处理器13的结构相当于图8。

图7及图8的结构与之前的实施方式1的结构相比，可抑制电流检测次数，并抑制混叠，抑制处理负荷的增加。

此外，图7的结构无需第2运算周期的低通滤波器，因此，与之前的实施方式1相比，可进一步抑制处理负荷的增加。

另一方面，图8的结构是对图7的结构附加低通滤波器，因此，能进一步降低混叠导致的电流误差。

本实施方式3与之前的实施方式1的不同点在于将第2运算周期设为随机，除此以外是相同的。因此，对于与之前的实施方式1中说明的结构、处理相同的结构、处理，省略说明。

如上所述，根据实施方式3，具有使第2运算周期内进行电流检测的定时随机化并抑制检测次数的结构。其结果是，在抑制电流检测次数，抑制处理负荷的增加的基础上，可获得与之前的实施方式1同样的效果。此外，在第2运算周期的处理中，通过去除低通滤波器，可进一步抑制处理负荷的增加。

另外，在上述实施方式1～3中，可利用控制器来实现电流检测器10PWM信号生成器19为止的一连串处理。此外，关于低通滤波器12、高通滤波器13a，也可采用单独的硬件结构，此外，也可在控制器内利用运算处理来实现。

Claims (9)

1.一种电动机控制装置，其包括：

逆变器，该逆变器进行直流/交流转换；

电动机，该电动机与所述逆变器的输出侧相连接，通过施加交流电压来驱动；

电流传感器，该电流传感器检测所述逆变器的交流电流；及

控制器，该控制器以不同的2个采样定时对所述电流传感器的输出信号进行电流检测，基于电流检测结果，生成反馈电流值，并控制所述逆变器，使得所述反馈电流值与电流指令值一致，

该电动机控制装置的特征在于，

所述控制器构成为包含：

电流检测器，该电流检测器预先设定第1采样定时、及具有比所述第1采样定时要短的检测周期的第2采样定时，以作为所述不同的2个采样定时，并依次输出基于所述第1采样定时的第1电流检测值和基于所述第2采样定时的第2电流检测值，以作为所述电流检测结果；

坐标转换器，该坐标转换器将作为3相检测出的所述第1电流检测值来坐标转换为第一d轴电流值和第一q轴电流值，将作为3相检测出的所述第2电流检测值来坐标转换为第二d轴电流值和第二q轴电流值；及

检测电流处理器，该检测电流处理器使用所述第一d轴电流和所述第二d轴电流来计算d轴反馈电流值，使用所述第一q轴电流和所述第二q轴电流来计算q轴反馈电流值，从而生成作为d轴及q轴的所述反馈电流值。

2.如权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于，

所述电流检测器所使用的所述第2采样定时预先设定为载波周期的1/2以下的值。

3.如权利要求1或2所述的电动机控制装置，其特征在于，

所述控制器还包含低通滤波器，该低通滤波器实施使由所述坐标转换器进行坐标转换后得到的所述第二d轴电流值和所述第二q轴电流值的低频分量通过的滤波处理，

所述检测电流处理器利用由所述低通滤波器实施所述滤波处理后的第二d轴电流值及第二q轴电流值来生成所述反馈电流值。

4.如权利要求1至3中任一项所述的电动机控制装置，其特征在于，

所述电流检测器在由所述第1采样定时规定的检测周期内至少随机选择1次所述第2采样定时并输出第2电流检测值。

5.如权利要求1至4中任一项所述的电动机控制装置，其特征在于，

所述控制器还包含高通滤波器，该高通滤波器实施使由所述坐标转换器进行坐标转换后得到的所述第一d轴电流值和所述第一q轴电流值的高频分量通过的滤波处理，

所述检测电流处理器使用由所述高通滤波器实施所述滤波处理后的第一d轴电流值及第一q轴电流值来生成所述反馈电流值。

6.如权利要求5所述的电动机控制装置，其特征在于，

所述检测电流处理器使用对由所述高通滤波器实施所述滤波处理后的第一d轴电流值及第一q轴电流值乘以预先设定的系数后得到的值，来生成所述反馈电流值。

7.如权利要求1至6中任一项所述的电动机控制装置，其特征在于，

所述检测电流处理器通过将所述第一d轴电流和所述第二d轴电流相加或相减，来计算所述d轴反馈电流值，通过将所述第一q轴电流和所述第二q轴电流相加或相减，来计算所述q轴反馈电流值。

8.如权利要求1至7中任一项所述的电动机控制装置，其特征在于，

在所述控制器使用PWM信号来控制所述逆变器时，

所述电流检测器所使用的所述第1采样定时设定有比生成所述PWM信号的运算周期要长的值。

9.一种电动机控制方法，该电动机控制方法在电动机控制装置中执行，该电动机控制装置对逆变器进行开关控制，使得基于从所述逆变器提供给电动机的3相交流电流的检测结果而生成的反馈电流值与电流指令值一致，该电动机控制方法的特征在于，具有：

第1步骤，该第1步骤中，对于所述3相交流电流的检测结果，使用第1采样定时，检测由3相构成的第1电流检测值；

第2步骤，该第2步骤中，对于所述3相交流电流的检测结果，使用设定作为比所述第1采样定时要短的检测周期的第2采样定时，检测由3相构成的第2电流检测值；

第3步骤，该第3步骤中，将所述第1步骤中检测出的所述第1电流检测值来坐标转换为第一d轴电流值和第一q轴电流值；

第4步骤，该第4步骤中，将所述第2步骤中检测出的所述第2电流检测值来坐标转换为第二d轴电流值和第二q轴电流值；

第5步骤，该第5步骤中，使用所述第3步骤中检测出的所述第一d轴电流和所述第4步骤中检测出的所述第二d轴电流，计算d轴反馈电流值，并生成与d轴相关的所述反馈电流值；及

第6步骤，该第6步骤中，利用所述第3步骤中检测出的所述第一q轴电流和所述第4步骤中检测出的所述第二q轴电流，计算q轴反馈电流值，并生成与q轴相关的所述反馈电流值。