JP4911352B2 - 電動機制御装置及び制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、ＰＷＭパルスにより電動機に電力を供給するインバータ装置を備えた電動機制御装置及び制御方法に関する。

従来の電動機の制御装置は、電流指令値と電流検出値をサンプリングして操作量を演算する際、電流検出値に含まれる脈動成分の周期性を考慮し、電流指令値をサンプリングする周期よりも長い周期で電流検出値をサンプリングし、一方で、操作量の演算は、電流指令値のサンプリング周期に合わせて短い周期で行っている（例えば、特許文献１参照）。また、三角波の正および負の頂点時刻位置から所定時間前の時刻位置にて電流サンプル・ホールドを行った電流値に対して三角波の頂点時刻位置での電流値に近い値となるように補償を加えた電流値について電流制御演算を実行して電圧指令値を生成し、それを三角波の頂点時刻位置に同期して更新し、ＰＷＭパルスパターンの発生に供しているものもある（例えば、特許文献２参照）。

図７において、１０１は指令値と電流検出値に基づいて電力変換器１０２を制御する制御装置、１０２は負荷装置１０３を駆動する電力変換器、１０３は制御対象の負荷装置、１０４は電流を検出する電流検出器、１０５は電流指令値を出力する指令値発生器である。制御装置１０１は、電流検出値をサンプルするサンプル・ホールド器（１）１１２、指令値をサンプルするサンプル・ホールド器（２）１１４、電流検出値をサンプルするためのサンプル信号１１１、指令値をサンプルするためのサンプル信号１１３を発生するサンプル信号発生器１１５、電圧指令を演算する電圧指令演算器１１６、電圧指令演算器の出力と三角波キャリアを比較してＰＷＭパルスを作成するＰＷＭ制御器１１７、電圧指令値と三角波キャリアを比較する比較器２７１、三角波キャリアを発生させる三角波発生器２７２、三角波キャリアとサンプル信号発生器の出力を同期させるための同期信号１１８からなる。

指令値発生器１０５から負荷装置１０３の電流指令値が発生すると、制御装置１０１では、電流検出器１０４の出力と指令値発生器１０５の出力をそれぞれサンプル・ホールド器（１）１１２、サンプル・ホールド器（２）１１４を用いて読み込み、電圧指令演算器１１６により電圧指令値を演算する。この場合、サンプル・ホールド器（１）のサンプル信号１１１とサンプル・ホールド器（２）のサンプル信号１１３のサンプル周期は異なり、指令値と検出値をそれぞれ異なる周期でサンプルし、それぞれの値を読み込む。これらのサンプル周期は、制御装置１０１の演算処理能力によって決定される。ＰＷＭ制御器１１７では、電圧指令演算器１１６の出力と三角波発生器２７２から出力される三角波キャリアとを比較器２７１で比較し、ＰＷＭパルスを発生する。このとき、三角波キャリアとサンプル信号は同期信号１１８により同期させている。ＰＷＭ制御器１１７から出力されるＰＷＭパルスは、電力変換器１０２を駆動し、負荷装置１０３を制御する。

このように、従来の電動機の制御装置は、三角波キャリアのピーク時のタイミングで電流の検出を行い、指令値を短い周期でサンプリングすることにより、電流検出における高周波の脈動成分を排除するとともに、制御システムの応答特性を向上させるのである。
特開平９−１５４２８３号公報（図１） 特開２００５−３１２２７４号公報（図１）

従来の電動機の電流制御装置は、指令値と検出値をサンプリングする周期や、電圧指令を演算する周期は、制御装置の演算処理能力によって決定され、高応答を実現するためには、できるだけ短い周期が望ましいとされており、従って、電流制御を高速応答させるには、演算処理能力の高い高価なマイクロコンピュータが必要となるという問題があった。また、電流値を三角波の正および負の頂点時刻位置から所定時間前の時刻位置にてサンプル・ホールドするような場合は、電流検出をキャリアの頂点からずらしているので、キャリアノイズの影響も受けやすくなる。また、サンプル・ホールドされた電流信号を三角波の正および負の頂点での値を予測する必要が生じ、この予測のために演算負荷が増大して、マイクロコンピュータの負荷分散に対して余裕のないシステムにおいては、やはり、高価なマイクロコンピュータを必要とするという問題があった。

本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものであり、高価なマイクロコンピュータを必要とせず、電流応答性を向上した電流制御系を備えた電動機の制御装置を提供することを目的とする。

上記問題を解決するため、本発明は、次のように構成したのである。
請求項１に記載の発明は、電動機に流れる出力電流をキャリア信号と同期したタイミングでサンプリングして検出する第１のサンプル・ホールド器と、指令電流と前記出力電流が一致するように制御する電流制御器と、前記電流制御器の出力を用いて演算された電圧指令を前記キャリア信号と比較してＰＷＭパルスに変換するＰＷＭパルス発生器と、前記ＰＷＭパルスを用いて前記電動機に電力を供給する電力変換器とを備えた電動機制御装置において、前記指令電流を前記キャリア信号と同期したタイミングでサンプリングする第２のサンプル・ホールド器と、前記第２のサンプル・ホールド器は、前記キャリア信号と同期したタイミングから所定時間Δｔ後にも指令電流をサンプリングするようになっていて、前記第２のサンプル・ホールド器の出力に基づいて電圧補償量を演算する電圧補償器と、前記電圧補償器の出力を前記電圧指令に加算して新たな電圧指令とする加算器とを備えたことを特徴とするものである。

また、請求項２に記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記電流制御器及び前記電圧補償器は比例・積分制御で構成され、２つの比例ゲインと積分ゲインの比は等しいことを特徴とするものである。
また、請求項３に記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記電流制御器の比例ゲインと前記電圧補償器の比例ゲインの比は、前記キャリア信号の周期と前記所定時間Δｔの関係から演算で求めることを特徴とするものである。
また、請求項４に記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記出力電流をサンプリングするタイミングは、前記キャリア信号のピーク値（山あるいは谷）の両方、あるいはいずれか一方であることを特徴とするものである。

また、請求項５に記載の発明は、前記新たな電圧指令が反映されたＰＷＭパルスが前記電動機に供給されるタイミングは、前記新たな電圧指令の演算終了直後であることを特徴とするものである。
また、請求項６に記載の発明は、前記電圧補償器は、前回のサンプリングで検出した前記指令電流を保持する遅延回路と、所定時間Δｔ後にサンプリングで検出した前記指令電流と前記遅延回路の出力の差分を演算する減算器と、前記減算器の出力に、比例・積分制御を用いることなく、電動機定数によって決定する所定ゲインを乗算する乗算器と、前記乗算器の出力を前記電流制御器の入力値に加算する加算器とを備えたことを特徴とするものである。
また、請求項７に記載の発明は、前記電圧補償器は、前回のサンプリングで検出した前記指令電流を保持する遅延回路と、今回のサンプリングで検出した前記指令電流と前記遅延回路の出力の差分を演算する減算器と、前記減算器の出力に所定ゲインを乗算する乗算器と、前記乗算器の出力を比例・積分制御され、前記電流制御器の入力値に加算する加算器とを備えたことを特徴とするものである。

また、請求項８に記載の発明は、電動機に流れる出力電流をキャリア信号と同期したタイミングでサンプリングして出力電流を検出する第１のサンプル・ホールド器と、指令電流と前記出力電流が一致するように制御する電流制御器と、前記電流制御器の出力を用いて演算された電圧指令を前記キャリア信号と比較してＰＷＭパルスに変換するＰＷＭパルス発生器と、前記ＰＷＭパルスを用いて前記電動機に電力を供給する電力変換器とを備えた電動機制御装置において、前記指令電流を前記キャリア信号と同期したタイミングでサンプリングする第２のサンプル・ホールド器と、前記第１及び第２のサンプル・ホールド器は、前記キャリア信号と同期したタイミングから所定時間Δｔ後にも指令電流及び出力電流をサンプリングするようになっていて、前記所定時間Δｔでの前記第１のサンプル・ホールド器の出力に基づいて補償量を演算する第１の電圧補償器と、前記所定時間Δｔでの前記第２のサンプル・ホールド器の出力に基づいて補償量を演算する第２の電圧補償器と、前記第１及び第２の電圧補償器の出力を前記電圧指令に加算して新たな電圧指令とする加算器とを備えたことを特徴とするものである。

上記問題を解決するため、本発明は、次のようにしたのである。
請求項９に記載の発明は、指令電流をキャリア信号と同期したタイミングでサンプリングするサンプル・ホールド器と、前記指令電流と出力電流が一致するように制御する電流制御器と、前記電流制御器の出力を用いて演算された電圧指令を前記キャリア信号と比較してＰＷＭパルスに変換するＰＷＭパルス発生器と、前記ＰＷＭパルスを用いて前記電動機に電力を供給する電力変換器とを備えた電動機制御装置の制御方法において、前記指令電流を前記キャリア信号と同期したタイミングでサンプリングし、さらに、所定時間Δｔ後に前記指令電流をサンプリングし、所定時間Δｔの間にサンプリングした２つの前記指令電流に基づいて電圧補償量を演算し、前記電圧補償量を前記電圧指令に加算して新たな電圧指令とするという手順をとったのである。

この発明によれば、電流制御演算に用いる指令量あるいは検出量の読み込みから電流制御演算結果の電動機への出力における無駄時間を短縮及び無駄時間の影響を考慮した電圧指令への補償を高価なマイクロコンピュータを必要とせずに行え、電流制御応答の向上を図ることができる。

以下、本発明の実施の形態について図を参照して説明する。

図１は、本発明の電動機の制御装置のブロック図である。図において、１は電動機、２は電動機を駆動する電圧を出力するインバータ、３は電動機１への電圧指令をキャリア信号と比較して、インバータ２が出力する電圧パターンをＰＷＭパルスに変換するＰＷＭパルス発生器、４はＰＷＭパルス発生器のＰＷＭ周期を決定する三角波キャリア発生器、５はｄ軸、ｑ軸電圧指令（Ｖｄ＊、Ｖｑ＊）をＵ、Ｖ、Ｗ指令電圧（Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊）に変換する２相３相変換器、６は三角波キャリアを基に電流サンプリングのタイミングを決定する電流サンプリングタイミング発生器、７Ａ、７Ｂは電動機の出力電流を検出する電流検出器、８は７Ａ、７Ｂで検出した出力電流をサンプル・ホールドし、Ｉｕ＿ｆｂ、Ｉｖ＿ｆｂを出力するサンプル・ホールド器（１）、９は相電流Ｉｕ＿ｆｂ、Ｉｖ＿ｆｂをｄ軸、ｑ軸出力電流（Ｉｄ＿ｆｂ、Ｉｑ＿ｆｂ）に変換する３相２相変換器、１０はｑ軸指令電流Ｉｑ＊とｑ軸出力電流Ｉｑ＿ｆｂが一致するように制御するｑ軸電流制御器、１１はｄ軸指令電流Ｉｄ＊と電動機のｄ軸出力電流Ｉｑ＿ｆｂが一致するように制御するｄ軸電流制御器、１２はｑ軸電圧補償器、１３はｄ軸電圧補償器、１４Ａ、１４Ｂはそれぞれｑ軸指令電流Ｉｑ＊、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊を出力するサンプル・ホールド器（２）及び（３）、１５Ａ、１５Ｂは、それぞれｑ軸指令電流Ｉｑ＊とｑ軸出力電流Ｉｑ＿ｆｂの差、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊とｄ軸出力電流Ｉｄ＿ｆｂの差を演算する減算器であり、１６Ａはｑ軸電流制御器１０の出力とｑ軸電圧補償器１２の出力を加算し、ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を演算する加算器、１６Ｂはｄ軸電流制御器１１の出力とｄ軸電圧補償器１３の出力を加算し、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊を演算する加算器である。

ｑ軸電圧補償器１２は、遅延回路１２Ａ、減算器１２Ｂ、補償器１２Ｃからなり、ｑ軸指令電流Ｉｑ＊の差分量を用いてｑ軸電圧補償量を演算し、加算器１６Ａに入力する。また、ｄ軸電圧補償器１３は、同様にｄ軸電圧補償量を演算し、加算器１６Ｂに入力する。
本発明が従来技術と異なる主たる部分は、ｑ軸指令電流Ｉｑ＊、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊及び相電流（例えば、Ｉｕ＿ｆｂ、Ｉｖ＿ｆｂ）をサンプルするタイミング動作と、ｑ軸指令電流Ｉｑ＊、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊の各差分量を元に演算した電圧補償量をそれぞれの電流制御器の出力に加算する構成を備えた部分であり、このような構成により、読み込んだ指令電流の変化量を用いて指令電流の読み込みに起因する無駄時間（電流指令の読み込みタイミングから電圧指令が電動機へ出力されるタイミングまでの時間）を補償するところである。

次に、図１及び図２を用いて、指令電流、出力電流サンプリングと、電動機への電圧指令の出力のタイミングとその動作について説明する。
電流サンプリングタイミング発生器６は、三角波キャリア発生器４からの同期信号２０により、三角波キャリアのピークのタイミングを知り、サンプル信号２１Ａは、三角波キャリアのピーク（三角波の山、谷の両方）時に、サンプル信号２１Ｂは、サンプル信号２１Ａのタイミングに加え、サンプル信号２１Ａ出力から所定時間Δｔ後にも出力される。
サンプル・ホールド器（１）８は、サンプル信号２１Ａのタイミングで相電流Ｉｕ＿ｆｂ、Ｉｖ＿ｆｂをサンプルし、サンプル・ホールド器（２）１４Ａ及び（３）１４Ｂは、サンプル信号２１Ｂのタイミングでｑ軸指令電流Ｉｑ＊、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊をサンプルするようになっている。Ｉｑ＊，Ｉｄ＊をサンプリング後、ｑ軸及びｄ軸の電流制御、その後電圧補償の演算は行われ、それらの出力は加算器１６Ａ、１６Ｂに入力される。加算器１６Ａによりｑ軸電流制御１０出力とｑ軸電圧補償量１２、加算器１６Ｂによりｄ軸電流制御１１出力とｄ軸電圧補償量１３は加算され、ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊は演算される。

次に、指令電流と出力電流が一致するように制御する電流制御器と、指令電流の読み込みに起因する無駄時間の補償量を演算する電圧補償器について詳細に説明する。
以下、ｑ軸電流制御器１０とｑ軸電圧補償器１２ついて説明し、扱う制御量が異なるが演算処理が同一であるｄ軸電流制御器１１、ｄ軸電圧補償器１３については、その説明を省略する。
電流サンプルタイミング発生器６が作成したサンプル信号２１Ｂによりサンプリングされたｑ軸指令電流Ｉｑ＊を示すＩｑ＿ｒｅｆと、相電流Ｉｕ＿ｆｂ、Ｉｖ＿ｆｂを３相２相変換したｑ軸出力電流Ｉｑ＿ｆｂを入力とするｑ軸電流制御器１０では、比例・積分制御（以下、ＰＩ制御と略す）が行われる。ｑ軸電流制御器１０出力をＶ１とし、その際の比例ゲインをＫｐ１、積分ゲインをＫｉ１とすれば、その演算式は（１）式で示される。

所定時間Δｔ後、サンプル信号２１Ｂによりサンプリングされたｑ軸指令電流Ｉｑ＊を示すＩｑ＿ｒｅｆ’と、先にサンプリングしたｑ軸指令電流Ｉｑ＊を示すＩｑ＿ｒｅｆを入力とするｑ軸電圧補償器１２では、ＰＩ制御が行われる。ｑ軸電圧補償器１２出力をＶ２とし、その際の比例ゲインをＫｐ２、積分ゲインをＫｉ２とすれば、その演算式は（２）式で示される。

ｑ軸電流制御器１０の出力Ｖ１とｑ軸電圧補償器１２に出力Ｖ２を加算して、新たにｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を作成する。このようにして、指令電流の変化量を用いて電圧補償量が演算し、電流制御器出力の電圧指令に補償電圧を加える。
なお、ｄ軸電圧補償器１３の演算においては、ｄ軸電流指令値が変化しない領域や条件でｄ軸電圧補償器１３の演算を省略できる。
また、電流制御器と電圧補償器のそれぞれの比例ゲイン、積分ゲインが（３）式の関係になるように決めると、読み込んだ指令電流の変化量を用いて指令電流の読み込みに起因する無駄時間の補償が実現できるが、その理由については後述する。
ｋ＝Ｋｐ２／Ｋｐ１＝Ｋｉ２／Ｋｉ１ ・・・（３）
このように処理するので、指令電流の変化量を用いて電圧補償量を演算でき、電流制御器の出力である電圧指令に補償を加えることで電流制御応答を向上することができる。

次に、（３）式に示すゲイン比ｋ及び前述した無駄時間の補償について説明する。
ｑ軸電圧補償器１２は、ｑ軸指令電流Ｉｑ＊のサンプリングから指令電圧を電動機１に供給する時点までの無駄時間を電圧補償量で補償しようとするものである。つまり、電流指令のΔｔ間での変化量で、所定時間Δｔ後から電動機に実際に電圧が供給されるタイミングまでを補償しようとするものである。したがって、所定時間Δｔと所定時間Δｔ後から電動機１に実際に電圧が供給されるまでの時間の比率で、電流指令における所定時間Δｔ間での変化量を増幅して補償するようにすればよい。
よって、所定時間Δｔ後から電動機１に実際に電圧が供給されるまでの時間は、所定時間Δｔとキャリア周期Ｔの関係は後述のように求まるので、ゲイン比ｋはｑ軸指令電流Ｉｑ＊の変化量と、所定時間Δｔとキャリア周期Ｔによって求めることができる。

次に、所定時間Δｔ後から電動機１に実際に電圧が供給されるまでの時間と、所定時間Δｔ及びキャリア周期Ｔの関係を図３を用いて説明する。
図３は、キャリア周期Ｔ、所定時間Δｔ、三角波キャリアのピーク（三角波の山、谷の両方）の関係を電動機１に実際に電圧が供給されるタイミングを示したものである。なお、図３には、サンプリング信号２１Ａ，２１Ｂ、電流制御演算、電圧補償演算のタイミングも合わせて図示している。
なお、インバータ２に供給するゲート信号を作るＰＷＭパルス発生器３は、Ｕ、Ｖ、Ｗ指令電圧（Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊）を三角波キャリアと比較してゲート信号を作るので、電動機１に実際に電圧が供給されるタイミングは三角波キャリアの山、谷のピークの中間点となっている。

以上の説明から、所定時間Δｔ後から電動機１に実際に電圧が供給されるまでの時間は（Ｔ/４−Δｔ）となり、ゲイン比ｋは（４）式で求まることがわかる。

なお、キャリア周期Ｔを１００μｓ、所定時間Δｔを５μｓとすると、ｋ＝４となる。

ただし、ｋの値は、電流検出器７Ａ、７Ｂやインバータ２で用いられるパワー素子の動作遅れなどの要因も考えられるので、上記（４）式の演算で一律に決まらない場合もあり、実機においては実際の電流波形や電流応答の様子を見てｋを調整してもよい。
このように処理するので、指令電流のサンプリングから指令電圧が電動機に実際に供給されるまでの遅れを補償することができる。

図４は、本発明の他の実施形態を示すｑ軸電圧補償器１２’、ｄ軸電圧補償器１３’の構成を示すブロック図である。図１におけるｑ軸電圧補償器１２、ｄ軸電圧補償器１３をｑ軸電圧補償器１２’、ｄ軸電圧補償器１３’に代えた構成となっている。
ｑ軸電圧補償器１２’、ｄ軸電圧補償器１３’は、ｑ軸電圧補償器１２、ｄ軸電圧補償器１３ではＰＩ制御器で構成していた補償器１２Ｃ、１３Ｃの部分を、係数器１２Ｄ、１２Ｅ、１２Ｆ、１３Ｄ、１３Ｅ、１３Ｆ、加算器１２Ｈ、１２Ｉ、１３Ｈ、減算器１３Ｉと乗算器１２Ｇ、１３Ｇから構成し、また、図示していないが電動機１に取り付けられた速度検出器あるいは位置検出器から得られる電動機の電気角速度を基に得られる出力周波数ωを入力するようにしている。

次に、上記の各係数器の設定値について説明する。
駆動する電動機１が例えば同期電動機（特にＳＰＭモータ）である場合、電動機の電圧方程式は、（５）式で表される。

ここで、ｐは微分演算子、Ｒ、Ｌはそれぞれ電機子巻線の抵抗、インダクタンス、Ｋｅは誘起電圧定数、ωは出力周波数である。

所定時間Δｔ間での変化量を、ｑ軸指令電流分をΔＩｑ、ｄ軸指令電流分をΔＩｄ、これに起因して補償すべき電圧補償量をそれぞれΔＶｑ、ΔＶｄとすると、（５）式から関係（６）式が導かれる。

したがって、係数器１２Ｄ、１２Ｅ、１２Ｆの設定値を、それぞれＬ／Δｔ、ｋ×Ｒ、ｋ×ＬとすることによりΔＶｄの演算を、係数器１３Ｄ、１３Ｅ、１３Ｆについても同様の設定値でΔＶｑの演算を行うことができるので、指令電流の遅れを補償できる。

また、ΔＩｑ、ΔＩｄが大きい場合は、（６）式は（７）式に近似できるので、係数器１２Ｅ、１２Ｆ、１３Ｅ、１３Ｆの設定値が０となり、その結果、加算器１２Ｈ、１２Ｉ、１３Ｈ、減算器１３Ｉと乗算器１２Ｇ、１３Ｇを削除した構成にしてもよい。

上記では電動機１を同期電動機のうちＳＰＭモータとして説明したが、ＩＰＭモータ等の同期電動機や、あるいは誘導電動機等の他の電動機であっても、電動機に合った電圧方程式を用いて演算すればよい。
このようにして処理されるので、ｑ軸電圧補償器１２’、ｄ軸電圧補償器１３’での処理はＰＩ演算でなくても本発明は実施できる。

図５は、本発明の他の実施形態を示すタイミングチャートである。図５は、図２のタイミングチャートから所定時間Δｔ後の指令電流のサンプリングを省略している。指令電流サンプリングタイミングは、出力電流サンプリングタイミングと同一とし、指令電流と出力電流ともに三角波キャリアのピーク（三角波の山、谷の両方）でのみサンプリングしている。
所定時間での指令電流の変化量は、電流制御を行う周期、あるいは換言するとキャリア周期Ｔの１／２の周期の期間での変化量として求め、指令電流がサンプリングされてから電動機への電圧指令の出力タイミングの指令電流の差を電圧補償器で補償するように電圧補償器のゲイン比ｋを決定するようにする。このように考えると、電動機への電圧指令の出力タイミングは電流制御を行う周期の１／２、つまりキャリア周期Ｔの１／４の周期であるのでゲイン比ｋは１／２として求まるので、ｋ＝１／２として処理するようにする。
このようにして処理されるので、三角波キャリアのピークから所定時間Δｔ後の指令電流のサンプリングを省略しても本発明は実施できる。

図６は、本発明の他の実施形態を示すブロック図である。図６が図１と異なるのは、加算器１７Ａ、１７Ｂ、及び第２のｑ軸電圧補償器１８、第２のｄ軸電圧補償器１９を追加し、電流サンプリングタイミング発生器を６から６’に、サンプル・ホールド器（１）を８から８’に変更した点である。
電流サンプリングタイミング発生器６’は、サンプル信号２１Ａの三角波キャリアのピーク（三角波の山、谷の両方）時に加え、所定時間Δｔ後にも出力するようにし、サンプル信号２１Ａ’として出力している。したがって、サンプル信号２１Ａ’と２１Ｂは同じタイミングで出力される。
サンプル・ホールド器（１）８’は、このサンプル信号２１Ａ’により３相２相変換器９、第２のｑ軸電圧補償器１８、第２のｄ軸電圧補償器１９に対し、演算タイミングを知らせ、３相２相変換器９の出力であるｑ軸出力電流Ｉｑ＿ｆｂ、ｄ軸出力電流Ｉｄ＿ｆｂの変化量を用いて、出力電流の読み込みに起因する無駄時間（出力電流の読み込みタイミングから電圧指令が電動機へ出力されるタイミングまでの時間）を補償する演算を行わせる。

第２のｑ軸電圧補償器１８、第２のｄ軸電圧補償器１９は、電圧補償値を演算し、その補償量を加算器１７Ａ，１７Ｂに送出し、ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊に加算する。第２のｑ軸電圧補償器１８、第２のｄ軸電圧補償器１９での演算方法は、指令電流か検出電流かの違いがあるだけで、ｑ軸電圧補償器１０、ｄ軸電圧補償器１１と処理は同一なので、ここでは説明は省略する。
なお、必要に応じて第２のｑ軸電圧補償器１８、第２のｄ軸電圧補償器１９の入力あるいは出力にフィルタを付加し、出力電流波形に載るキャリアに依存するリップル等を除去するようにしてもよい。その際には、キャリア周波数成分は減衰させるが、電流応答を劣化させない応答周波数のフィルタを付加することが望ましい。
このようにして処理されるので、出力電流のサンプリングからら指令電圧が電動機に実際に供給されるまでの遅れを補償することができる。

なお、上記説明では、サンプル信号２１Ａあるいは２１Ａ’、２１Ｂは三角波キャリアのピーク（三角波の山、谷の両方）で出力されるようにしたが、電流制御器の動作や電圧指令の電動機への出力が、三角波の山、谷のいずれか一方のタイミングで行う構成であっても、比例ゲインｋの演算式が異なってくるが、本発明を実施できることは言うまでもない。
また、上記説明では、キャリア信号を三角波キャリアとしたが、のこぎり波などの周期性のあるキャリア信号であればよい。
また、上記で説明した図１，４，６に示された構成のいくつかを組み合わせて使用してもよい。

本発明の一実施形態を示す電動機制御装置の構成ブロック図 本発明による電動機制御装置の処理タイミングを示すタイミングチャート 本発明のゲイン比ｋを説明するタイミングチャート 本発明の他の実施形態を示す電動機制御装置の構成を示すｑ軸電圧補償器１２’、ｄ軸電圧補償器１３’のブロック図 本発明の他の実施形態を示すタイミングチャート 本発明の他の実施形態を示す電動機制御装置の構成ブロック図 従来の電動機の電流制御の構成を示すブロック図

符号の説明

１ 電動機
２ インバータ
３ ＰＷＭパルス発生器
４ 三角波キャリア発生器
５ ２相３相変換器
６、６’ 電流サンプリングタイミング発生器
７Ａ、７Ｂ 電流検出器
８、８’ サンプル・ホールド器（１）
９ ３相２相変換器
１０ ｑ軸電流制御器
１１ ｄ軸電流制御器
１２、１２’ ｑ軸電圧補償器
１２Ａ 遅延回路
１２Ｂ 減算器
１２Ｃ 補償器
１２Ｄ、１２Ｅ、１２Ｆ 係数器
１２Ｇ 乗算器
１２Ｈ、１２Ｉ 加算器
１３、１３’ ｄ軸電圧補償器
１３Ａ 遅延回路
１３Ｂ、１３I 減算器
１３Ｃ 補償器
１３Ｄ、１３Ｅ、１３Ｆ 係数器
１３Ｇ 乗算器
１３Ｈ 加算器
１４Ａ サンプル・ホールド器（２）
１４Ｂ サンプル・ホールド器（３）
１５Ａ、１５Ｂ 減算器
１６Ａ、１６Ｂ、１７Ａ、１７Ｂ 加算器
１８ 第２のｑ軸電圧補償器
１９ 第２のｄ軸電圧補償器
２０ 同期信号
２１Ａ、２１Ａ’、２１Ｂ サンプル信号
１０１ 制御装置
１０２ 電力変換器
１０３ 負荷装置
１０４ 電流検出器
１０５ 指令値発生器
１１１ 電流検出値をサンプルするためのサンプル信号
１１２ 電流検出値をサンプルするサンプル・ホールド器（１）
１１３ 電流指令値をサンプルするためのサンプル信号
１１４ 電流指令値をサンプルするサンプル・ホールド器（２）
１１５ サンプル信号発生器
１１６ 電圧指令演算器
１１７ ＰＷＭ制御器
１１８ 同期信号
２７１ 比較器
２７２ 三角波発生器

Claims (9)

1. 電動機に流れる出力電流をキャリア信号と同期したタイミングでサンプリングして検出する第１のサンプル・ホールド器と、指令電流と前記出力電流が一致するように制御する電流制御器と、前記電流制御器の出力を用いて演算された電圧指令を前記キャリア信号と比較してＰＷＭパルスに変換するＰＷＭパルス発生器と、前記ＰＷＭパルスを用いて前記電動機に電力を供給する電力変換器とを備えた電動機制御装置において、
   前記指令電流を前記キャリア信号と同期したタイミングでサンプリングする第２のサンプル・ホールド器と、
   前記第２のサンプル・ホールド器は、前記キャリア信号と同期したタイミングから所定時間Δｔ後にも指令電流をサンプリングするようになっていて、
   前記第２のサンプル・ホールド器の出力に基づいて電圧補償量を演算する電圧補償器と、
   前記電圧補償器の出力を前記電圧指令に加算して新たな電圧指令とする加算器とを備えたことを特徴とする電動機制御装置。
2. 前記電流制御器及び前記電圧補償器は比例・積分制御で構成され、２つの比例ゲインと積分ゲインの比は等しいことを特徴とする請求項１記載の電動機制御装置。
3. 前記電流制御器の比例ゲインと前記電圧補償器の比例ゲインの比は、前記キャリア信号の周期と前記所定時間Δｔの関係から演算で求めることを特徴とする請求項２記載の電動機制御装置。
4. 前記出力電流をサンプリングするタイミングは、前記キャリア信号のピーク値（山あるいは谷）の両方、あるいはいずれか一方であることを特徴とする請求項１記載の電動機制御装置。
5. 前記新たな電圧指令が反映されたＰＷＭパルスが前記電動機に供給されるタイミングは、前記新たな電圧指令の演算終了直後であることを特徴とする請求項１記載の電動機制御装置。
6. 前記電圧補償器は、前回のサンプリングで検出した前記指令電流を保持する遅延回路と、所定時間Δｔ後にサンプリングで検出した前記指令電流と前記遅延回路の出力の差分を演算する減算器と、前記減算器の出力に、比例・積分制御を用いることなく、電動機定数によって決定する所定ゲインを乗算する乗算器と、
   前記乗算器の出力を前記電流制御器の入力値に加算する加算器とを備えたことを特徴とする請求項１記載の電動機制御装置。
7. 前記電圧補償器は、前回のサンプリングで検出した前記指令電流を保持する遅延回路と、
   今回のサンプリングで検出した前記指令電流と前記遅延回路の出力の差分を演算する減算器と、
   前記減算器の出力に所定ゲインを乗算する乗算器と、
   前記乗算器の出力を比例・積分制御され、前記電流制御器の入力値に加算する加算器とを備えたことを特徴とする請求項１記載の電動機制御装置。
8. 電動機に流れる出力電流をキャリア信号と同期したタイミングでサンプリングして出力電流を検出する第１のサンプル・ホールド器と、指令電流と前記出力電流が一致するように制御する電流制御器と、前記電流制御器の出力を用いて演算された電圧指令を前記キャリア信号と比較してＰＷＭパルスに変換するＰＷＭパルス発生器と、前記ＰＷＭパルスを用いて前記電動機に電力を供給する電力変換器とを備えた電動機制御装置において、
   前記指令電流を前記キャリア信号と同期したタイミングでサンプリングする第２のサンプル・ホールド器と、
   前記第１及び第２のサンプル・ホールド器は、前記キャリア信号と同期したタイミングから所定時間Δｔ後にも指令電流及び出力電流をサンプリングするようになっていて、
   前記所定時間Δｔでの前記第１のサンプル・ホールド器の出力に基づいて補償量を演算する第１の電圧補償器と、
   前記所定時間Δｔでの前記第２のサンプル・ホールド器の出力に基づいて補償量を演算する第２の電圧補償器と、
   前記第１及び第２の電圧補償器の出力を前記電圧指令に加算して新たな電圧指令とする加算器とを備えたことを特徴とする電動機制御装置。
9. 指令電流をキャリア信号と同期したタイミングでサンプリングするサンプル・ホールド器と、前記指令電流と出力電流が一致するように制御する電流制御器と、前記電流制御器の出力を用いて演算された電圧指令を前記キャリア信号と比較してＰＷＭパルスに変換するＰＷＭパルス発生器と、前記ＰＷＭパルスを用いて前記電動機に電力を供給する電力変換器とを備えた電動機制御装置の制御方法において、
   前記指令電流を前記キャリア信号と同期したタイミングでサンプリングし、
   さらに、所定時間Δｔ後に前記指令電流をサンプリングし、
   所定時間Δｔの間にサンプリングした２つの前記指令電流に基づいて電圧補償量を演算し、
   前記電圧補償量を前記電圧指令に加算して新たな電圧指令とするという手順で処理することを特徴とする電動機制御装置の制御方法。