CN101237209A - 永磁电动机的高响应控制装置 - Google Patents

Abstract

本发明的课题在于，实现一种从电动机的电时常数(电阻值与电感值的比率)较小的电动机到较大的电动机，将加减速运转中的轴误差抑制为零，实现高效运转。另外，还一个课题在于提供一种即使在进行低价的电流检测的系统中，也可通用的“永磁电动机的高响应控制装置”。本发明特征在于，代替电流检测值使用电流指令值，来进行轴误差的推定运算。另外，根据速度指令值，生成轴误差的指令值，使用“轴误差的指令值”与“轴误差的推定值”的偏差，来控制频率推定值。

Description

永磁电动机的高响应控制装置

技术领域

本发明涉及一种永磁电动机的无位置传感器矢量控制方式。

背景技术

作为无位置传感器矢量控制方式的轴误差推定的技术，如日本特开2001-251889号公报所记载的那样，使用作为矢量控制的输出的电压指令值与电流检测值以及速度指令值，进行轴误差的推定运算，并使用该运算值，进行频率的推定运算。另外，记述了一种轴误差的指令值基本上为“零”设定等的控制方法。

【专利文献1】特开2001-251889号公报。

特开2001-251889号公报记载的方法，虽然对于电动机的电时常数(电感值与电阻值的比率)为某种程度上较小的电动机，也即对于小型到中型容量的电动机，能够实现高响应、高稳定的控制运转，但如果用于电时常数较大的电动机，就会导致频率推定运算的响应受到限制。

存在如果速度指令值急剧变化，加减速运转中就会发生较大的轴误差，产生过大的电流，运转效率恶化的问题。

发明内容

本发明的目的在于，提供一种永磁电动机的高响应控制装置，即使是电动机的电时常数较大的电动机，也能够将加减速运转中的轴误差抑制为零，实现高效运转的。

本发明的特征在于，代替电流检测值，使用电流指令值，进行轴误差的推定运算。

另外，根据速度指令值，生成轴误差的指令值，使用“轴误差的指令值”与“轴误差的推定值”的偏差，控制频率推定值。

本发明能够在从电动机的电时常数(电阻值与电感值的比率)较小的电动机到较大的电动机中，将加减速运转中的轴误差抑制为零，实现高效运转。

附图说明

图1为表述本发明的一实施例的永磁电动机的高响应控制装置的结构图。

图2为频率推定部6中设定的控制响应频率F_PLL较低的情况下的运转特性。

图3为频率推定部6中设定的控制响应频率F_PLL较高的情况下的运转特性。

图4为从轴误差的指令值Δθc^*到轴误差的推定值Δθc的频率特性。

图5为采用本发明的一实施例的情况下的运转特性。

图6为表示本发明的另一实施例的永磁电动机的高响应控制装置的结构图。

图7为采用本发明的一实施例的情况下的运转特性。

图中：1-永磁电动机，2-电力变换器，3-电流检测器，4、13-坐标变换部，5-轴误差推定部，6-频率推定部，7-相位推定部，8-速度控制运算部，9-d轴电流指令设定部，10-q轴电流控制运算部，11-d轴电流控制控制部，12-矢量控制运算部，14-低通滤波器，15-轴误差指令运算部，Id^*-第1d轴电流指令值，Id^**-第2d轴电流指令值，Iq^*-第1q轴电流指令值，Iq^**-第2q轴电流指令值，Vdc^*-d轴的电压指令值，Vqc^*-q轴的电压指令值，Idc-d轴的电流检测值，Iqc-q轴的电流检测值，θc^*-相位推定值，θc-电动机的相位值，Δθc-轴误差的推定值，Δθc-轴误差的指令值，ω_r电动机速度，ω_1c频率推定值。

具体实施方式

下面使用附图对本发明的实施例详细进行说明。

<第1实施例>

图1中示出了作为本发明的一实施例的“永磁电动机的控制装置”的构成例。

永磁电动机1，输出将由永磁电动机体的磁通带来的矢量成分与电枢绕组的电感带来的矢量成分合成起来得到的电动机矢量。

电力变换器2，输出与3相交流的电压指令值Vu^*、Vv^*、Vw^*成正比的电压，且可以变更永磁电动机1的输出电压与转数。

直流电源21向电力变换器2提供直流电压。

电流检测器3，检测出永磁电动机1的三相交流电流Iu、Iv、Iw。

坐标变换部4，从上述三相交流电流Iu、Iv、Iw的检测值Iuc、Ivc、Iwc和相位推定值θc^*，输出d轴与q轴的电流检测值Idc、Iqc。

轴误差推定部5，根据电压指令值Vdc^*、Vqc^*、频率推定值ω_1c、电流指令值Id^*、Iq^*的低通滤波器的输出值Id^* _td、Iq^* _td、以及电动机常数，进行相位推定值θc^*与电动机的相位值θ之间的偏差即轴误差的推定运算，输出推定值Δθc。

频率推定部6，根据为“零”的轴误差的指令值Δθc^*与轴误差的推定值Δθc之间的偏差，输出频率推定值ω_1c。

相位推定部7，对频率推定值ω_1c进行积分，将相位推定值θc^*输出给坐标变换部4、13。

速度控制运算部8，根据速度指令值ω_r ^*与频率推定值ω_1c之间的偏差，输出q轴的电流指令值Iq^*。

d轴电流设定部9，输出d轴的电流指令值Id^*。

q轴的电流控制运算部10，根据第1q轴的电流指令值Iq^*与电流检测值Iqc的偏差，输出第2q轴电流指令值Iq^**。

d轴的电流控制运算部11，根据第1d轴的电流指令值Id^*与电流检测值Idc的偏差，输出第2d轴电流指令值Id^**。

矢量控制运算部12，根据永磁电动机1的电常数与第2电流指令值Id^**、Iq^**以及频率推定值ω_1c，输出d轴与q轴的电压指令值Vdc^*、Vqc^*。

坐标变换部13，根据电压指令值Vdc^*、Vqc^*、以及相位推定值θc^*，输出三相交流电压指令值Vu^*、Vv^*、Vw^*。

低通滤波器14，输入d轴与q轴的电流指令值Id^*、Iq^*，并输出轴误差推定部5中使用的电流指令值Id^* _td、Iq^* _td。

首先，对电压与相位的基本控制方法进行说明。

电压控制的基本动作，是在d轴与q轴的电流控制运算部10和11中，使用从上层所赋予的第1电流指令值Id^*、Iq^*，与电流检测值Idc、Iqc，运算矢量控制运算中所使用的中间的第2电流指令值Id^**、Iq^**。

矢量控制运算部12中，使用第2电流指令值Id^**、Iq^**与频率推定值ω_1c以及电动机常数的设定值，运算(公式1)所示的电压指令值Vdc^*、Vqc^*，控制逆变器的三相电压指令值Vu^*、Vv^*、Vw^*。

【公式1】

$\left[\begin{array}{c}{\mathrm{Vdc}}^{*}\\ \mathrm{Vq}{c}^{*}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{R}^{*}& -{\mathrm{\&omega;}}_1\&CenterDot;{\mathrm{Lq}}^{*}\\ {\mathrm{\&omega;}}_1\&CenterDot;{\mathrm{Ld}}^{*}& R^{*}\end{array}\right]\&CenterDot;\left[\begin{array}{c}{\mathrm{Id}}^{**}\\ {\mathrm{Iq}}^{**}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}0\\ {\mathrm{\&omega;}}_1\&CenterDot;{\mathrm{Ke}}^{*}\end{array}\right]---\left(1\right)$

这里，

R：电阻值

Ld：d轴电感值，Lq：q轴电感值

Ke：感应电压系数    *：设定值

另外，关于相位控制的基本动作，轴误差推定部5中，使用电压指令值Vdc^*、Vqc^*、电流指令值Id^*、Iq^*的低通滤波器输出值Id^* _td、Iq^* _td、频率推定值ω_1c以及电动机常数的设定值，通过(公式2)来进行相位推定值θc^*与电动机相位值θ的偏差即轴误差值Δθ(＝θc^*-θ)的推定运算。

【公式2】

${\mathrm{\&Delta;\&theta;}}_c={\tan }^{-1}\left[\frac{{\mathrm{Vdc}}^{*}-R^{*}\&CenterDot;{{\mathrm{Id}}^{*}}_{\mathrm{td}}+{\mathrm{\&omega;}}_{1c}\&CenterDot;{\mathrm{Lq}}^{*}\&CenterDot;{{\mathrm{Iq}}^{*}}_{\mathrm{td}}}{{\mathrm{Vqc}}^{*}-R^{*}\&CenterDot;{{\mathrm{Iq}}^{*}}_{\mathrm{td}}-{\mathrm{\&omega;}}_{1c}\&CenterDot;{\mathrm{Lq}}^{*}\&CenterDot;{{\mathrm{Id}}^{*}}_{\mathrm{td}}}\right]---\left(2\right)$

另外，频率推定部6中，通过(公式3)所示的运算来控制频率推定值ω_1c，使得轴误差的推定值Δθc为“零”。

【公式3】

${\mathrm{\&omega;}}_{1c}=-\mathrm{\&Delta;\&theta;c}\&CenterDot;\left[\mathrm{Kp}\frac{\mathrm{Ki}}{S}\right]---\left(3\right)$

这里，Kp：比率增益，Ki：积分增益

比例增益Kp、积分增益Ki，按照(公式4)来设定。

【公式4】

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{Kp}=2\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;F_{\mathrm{PLL}}\\ \mathrm{Ki}=\frac{{(2p\&CenterDot;F_{\mathrm{PLL}})}^2}{N}\end{array}\right]---\left(4\right)$

这里，N：频率推定部6的比率/积分增益的转折点比(倍)

F_PLL：频率推定部6的控制响应频率[Hz]

相位推定部7中，使用频率推定值ω_1c，通过(公式5)所示的运算控制相位推定值θc^*。

【公式5】

${\mathrm{\&theta;c}}^{*}={\mathrm{\&omega;}}_{1}c\&CenterDot;\frac{1}{S}---\left(5\right)$

以上，是以往的电压控制与相位控制的基本动作。

下面，对本发明的特征“在轴误差推定部5使用电流指令值Id^*，Iq^*的效果”进行说明。

首先，对以往方式的“使用电流检测值Idc、Iqc的情况”的控制特性进行说明。

图2中示出了频率推定部6中所设定的“控制响应频率F_PLL较低的情况下的运转特性”。

可以得知，从低速a点到最高速度b点在加速A区间中，轴误差的推定值Δθc产生-50deg，电动机电流I₁为8A。

另外，图3中示出了“提高控制响应频率F_PLL的情况下的运转特性”。

可以得知，A区间中的推定值Δθc，变得小于-20deg，其结果是电动机电流I₁从8A减小到4.5A。

但是，在最高转数的B区域中，运算值Δθc稳定发生-50deg，电动机速度ω_r中产生脉动。

存在的问题是，该振动导致“噪声”或“因过电流引起的运转停止”。

其结果是，在频率推定部6中设定的控制响应频率F_PLL较低的情况下，产生较大的轴误差，电动机电流I₁增大，电动机效率降低。

另外，在F_PLL较高的情况下，虽然是轴误差被抑制的趋势，但有时会变得不稳定。

这里，对将F_PLL设定得较高的情况下所产生的“推定值Δθc不稳定的原因”进行说明。

在存在相位推定值θc^*与电动机的相位值θ的偏差即轴误差值Δθ(＝θc^*-θ)的情况下，从控制侧(dc-qc)向电动机轴(d-q)的变换行列式为(公式6)。

【公式6】

$\left[\begin{array}{c}d\\ q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos \left(\mathrm{\&Delta;\&theta;}\right)& -\sin \left(\mathrm{\&Delta;\&theta;}\right)\\ \sin \left(\mathrm{\&Delta;\&theta;}\right)& \cos \left(\mathrm{\&Delta;\&theta;}\right)\end{array}\right]\&CenterDot;\left[\begin{array}{c}\mathrm{dc}\\ \mathrm{qc}\end{array}\right]---\left(6\right)$

这里，d轴与q轴的电压值Vd、Vq，能够通过(公式7)来表示。

【公式7】

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{Vd}\\ \mathrm{Vq}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos \left(\mathrm{\&Delta;\&theta;}\right)& -\sin \left(\mathrm{\&Delta;\&theta;}\right)\\ \sin \left(\mathrm{\&Delta;\&theta;}\right)& \cos \left(\mathrm{\&Delta;\&theta;}\right)\end{array}\right]\&CenterDot;\left[\begin{array}{c}{\mathrm{Vdc}}^{*}\\ \mathrm{Vq}{c}^{*}\end{array}\right]---\left(7\right)$

根据(公式7)可以得知，d轴的电压值Vd中，加入有q轴的电压指令值Vqc^*的信息。

因该电压值Vd的变动，发生以下变动：d轴电流Id→q轴电压Vq→q轴电流Iq。由于轴误差推定部5中，进行了使用该电流检测值Idc、Iqc的运算，因此会发生与轴误差的推定值Δθc有关的开环的不稳定循环。

这里，如果求取从“轴误差的指令值Δθc^*”到“轴误差的推定值Δθc”的、开环传递函数(loop transfer function)GΔθ(s)，则有

【公式8】

$G_{\mathrm{\&theta;}}\left(s\right)=\frac{2\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;F_{\mathrm{PLL}}\&CenterDot;\stackrel{\&OverBar;}{{{\mathrm{\&omega;}}_r}^2}\&CenterDot;\mathrm{Ld}\&CenterDot;{\mathrm{Lq}}^{*}}{\mathrm{Ld}\&CenterDot;\mathrm{Lq}\&CenterDot;S^3+(\mathrm{Ld}+\mathrm{Lq})\&CenterDot;R\&CenterDot;S^2+(R^2+\stackrel{\&OverBar;}{{{\mathrm{\&omega;}}_r}^2}\&CenterDot;\mathrm{Ld}\&CenterDot;\mathrm{Lq})\&CenterDot;S}---\left(8\right)$

这里，ω_r：电动机速度的平均值

图4中，示出了在(公式8)中，将电动机速度ω_r作为最高转数，将以图2、图3的特性所设定的控制响应频率F_PLL代入到(公式8)中所得到的频率特性。

图2中所设定的特性通过实线表示，图3中设定的特性通过虚线表示。

观察图4的特性可以发现，在相位特性为c点的-180[deg]时，

图2中所设定的特性(虚线)为0[dB](＝1)以下，为“稳定”

图3中所设定的特性(实线)为0[dB](＝1)以上，为“不稳定”

也即，如果使用电流检测值Idc、Iqc进行频率推定，则在增高F_PLL的情况下，轴误差的推定值Δθc变得不稳定。

因此，为了实现轴误差的推定值Δθc的稳定化，使用电流指令值进行频率推定。

这里，代替电流检测值Idc、Iqc，使用电流指令值Id^*、Iq^*，通过运算求出(公式9)中所示的一次延迟信号Id^* _td、Iq^* _td。

【公式9】

$\left[\begin{array}{c}{{\mathrm{Id}}^{*}}_{\mathrm{td}}\\ {{\mathrm{Iq}}^{*}}_{\mathrm{td}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}\frac{1}{1+\mathrm{Tacr}\&CenterDot;S}\&CenterDot;{\mathrm{Id}}^{*}\\ \frac{1}{1+\mathrm{Tacr}\&CenterDot;S}\&CenterDot;{\mathrm{Iq}}^{*}\end{array}\right]---\left(9\right)$

这里，Tacr：电流控制响应的延迟时间。

轴误差推定部5中，如上述(公式3)那样进行推定值Δθc的运算。

图5中示出了使用低通滤波器15的输出信号Id^* _td、Iq^* _td，进行了轴误差推定的情况下的特性(设定与图3中使用的FPLL相同的值)。

可以得知，如果使用电流检测值Idc、Iqc就会不稳定，而在使用低通滤波器15的输出信号Id^* _td、Iq^* _td的情况下，B区域中也能够稳定地进行动作。

另外，本实施例中，虽然在轴误差推定部5使用低通滤波器14的输出信号，但如果速度控制运算部8或d轴电流直流发生部9的控制增益低，它们的输出信号即Id^*、Iq^*的变动缓慢，则也可以代替Id^* _td、Iq^* _td，直接使用Id^*、Iq^*来进行Δθc的推定运算。

<第2实施例>

第1实施例中，是轴误差的指令值Δθc^*为零设定，用电流指令值的低通滤波器输出值Id^* _td、Iq^* _td进行轴误差推定，降低加减速中的轴误差的方式，而本实施例中，是根据速度指令值ω_r ^*生成轴误差的指令值Δθc^*，进一步进行轴误差降低的方式。

图6中示出了本实施例。

图中，1～14、21为与图1中相同的部分。

轴误差指令运算部15，使用速度指令值ω_r ^*输出轴误差的指令值Δθc^*。

对成为本发明的特征的“轴误差指令运算部15”的原理进行说明。

首先，对没有设置轴误差指令值运算部15的情况下(Δθc^*＝0)的、加减速区间中发生的轴误差Δθ(＝推定值Δθc)的大小进行说明。

频率推定部6中，如(公式3)所示，使用轴误差的推定值Δθc，进行频率推定值ω_1c的推定运算。

另外，电动机速度的变化量Δω_r、和电动机转矩与负载转矩之的差值转矩Δτ的关系，为(公式10)。

【公式10】

${\mathrm{\&Delta;\&omega;}}_r=\mathrm{\&Delta;t}\&CenterDot;\frac{1}{J\&CenterDot;S}\&CenterDot;\mathrm{Pm}---\left(10\right)$

这里，Pm：电动机的极对数[极]，J：电动机+机械的合成惯量值[Kgm²]

这里，如果设为(公式3)＝(公式10)，将(公式4)代入，对推定值Δθc进行整理，便得到(公式11)。

【公式11】

$\mathrm{\&Delta;\&theta;c}=-\frac{\mathrm{\&Delta;t}\&CenterDot;\frac{1}{J}\&CenterDot;\mathrm{Pm}\&CenterDot;\frac{N}{{(2\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;F_{\mathrm{PLL}})}^2}}{[1+\frac{N}{(2\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;F_{\mathrm{PLL}})}\&CenterDot;S]}---\left(11\right)$

可以得知，推定值Δθc的大小，与频率推定部6的比率/积分增益的转折点比N和控制响应频率F_PLL有关。

这里，如果设ω_r ^*＝ω_r，对(公式10)进行微分，则得到(公式12)。

【公式12】

${{\mathrm{\&Delta;\&omega;}}_r}^{*}\&CenterDot;S=\mathrm{\&Delta;t}\&CenterDot;\frac{1}{J}\&CenterDot;\mathrm{Pm}---\left(12\right)$

这里，将(公式12)代入到(公式11)中，得到消除(抵消)了推定值Δθc的(公式13)所示的“轴误差的指令值Δθc^*”。

【公式13】

${\mathrm{\&Delta;\&theta;c}}^{*}=\frac{\frac{N}{{(2\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;F_{\mathrm{PLL}})}^2}\&CenterDot;\mathrm{\&Delta;}{{\mathrm{\&omega;}}_r}^{*}\&CenterDot;S}{[1+\frac{N}{(2\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;F_{\mathrm{PLL}})}\&CenterDot;S]}---\left(13\right)$

【公式14】

${\mathrm{\&Delta;\&theta;c}}^{*}=\frac{N}{{(2\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;F_{\mathrm{PLL}})}^2}\mathrm{\&Delta;}{{\mathrm{\&omega;}}_r}^{*}\&CenterDot;S---\left(14\right)$

【公式15】

$\left[\begin{array}{c}{\mathrm{Vdc}}^{*}\\ \mathrm{Vq}{c}^{*}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{R}^{*}& -{\mathrm{\&omega;}}_{1c}{\&CenterDot;L}^{*}\\ {\mathrm{\&omega;}}_{1c}{\&CenterDot;\mathrm{Ld}}^{*}& R^{*}\end{array}\right]\&CenterDot;\left[\begin{array}{c}{\mathrm{Id}}^{*}\\ I{q}^{*}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}0\\ {\mathrm{\&omega;}}_{1c}\&CenterDot;{\mathrm{Ke}}^{*}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}\mathrm{\&Delta;}{\mathrm{Vd}}^{*}\\ \mathrm{\&Delta;V}{q}^{*}\end{array}\right]---\left(15\right)$

【公式16】

$\left[\begin{array}{c}{\mathrm{Vdc}}^{*}\\ \mathrm{Vq}{c}^{*}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{R}^{*}& -{{\mathrm{\&omega;}}_r}^{*}\&CenterDot;L^{*}\\ {\mathrm{\&omega;}}_r{\&CenterDot;\mathrm{Ld}}^{*}& R^{*}\end{array}\right]\&CenterDot;\left[\begin{array}{c}{\mathrm{Id}}^{*}\\ \mathrm{Iq}{c}_{\mathrm{td}}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}0\\ {{\mathrm{\&omega;}}_r}^{*}\&CenterDot;K{e}^{*}\end{array}\right]---\left(16\right)$

进行频率的推定控制，使得推定值Δθc与该指令值Δθc^*相一致。

图7中示出了导入“轴误差的指令值Δθc^*”的情况下的特性(设定图3中使用过的F_PLL)。

可以得知，A区间中运算得到的由虚线所示的“轴误差的指令值Δθc^*”，为了消除图5的Δθc，为“正”极性且为20[deg]的大小。

可以得知，此时，推定值Δθc(实际的轴误差Δθ也同样大小)，在A区间中也为“零”，电动机电流I₁减小到4A，能够实现高效的运转。

另外，虽然本实施例中，通过(公式13)计算出轴误差的指令值Δθc^*，但进行(公式14)中所示的那种近似的运算，也能够实现轴误差的降低。

以上，虽然在第1、第2实施例中，根据第1电流指令值Id^*、Iq^*与电流检测值Idc、Iqc，生成第2电流指令值Id^**、Iq^**，并使用该电流指令值进行矢量控制运算，但也可以采用：

1)根据第1电流指令值Id^*、Iq^*与电流检测值Idc、Iqc，生成电压修正值ΔVd^*、ΔVq^*，并使用该电压修正值、第1电流指令值Id^*、Iq^*、频率推定值ω_1c、以及永磁电动机1的电常数，按照(15公式)运算出电压指令值Vdc^*、Vqc^*的矢量控制运算方式，或者

2)使用第1d轴电流指令值Id^*(＝0)以及q轴电流检测值Iqc的一次延迟信号Iqctd以及速度指令值ω_r ^*、电动机1的电常数，按照(公式16)运算出电压指令值Vdc^*、Vqc^*的控制运算方式。

另外，虽然第1、第2实施例中，是检测出通过高价电流检测器3所检测出的三相交流电流Iu～Iw的方式，但也能够根据为电力变换器2的过电流检测用安装的一分路(one shunt)电阻中流通的直流电流，来再现三相的电动机电流Iu^、Iv^、Iw^，还能对应使用该再现电流值的“低成本系统”。

如上所述，本发明能够实现在从电动机的电时常数(电阻值与电感值的比率)较小的电动机到较大的电动机，将加减速运转中的轴误差抑制为零，实现高效运转。

另外，能够提供一种即使在进行廉价的电流检测的系统中，也能够通用的“永磁电动机的高响应控制装置”。

Claims (6)

1.一种永磁电动机的控制装置，进行：

矢量控制运算，具有控制驱动永磁电动机的电力变换器的输出频率和输出电压的电流控制功能；轴误差推定运算，其对轴误差进行推定，该轴误差是对频率推定值积分所求出的相位推定值与永磁电动机的相位值之间的偏差；以及，频率推定运算，其按照使得该轴误差的推定值与轴误差的指令值相一致的方式控制频率，

其中，轴误差推定运算中：

使用矢量控制的电压指令值和电流指令值、以及电动机常数和频率推定值或速度指令值，来进行轴误差的推定运算。

2.一种永磁电动机的控制装置，进行：

矢量控制运算，具有控制驱动永磁电动机的电力变换器的输出频率和输出电压的电流控制功能；轴误差推定运算，其对轴误差进行推定，该轴误差是对频率推定值积分所求出的相位推定值与永磁电动机的相位值之间的偏差；以及，频率推定运算，其按照使得该轴误差的推定值与轴误差的指令值相一致的方式控制频率，

其中，轴误差推定运算中：

使用矢量控制的电压指令值和电流指令值的低通滤波器输出值、以及电动机常数和频率推定值或速度指令值，来进行轴误差的推定运算。

3.根据权利要求2所述的永磁电动机的控制装置，其特征在于：

电流指令值的低通滤波器输出值，是基于电流控制中所设定的控制响应频率或控制增益的一次延迟信号。

4.一种永磁电动机的控制装置，进行：

矢量控制运算，具有控制驱动永磁电动机的电力变换器的输出频率和输出电压的电流控制功能；轴误差推定运算，其对轴误差进行推定，该轴误差是对频率推定值积分所求出的相位推定值与永磁电动机的相位值之间的偏差；以及，频率推定运算，其按照使得该轴误差的推定值与轴误差的指令值相一致的方式控制频率，

其中，轴误差的指令值基于速度指令值生成。

5.一种永磁电动机的控制装置，进行：

矢量控制运算，具有控制驱动永磁电动机的电力变换器的输出频率和输出电压的电流控制功能；轴误差推定运算，其对轴误差进行推定，该轴误差是对频率推定值积分所求出的相位推定值与永磁电动机的相位值之间的偏差；以及，频率推定运算，其按照使得该轴误差的推定值与轴误差的指令值相一致的方式控制频率，

其中，轴误差的指令值，通过对速度指令值进行微分运算，并基于该运算值的低通滤波器输出值来生成。

6.根据权利要求5所述的永磁电动机的控制装置，其特征在于：

速度指令值的微分运算值的低通滤波器输出值，是基于频率推定中设定的控制响应频率或控制增益的一次延迟信号。

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