DE69623076T2

DE69623076T2 - System und Verfahren zur Steuerung von bürstenlosen Permanentmagnetmotoren

Info

Publication number: DE69623076T2
Application number: DE69623076T
Authority: DE
Inventors: Venkatesh Babu Chava; Dal Yong Ohm
Original assignee: Kollmorgen Corp
Current assignee: Kollmorgen Corp
Priority date: 1995-06-05
Filing date: 1996-05-23
Publication date: 2003-04-17
Anticipated expiration: 2016-05-24
Also published as: IL118520A0; IL118520A; US6002234A; GB2301904A; EP0748038A3; JPH09103089A; EP0748038A2; GB9610840D0; JP3686474B2; EP0748038B1; DE69623076D1; GB2301904B

Description

Diese Erfindung bezieht sich auf elektrische Motoren, genauer auf Steuerungssysteme für bürstenlose Permanentmagnetmotoren.

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

Ein bürstenloser Permanentmagnetmotor umfasst typischerweise einen Stator mit Wicklungen, rotierende Permanentmagnete und einen Positionsgeber zur Erfassung der Läuferstellung. Die Versorgung der Wicklung wird normalerweise durch Halbleiterschalter gesteuert, die auf die Signale zur Läuferstellung reagieren, um den Wicklungen in der korrekten Einschaltfolge Strom zuzuführen. Die Motorsteuerung wird durch die Höhe des Erregerstroms in den Wicklungen bewirkt.
US-A-4 447 771 (das Patent 771) beschreibt ein System, bei dem Phase und Höhe der Erregerströme in der Wicklung eines Motors gesteuert werden. Normalerweise liegt eine 90º-Phasenverschiebung zwischen dem Läuferfeld und dem umlaufenden Magnetfeld des Stators vor. Der Phasenwinkel wird entsprechend sogenannter "Momentenwinkelfaktoren" als Funktion der Motordrehzahl gegenüber der 90º-Verschiebung variiert. Durch dynamische Variation des Phasenwinkels wird eine Verbesserung der Motorfunktion über einen weiten Drehzahlbereich erzielt.
Ähnlich dem Patent '771 verwendet US-A-4 490 661 (das Patent '661) "Momentenwinkelfaktoren", um die Phasenverschiebung zwischen Läuferfeld und umlaufendem Statormagnetfeld als Funktion von Motordrehzahl und Motorlast zu variieren.
EP-A-0 638 988 beschreibt eine selbstabgleichende Nachführungsregelung für Permanentmagnet-Synchronmotoren, und US-A-4 651 068 beschreibt eine Steuerschaltung für einen bürstenlosen Motor, die mit Phasenverschiebung und Stromimpulsformung arbeitet, um den effizienten Betrieb eines bürstenlosen Motors in einer Servosteuerung zu realisieren.
Das typische Kalibrierungsverfahren für die Festlegung der Momentenwinkelfaktoren zur Bestimmung des Voreilwinkels nach den Patenten '771 und '661 sowie nach der EP- A-0 638 988 und der US-A-4 651 068 erfordert einen Testmotor mit Steuerung, einen dreiphasigen Variac, ein Dynamometer und ein Gebläse zur Kühlung des Motors. Der dreiphasige Variac dient zur Bereitstellung der dreiphasigen Versorgung für die Felderregung. Mit dem Dynamometer wird das Motordrehmoment gemessen. Um den Voreilwinkel für eine gegebene Drehzahl zu bestimmen, wird der Motor auf diese Drehzahl gebracht und erhält ausreichend Zeit, um sich auf einer vorbestimmten Prüftemperatur zu stabilisieren, wobei die Motortemperatur mit Hilfe des Gebläses geregelt wird. Nach Stabilisierung von Drehzahl und Temperatur wird der Voreilwinkel manuell einjustiert, wobei die Dynamometeranzeige beobachtet wird, um den Winkel festzustellen, der das maximale Drehmoment liefert. Der Kalibrierungsvorgang wird für die gewünschte Anzahl von Motordrehzahlen und/oder Motorlasten wiederholt, um eine Tabelle mit Momentenwinkelfaktoren zu erstellen. Der Kalibrierungsvorgang muss für jeden Motortyp eigens vorgenommen werden, in manchen Fällen sogar für jeden einzelnen Motor. Das dem Stand der Technik zuzurechnende Kalibrierungsverfahren ist teuer und zeitaufwändig und liefert nur Momentenwinkelwerte für eine endliche Anzahl von Motordrehzahlen.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Die vorliegende Erfindung stellt ein System und ein Verfahren bereit, um den bestmöglichen Voreilwinkel für jede Kombination von Motordrehzahl und/oder Lastbedingungen zu bestimmen, ohne dass hierfür ein zeitaufwändiges Kalibrierungsverfahren notwendig wird. Die Berechnungen basieren auf bestimmten Motor- und Steuerungsparametern. Die Motorparameter beinhalten die Polzahl P, die Gegen-EMK Kv und die Werte Ld und Lq für die Statorinduktivität. Die Steuerungsparameter beinhalten die Bandbreite des impulsbreitenmodulierten Verstärkers (PWM) bo, die Verzögerungszeit der Rückkopplungsschleife At und die verfügbare Kopplungsspannung Vm. Diese Motor- und Steuerungsparameter können in erfindungsgemäßer Weise genutzt werden, um die optimale Phasenvoreilung für die dynamischen Variablen Motordrehzahl co und Feldstrom Is zu bestimmen. Die aus den Motor- und Steuerungsparametern berechneten Werte für den Voreilwinkel können in Abhängigkeit von den dynamischen Faktoren Läuferdrehzahl und/oder Motorleistung in einer Wertetabelle zusammengefasst werden.
In einer Realisierung der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung wird diskrete Logik oder ein Mikroprozessor zur Berechnung des Voreilwinkels und der dementsprechenden Steuerung der Erregerströme in den Wicklungen verwendet. Bei der Ausführung mit Mikroprozessor dient ein für die Abarbeitung durch den Mikroprozessor gespeichertes Programm zur Berechnung des Voreilwinkels. Die Berechnungen basieren auf einem Rückkopplungssignal für die Läuferstellung, das von einem oder mehreren Sensoren geliefert wird, einem Rückkopplungssignal für die Läuferdrehzahl, das aus dem Positionsrückmeldesignal für die Läuferstellung abgeleitet werden kann, und auf einer Messung des Feldstroms, der dem Moment proportional ist. Der Mikroprozessor berechnet den optimalen Voreilwinkel für jede Kombination aus Drehzahl, Läuferstellung und Moment.
Diese und andere Aufgaben werden durch das Verfahren und das System zur Steuerung bürstenloser Permanentmagnetmotoren wie in den Ansprüchen 1 bis 14 festgelegt gelöst.

KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Fig. 1 ist ein funktionales Blockdiagramm eines Motorsteuerungssystems gemäß der Erfindung.
Fig. 2 ist ein funktionales Blockdiagramm einer Steuerlogikeinheit für die Nutzung im Motorsteuerungssystem der Fig. 1.
Fig. 3 ist ein schematisches Diagramm eines impulsbreitenmodulierten Stromverstärkers (PWM) für die Nutzung im Motorsteuerungssystem der Fig. 1.
Fig. 4 ist eine Darstellung des Zusammenhangs zwischen den sinusförmig verlaufenden Erregersignalen und den entsprechenden impulsbreitenmodulierten (PWM) Ausgängen des Stromverstärkers der Fig. 3.
Fig. 5 ist ein Querschnitt eines bürstenlosen Permanent-magnetmotors, bei dem die Magneten in den Läufer integriert sind.
Fig. 6A zeigt die dynamische Ersatzschaltung für die q-Achse eines IPM-Motors.
Fig. 6B zeigt die dynamische Ersatzschaltung für die d-Achse eines IPM-Motors.
Fig. 7A ist eine Auftragung des Lastvoreilwinkels über dem Feldstrom, ermittelt nach dem erfindungsgemäßen Rechenverfahren.
Fig. 7B ist eine Auftragung des Drehzahlvoreilwinkels über der Motordrehzahl, ermittelt nach dem erfindungsgemäßen Rechenverfahren.
Fig. 8 ist ein funktionales Blockdiagramm einer alternativen Steuerlogikeinheit für die Nutzung in dem Motorsteuerungssystem der Fig. 1.
Fig. 9 ist ein funktionales Blockdiagramm einer Schaltung, die für die Messung der Motorinduktivität in der q-Achse und der d-Achse bei verschiedenen Feldströmen genutzt werden kann.
Fig. 10A ist ein Flussdiagramm der Schritte zur Berechnung der Winkelvoreilung gemäß einer bevorzugten Ausführungsform.
Fig. 10B ist ein Flussdiagramm der Schritte zur Bereitstellung einer Winkelvoreilung.

DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Fig. 1 zeigt ein funktionales Blockdiagramm eines erfindungsgemäßen Steuerungssystems für einen Permanentmagnetmotor. Das System wird zur Steuerung eines Dreiphasenmotors 20 genutzt. Die grundlegenden Elemente zur Drehzahlregelung sind dabei: ein Drehzahlkompensator 22, eine Steuerlogikeinheit 24, ein impulsbreitenmodulierter Stromverstärker 26, ein Drehmelder 28 und ein Rückkopplungsprozessor 30. Die Elemente bilden eine Regelschleife, die nach Eintreffen eines entsprechenden Befehlssignals die Sollwerte mit den momentanen Rückkopplungswerten vergleicht und die Motorerregung dementsprechend einstellt.
Beim Betrieb als Drehzahlservosystem wird das Drehzahlsignal 31 an einen Summierungspunkt 32 gelegt und mit dem momentanen Rückkopplungssignal für die Läuferdrehzahl verglichen, das von dem Drehmelder 28 abgeleitet wird, der mit der Motorwelle 20 und dem Rückkopplungsprozessor 30 verbunden ist. Der Summierungspunkt erzeugt ein Fehlersignal entsprechend der Differenz zwischen dem Drehzahlsollwert und der Drehzahlrückmeldung. Das Fehlersignal durchläuft den Drehzahlkompensator 22 und stellt somit das Drehmomentsignal für die Steuerlogikeinheit 24 bereit. Die Steuerlogik in Verbindung mit dem impulsbreitenmodulierten Stromverstärker liefert einen Erregerstrom an den Motor, dessen Amplitude mit der Höhe des Drehmomentsignals in Beziehung steht. In der Betriebsweise als Drehzahlservo wird der Erregerstrom für den Motor so eingestellt, dass das Fehlersignal am Summierungspunkt minimiert wird und somit die Motordrehzahl dem Sollwert entspricht.
Der mit dem Drehmelder verbundene Rückkopplungsprozessor 30 stellt Signale für Läuferstellung und Läuferdrehzahl für die Steuerlogikeinheit 24 bereit. Das Signal für die Läuferdrehzahl wird genutzt, um Erregerströme mit drehzahlsynchroner Frequenz für den Motor zu generieren. Das Signal für die Läuferstellung dient als Referenz für die Einstellung der Phase des Erregerstroms entsprechend dem Voreilwinkel, der durch eine Voreillogikeinheit 34 in der Steuerlogikeinheit bestimmt wird.
Im Betrieb als Positionier-Servosystem wird ein Signal zur Positionsvorgabe 36 an einen Profilgenerator 38 und einen Positionskompensator 40 abgesetzt, um ein Geschwindigkeitsregelsignal an den Summierungspunkt 32 anzulegen. Der Profilgenerator 38 steuert Motorbeschleunigung und -verzögerung beim Verfahren in eine neue Position, so dass die gewünschte Position schnell und ohne Überschwingen erreicht wird.
Der Betrieb als Positions- und Geschwindigkeitsservo sind die beiden häufigsten Rückkopplungsmodi. Weitere Modi sind ebenfalls möglich und können über das Drehzahlsignal 42 einbezogen werden.
Ein detaillierteres Blockdiagramm der Steuerlogikeinheit ist in Fig. 2 wiedergegeben. Eine Winkelberechnungseinheit 46 erhält Informationen zu Läuferstellung und Läuferdrehzahl vom Rückkopplungsprozessor 30. Eine Voreillogikeinheit 34 berechnet die Winkelvoreilung für die Phase des Erregerstroms relativ zur Läuferstellung. Die Berechnungen der Winkelvoreilung werden weiter unten detailliert beschrieben. Die Winkelberechnungseinheit 46 erzeugt ein Phasenvektorsignal für die Motorerregung, das aus der Phasenlage der Läuferstellung plus der Winkelvoreilung besteht. Der Phasenvektor geht in eine Sinuswertetabelle 48 ein, die einen digitalen Sinuswert entsprechend der Lage des Phasenvektors liefert. Der Phasenvektor wird außerdem über eine Phasenschiebeeinheit 50 zum Verschieben des Phasenvektors um einen elektrischen Winkel von 120º an eine Sinuswertetabelle 52 übergeben. Der Ausgang der Sinuswertetabelle 48 durchläuft einen multiplizierenden Digital/Analogwandler (D/A) 54, um eine Sinuswelle der Phase C zu erzeugen. Da die Phasen der Sinuswellen um jeweils 120º versetzt sind, wird die Phase B als Summe der Phasen A und C abgeleitet. Das Momentensignal durchläuft einen D/A-Wandler 58, um ein Signal für die Multiplizierer der multiplizierenden Digital/Analogwandler 54 und 56 bereitzustellen. Die Steuerlogik erzeugt somit ein dreiphasiges Signal mit einer Phase entsprechend der Winkelvoreilung relativ zur Läuferstellung und einer Amplitude entsprechend dem erforderlichen Moment.
Fig. 3 ist ein Blockdiagramm des Stromverstärkers 26 für die Phase A. Entsprechende Verstärker werden für die Phasen B und C verwendet. Das sinusförmige Spannungssignal der Phase A vom D/A-Wandler 56 (Fig. 2) wird an den Eingang des Stromverstärkers 26 geliefert, um den Strom für die Erregung der Phasenwicklung A des Motors 20 (Fig. 1) zu erzeugen. Der Erregerstrom für die Motorwicklung hat die Form von Impulsen mit jeweils einer Impulsbreite entsprechend der Amplitude des Eingangssignals.
Das Eingangssignal für die Phase A wird an den Summierungspunkt 60 gelegt, wo es mit dem Stromrückführungssignal vom Verstärkerausgang verglichen wird. Das Rückführungssignal kann mittels eines geeigneten Stromfühlers 71 bereitgestellt werden, der ein Spannungssignal proportional dem Feldstrom liefert. Der Summierungspunkt 60 generiert ein Fehlersignal proportional der Differenz zwischen dem Eingangssignal und dem Rückführungssignal. Das Fehlersignal wird verstärkt, um einen Motorstrom zu erzeugen, der durch die Höhe des Eingangssignals bestimmt wird.
Das Fehlersignal vom Summierungspunkt 60 durchläuft eine Stromkompensationsschaltung 62 und gelangt an einen Impulsbreitenmodulator (PWM) 64. Das Eingangssignal zum PWM wird mit einer Dreieckwelle von einem Generator 74 verglichen, so dass der Ausgangsimpuls mit anwachsendem Signalpegel breiter wird.
Der Strom für die Phase A der Motorwicklung wird über ein IGBT-Transistorpaar 72 und 73 geliefert. Der obere Transistor 72 ist mit der positiven Sammelschiene verbunden, der untere Transistor 73 ist mit Masse verbunden. Die gemeinsame Verbindung zwischen den beiden Transistoren ist mit Phase A der Motorwicklung verbunden. Wenn der obere Transistor 72 leitend ist, ist die Wicklung mit der positiven Sammelschiene verbunden. Wenn der untere Transistor 73 leitend ist, ist die Wicklung mit Masse verbunden. Der Ausgang des PWM 64 steuert über den Totzeitgenerator 68 und die Trennschaltung 70 direkt den oberen Transistor 72 an. Der Ausgang des PWM 64 durchläuft außerdem einen Inverter 66 und steuert anschließend über den Totzeitgenerator 68 und die Trennschaltung 70 den unteren Transistor 73 an. Die Trennschaltung ist vorzugsweise ein Optokoppler, der die Leistungsstufen von den empfindlichen elektronischen Steuerkreisen abtrennt. Der Totzeitgenerator 68 stellt ein Mindestzeitintervall zwischen dem Sperren des einen Leistungstransistors und dem Öffnen des anderen sicher, so dass kein Kurzschluss von der positiven Sammelschiene nach Masse entsteht.
Der Impulsbreitenmodulator 64 enthält einen Komparator zum Vergleichen des sinusförmigen Eingangs mit dem Dreieckwellengenerator 74. Wenn der Sinuswert die Dreieckwelle übersteigt, ist der Ausgang des Komparators positiv und der Transistor 72 wird aufgesteuert. Wenn der Sinuswert kleiner ist als die Dreieckwelle, ist der Ausgang des Komparators Null und der Transistor 73 wird aufgesteuert. Im Ergebnis bewirkt der Komparator so die Erzeugung von Rechteckimpulsen unterschiedlicher Breite. Fig. 4 zeigt den Zusammenhang zwischen den drei Phasen der impulsbreitenmodulierten Signale (Auftragungen B, C und D) und den sinusförmigen Eingangssignalen (Auftragung A).
Fig. 5 zeigt das Konzept eines Motors, der durch das beschriebene System gesteuert werden kann. Anhand des Konzepts werden die Gleichungen zur Berechnung der Winkelvoreilung der Voreillogik 34 (Fig. 1) abgeleitet. Der Motor enthält einen Stator 80 mit drei Wicklungen 82, 84 und 86 und einen Läufer 88 mit einem integrierten Permanentmagneten 90. Wie die Zeichnung zeigt, sind die Wicklungen 82, 84 und 86 symmetrisch um den Stator angeordnet, d. h. jeweils um 120º gegeneinander versetzt. Für die Modellierung wird jede Statorwicklung zu einer Windung zusammengefasst. Beispielsweise beginnt die Windung, die die Wicklung 82 repräsentiert, am Punkt a und kehrt an Punkt a' zurück, der gegen Punkt a um 180º versetzt angeordnet ist.
Der konzeptuelle Motor nach Fig. 5 ist ein Motor mit integrierten Permanentmagneten (IPM-Interior Permanent Magnet). Dies bedeutet, dass der Motor Permanentmagnete hat, die in den Kern des Läufers einbezogen sind, anstatt auf der Außenseite des Läufers angebracht zu sein. Der Schenkelpolaufbau des IPM-Motors resultiert in einer Induktivität der Wicklung, die als Funktion des Läuferwinkels variiert. Das Gegenstück zum IPM-Motor bilden Motoren mit außen angeordneten Permanentmagneten (SPM- Surface Permanent Magnet), bei denen die Permanentmagneten auf der Außenfläche des Läufers angebracht sind. Fig. 5 kann als konzeptuelle Darstellung eines SPM-Motors angesehen werden, wenn die Form des Läufers als Kreis eingezeichnet wird (wie durch die gestrichelten Linien 90 und 94 angedeutet). Sowohl der IPM- als auch der SPM- Motor können unter Anwendung der Winkelvoreilung in effizienterer Weise betrieben werden. Wie weiter unten detaillierter beschrieben, ist der optimale Voreilwinkel für einen SPM-Motor eine Funktion der Motordrehzahl, für einen IPM-Motor dagegen eine Funktion sowohl der Motordrehzahl als auch der Last.
Der Motor nach Fig. 5 wird vorzugsweise durch Erregung der Wicklungen mittels dreier Phasen betrieben, d. h. einer elektrischen Phase für jede Wicklung. Da die Spitzen der sinusförmigen Erregung in Intervallen von 120º gegeneinander versetzt auftreten und somit der räumlichen Anordnung der Wicklungen entsprechen, wird durch die Wicklungserregung ein "umlaufendes" Magnetfeld erzeugt. Der Fluss des umlaufenden Magnetfeldes tritt in Wechselwirkung mit dem Permanentmagnet des Läufers und bewirkt eine Rotation des Läufers synchron zum umlaufenden Feld. Die Halbleitersteuerung des Stromes durch die Wicklungen ist wohlbekannt als elektrische Kommutation, ein Verfahren, durch das ein bürstenloser Permanentmagnetmotor möglich wird, der ohne die problematischen Kollektorbürsten arbeitet, die in vielen Motoren nach dem Stand der Technik anzutreffen sind.
Die dynamische Steuerung des Voreilwinkels durch die Voreillogikeinheit 34 (Fig. 1 und 2) basiert auf den nachstehend angegebenen Gleichungen.

A. MODELLIERUNG UND PARAMETERBESCHREIBUNG DES BÜRSTENLOSEN PERMANENTMAGNETMOTORS

Es wird eine Ableitung eines zweiphasigen Ersatzmodells für einen bürstenlosen Permanentmagnetmotor gegeben, außerdem eine Ableitung einer Gleichung für das abgegebene Drehmoment eines Motors vom gleichen Typ. Dabei werden die folgenden Annahmen getroffen:
(1) Die Statorwicklung erzeugt eine sinusförmige MMK-Verteilung. Harmonische in den Luftspalten werden vernachlässigt.
(2) Der magnetische Widerstand im Luftspalt hat eine konstante und eine sinusförmig variierende Komponente.
(3) Die symmetrische dreiphasige Versorgung und die symmetrische Schaltung der drei Phasen ist gegeben. Wirbelströme und Verluste durch Hysterese werden vernachlässigt.
Was Annahme (3) betrifft, so können bei Bedarf Wirbelströme und Hystereseverluste als zusätzliches Element in die Ersatzschaltungen einbezogen werden.
Für die Beschreibung verwendete Bezeichnungen:
P Polzahl des Motors
Ia, Ib, Ic momentane Feldströme, Phase a, b, c
Va, Vb, Vc momentane Feldspannung, Phase a, b, c
Id, Iq Komponenten Feldstrom, Achsen d und q
Vd, Vq Komponenten Feldspannung, Achsen d und q
Is Vektorbetrag Feldstrom ANMERKUNG: Is = sqrt(Id² + Iq²)
Vs Vektorbetrag Feldspannung ANMERKUNG: Vs = sqrt(Vd² + Vq²)
Rs Feldwiderstand
p d/dt
Ld, Lq Induktivität Stator, Achsen d und q
ψmag Spitzenwert Flussverkettung durch Permanentmagnet
θ (elektrischer) Winkel zwischen a- und q-Achse
ω ω = pθ, Winkelgeschwindigkeit (in Grad des elektrischen Winkels/s)
Ls Konstante Komponente des magnetischen Widerstands im Luftspalt ANMERKUNG: Ls = Lso + Lsl, dabei Lso die Induktivität verantwortlich für die Momenterzeugung und LSI die Leckinduktivität des Stators.
Lx Betrag der sinusförmig variierenden Komponente des magnetischen Widerstands im Luftspalt.

1) Entwicklung eines Modells für den bürstenlosen Permanentmagnetmotor

Fig. 5 zeigt eine konzeptuelle Querschnittsdarstellung eines dreiphasigen IPM-Zweipolmotors einschließlich gewählter Bezugsachsen. Die Stator-Bezugsachse für die "a- Phase" (Achse 83) ist entsprechend der Richtung der maximalen MMK gewählt, wenn ein positiver Strom durch die a-Phase geschickt wird. Die Referenzachsen für die anderen Statorachsen (Achsen 85 und 87) sind in entsprechender Weise gewählt. Nach der Konvention für das d-q-Modell ist die Richtung des magnetischen Flusses des Permanentmagneten als d-Achse (Achse 91) gewählt, während die q-Achse (Achse 92) um 90º gedreht vor der d-Achse liegt. Der Winkel der q-Achse bezogen auf die a-Achse wird mit 9 bezeichnet. Bei drehendem Motor läuft das d- und q-Bezugssystem mit einer Geschwindigkeit von CD = d9/dt um, während die Statorachsen a, b und c raumfest bleiben.
Die elektrodynamischen Gleichungen für den Motor können in der folgenden Form angeschrieben werden:
Va = Rs Ia + pψa (A.1)
Vb = Rs Ib + pψb (A.2)
Vc = Rs Ic + pψc (A.3)
Die Gleichungen der Flussverkettung (unter Annahme symmetrischer Induktanzen, d. h. Lab = Lba) können wie folgt formuliert werden:
ψa = Laa Ia + Lab Ib + Lac Ic + ψmaga (A.4)
ψb = Lab Ia + Lbb Ib + Lbc Ic + ψmagb (A.5)
ψc = Lac Ia + Lbc Ib + Lcc Ic + ψmagc (A.6)
Die Induktivitäten in den Gleichungen A.4, A.5 und A.6 sind Funktionen des Winkels θ. Die Induktivitäten können wie folgt ausgedrückt werden:
Laa = Lso + Lsi + Lx cos(2θ) (A.7)
Lbb = Lso + Lsl + Lx cos(2θ + 120) (A.8)
Lcc = Lso + Lsl + Lx cos(2θ - 120) (A.9)
Lab = -(¹/&sub2;)Lso + Lx cos(2θ - 120) (A.10)
Lbc = -(¹/&sub2;)Lso + Lx cos(26) (A.11)
Lab = -(¹/&sub2;)Lso + Lx cos(2θ + 120) (A.12)
Wie aus den Gleichungen A.7, A.8 und A.9 hervorgeht, erreicht die Selbstinduktion einer Statorwicklung ein Maximum, wenn die q-Achse des Läufers ausgerichtet zur Phase des Stators steht, während die Gegeninduktionen zwischen den Statorwicklungen ihr Maximum annehmen, wenn sich die q-Achse des Läufers in der Mitte zwischen zwei Statorphasen befindet. Die Wirkung der ausgeprägten Pole geht auch aus den Gleichungen hervor, wie der Term 26 verdeutlicht. In den Gleichungen A.10, A.11 und A.12 beruht der Koeffizient -(1/2) auf der Tatsache, dass die Statorphasen um 120º gegeneinander versetzt sind, wobei gilt cos(120º) = -(1/2).
Die Flussverkettungen durch den Permanentmagneten des Motors können wie folgt ausgedrückt werden:
ψmaga = ψmag cos θ (A.13)
ψmagb = ψmag cos(θ - 120) (A.14)
ψmagc = ψmag cos(θ + 120) (A.15)
Die Eingangsleistung Pi lautet wie folgt:
Pi = Va Ia + Vb Ib + Vc Ic (A.16)
Die Ausgangsleistung Po und das Ausgangsdrehmoment T kann im dreiphasigen Modell nicht in einfacher Form ausgedrückt werden. Ein Ausdruck, der die beiden Parameter zusammenfasst, lautet wie folgt:
T = (P/2)Po/ω (A.17)
Mit Einführung von S für die Größe (Strom, Spannung und Flussverkettung), die aus dem abc-System in das d-g-System zu transformieren ist, resultiert die folgende Transformationsmatrix:
In einem symmetrischen Dreiphasensystem ist die Komponente So, auch als Nullsequenzkomponente bezeichnet, stets Null.
Da die Transformation linear ist, existiert die zugehörige inverse Transformation wie folgt:
Durch Anwendung der Transformation nach Gleichung A. 18 auf die Spannungen, Flussverkettungen und Ströme der Gleichungen A.1-A.6 wird ein einfaches Modell für die elektrodynamischen Gleichungen und die Flussverkettungsgleichungen in d-q abgeleitet:
Vq = Rs Iq + pψq + ωψq (A.20)
Vd = Rs Id + pψd - ωψd (A.21)
ψq = Lq Iq (A.22)
ψd = Ld Id + ψmag (A.23)
Lq und Ld werden als Induktivitäten der d- bzw. q-Achse bezeichnet und sind wie folgt definiert:
Lq = (3/2)(Lso + Lx) + Lsl (A.24)
Ld = (3/2)(Lso - Lx) + Lsl (A.25)
Die Eliminierung der Tenne für die Flussverkettung aus den Gleichungen A.20-A.23 liefert die folgenden Gleichungen:
Vq = (Rs + Lqp)Iq + ωLd Id + ωψmag (A.26)
Vd = (Rs + Ldp)Id - ωLq Iq (A.27)
Die Gleichungen A.26 und A.27 bilden die Basis des d-q-Modells für bürstenlose Permanentmagnetmotoren. Die d-q-Ersatzschaltung für das Modell ist in Fig. 6A und 6B wiedergegeben.

2) Ableitung der Gleichung für das abgegebene Moment

Durch Anwendung der Transformation der Gleichung A.18 auf die Gleichung A.16 und unter Vernachlässigung der Nullsequenzanteile erhält man eine Modellgleichung für die momentane Leistung:
Pi = (3/2){Vq Iq + Vd Id} (A.28)
Die Ausgangsleistung wird erhalten, indem Vq und Vd durch die zugehörigen Drehzahlspannungen ersetzt werden:
Po = (3/2){-ωψq Id + ωψd Iq} (A.29)
Das abgegebene Moment T entsprechend Leistung dividiert durch mechanische Drehzahl wird ausgedrückt durch:
T = (3/2)(P/2)(ψmag Iq + (Ld - Lq) Iq Id) (A.30)
Da die Transformation der Gleichung 18 nicht eindeutig ist (ein gemischtquadratischer Ausdruck ist dann eindeutig, wenn seine Inverse gleich der Transponierten ist), sind Leistung und Moment des zweiphasigen Ersatzsystems verschieden von den Werten des ursprünglichen dreiphasigen Systems. Dementsprechend muss für die Berechnung von Leistung und Drehmoment aus dem zweiphasigen Ersatzschaltbild der Faktor (3/2) in die Gleichungen A.28, A.29 und A.30 einbezogen werden. Der Betrag der Flussverkettung der zweiphasigen Ersatzschaltung beträgt 2/3 desjenigen der dreiphasigen Schaltung.

8. DIE DYNAMISCHE WINKELVOREILUNG

Für vorgegebene Werte von Moment (Tc), Läuferstellung (θr) und Läuferdrehzahl (ω) wird θsa für die Erzeugung des maximalen Moments nach der folgenden Gleichung berechnet:
θsa = θr ± (90 + θi) + θs (B.1)
In der obigen Gleichung ist der Läuferreferenzwinkel (θr = 0) als derjenige Winkel definiert, auf den sich der Läufer einpendelt, wenn der Läufer frei rotieren kann und die Wicklung 82 mit dem positiven Maximum erregt wird. θi repräsentiert den Lastvoreilwinkel, der eine Funktion des Feldlaststroms (Is) ist, der wiederum eine Funktion von Tc ist. θs repräsentiert die Drehzahlwinkelvoreilung, die eine Funktion von ω ist.
Nachstehend wird für jede Art der Voreilung eine Gleichung entwickelt, die die Voreilung anhand der Motorparameter beschreibt. Die Herleitungen basieren auf dem oben beschriebenen Motormodell mit den Achsen d und l.

1) Lastvoreilwinkel

Wie beim d-q-Modell wird die Richtung des magnetischen Flusses im Permanentmagneten als d-Achse gewählt, wahrend die q-Achse um 90º (elektrisch) vor der d-Achse liegt. Dementsprechend können die dynamischen Gleichungen wie folgt angeschrieben werden:
Vq = (Rs + Lqp)Iq + ω Ld Id + ωΨmag (B.2)
Vd = (Rs + Ldp)Id - ωLq Iq (B.3)
Das erzeugte Moment (T) kann wie folgt ausgedrückt werden:
T = (3/2)(P/2)(Ψmag Iq + (Ld - Lq)Iq Id) (B.4)
Für die Diskussion des Lastvoreilwinkels wird θs = 0 angenommen, d. h. der Stromverstärker wird als ideal betrachtet. Damit ist θi gleich θ nach Fig. 5, d. h. dem Winkel zwischen der q-Achse und der a-Achse. Folglich können Id und Iq ausgedrückt werden zu:
Iq = Is cos θi, Id = Is sin θi (B.5)
Die obigen Gleichungen können in Gleichung B.4 eingesetzt werden, womit die folgende Gleichung für das erzeugte Drehmoment erhalten wird:
T = (3/2)(P/2)(Ψmag Is cos θi + (1/2)(Lq - Ld)Is² sin2 θi) (B.6)
Wie aus Gleichung B.6 hervorgeht, ist das erzeugte Moment (T) nicht nur vom Feldstrom abhängig, sondern auch vom Stromwinkel θi. Das erzeugte Moment kann folglich durch Variation des Feldstroms oder durch Variation des Stromwinkels oder durch Variation beider gesteuert werden. Eine besonders vorteilhafte Art und Weise der Motorsteuerung besteht darin, den Motor so zu regeln, dass das maximale Moment für einen gegebenen Feldstrom erzeugt wird.
Für Motore mit außen angeordneten Permanentmagneten (SPM), deren Induktivität unabhängig vom Läuferwinkel konstant ist, können die drei obigen Gleichungen vereinfacht werden, indem Lq = Ld = Ls gesetzt wird, wobei Ls die Statorinduktivität bezeichnet. In diesem Fall verschwindet der zweite Term in Gleichung B.6, der für das Moment aufgrund des magnetischen Widerstandes steht, so dass Gleichung B.6 die folgende Form annimmt:
T = (3/2)(P/2)Ψmag Is cos θi (B.7)
Für SPM-Motoren mit orthogonaler Steuerung liegt der optimale Lastvoreilwinkel θi bei Null. Für IPM-Motoren ist die Gleichsetzung Lq = Ld = Ls nicht möglich. Der zweite Term von Gleichung B.6 verschwindet daher nicht, und die Gleichung verdeutlicht, dass die orthogonale Steuerung beim IPM-Motor nicht das maximale Moment für einen vorgegebenen Strom liefert.
Der Winkel θi für die Erzeugung des maximalen Moments T für einen gegebenen Strom Is kann durch Differenziation der rechten Seite von Gleichung B.6 und Nullsetzen der Ableitung bestimmt werden. Dies liefert den folgenden Ausdruck für θi:
Von den beiden möglichen Lösungen für Gleichung B.9 wird diejenige gewählt, die 0 ≤ θi ≤ 45º liefert.
Wie Gleichung B.8 zeigt, kann der optimale Lastvoreilwinkel aus der Kenntnis der Motorparameter Ld, Lq und Tmag berechnet werden, die wiederum aus Kν und P bestimmt werden können, und aus der bekannten Höhe des Feldstroms Is. Eine solche Berechnung kann anhand der Parameter erfolgen, während der Motor in Betrieb befindlich ist. Alternativ kann während der Initialisierung des Motors eine Wertetabelle θi zu Is berechnet werden, so dass der Lastvoreilwinkel für einen gegebenen Feldstrom durch Auslesen aus der Wertetabelle erhalten werden kann.

2) Drehzahlvoreilwinkel

Damit der Motor für einen gegebenen Lastvoreilwinkel θi das gewünschte maximale Moment liefert, müssen die folgenden Annahmen erfüllt sein:
1. Die von Sensor, Rückführungsprozessor und Logikschaltung vorgenommene Signalverarbeitung nach Fig. 1 erfolgt ohne Zeitverzögerung.
2. Die sinusförmig variierenden Signale werden ohne jede Phasenvoreilung vom Stromverstärker der Fig. 1 verstärkt.
Wenn die obigen Bedingungen erfüllt sind, oder wenn die kombinierten Verzögerungen vernachlässigbar sind, wird das Moment in der erwarteten Höhe erzeugt. In den meisten praktisch ausgeführten Antriebssystemen ergeben sich jedoch erhebliche Zeitverzögerungen in der Signalverarbeitung und Phasenvoreilungen im Stromverstärker. Um den optimalen Phasenwinkel zu ermitteln, müssen zusätzlich zum Lastvoreilwinkel auch die oben erwähnten Verzögerungen in Betracht gezogen werden.
Die mit der Verarbeitung in Sensor, Rückführungsprozessor und Logikschaltung verbundene Zeitverzögerung kann in Form einer Phasenverzögerung ausgedrückt werden. Wenn die Summe dieser festen Zeitverzögerungen mit Δt bezeichnet wird, kann die Phasenverzögerung durch die Signalverarbeitungskomponenten (θsl) berechnet werden zu:
θsl = (180/π)Δtω (B.9)
Die Phasenverzögerung im Stromverstärker (oder auch "stromgesteuerten Verstärker") kann im Modell nachgebildet werden, wenn die Bandbreite ωb der Stromregelschleife bekannt ist. Die Bandbreite der meisten stromgesteuerten PWM-Verstärker ist abhängig von der Versorgungsspannung und der Gegen-EMK des Motors. Die Bandbreite ωb bei der Drehzahl ω kann folgendermaßen berechnet werden:
Einführen von ωb als Bandbreite der Stromregelschleife des Antriebs bei Drehzahl Null und Versorgung mit Nennspannung;
Einfuhren von Vm als Effektivspannung für die Steuerung des Inverters bei Drehzahl Null;
und unter der Annahme, dass der Feldwiderstand und die Verluste im Leistungswandler bereits durch Faktoren bei der Berechnung von Vm berücksichtigt werden.
Mit diesen Bezeichnungen erhält man die folgende Gleichung für ωb:
ωb = ωb(Vm - Kνω(2/P))/Vm (B.10)
Hinsichtlich der obigen Gleichung sei angemerkt, dass Kν die Konstante für die Gegen- EMK in V/rad/s ist, und das K ein kleiner Konstantenwert ist, der die magnetische Sättigung berücksichtigt. K wird vorzugsweise experimentell bestimmt und liegt im Bereich 0,1 bis 0,2. Zu Gleichung B.10 sei weiter angemerkt, dass der Einfluss des Spannungsabfalls im Stator vernachlässigt wird.
Eine weitere Annahme für die Berechnung der Phasenverzögerung des Verstärkers ist die, dass die meisten ausgeführten Verstärker als Verstärker erster Ordnung in folgender Form nachgebildet werden können:
In der obigen Gleichung bezeichnet Ka die Gleichstromverstärkung des Verstärkers, die nicht mit der Berechnung der Phasenverzögerung in Zusammenhang steht. Die Phasennacheilung aufgrund des Verstärkers ist gegeben durch:
θs2 = arctan (ω/ωb) (B.12)
Wenn das System im Generatorbetrieb arbeitet, ist das Vorzeichen von G) in Gleichung B.10 negativ, und ωb ist größer als ωbo, so dass ein sehr kleines θs2 resultiert. Die für den Generatorbetrieb erforderliche Drehzahlwinkelvoreilung ist folglich kleiner als die für den Motorbetrieb erforderliche.
Gemäß Gleichungen B.9 und B.12 kann der gewünschte Drehzahlvoreilwinkel wie folgt angeschrieben werden:
θs = θsl + θs2 = (180/π)Δtω + arctan(ω/ωb) (B.13)
Die Drehzahlwinkelvoreilung kann somit auf Grundlage der bekannten Werten für Kν, ωbo, Vm, Δt und ω berechnet werden.
Die Parameter Kν und ωbo sind dem Motor zugehörig, während die Parameter Vm und Δt aus der Antriebscharakteristik abzuleiten sind. Wie im Fall der Lastwinkelvoreilung kann während der Initialisierung des Motors eine Matrix mit optimalen Werten θs zur jeweiligen Drehzahl berechnet werden.

3) Verläufe der Winkelvoreilung für Drehzahl und Last

Der durch Gleichung B.8 beschriebene Kurvenverlauf für den Lastvoreilwinkel ist in Fig. 7A wiedergegeben. Die Kurven für die Drehzahlwinkelvoreilung sind in Fig. 7B dargestellt. In Einklang mit den Ausführungen zu Gleichung B.13 zeigt Fig. 7B zwei Kurven für die Drehzahlwinkelvoreilung, eine für den Betrieb als Motor und eine für den Betrieb als Generator.
Die optimale Winkelvoreilung für einen bestimmten Betriebsmodus mit vorgegebener Läuferdrehzahl und Feldstrom kann anhand der Fig. 7A und 7B bestimmt werden. Betriebsmodus und Drehzahl können unter Zuhilfenahme von Fig. 7B verwendet werden, um einen Wert für die Drehzahlwinkelvoreilung zu erhalten, während der Strom unter Zuhilfenahme von Fig. 7A herangezogen werden kann, um einen Wert für die Lastwinkelvoreilung zu erhalten. Die beiden Werte werden anschließend addiert, um den optimalen Voreilwinkel zu bestimmen.
Die in Fig. 7A dargestellte Kurve für den Voreilwinkel als Funktion des Feldstroms ist typisch für einen Motor mit integrierten Permanentmagneten (IPM). Die vergleichbare Kurve für eine Motor mit außen angebrachten Permanentmagneten (SPM) ist typischerweise eine Kurve mit flachem Nulldurchgang, d. h. eine Korrektur des Voreilwinkels als Funktion des Feldstroms ist nicht erforderlich.
Für die oben beschriebene Ausführungsform und entsprechend den Darstellungen der Fig. 1, 2 und 3 kann der Voreilwinkel mittels der Gleichungen B.8 und B.13 in dynamischer Weise berechnet werden. Wenn jedoch die Kapazität der Steuerlogikeinheit für eine dynamische Berechnung des Voreilwinkels nicht ausreichend ist, kann eine Wertetabelle verwendet werden. In einer solchen Konfiguration enthält die Wertetabelle eine anhand der Gleichungen B.8 und B.13 vorausberechnete Liste von Voreilwinkeln. Dabei können auch getrennte Wertetabellen für Lastvoreilung und Drehzahlvoreilung im Generatorbetrieb sowie für Drehzahlvoreilung im Motorbetrieb verwendet werden. Im Motorbetrieb zieht die Voreillogikeinheit die Tabellen heran, um den Voreilwinkel entsprechend den momentanen Werten für Momentenvorgabe, Läufsrdrehzahl und Betriebsmodus "nachzuschlagen". Durch die Wertetabellen erübrigen sich die wiederholten komplexen Berechnungen der Gleichungen B.8 und B.13. Die Lösung auf Basis der Wertetabellen hat den Nachteil, dass eine beträchtliche Vorlaufzeit erforderlich ist.
In Verbindung mit einer oder mehreren Wertetabellen kann auch mit Interpolation gearbeitet werden. Durch Interpolation wird die Effektivität einer Konfiguration auf Basis von Wertetabellen gesteigert, indem für nicht in der Tabelle enthaltene Betriebsbedingungen Näherungen des exakten Voreilwinkels bereitgestellt werden. Die Komplexität des verwendeten Interpolationsalgorithmus kann unterschiedlich gewählt werden, um die Genauigkeit der Berechnungen und die Rechengeschwindigkeit geeignet anzupassen.
In einer weiteren Ausführungsform werden weder "Echtzeit"-Berechnungen der Gleichungen B.8 und B.13 noch "Wertetabellen" verwendet. Statt dessen werden die Gleichungen B.8 und B.13 durch Kurvenverläufe angenähert, die auf einem begrenzten Satz vorberechneter Werte basieren. Die Anpassung der Kurven kann zu Gleichungen rühren, die einfacher zu berechnen sind als die Gleichungen B.8 und B.13, so dass diese in "Echtzeit" berechnet werden können. Wie im Fall der Interpolation kann die Komplexität der Kurvenanpassung unterschiedlich gewählt werden, um die Genauigkeit der Berechnungen und die Rechengeschwindigkeit geeignet anzupassen.
In einer weiteren Ausführungsform der Erfindung ist ein Prozessor-IC, z. B. ein Mikroprozessor oder ein digitaler Signalprozessor in die Steuerlogikeinheit 24 einbezogen. Um ein solches System zu realisieren, müssen die folgenden Voraussetzungen erfüllt sein: vor der Übergabe an den Prozessor wird die Drehzahlvorgabe in ein digitales Signal gewandelt. Die Funktionen der Winkelberechnungsschaltung 46, der Voreillogikeinheit 34, des Phasenoffset 50 und der Sinustabellen 48 und 52 der Fig. 2 werden in die Prozessorsoftware integriert. Die D/A-Wandler 54 und 56 sind zwischen den Mikroprozessor und den PWM-Stromverstärker eingeschaltet. Die Funktionen von Profilgenerator, Positionskompensator, Geschwindigkeitskompensator und Rückführungsprozessor können ebenfalls vom Mikroprozessor wahrgenommen werden.
In einigen Fällen ist es von Nutzen, den Feldstromrückgang aufgrund der beim Betrieb mit hohen Momenten eintretenden Sättigung zu kompensieren. Der Stromrückgang hängt mit der Reduktion des Motorstroms zusammen, die mit zunehmender Motordrehzahl auftritt. Eine Technik, die für die Kompensation des Feldrückgangs genutzt werden kann, wird nachstehend dargelegt. Die Technik zur Kompensation wird unter Bezug auf die in Fig. 1 bis 3 gezeigte Ausführungsform beschrieben.
Der Feldstromrückgang hängt vom Stromverstärkerabschnitt der Motorsteuerung ab. Wie oben dargelegt, kann der Verstärker als Verstärker erster Ordnung mit der folgenden Übertragungsfunktion (B.11) nachgebildet werden:
wobei ω die elektrische Frequenz entsprechend der Läuferdrehzahl ist, ωb die Bandbreite der Stromschleife bei der Drehzahl ω, und Ka die Gleichstromverstärkung des Verstärkers. Daraus folgt der Größe M der Übertragungsfunktion des Verstärkers zu:
Die Signalhöhe am Verstärkerausgang nimmt somit ab, wenn die Läuferdrehzahl zunimmt. Beim Drehzahlvoreilwinkel nach Gleichung B.13 wird der durch den Stromverstärker bedingte Verlust nicht berücksichtigt, sondern nur die mit dem Verstärker verbundene Phasenverzögerung. Eine Möglichkeit zur Kompensation des Feldstromrückgangs besteht in der Modifikation der Steuerlogikeinheit der Fig. 2.
In Fig. 8 ist dargestellt, wie die Steuerlogikeinheit der Fig. 2 modifiziert werden kann, um eine Boostereinheit 33 einzubeziehen. Die Boostereinheit kompensiert den Feldstromrückgang durch Multiplikation des Momentensteuersignals mit dem Kehrwert (1/M) der Übertragungsfunktion des Verstärkers. Hierdurch wird der Ausgang des Digital/Analogwandlers 58 um 1/M angehoben, und in der Folge werden die Ausgänge der Digital/Analogwandler 56 und 54 um 1/M erhöht. Dementsprechend werden die Ströme der Phasen A, B und C, die an den Stromverstärker geliefert werden, um den Faktor 1/M erhöht, wobei im Gesamtergebnis der an den Summierungspunkt 60 (Fig. 3) gelangende Feldstrom um den Faktor 1/M erhöht wird. Durch diese Anhebung wird der Feldstromrückgang kompensiert.
Wie bereits erwähnt, können die Gleichungen B.8 und B.13 zur dynamischen Berechnung des Voreilwinkels genutzt werden. Zur Lösung dieser Gleichungen werden die in Fig. 1 angegebenen Parameter benötigt. Die erforderlichen Motorparameter sind Ld und Lq (Statorinduktivitäten), P (die Polzahl) und Kν (Konstante der Gegen-EMK). Die erforderlichen Steuerungsparameter sind ωbo (Bandpass PWM), Δt (Schleifenverzögerung) und Vm (verfügbare Kopplungsspannung). Die benötigten dynamischen Parameter sind ω (Läuferdrehzahl) und Is (Feldstrom). In einer ausgeführten adaptiven Steuerung werden die erforderlichen Motor- und Steuerungsparameter während der Initialisierung des Systems eingestellt und dann für die Berechnung des Voreilwinkels entsprechend den dynamischen Parametern für Läuferdrehzahl und Feldstrom im laufenden Betrieb herangezogen.
Der dynamische Parameter ω (Läuferdrehzahl) kann mit dem Drehmelder 28 bestimmt werden, und der dynamische Parameter Is (Feldstrom) kann mittels eines geeigneten Stromfühlers bestimmt werden, der angebracht ist, um den an den Motor gelieferten Strom zu messen.
Was Δt anlangt, so ist die Schleifenverzögerung Δt für die meisten Anwendungen vernachlässigbar und verschwindet somit in den Gleichungen. Wenn erforderlich, kann die Schleifenverzögerung bestimmt werden, indem bei der Initialisierung ein Testimpuls durch das System geschickt und die Verzögerung gemessen wird.
Der Parameter Vm kann aus der Zwischenkreisgleichspannung Vdc bestimmt werden. Die Beziehung zwischen Vm und Vdc ist abhängig vom Modulationsverfahren. Für Sinus/Dreieckmodulation gilt Vm = 0,78 Vdc.
Der Parameter Kν kann generell aus den Datenblättern des Herstellers entnommen, und während der Initialisierung manuell, z. B. über eine Tastatur, eingeben werden. Wahlweise könnte Kν durch Betreiben des Motors bei einer festen Drehzahl, z. B. 20% der Nenndrehzahl, und Messen der unter diesen Bedingungen generierten Spannung bestimmt werden. Beim Messen dieser Spannungen sollte kein Voreilwinkel gegeben sein. Andere Verfahren zur Bestimmung von Kν aus momentanen Spannungen sind dem Fachmann ebenfalls wohlbekannt.
Der Parameter ωbo kann durch Blockieren der Motorwelle und Erregung der Steuerung mit einem sinusförmigen Momentensignal bestimmt werden. Das sinusförmige Befehlssignal wird von ca. 1 Hz bis 1 kHz durchgestimmt und dabei der Ausgang der Steuerung gemessen. Der Bandbreitenparameter wbo ist diejenige Frequenz, bei der die Größe des gemessenen Ausgangssignals 3 dB unter dem Spitzenwert liegt.
Nunmehr müssen noch die für die Gleichung benötigten Parameter Tmag (Spitzenwert der Flussverkettung aufgrund des Permanentmagneten) sowie Ld und Lq (Statorinduktivitäten) bestimmt werden. Für jeden dieser Parameter werden zwei Berechnungsverfahren angegeben. In jedem der Fälle benötigt das erste Verfahren weniger Schritte als das zweite, das jeweils zweite Verfahren liefert jedoch eine genauere Angabe für den betreffenden Parameter.
Für eine einfache Bestimmung von Ψmag kann der Wert für Kν in die folgende Gleichung eingesetzt werden, um einen Wert für Fmag zu erhalten:
Ψmag = (2/P)K
Um einfache Bestimmungsverfahren für die Statorinduktivitäten Ld und Lq zu erhalten, kann wie folgt vorgegangen werden. Zunächst wird der Feldwiderstand Rs gemessen. Hierfür wird eine geringe Gleichspannung Vi an den Motor angelegt und der resultierende Strom li gemessen. Rs ist dabei Vi/Ii. Anschließend wird dreiphasig ein sprungförmiger Strom bei Drehzahl Null in die q-Achse eingespeist und die Anstiegszeit Trq gemessen. Wenn Rs und Trq bekannt sind, kann Lq nach der folgenden Gleichung bestimmt werden:
Lq = Trq Rs
In entsprechender Weise kann ein sprungförmiger Strom dreiphasig bei Drehzahl Null in die d-Achse eingespeist und die Anstiegszeit Trd gemessen werden. Damit folgt Ld durch:
Ld = Trd Rs
Für die genauere Bestimmung von mag, Ld und Lq können die folgenden Gleichungen herangezogen werden:
Lq = Lqo(a + 1)/(a + k)
Ld = Ldo(b + 1)/(b + k)
Ψmag = Ψmago(c + 1)/(c + k)
Darin sind:
Lqo Selbstinduktion q-Achse bei Feldnennstrom
Ldo Selbstinduktion d-Achse bei Feldnennstrom
Ψmago Spitzenwert Flussverkettung bei Feldnennstrom
a, b und c sind durch die Sättigungscharaktenstik des Motors bestimmte Konstanten
k = Is/Iso
Iso Feldnennstrom
Is tatsächlicher Feldstrom
Um die Werte für die Konstanten a, b und c zu bestimmen, werden Ld und Lq für zwei oder mehr Werte des Feldstroms gemessen. Ld und Lq werden vorzugsweise beim einfachen und dreifachen Feldnennstrom (k = 3) gemessen. Aus dem Wert Lqo für Lq bei einfachem Nennstrom und dem Wert Lql für Lq bei dreifachem Nennstrom folgt a durch:
a = (kLq1 - Lqo)/(Lqo - Lq1)
In entsprechender Weise folgt b durch:
b = (kLd1 - Ldo)/(Ldo - Ld1)
Es gilt c = b, da sich c und b gleichermaßen auf die d-Achse als Pfad für den magnetischen Fluss beziehen. Ψmago ist wie bei der vereinfachten Berechnung durch Kν gegeben.
Fig. 9 zeigt eine Schaltung, die für die Messung der Induktivitäten der q-Achse und der d-Achse bei verschiedenen Feldströmen verwendbar ist. In der Schaltung ist jede Phasenwicklung (A, B und C) eines Dreiphasenmotors 95 mit einer Gleichstromversorgung 96 verbunden. Ein dreiphasiges Schütz 97 ist zwischen den Motor 95 und die Stromversorgung 96 geschaltet, um die Zuleitungen der drei Phasen zu schließen. Ein Shunt 98 ist in die Zuleitung der Phase A des Motors eingeschaltet, um die Messung mittels eines Oszilloskops zu vereinfachen. Die Schaltung kann für die Durchführung des folgenden Verfahrens zur Messung von Lq und Ld verwendet werden.
Zuerst wird die Induktivität Lq der q-Achse gemessen. Um die Induktivität der q-Achse zu messen, wird der positive Anschluss der Gleichstromversorgung mit der Wicklung der Phase B des Motors verbunden, und der negative Anschluss der Gleichstromversorgung wird mit der Wicklung der Phase C des Motors verbunden. Die Wicklung A des Motors wird potentialfrei belassen, und die Motorwelle muss frei rotieren. Nach den beschriebenen Vorbereitungen wird die Gleichstromversorgung eingeschaltet und die Ausgangsspannung erhöht, bis der Ausgangsstrom etwa 1/4 des Motornennstroms erreicht. Sobald die Motorwelle eine feste Position angenommen und sich in dieser stabilisiert hat, wird die Welle blockiert. Anschließend wird die Wicklung der Phase A mit dem positiven Anschluss der Gleichstromversorgung verbunden, und beide Wicklungen B und C werden mit dem negativen Anschluss der Gleichstromversorgung verbunden. Die Versorgungsgleichspannung wird erhöht, bis der Ausgangsstrom der Stromversorgung eine gewünschte Höhe erreicht hat. Die Versorgungsspannung wird vorzugsweise soweit erhöht, dass der Strom in der Wicklung A das 1,41 fache des Feldnennstroms (effektiv) beträgt. Wenn der Ausgangsgleichstrom die gewünschte Höhe erreicht hat, wird das dreiphasige Schütz aktiviert und die Abfallzeit des Ausgangsstroms gemessen. Die Abfallzeit ist definiert als diejenige Zeitspanne, die verstreicht, bis der Ausgangsstrom vom gewünschten Wert auf 37% des gewünschten Wertes abgefallen ist. Zum Schluss wird Lq durch Multiplikation der Abfallzeit mit dem Phasenwiderstand des Motors berechnet. Es versteht sich von selbst, dass das Schütz kein Kontaktprellen beim Schließen zeigen darf, damit ein exakter Wert für die Abfallzeit erhalten werden kann.
Um die Induktivität Ld der d-Achse zu messen, wird das Schütz deaktiviert und die Welle freigegeben. Dann wird der Strom durch die Phase A auf 1/4 des Feldnennstroms eingestellt und die Motorwelle nach der Stabilisierung in der jeweiligen Position blockiert. Ab diesem Punkt erfolgt die Messung von Ld in der gleichen Weise wie die Messung von Lq. D. h., die Wicklung A wird mit dem positiven Anschluss der Gleichstromversorgung verbunden, und die Wicklungen B und C werden beide mit dem negativen Anschluss der Gleichstromversorgung verbunden. Die Versorgungsspannung wird erhöht, bis der Ausgangsstrom der Gleichstromversorgung eine gewünschte Höhe erreicht hat. Die Versorgungsspannung wird vorzugsweise soweit erhöht, dass der Strom in der Wicklung A das 1,41 fache des Feldnennstroms (effektiv) beträgt. Wenn der Ausgangsgleichstrom die gewünschte Höhe erreicht hat, wird das dreiphasige Schütz aktiviert und die Abfallzeit des Ausgangsstroms gemessen. Zum Schluss wird Ld durch Multiplikation der Abfallzeit mit dem Phasenwiderstand des Motors berechnet.
Somit werden die erforderlichen Motor- und Steuerungsparameter während der Initialisierung gemessen und eingestellt und danach zur Berechnung des Voreilwinkels entsprechend den dynamischen Parametern Läuferdrehzahl und Feldstrom im Betrieb des Motors genutzt.
Ein beispielhaftes Verfahren zur Berechnung des Voreilwinkels und ein beispielhaftes Verfahren für die Bereitstellung des Voreilwinkels sind in den Flussdiagrammen der Fig. 10A bzw. 10B wiedergegeben. Die Beispiele sind für den Gebrauch zusammen mit den Ausführungsformen der Fig. 1, 2 und 3 bestimmt.
Fig. 10A ist ein Flussdiagramm zur Erläuterung der Schritte für die Berechnung des Voreilwinkels. Fig. 1 OB zeigt die Schritte für die Bereitstellung der nach Fig. 10A berechneten Voreilwinkel in Form einer Wertetabelle. In diesem speziellen Verfahren wird die Berechnung des Voreilwinkels einmal in jedem "Servo-mterrupf-Intervall, d. h. all 500 ps vorgenommen, während der Voreilwinkel einmal in jedem "Kommutations- Interrupt"-Intervall, d. h. alle 125 us bestimmt wird.
Wie Fig. 10A zeigt, wird im ersten Schritt zur Berechnung des Voreilwinkels die Läuferdrehzahl abgefragt (Schritt 102). Als Nächstes wird unter Annahme des Motors im Motorbetrieb die Drehzahlvoreilung berechnet (Schritt 104), beispielsweise mittels einer Wertetabelle Drehzahl zu Drehzahlvoreilung für den Motorbetrieb nach Fig. 7B. Im dritten Schritt wird der Absolutwert der Stromrückführung abgefragt, der dabei vom Stromfühler 71 der Fig. 3 erfasst wird (Schritt 106). Im vierten Schritt wird die Lastvoreilung berechnet (Schritt 108), und zwar z. B. anhand einer Wertetabelle Strom zu Lastwinkel nach Fig. 7A. Als Nächstes wird der Wert des Momentenvorgabesignals mit Null verglichen (Schritt 110). Wenn das Momentenvorgabesignal kleiner als Null ist, wird das Vorzeichen des Signals umgekehrt (Schritt 112). Wenn das Momentenvorgabesignal größer oder gleich Null ist, wird Schritt 112 ausgelassen. Im Ergebnis wird in den Schritten 110 bis 112 der Absolutwert des Momentenvorgabesignals ermittelt.
Nach der Ermittlung des Absolutwerts des Momentenvorgabesignals wird die Betriebsweise des Motors bestimmt (Schritt 114). Wenn sich der Motor im Generatorbetrieb befindet, muss die Drehzahlvoreilung berechnet werden (Schritt 116), da für die Berechnung der Drehzahlvoreilung während der Initialisierung angenommen wird, dass sich der Motor im Motorbetrieb befindet. Wenn sich der Motor tatsächlich im Motorbetrieb befindet, wird Schritt 116 ausgelassen. Im nächsten Schritt wird das Momentenvorgabesignal erneut mit Null verglichen (Schritt 118). Wenn das Momentenvorgabesignal größer als Null ist, wird der Voreilwinkel durch Addition von Lastvoreilung und Drehzahlvoreilung plus 180º berechnet (Schritt 120). Wenn das Momentenvorgabe signal kleiner oder gleich Null ist, wird der Voreilwinkel durch Addition von Drehzahlvoreilung und Lastvoreilung berechnet (Schritt 122). Damit ist die Berechnung des Voreilwinkels abgeschlossen (Schritt 124).
Fig. 1 OB zeigt die Schritte zur Bereitstellung des Voreilwinkels. Zuerst wird der momentane Läuferwinkel abgefragt (Schritt 132). Zweitens wird der elektrische Winkel gleich dem Läuferwinkel mal Polpaare gesetzt (Schritt 134). Drittens wird der Statorwinkel gleich dem Läuferwinkel plus dem Voreilwinkel plus 90º gesetzt. Zum Schluss wird der Statorwinkel zur Konversion in einen Amplitudenwert in die Sinustabellen 48 und 52 (Fig. 2) eingegeben (Schritt 138). Damit ist die Bereitstellung des Voreilwinkels abgeschlossen (Schritt 140).
Für einen adaptiven Betrieb werden die Motor- und Steuerungsparameter in einem Initialisierungsschritt festgelegt. Gleichung B.13 wird in Schritt 104 berechnet, Gleichung B.8 wird in Schritt 108 berechnet. Ansonsten sind die Flussdiagramme der Fig. 10A und 10B gleich.
Verschiedene Ausführungsformen der Erfindung wurden detailliert beschrieben.
Selbstverständlich sind für den Fachmann viele weitere Variationen denkbar. Beispielsweise kann es sich bei dem Motor nicht um einen rotierenden Motor, sondern um einen Linearmotor mit fortbeweglichem Permanentmagneten handeln. Außerdem können viele als Hardware beschriebene Komponenten durch Softwarefunktionen in einem Mikroprozessor realisiert werden.
Die Erfindung ist in den beigefügten Ansprüchen genauer erläutert.

Claims

1. Steuerung für einen bürstenlosen Motor (20) mit einem Permanentmagnetläufer und einer Statorwicklung, umfassend:

a) eine Einrichtung (30) zur Generierung eines Signals zur Positionsrückmeldung, das die Position des Läufers relativ zum Stator kennzeichnet;

b) eine Einrichtung (30) zur Generierung eines Signals zur Drehzahlrückmeldung, das die Läuferdrehzahl zurückmeldet;

c) eine Einrichtung (71) zur Bereitstellung eines Signals zur Feldstromrückmeldung, das den Strom durch die Statorwicklung zurückmeldet;

d) eine Einrichtung zur Rückmeldung der gemessenen Werte der Motorparameter (10);

e) eine Einrichtung zur Rückmeldung der gemessenen Werte der Steuerungsparameter (11), dadurch gekennzeichnet, dass diese des weiteren umfasst:

f) eine Einrichtung (34, 46) zur Berechnung einer maximalen Momentenwinkelverschiebung entsprechend den gemessenen Motor- und Steuerungsparametern und in Abhängigkeit von dem Signal zur Positionsrückmeldung des Läufers, dem Signal zur Rückmeldung der Läuferdrehzahl und dem Signal zur Rückmeldung des Feldstroms; und

g) eine Einrichtung zur Erzeugung einer sinusförmigen Erregung (24, 34) für die Statorwicklung, die eine Frequenz entsprechend der Rückmeldung der Läuferdrehzahl und eine Phasenlage entsprechend der maximalen Momentenwinkelverschiebung aufweist.

2. Steuerung nach Anspruch 1, bei der die Motorparameter die Polzahl, die Konstante der Gegen-EMK und die Statorinduktivität des Motors einschließen.

3. Steuerung nach Anspruch 1 oder 2, bei der die Steuerungsparameter den Bandpass der Steuerung, die verfügbare Zwischenkreisspannung und die Schleifenverzögerungszeit einschließen.

4. Steuerung nach Anspruch 1, bei der die Permanentmagnete in den Läufer integriert sind, und bei der die maximale Momentenwinkelverschiebung in Abhängigkeit von der Läuferdrehzahl und vom Feldstrom variiert.

5. Steuerung nach Anspruch 1, bei der die Permanentmagnete außen am Läufer angebracht sind, und bei der die maximale Momentenwinkelverschiebung in Abhängigkeit von der Läuferdrehzahl variiert.

6. Verfahren zur Steuerung eines bürstenlosen Motors (20) mit Permanentmagnetläufer und Statorwicklung, umfassend die folgenden Schritte:

a) Generierung eines Signals (12) zur Positionsrückmeldung, das die Position des Läufers relativ zum Stator kennzeichnet;

b) Generierung eines Signals (13) zur Drehzahlrückmeldung, das die Läuferdrehzahl zurückmeldet;

c) Bereitstellung eines Signals (71) zur Feldstromrückmeldung, das den Strom durch die Statorwicklung zurückmeldet;

d) Rückmeldung der gemessenen Werte der Motorparameter (10);

e) Rückmeldung der gemessenen Werte der Steuerungsparameter (11), dadurch gekennzeichnet, dass diese des weiteren umfasst:

f) Berechnung einer maximalen Momentenwinkelverschiebung (34, 46) entsprechend den gemessenen Motor- und Steuerungsparametern und in Abhängigkeit von dem Signal zur Positionsrückmeldung des Läufers und dem Signal zur Rückmeldung der Läuferdrehzahl; und

g) Erzeugung einer sinusförmigen Erregung (24, 48, 50, 52) der Statorwicklung, die eine Frequenz entsprechend der Rückmeldung der Läuferdrehzahl und eine Phasenlage entsprechend der maximalen Momentenwinkelverschiebung aufweist.

7. Verfahren nach Anspruch 6, bei dem die Motorparameter die Polzahl, die Konstante der Gegen-EMK und die Statorinduktivität des Motors einschließen.

8. Verfahren nach Anspruch 6 oder 7, bei dem die Steuerungsparameter den Bandpass der Steuerung, die verfügbare Zwischenkreisspannung und die Schleifenverzögerungszeit einschließen.

9. Verfahren nach Anspruch 6, bei dem die Permanentmagnete in den Läufer integriert sind, und bei dem die maximale Momentenwinkelverschiebung in Abhängigkeit von der Läuferdrehzahl und vom Feldstrom variiert.

10. Verfahren nach Anspruch 6, bei dem die Permanentmagnete außen am Läufer angebracht sind, und bei dem die maximale Momentenwinkelverschiebung in Abhängigkeit von der Läuferdrehzahl variiert.

11. Verfahren zur Steuerung eines bürstenlosen Motors nach Anspruch 6, bei dem die maximale Momentenwinkelverschiebung entsprechend den gemessenen Motor- und Steuerungsparametern und in Abhängigkeit von dem Signal zur Rückmeldung der Läuferdrehzahl und dem Signal zur Rückmeldung des Feldstroms berechnet wird.

12. Verfahren zur Berechnung einer Wertetabelle mit Werten der maximalen Momentenwinkelverschiebung zur Steuerung der Phasenlage der sinusförmigen Erregung für einen bürstenlosen Motor mit umlaufenden Permanentmagneten und einer Statorwicklung, umfassend die folgenden Schritte:

a) Erfassen der Motorparameter, umfassend Polzahl, Gegen-EMK und Statorinduktivität des Motors;

b) Erfassen der Steuerungsparameter, umfassend Bandpass der Steuerung, verfügbare Zwischenkreisspannung und Schleifenverzögerungszeit;

dadurch gekennzeichnet, dass die Werte für die Phasenverschiebung entsprechend den gemessenen Parametern als Funktion der Läuferdrehzahl berechnet werden; und dass die Phasenlage der sinusförmigen Erregung entsprechend den Werten für die Phasenverschiebung gemäß der Läuferdrehzahl eingestellt wird.

13. Verfahren nach Anspruch 12 zur Berechnung einer Wertetabelle, wobei die Phasenlage der sinusförmigen Erregung entsprechend den Werten für die Phasenverschiebung gemäß Läuferdrehzahl und Feldstrom eingestellt wird.

14. Steuerung für einen bürstenlosen Motor (20), der eine umlaufende Permanentmagnetanordnung und eine dazu verschiebbare Wicklungsanordnung aufweist, umfassend:

a) eine Einrichtung zur Generierung eines Signals zur Positionsrückmeldung, das die Position der Permanentmagnetanordnung relativ zur Wicklungsanordnung kennzeichnet;

b) eine Einrichtung (30) zur Generierung eines Signals zur Drehzahlrückmeldung, das die Drehzahl der Permanentmagnetanordnung relativ zur Wicklungsanordnung zurückmeldet;

c) eine Einrichtung (71) zur Bereitstellung eines Signals zur Rückmeldung des Stroms der Wicklungsanordnung, das den Strom durch die Wicklung zurückmeldet;

f) eine Einrichtung (34, 46) zur Berechnung einer maximalen Momentenwinkelverschiebung entsprechend den gemessenen Motor- und Steuerungsparametern und in Abhängigkeit von dem Signal zur Positionsrückmeldung der Permanentmagnetanordnung, dem Signal zur Rückmeldung der Läuferdrehzahl und dem Signal zur Rückmeldung des Wicklungsstroms; und

g) eine Einrichtung (24, 34) zur Erzeugung einer sinusförmigen Erregung der Wicklung, die eine Frequenz entsprechend der Rückmeldung der Läuferdrehzahl und eine Phasenlage entsprechend der maximalen Momentenwinkelverschiebung aufweist.