JPH09103089A - ブラシレス永久磁石モータの制御システム及び方法 - Google Patents

ブラシレス永久磁石モータの制御システム及び方法

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JPH09103089A
JPH09103089A JP8143309A JP14330996A JPH09103089A JP H09103089 A JPH09103089 A JP H09103089A JP 8143309 A JP8143309 A JP 8143309A JP 14330996 A JP14330996 A JP 14330996A JP H09103089 A JPH09103089 A JP H09103089A
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    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/06—Arrangements for speed regulation of a single motor wherein the motor speed is measured and compared with a given physical value so as to adjust the motor speed
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 ブラシレス永久磁石モータに対する最適な角
度変位を計算する。 【解決手段】 計算は、モータ及び駆動パラメータと、
モータ速度とモータ負荷とを含む動作的な変数とに基づ
く。角度変位はモータ速度の関数として動的に計算さ
れ、また、リラクタンス・トルクが含まれる場合には、
負荷電流の関数でもある。与えられたモータ（２０）に
ついては、変位は、モータに関する速度と負荷とに従っ
て計算され、また、１又は複数の角度変位方程式に従っ
て駆動パラメータとを用いて計算される。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、電気モータに関
し、更に詳しくは、ブラシレス永久磁石モータの制御シ
ステムに関する。
【０００２】
【従来の技術】ブラシレス永久磁石モータは、典型的に
は、固定子上の巻線と、回転する永久磁石と、回転子位
置を示す位置センサとを含む。巻線の付勢は、一般に
は、位置の指示に応答して巻線を適切な整流されたシー
ケンスで付勢するソリッドステート・スイッチによって
制御される。モータ・トルクの制御は、巻線の励磁電流
の大きさを制御することによって達成される。
【０００３】「同期式ブラシレス・モータの制御システ
ム」と題するＷｈｉｔｅｄへの米国特許第４４４７７７
１号（以下では、’７７１特許と称する）には、モータ
巻線の励磁電流の位相と大きさとの両方が制御されるシ
ステムが記載されている。直角位相関係が、通常は、回
転子の磁界と回転している固定子の磁界との間に存在す
る。位相角度は、「トルク角度ファクタ」に従って直角
関係から変動するが、このファクタは、モータ速度の関
数である。位相角度を動的に変動させることによって、
より広い速度レンジに亘るモータ性能の改善が達成され
る。
【０００４】’７７１特許と同様の態様で、「トルク角
度制御を用いた同期式ブラシレス・モータの制御システ
ム」と題するＢｒｏｗｎ外への米国特許第４４９０６６
１号（以下では、’６６１特許と称する）は、「トルク
角度ファクタ」が用い、回転子の磁界と回転する固定子
の磁界との間の位相関係を、モータ速度とモータ負荷と
の両方の関数として変動させている。
【０００５】
【発明が解決すべき課題】’７７１特許及び’６６１特
許において、角度変位（前進、ａｄｖａｎｃｅ）を決定
する際に用いられるトルク角度ファクタに到達するため
の典型的な較正手順は、テスト用のモータ及びドライ
ブ、３相のバリアック（Ｖａｒｉａｃ）、動力計、及び
モータを冷却するブロワを用いることである。３相のバ
リアックは、固定子を励磁させるのに必要な３相の電力
を与えるために用いられる。動力計は、モータのトルク
を測定するために用いられる。与えられた速度での角度
変位を決定するために、モータは、その速度に設定さ
れ、所定のテスト温度安定することが許容され、ブロワ
を用いてそのモータ温度を規制する。いったん安定した
速度と温度とが達成されると、角度変位は、最大のトル
クを与える角度を決定するを読み出すために動力計を観
察しながら、マニュアルで調節される。較正手順は、所
望の数のモータ速度及び（又は）負荷について反復さ
れ、トルク角度ファクタの表を作成する。較正手順は、
それぞれのモータのタイプについて反復され、ある場合
には、各モータについて反復される。この従来の較正方
法は、コストと時間がかかり、有限の数のモータ速度に
ついてだけ、トルク角度の値が得られる。
【０００６】
【課題を解決する手段】本発明は、任意の組のモータ速
度及び／又は負荷条件に対して、長い較正手順に携わる
ことなく、最良の角度変位を決定するシステム及び方法
を与える。計算は、いくつかのモータ及び駆動パラメー
タに基づく。モータ・パラメータは、磁極の数Ｐ、逆ｅ
ｍｆであるＫｖ、及び、固定子のインダクタンス値Ｌ
ｄ、Ｌｑを含む。駆動パラメータは、ＰＷＭ（パルス幅
変調）増幅器ωbo、制御ループ時間遅延Δｔ、及び、有
能リンク電源電圧Ｖｍである。これらのモータ及び駆動
パラメータは、本発明に従って用いられ、回転子速度ω
及び固定子電流Ｉｓの動的（ダイナミック）な変数に対
する最適な位相変位を決定する。モータ・パラメータ及
び駆動パラメータから計算される角度変位値は、回転子
速度及び（又は）モータ負荷という動的ファクタの関数
として、ルックアップ・テーブルに記録される。
【０００７】好適実施例の１つの構成においては、離散
論理又はマイクロプロセッサが用いられ、角度変位を計
算し、それによって、巻線の励磁電流を制御する。マイ
クロプロセッサの構成においては、マイクロプロセッサ
での使用のために記憶されたプログラムが、角度変位を
計算するのに用いられる。計算は、１又は複数のセンサ
から供給される回転子の位置フィードバック信号、この
位置フィードバック信号から導かれ得る回転子の速度フ
ィードバック信号、及びトルクに比例する固定子電流の
測定値である。マイクロプロセッサは、最適な角度変位
を、速度、回転子位置、及びトルクの任意の組み合わせ
について計算する。
【０００８】
【実施例】本発明による永久磁石モータ制御システムの
機能ブロック図が、図１に示されている。このシステム
は、３相モータ２０を制御するのに用いられる。速度制
御のための基本要素は、速度補償装置２２と、制御論理
ユニット２４と、ＰＷＭ電流増幅器２６と、レゾルバ２
８と、フィードバック・プロセッサ３０とである。これ
らの要素が、速度コマンドを受け取る際に命じられた値
を実際のフィードバック値と比較してそれによりモータ
の励磁を調節する制御ループを形成する。
【０００９】速度サーボ・システムとして動作している
ときには、速度コマンド３１が加算ジャンクション３２
に供給され、そこで、モータ２０の軸とフィードバック
・プロセッサ３０とに結合されているレゾルバ２８から
導かれる実際の回転子速度フィードバックと比較され
る。加算ジャンクションは、速度コマンドと速度フィー
ドバックとの間の差に対応するエラー信号を生じる。エ
ラー信号は、速度補償装置２２を通過した後で、トルク
・コマンドを制御論理ユニット２４に提供する。制御論
理とＰＷＭ電流増幅器とは、励磁電流を、振幅がトルク
・コマンドの大きさに関係するモータに供給する。速度
サーボ動作においては、モータへの励磁電流は、加算ジ
ャンクションでのエラー信号を最小化するように調節さ
れ、それにより、モータ速度が速度コマンドに対応す
る。
【００１０】レゾルバに結合されたフィードバック・プ
ロセッサ３０は、回転子位置指示と回転子速度指示と
を、制御論理ユニット２４に提供する。回転子速度指示
は、回転速度と同期した周波数を有するモータ励磁電流
を発生するのに用いられる。回転子位置指示は、制御論
理ユニットの中の変位（＝前進、ａｄｖａｎｃｅ）論理
ユニット３４によって決定される角度変位に対応する励
磁電流の位相を設定する基準として用いられる。
【００１１】位置サーボ・モードでは、位置コマンド３
６が、プロファイル発生器３８と位置補償装置４０とに
供給され、速度制御信号を加算ジャンクション３２に提
供する。プロファイル発生器は、新たな位置に移動して
いる際にはモータ加速度及び減速度を制御し、それによ
り、所望の位置にオーバーシュートなく迅速に到達す
る。
【００１２】位置及び速度サーボは、最も通常のフィー
ドバック制御モードである。しかし、他のモードも可能
であり、トルク・コマンド４２を介して接続され得る。
【００１３】制御論理ユニットの更に詳細なブロック図
が、図２に提供されている。角度計算ユニット４６は、
フィードバック・プロセッサから、回転子位置及び回転
子速度指示を受ける。変位論理ユニット３４は、回転子
位置に対する励磁電流の位相に対して角度変位を計算す
る。角度変位の計算については、後に詳細に述べる。角
度計算ユニット４６は、回転子位置位相と角度変位との
和であるモータ励磁に対する位相ベクトル指示を生じ
る。位相ベクトルは、位相ベクトル位置に対応するデジ
タル正弦値を提供する正弦ルックアップ・テーブル４８
に供給される。位相ベクトルは、また、位相ベクトルを
１２０電気角度だけシフトする位相オフセット・ユニッ
ト５０を介して、正弦ルックアップ・テーブル５２にも
供給される。正弦テーブル４８の出力は、乗算型デジタ
ル・アナログ・コンバータ５６を通過し、位相Ａの正弦
波を生じる。正弦テーブル５２の出力は、同様に、乗算
型デジタル・アナログ・コンバータ５４を通過し、位相
Ｃの正弦波を生じる。位相正弦波は、それぞれ、１２０
電気角度だけずれているので、位相Ｂの正弦波が、位相
Ａ及びＣの和として導かれる。トルク・コマンドは、デ
ジタル・アナログ・コンバータ５８を通過して、乗算型
デジタル・アナログ・コンバータ５４、５６に乗算子を
供給する。このように、制御論理は、回転子位置に対す
る角度変位による位相と必要とされるトルクに対応する
振幅とを有する３相の信号を生じる。
【００１４】図３は、位相Ａに対する電流増幅器２６の
ブロック図である。同様の電流増幅器が、位相Ｂ及びＣ
に対しても用いられる。Ｄ／Ａコンバータ５６（図２）
からの正弦位相Ａの電圧信号が、電流増幅器２６の入力
部に供給され、モータ２０（図１）の位相Ａの巻線を励
磁する電流を生じる。モータ巻線を励磁する電流は、入
力信号の振幅に対応するパルス幅をそれぞれが有する電
流パルスの形式である。
【００１５】位相Ａの入力信号は、加算ジャンクション
６０に供給され、そこで、増幅器の出力部からの電流フ
ィードバックと比較される。フィードバックは、固定子
電流に比例する電圧フィードバック信号を戻す任意の適
切な電流センサ７１をもちいることにより得られる。加
算ジャンクション６０は、入力信号とフィードバックと
の間の差に比例するエラー信号を生じる。エラー信号
は、増幅され、入力信号の大きさによって決定されるモ
ータ電流を生じる。
【００１６】加算ジャンクション６０からのエラー信号
は、電流補償回路６２を介してＰＷＭ（パルス幅変調装
置）６４に至る。ＰＷＭへの入力信号は、信号の大きさ
が増加するにつれて出力パルスの幅が大きくなるよう
に、三角波発生器７４からの三角波と比較される。
【００１７】モータ巻線の位相Ａへの電流が、１対のＩ
ＧＢＴパワー・トランジスタ７２、７３によって供給さ
れる。上側のトランジスタ７２は、正のバスに接続さ
れ、下側のトランジスタ７３は、グランドに接続されて
いる。これらのトランジスタの間の共通の接続は、モー
タ巻線の位相Ａに接続されている。上側のトランジスタ
７１が導通すると、巻線は正のバスに接続される。下側
のトランジスタが導通すると、巻線はグランドに接続さ
れる。ＰＷＭ６４の出力は、むだ時間（デッド・タイ
ム）発生器６８と分離回路７０とを介して、直接に上側
のトランジスタ７２を駆動する。ＰＷＭの出力は、ま
た、インバータ６６を通過し、むだ時間発生器６８と分
離回路７０とを介して、下側のトランジスタ７３を駆動
する。分離回路は、好ましくは、電力段を感知性の電子
制御回路から分離するフォトオプティック・カップリン
グである。むだ時間発生器６８は、一方のパワー・トラ
ンジスタのオフと他方のオンとの間の最小の時間間隔を
提供することにより、トランジスタを通過する正のバス
からグランドへの短絡回路が存在しないようにする。
【００１８】パルス幅変調装置６４は、正弦入力を発生
器７４からの三角波と比較するコンパレータを含む。正
弦波の値が三角波の値を超える場合には、コンパレータ
の出力は正であり、トランジスタ７２は導通する。正弦
波の値が三角波の値よりも小さい場合には、コンパレー
タの出力はゼロであり、トランジスタ７３は非導通であ
る。このコンパレータの動作の効果は、幅が変動する矩
形波を生じることである。図４は、３つの位相パルス幅
変調された信号（グラフＢ、Ｃ、Ｄ）と正弦入力信号
（グラフＡ）との関係を図解している。
【００１９】このシステムによって制御可能なモータの
概念的な表現が、図５に示されている。この概念的な表
現は、変位論理（図１）において角度変位を計算するた
めの方程式を導くのに用いられる。このモータは、３つ
の巻線８２、８４、８６を有する固定子８０と、埋め込
まれた永久磁石９０を有する回転子８８とを含む。図に
示されるように、巻線８２、８４、８６は、固定子の周
囲に対称的に向き付けられ、相互に１２０°ずれてい
る。それぞれの回転子巻線は、１ターン集中型（ｏｎｅ
ｔｕｒｎ ｃｏｎｃｅｎｔｒａｔｅｄ）巻線としてモ
デルされている。例えば、巻線８２を表す１つのターン
は、位置ａにおいて始まり、位置ａから１８０°の所に
配置されている位置ａ’において戻る。
【００２０】図５の概念的なモータは、内部永久磁石
（ＩＰＭ）タイプのモータである。すなわち、このモー
タでは、永久磁石が回転子の表面ではなく回転子の中心
部（コア）に配置されている。ＩＰＭモータの突極回転
子構造の結果として、巻線のインダクタンスは、回転子
角度の関数として変動する。ＩＰＭモータは、その永久
磁石が回転子の表面上に配置された表面永久磁石（ＳＰ
Ｍ）モータと対照的である。図５は、回転子の形状が円
として書き直されれば（破線９３、９４で図解されてい
るように）、ＳＰＭモータの概念的表現として用いるこ
とができる。ＩＰＭとＳＰＭとの両方のタイプのモータ
が、角度変位を用いることにより、より効率的に動作さ
せることができる。後に更に詳細に述べるように、ＳＰ
Ｍモータに対する最適な角度変位は基本的にはモータ速
度の関数であり、ＩＰＭモータの場合はモータ速度と負
荷との両方の関数である。
【００２１】図５のモータは、好ましくは、巻線を、各
巻線に対して１つの電気的位相とする３相の正弦電力を
用いて励磁することによって動作され得る。正弦励磁の
ピークは、相互に１２０°の間隔で生じ、従って、巻線
の空間的な向きに対応するので、「回転する」磁界が巻
線の励磁によって作られる。回転する磁界の磁束は、回
転子の永久磁石の磁束と相互作用し、回転子を回転磁界
と同期して回転させる。回転子位置による巻線を流れる
電流のソリッドステート制御は、通常は、電気的整流と
して知られており、これは、ブラシレス永久磁石モータ
を、多くの従来技術の電気モータにおいて見られる面倒
な整流ブラシなしで動作させることを可能にするプロセ
スである。
【００２２】変位論理ユニット３４（図１及び図２）に
よって行われる動的な角度変位制御は、以下の方程式に
基づく。
【００２３】Ａ．ブラシレス永久磁石モータのモデル化
及びパラメータによる特性付け ブラシレス永久磁石モータのための２相の等価回路モデ
ル（ｄ−ｑモデル）の導出を先に述べ、その次に、同じ
タイプのモータについての、生じたトルク方程式の導出
を説明する。以下のことを仮定する。
【００２４】（１）固定子巻線は、正弦ｍｍｆ分布（ｄ
ｉｓｔｒｉｂｕｔｉｏｎ）を生じる。エアギャップにお
ける空間高調波は無視される。
【００２５】（２）エアギャップのリラクタンスは、正
弦的に変動する成分と共に定数成分も有する。
【００２６】（３）バランスのとれた３相電源及び３相
回路が考察される。エディ電流及びヒステリシス損失は
無視される。
【００２７】仮定（３）に関しては、必要であれば、エ
ディ電流及びヒステリシス損失は、等価回路における付
加的な要素として含めることもできる。
【００２８】次のように符号を定める。Ｐは、モータの
磁極の数である。Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃは、位相ａ、ｂ、ｃ
の瞬時固定子電流である。Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃは、位相
ａ、ｂ、ｃの瞬時固定子電圧である。Ｉｄ、Ｉｑは、固
定子電流のｄ及びｑ軸成分である。Ｖｄ、Ｖｑは、固定
子位相電圧のｄ及びｑ軸成分である。Ｉｓは、固定子電
流ベクトルの大きさである。Ｉｓ＝（Ｉｄ2＋Ｉｑ2）
1/2であることに注意すること。Ｖｓは、固定子電圧ベ
クトルの大きさである。Ｖｓ＝（Ｖｄ2＋Ｖｑ2）1/2で
あることに注意すること。Ｒｓは、固定子の抵抗値であ
る。ｐは、ｄ／ｄｔである。Ｌｄ、Ｌｑは、ｄ及びｑ軸
の固定子の自己インダクタンスである。Ψｍａｇは、永
久磁石によるピーク磁束リンケージである。Θは、ａ軸
とｑ軸との間の（電気）角度である。ωは、ω＝ｐΘで
あり、回転の角速度である（単位は、電気的ラジアン／
秒）。Ｌｓは、エアギャップのリラクタンスの定数成分
である。Ｌｓ＝Ｌｓｏ＋Ｌｓｌであることに注意するこ
と。ここで、Ｌｓｏは、トルクを生じるインダクタン
ス、Ｌｓｌは、固定子リンケージのインダクタンスであ
る。Ｌｘは、エアギャップのリラクタンスの正弦的に変
動する成分の大きさである。
【００２９】１）ブラシレス永久磁石モータに関するモ
デルの導出 図５は、選択された座標軸に沿った３相、２磁極のＩＰ
Ｍモータの概念的な断面図を示している。ａ位相に対す
る固定子の基準軸（軸８３）は、正のａ位相の電流が供
給されたときの最大のｍｍｆの方向として選択されてい
る。他の固定子の軸（軸８５、８７）のための基準軸も
同様に選択されている。ｄ−ｑモデルの慣習に従い、永
久磁石の磁束の方向はｄ軸（軸９１）として選択され、
他方で、ｑ軸（軸９２）は、ｄ軸よりも９０°進んでい
る。ａ軸に対するｑ軸の角度は、Θとして定義される。
機械が回転すると、ｄ及びｑの座標軸はω＝ｄΘ／ｄｔ
の速度で回転し、固定子ａ、ｂ、ｃは空間的に固定され
ている。
【００３０】このモータに対する電気的な動的（動学
的、ダイナミック）な方程式は、次のように書くことが
できる。
【００３１】
【数１】 磁束リンケージ方程式（Ｌａｂ＝Ｌｂａなどの、相互イ
ンダクタンスの対称性を説明する）は、次のように書く
ことができる。
【００３２】
【数２】 方程式Ａ．４、Ａ．５、Ａ．６で与えられたインダクタ
ンスは、角度Θの関数である。インダクタンスは、次の
ように表すことができる。
【００３３】
【数３】 方程式Ａ．７、Ａ．８、Ａ．９で示されるように、固定
子巻線の自己インダクタンスは、回転子のｑ軸が固定子
の位相と整列するときに最大であり、固定子巻線の間の
相互インダクタンスは、回転子のｑ軸が２つの固定子位
相の中間にあるときに最大である。突極性（ｓａｌｉｅ
ｎｃｙ）の効果もまた、２Θの項によって示されている
ように、これらの方程式から明らかである。方程式Ａ．
１０、Ａ．１１、Ａ．１２における−（１／２）の係数
は、固定子の位相が１２０°ずれており、ｃｏｓ１２０
°＝−（１／２）であるという事実に起因する。
【００３４】モータの永久磁石に起因する磁束リンケー
ジは、次の方程式によって表現され得る。
【００３５】
【数４】 入力電力Ｐｉは、次のように表すことができる。
【００３６】
【数５】 出力電力Ｐｏと出力トルクＴとは、３相モデルでは単純
な形式では表現できない。２つのパラメータを結び付け
る表現は、次の方程式である。
【００３７】
【数６】 Ｓで、ａｂｃ座標軸からｄ−ｑ座標軸へ変換される量
（電流、電圧、磁束リンケージ）を表すと、次の行列変
換が導かれる。
【００３８】
【数７】 バランスのとれた３相システムでは、Ｓｏ成分、すなわ
ち、「ゼロ・シーケンス成分」は常にゼロである。
【００３９】この変換は線形であるから、その逆変換は
次の式で与えられる。
【００４０】
【数８】 Ａ．１８の方程式による変換を、方程式Ａ．１〜Ａ．６
の電圧、磁束リンケージ、及び電流に適用すると、ｄ−
ｑ電気的動的方程式と磁束リンケージ方程式とに対する
単純なモデルが次のように導かれる。
【００４１】
【数９】 Ｌｑ、Ｌｄは、それぞれが、ｄ及びｑ軸インダクタンス
と称され、次のように定義される。
【００４２】
【数１０】 方程式Ａ．２０〜Ａ．２３から磁束リンケージの項を消
去すると、次の方程式が導かれる。
【００４３】
【数１１】 方程式Ａ．２６及びＡ．２７は、ブラシレス永久磁石モ
ータのためのｄ−ｑモデルの基礎を形成する。このモデ
ルを表現するｄ−ｑ等価回路が、図６のＡ及びＢに示さ
れている。
【００４４】２）生じるトルクの方程式の導出 方程式Ａ．１８の変換を方程式Ａ．１６に適用し、ゼロ
・シーケンスの量を無視することにより、次の、このモ
デルに対する瞬時電力方程式が得られる。
【００４５】
【数１２】 ＶｑとＶｄとを関連する速度電圧によって置き換えるこ
とにより、出力電力が次のように得られる。
【００４６】
【数１３】 生じるトルクは、機械的な速度によって電力を除したも
のであるが、次の方程式によって与えられる。
【００４７】
【数１４】 方程式Ａ．１８の変換はユニタリ（正方行列は、その逆
行列が転置行列に等しい場合に、ユニタリである）では
ないので、２相の等価システムの電力及びトルクは、元
の３相のシステムとは異なる。従って、２相の等価シス
テムから電力とトルクとを計算するためには、（３／
２）のファクタが、方程式Ａ．２８、Ａ．２９、Ａ．３
０に含まれなければならない。２相等価回路の磁束リン
ケージの大きさは、３相回路の場合の２／３である。
【００４８】Ｂ．動的な角度変位 与えられたトルク・コマンド（Ｔｃ）、回転子位置（θ
ｒ）、回転子速度（ω）に対して、最大のトルクを生じ
るθｓａは、次の方程式によって計算される。
【００４９】
【数１５】 この方程式では、基準回転子角度（θｒ＝０）は、回転
子が自由に回転でき巻線８２が正の最大値において付勢
されるときに回転子が止まる角度として定義される。θ
ｉは、負荷角度変位であり、これは、固定子負荷電流
（Ｉｓ）の関数であり、更にこのＩｓは、Ｔｃの関数で
ある、θｓは速度角度変位を表し、これはωの関数であ
る。
【００５０】変位の各タイプに対して、モータ・パラメ
ータによってその変位をを記述する方程式を以下で導
く。この導出は、既に述べたｄ−ｑ軸モータのモデルに
基づいている。
【００５１】１）負荷角度変位 ｄ−ｑモデルによると、永久磁石の磁束の方向は、ｄ軸
として選択され、他方で、ｑ軸は、ｄ軸よりも９０°
（電気的）進んでいる。従って、動的な方程式は、次の
ように書ける。
【００５２】
【数１６】 生じるトルク（Ｔ）は、次のように表すことができる。
【００５３】
【数１７】 負荷角度変位が論じられる際には、Θｓ＝０と仮定す
る。すなわち、電流増幅器は理想的であると仮定する。
よって、Θｉは、図１のΘ、すなわち、ｑ軸とａ軸との
間の角度に等しい。従って、ＩｄとＩｑとは、次のよう
に表せる。
【００５４】
【数１８】 この方程式を、方程式Ｂ．４に代入すると、生じるトル
クに関する次の表現を得る。
【００５５】
【数１９】 方程式Ｂ．６から分かるように、生じるトルク（Ｔ）
は、固定子電流だけでなく、電流角度Θｉにも依存す
る。よって、生じるトルクは、固定子電流を変動させる
ことにより、また、電流角度を変動させることにより、
又は両方を変動させることにより制御され得る。特に有
用なモータの制御戦略は、最大トルクが与えられた電流
に対して生じるように、モータを調節することである。
【００５６】インダクタンスが回転子角度に関係なく一
定である表面永久磁石（ＳＰＭ）モータでは、上の３つ
の方程式は、Ｌｑ＝Ｌｄ＝Ｌｓと置くことにより単純化
される。ここで、Ｌｓは固定子のインダクタンスであ
る。そのような場合には、方程式Ｂ．６の第２の項は、
リラクタンス・トルクを表すのであるが、消滅し、方程
式Ｂ．６は、次のように表現される。
【００５７】
【数２０】 直交制御を有するＳＰＭモータについては、最適の負荷
角度変位Θｉは、単にゼロである。ＩＰＭモータの場合
には、Ｌｑ＝Ｌｄ＝Ｌｓの関係は成立しない。従って、
方程式Ｂ．６の第２の項は消えず、この方程式からは、
直交制御は、ＩＰＭモータでは、電流当たりの最大のト
ルクを生じさせないことが分かる。
【００５８】与えられたＩｓに対して最大のＴを生じさ
せるΘｉは、方程式Ｂ．６の右辺を微分して、導関数と
ゼロと置くことによって決定され得る。この結果とし
て、Θｉに関する次の表現が得られる。
【００５９】
【数２１】 方程式Ｂ．８の２つの可能性のある解から、０≦Θｉ≦
４５°を満たす方が選択される。
【００６０】方程式Ｂ．８において示されるように、最
適の負荷角度変位は、モータ・パラメータＬｄ、Ｌｑ、
及びΨｍａｇ（これは、ＫｖとＰとから計算され得る）
と、固定子電流の大きさＩｓとを知ることにより、計算
され得る。この計算は、モータが動作している間にパラ
メータからなされ得る。代替的な方法としては、Θｉと
Ｉｓとのルックアップ・テーブルをモータの初期化プロ
セスの間に計算することにより、与えられた固定子電流
に対する負荷角度変位を、このルックアップ・テーブル
を読み出すことにより得ることができる。
【００６１】２）速度角度変位 与えられた負荷角度変位Θｉに対して、モータに所望の
最大トルクを生じさせるためには、次の仮定が成立する
必要がある。
【００６２】１．センサ、フィードバック・プロセッ
サ、及び図２の制御論理回路ユニットによって実行され
る信号処理が、瞬時的でなければならない。
【００６３】２．正弦的に変動する信号は、図２の電流
増幅器によって、いかなる位相遅延もなく増幅される。
【００６４】この２つの条件が満たされれば、あるい
は、合計の遅延が無視できるものであるならば、生じる
トルクは、予測されるようになる。しかし、ほとんどの
実際の駆動システムにおいては、信号処理において著し
い時間遅延が存在するし、電流増幅器にも遅延がある。
従って、最適の位相角度を見つけるためには、負荷角度
変位だけでなく上述の遅延も考慮されなければならな
い。
【００６５】センサ、フィードバック・プロセッサ、及
び制御論理ユニットでの処理に付随する時間遅延は、位
相遅延として表現され得る。これらの固定された時間遅
延の和がΔｔで表されるとすると、処理成分（Θｓｌ）
に起因する位相遅延は、次のように計算される。
【００６６】
【数２２】 電流増幅器における位相遅延（又は「電流制御された増
幅器」）は、電流ループの帯域幅ωｂが知られていれ
ば、モデル化が可能である。ほとんどの電流制御された
ＰＷＭ増幅器は、印加電圧とモータの逆ｅｍｆ電圧とに
依存する。速度ωでの帯域幅ωｂは、ωboをゼロの速度
でノミナルの電圧源での電流ループ帯域幅とし、Ｖｍを
ゼロ速度でのインバータ制御のための有能電圧（ｒｍ
ｓ）とし、そして、固定子抵抗値と電力コンバータとは
Ｖｍの計算の中にファクタとして既に加えられていると
仮定する、ことによって計算され得る。以上の記号を用
いると、ωｂについての次の式が得られる。
【００６７】
【数２３】 この方程式については、Ｋｖは、Ｖ／ｒａｄ／秒の単位
の逆ｅｍｆ電圧定数であり、Ｋは磁気飽和を説明する小
さな定数であることに注意すべきである。Ｋは、好まし
くは、実験によって、０．１から０．２の範囲内に設定
される。方程式Ｂ．１０については、固定子電圧降下の
影響は無視されていることにも注意すべきである。
【００６８】増幅器の位相遅延を計算する際になされる
もう１つの仮定は、最も実際的な増幅器は、次の形式の
１次増幅器としてモデル化できる、ということである。
【００６９】
【数２４】 この方程式では、Ｋａは増幅器の直流利得であり、これ
は、位相遅延の計算には影響しない。次に、増幅器に起
因する位相ラグは、次の式で与えられる。
【００７０】
【数２５】 システムが発生モードにあるときには、方程式Ｂ．１０
のωの符号は負であり、ωｂはωboよりも大きく、その
結果として、Θs2は非常に小さくなる。従って、発生モ
ードに要求される速度角度変位は、モータリング・モー
ドに要求されるものよりも小さい。
【００７１】方程式Ｂ．９及びＢ．１２に従って、所望
の速度角度変位は、次のように書かれ得る。
【００７２】
【数２６】 よって、速度角度変位は、Ｋｖ、ωbo、Ｖｍ、Δｔ、及
びωを知ることによって計算され得る。パラメータＫｖ
及びωboはモータに関連し、他方で、パラメータＶｍ及
びΔｔはコントローラに関連するパラメータである。負
荷角度変位の場合のように、最適なΘｓと速度とのルッ
クアップ・テーブルのアレーは、モータの初期化の際に
計算され得る。
【００７３】３）速度及び負荷に対する角度変位曲線 方程式Ｂ．８によって記述される負荷角度変位曲線が、
図７のＡに示されている。方程式Ｂ．１３の記述に従っ
て、図７のＢでは、２つの速度角度変位曲線が示されて
おり、１つがモータリング・モードのものであり、１つ
が発生モードのものである。
【００７４】与えられたモードの動作、回転子速度、固
定子電流に対する最適の角度変位は、図７のＡ及びＢか
ら決定され得る。モード及び速度は、図７のＢとの関係
で用いられて速度角度変位に対する値を生じ、他方で、
電流は、図７のＡとの関係で用いられて負荷角度変位に
対する値を生じる。２つの値は、次に加算され最適の変
位を決定する。
【００７５】図７のＡに示された固定子電流の関数とし
ての角度変位に対する曲線は、埋め込み型の永久磁石
（ＩＰＭ）モータにとっては典型的である。表面型の永
久磁石（ＳＰＭ）モータに対する比較可能な曲線は、典
型的には、フラットなゼロの曲線であり、固定子電流の
関数としての角度変位訂正は、必要ない。
【００７６】既に説明され、図１、図２、及び図３にお
いて示された実施例では、角度変位は、方程式Ｂ．８及
びＢ．１３の計算を行うことによって動的に計算され得
る。しかし、制御論理ユニットが角度変位を動的に計算
する能力を有しない場合には、ルックアップ・テーブル
を用い得る。そのような構成では、ルックアップ・テー
ブルは、方程式Ｂ．８及びＢ．１３から定式化される角
度変位の予め計算されたリストを含む。別個のルックア
ップ・テーブルを、負荷変位、発生モードでの速度変
位、及び、モータリングモードでの速度変位のために用
いることができる。モータ変位の間には、変位論理ユニ
ットは、このテーブルを、現在のトルク・コマンド値、
回転子速度、及び動作モードに対応する角度変位を参照
（「ルックアップ」）するのに用いられる。このルック
アップ・テーブルは、方程式Ｂ．８及びＢ．１３の複雑
な計算を継続的に実行する必要を回避する。ルックアッ
プ・テーブルによるアプローチは、当初にかなりの設定
時間を必要とされるという欠点を有する。
【００７７】１又は複数のルックアップ・テーブルとの
関係で補間法を用いることもできる。補間法によれば、
テーブルにおいて特定されたもの以外の動作条件に対す
る厳密な角度変位の近似を提供することによって、ルッ
クアップ・テーブル構成の効率を増加させる。用いられ
る補間法アルゴリズムの複雑は、計算精度及び計算速度
とトレードオフの関係で変動する。
【００７８】別の実施例では、方程式Ｂ．８及びＢ．１
３の急ぎの（ｏｎ ｔｈｅ ｆｌｙ）計算もルックアッ
プ・テーブルも用いられない。代わりに、方程式Ｂ．８
及びＢ．１３が、限定された組の予め計算された値に基
づく曲線適合（フィティング）を介して近似され得る。
曲線適合により、方程式Ｂ．８及びＢ．１３よりも単純
に計算できる方程式が得られるので、それらを急いで
（ｏｎ ｔｈｅ ｆｌｙ）計算できる。補間法に関して
は、曲線適合方程式の複雑さは、計算精度と計算速度と
の間でトレードオフの関係をもって変動する。
【００７９】本発明の別の実施例では、マイクロプロセ
ッサ又はデジタル信号プロセッサなどの集積回路プロセ
ッサが、制御論理ユニット２４の中に組み入れられる。
そのようなシステムを実現するには、トルク・コマンド
は、プロセッサに与えられる前にデジタル信号に変換さ
れる必要がある。角度計算回路４６、変位論理ユニット
３４、位相オフセット５０、及び正弦テーブル４８、５
２の機能は、プロセッサのソフトウェアの中にコード化
される。Ｄ／Ａコンバータ５４、５６は、マイクロプロ
セッサとＰＷＭ電流増幅器との間の地点に配置される。
プロファイル発生器、位置補償装置、速度補償装置、フ
ィードバック・プロセッサは、マイクロプロセッサにお
いて実行される機能である。
【００８０】ある場合には、高トルク動作において飽和
が近づくことに起因する固定子電流ドロップオフを、補
償することが有用である。電流ドロップオフとは、モー
タ速度の漸増に伴って生じるモータ電流の減少を指す。
固定子電流ドロップオフを補償するのに用いられ得る技
術は、以下で説明する。補償技術は、図１から図３に図
解された実施例との関係で説明される。
【００８１】固定子電流ドロップオフは、モータ駆動の
電流増幅器部分に関係する。上述のように、増幅器は、
次のように、伝達関数（Ｂ．１２）を有する１次の増幅
器としてモデル化できる。
【００８２】
【数２７】 ここで、ωは、回転子の速度に対応する電気的周波数で
あり、ωｂは、速度ωでの電流ループの帯域幅であり、
Ｋａは増幅器の直流利得である。これより、増幅器の伝
達関数の大きさ（ｍａｇｎｉｔｕｄｅ）Ｍは、次のよう
になる。
【００８３】
【数２８】 このように、増幅器出力の大きさは、モータ速度が増加
すると、減少する。方程式Ｂ．１３の速度角度変位は、
電流増幅器に付随する大きさのドロップオフを説明でき
ず、むしろ、増幅器に付随する位相遅延だけを説明す
る。固定子電流ドロップオフを補償する１つの方法は、
図３の制御論理ユニットを修正することである。
【００８４】図８は、図２の制御論理ユニットが、どの
ように修正され、大きさ（マグニチュード）ブースト・
ユニット３３を加えるかを示す。この大きさブースト・
ユニットは、トルク・コマンドに増幅器の伝達関数の大
きさの逆数（１／Ｍ）を掛けることにより、固定子電流
ドロップオフを補償する。これは、Ｄ／Ａコンバータ５
８の出力を１／Ｍだけ増加させ、また、Ｄ／Ａコンバー
タ５６、５４の出力を、１／Ｍだけ増加させる効果を有
する。従って、電流増幅器に至る電流位相Ａ、位相Ｂ、
位相Ｃは、１／Ｍのファクタだけ増加し、正味の結果
は、図４の加算ジャンクション６０に入力する固定子電
流は１／Ｍのファクタだけ増加する。この増加は、固定
子電流ドロップオフを補償する。
【００８５】上述したように、方程式Ｂ．８及びＢ．１
３は、角度変位を動的に計算するのに用いることができ
る。これらの方程式を解くには、図１に示された以下の
パラメータが要求される。要求されるモータ・パラメー
タは、Ｌｄ及びＬｑ（固定子インダクタンス）、Ｐ（磁
極の数）、及びＫｖ（逆ＥＭＦ定数）である。要求され
る駆動パラメータは、ωbo（ＰＷＭバンドパス）、Δｔ
（ループ時間遅延）、及びＶｍ（有能リンク電圧）であ
る。要求される動的なパラメータは、ω（回転子速度）
とＩｓ（固定子電流）とである。適応コントローラの実
現においては、要求されるモータ・パラメータと駆動パ
ラメータとは、システムの初期化の間に確立され、次
に、動作の間の回転子速度と固定子電流との動的パラメ
ータに従って角度変位を計算するのに用いられる。
【００８６】動的パラメータω（回転子速度）は、レゾ
ルバ２８を用いて測定され、動的パラメータＩｓ（固定
子電流）は、モータに供給される電流を測定するように
配置された適切な電流センサによって測定される。
【００８７】Δｔに関しては、ほとんどの応用例では、
ループ時間遅延Δｔは無視でき、従って、方程式から脱
落する。要求される場合には、ループ時間遅延は、テス
ト・パルスをシステムに通して、初期化の間に遅延を測
定する。
【００８８】Ｖｍに関しては、このパラメータは、直流
リンク電圧Ｖｄｃから決定され得る。ＶｍとＶｄｃとの
間の関係は、変調の方法に依存する。正弦・三角変調に
対しては、Ｖｍ＝０．７８Ｖｄｃである。
【００８９】Ｋｖに関しては、このパラメータは、一般
に、製造者のデータ・シートから入手可能であり、初期
化の間に、例えば、データ・キー入力を介してマニュア
ルで入力できる。また、Ｋｖは、モータを固定された速
度、例えば、公称（ノミナル）速度の２０％で、駆動し
その条件下で発生する電圧を測定することによって決定
され得る。電圧を測定するときには、角度変位は用いる
べきではない。瞬時電圧からＫｖを決定する他の方法も
また知られている。
【００９０】ωboに関しては、このパラメータは、モー
タ・シャフトをロックし、コントローラを正弦トルク・
コマンドを用いて励磁することによって決定され得る。
こん正弦入力コマンドは、コントローラの出力が測定さ
れる間に、およそ１Ｈｚから１ＫＨｚまで変化する。バ
ンドパス・パラメータωboは、測定された出力の大きさ
がピーク値から３ｄＢ下がった周波数である。
【００９１】この地点で、方程式によって決定されるこ
とが依然として要求されるパラメータは、Ψｍａｇ（永
久磁石へのピーク鎖交磁束）と、Ｌｄ及びＬｑ（固定子
インダクタンス）とである。これらのパラメータのそれ
ぞれに関して、２つの計算方法が提出される。それぞれ
の場合において、第１の方法は、第２の場合よりも少数
のステップを含むが、第２の方法は、パラメータをより
正確に決定する。
【００９２】Ψｍａｇの単純化された決定のために、Ｋ
ｖの値を、次の方程式に挿入して、Ψｍａｇの値を得
る。
【００９３】
【数２９】 固定子インダクタンスＬｄ及びＬｑの単純化された決定
のためには、以下の手順が用いられる。第１に、固定子
抵抗値Ｒｓが測定される。これは、わずかな直流電圧Ｖ
ｉを、モータの中に印加し、結果的に生じる電流Ｉｉを
測定することによりなされる。Ｒｓは、Ｖｉ／Ｉｉに等
しい。次に、３相のステップ電流がｑ軸に０の速度にお
いて加えられ、上昇時間Ｔｒｑが測定される。いった
ん、ＲｓとＴｒｑとが知られると、Ｌｑは次の方程式か
ら計算できる。
【００９４】
【数３０】 同様に、３相のステップ電流がｄ軸に０の速度において
加えられ、上昇時間Ｔｒｄが測定される。Ｌｄは、次の
方程式から計算できる。
【００９５】
【数３１】 更に正確にΨｍａｇ、Ｌｄ、及びＬｑを決定するには、
次の方程式が用いられる。
【００９６】
【数３２】 この式において、Ｌｑｏは、定格固定子電流におけるｑ
軸の自己インダクタンスであり、Ｌｄｏは、定格固定子
電流におけるｄ軸の自己インダクタンスであり、Ψｍａ
ｇは、定格固定子電流におけるピーク鎖交磁束であり、
ａ、ｂ、及びｃは、モータの飽和特性によって決定され
る定数であり、ｋ＝Ｉｓ／Ｉｓｏであり、Ｉｓｏは定格
固定子電流であり、Ｉｓは実際の固定子電流である。
【００９７】定数ａ、ｂ及びｃの値を決定するには、Ｌ
ｄ及びＬｑが、それぞれ、２つ以上固定子電流値におい
て測定される。恐らく、Ｌｄ及びＬｑは、定格固定子電
流及び３倍の定格固定子電流（ｋ＝３）において、測定
される。定格電流の場合には、Ｌｑｏの値は、Ｌｑに対
して取得され、定格電流の３倍の場合には、Ｌｑｌの値
がＬｑに対して取得され、次に、ａが次の式によって与
えられる。
【００９８】
【数３３】 同様に、ｂは次の式によって与えられる。
【００９９】
【数３４】 ｃとｂとは同じｄ軸の磁束経路に関連しているので、ｃ
＝ｂである。Ψｍａｇは、単純化された計算法における
ように、Ｋｖから与えられる。
【０１００】図９は、様々な固定子電流において、ｑ軸
及びｄ軸インダクタンスを測定するのに用いられる回路
を示している。この回路では、３相モータ９５のそれぞ
れの位相巻線（Ａ、Ｂ及びＣ）は、直流電力源９６に結
合される。３相の接触器９７が、モータと電力源との間
に、３つの位相の線と短絡させる目的で結合される。シ
ャント抵抗９８が、モータの位相Ａの線に、オシロスコ
ープの測定を容易にするために接続される。この回路
は、Ｌｑ及びＬｄを測定する次の方法を実現するために
用いられる。
【０１０１】ｑ軸インダクタンスＬｑが最初に測定され
る。ｑ軸インダクタンスを測定するには、直流電力源の
正の端子がモータの位相Ｂの巻線に接続され、直流電力
源の負の端子がモータの位相Ｃの巻線に接続される。モ
ータのＡの巻線は、フロートすることが許され、モータ
・シャフトは自由に回転することが許される。以上で述
べた準備がなされた後で、直流電力源はオンされて、出
力電圧は、出力電流が定格固定子電流の約１／４に達す
るまで、増加される。モータ・シャフトは、安定した位
置に置かれることが許されるべきであり、いったん安定
すると、シャフトはロックされる。次に、位相Ａの巻線
が直流電流源の正の端子に接続され、Ｂ及びＣの両方の
巻線は直流電流源の負の端子に接続される。直流電源電
圧は、直流電源出力が所望のレベルに達するまで増加さ
れる。好ましくは、電源電圧はＡの巻線電流が定格固定
子電流（ｒｍｓ）の１．４１倍になるレベルまで増加さ
れる。直流出力電流が所望のレベルに達すると、３相の
接触器は付勢され、出力電流の遅延時間が測定される。
遅延時間は、出力電流が所望のレベルから所望のレベル
の３７％に変化するのに要する時間の量として定義され
る。最後に、Ｌｑは、遅延時間にモータの位相抵抗値を
掛けることによって、計算される。もちろん、接触器の
閉鎖（ｃｌｏｓｕｒｅ）は、遅延時間の正確な値を得る
ために、チャター（ｃｈａｔｔｅｒ）があってはならな
い。
【０１０２】ｄ軸インダクタンスＬｄを測定するには、
接触器は、消勢されてシャフトはロックを解除される。
次に位相Ａの巻線電流は、定格固定子電流の１／４に設
定され、モータ・シャフトは安定した位置に設定するこ
とが許容され、ロックされる。この時点で、Ｌｄの測定
は、Ｌｑの測定と同じ態様で進む。すなわち、Ａの巻線
が、直流電流源の正の端子に接続され、Ｂ及びＣの両方
の巻線は直流電流源の負の端子に接続される。直流電源
電圧は、直流電源出力が所望のレベルに達するまで増加
される。好ましくは、電源電圧はＡの巻線電流が定格固
定子電流（ｒｍｓ）の１．４１倍になるレベルまで増加
される。直流出力電流が所望のレベルに達すると、３相
の接触器は付勢され、出力電流の遅延時間が測定され
る。最後に、Ｌｄは、遅延時間にモータの位相抵抗値を
掛けることによって、計算される。
【０１０３】このように、要求されるモータ・パラメー
タ及び駆動パラメータは、初期化の間に測定されセット
アップされ、次に、モータが動作中に、回転子速度と固
定子電流との動的パラメータに従って、変位角度を計算
するのに用いられる。
【０１０４】例示の角度変位の計算手順と例示の角度変
位の応用手順とが、図１０のＡ及びＢの流れ図にそれぞ
れ示されている。これらの例は、図１、図２、図３に示
された実施例と共に用いられることを意図している。
【０１０５】図１０のＡは、角度変位を計算するのに用
いられるステップを示している。図１０のＢは、図１０
のＡに従って計算された角度変位を、ルックアップ・テ
ーブルによるアプローチを用いて応用するのに用いられ
るステップを示している。この特定の手順では、角度変
位の計算は、すべての「サーボ割り込み（インタラプ
ト）」周期又は５００ｕｓｅｃに一度行われ、他方で、
角度変位はすべての「整流（ｃｏｍｍｕｔａｔｉｏｎ）
割り込み」周期又は１２５ｕｓｅｃに一度応用される。
【０１０６】図１０のＡを参照すると、角度変位を計算
する第１のステップは、回転子速度（ステップ１０２）
を読み出すことである。次に、モータがモータリング・
モータにあると仮定して、例えば、図７のＢに示されて
いるようなモータリング・モードに対する速度と速度変
位とのルックアップ・テーブルを介して、速度変位が計
算される（ステップ１０４）。第３のステップは、図３
の電流センサ７１によって感知される電流フィードバッ
クの絶対値を読み出すことである。第４のステップは、
例えば、図７のＡに示されたような電流と負荷変位との
ルックアップ・テーブルを介して、負荷変位そ計算する
ことである（ステップ１０８）。次に、トルク・コマン
ドの値がゼロと比較される（ステップ１１０）。トルク
・コマンドがゼロよりも小さい場合には、トルク・コマ
ンドの符号は反転される（ステップ１１２）。トルク・
コマンドがゼロ又は正であるならば、ステップ１１２は
バイパスされる。ステップ１１０及び１１２の正味の効
果は、トルク・コマンドの絶対値を決定することであ
る。
【０１０７】トルク・コマンドの絶対値を得た後で、モ
ータの動作モードの決定が行われる（ステップ１１
４）。モータが発生モードにある場合には、速度変位が
再び計算されなければならない（ステップ１１６）が、
これは、当初の速度変位計算では、モータはモータリン
グ・モードにあると仮定したからである。モータが実際
にモータリング・モードにある場合には、ステップ１１
６はバイパスされる。次のステップでは、トルク・コマ
ンドが再びゼロと比較される（ステップ１１８）。トル
ク・コマンドがゼロよりも大きい場合には、角度変位
は、負荷変位、速度変位、及び１８０°を加えることに
より計算される（ステップ１２０）。トルク・コマンド
がゼロよりも小さい又はゼロに等しい場合には、角度変
位は速度変位と負荷変位とを加えることにより計算され
る（ステップ１２２）。この時点で、角度変位の計算は
終了する（ステップ１２４）。
【０１０８】図１０のＢは、角度変位を応用する際のス
テップが示している。第１に、現在の固定子角度が読み
出される（ステップ１３２）。第２に、電気角度が回転
子角度と磁極対との積に等しく設定される（ステップ１
３４）。第３に、固定子角度は、回転子角度と角度変位
と９０°とを加えたものに等しく設定される。最後に、
固定子角度が正弦テーブル４８、５２（図２）に書き込
まれ、振幅の値に変換される（ステップ１３８）。この
時点で、角度変位の応用は終了である。
【０１０９】適用動作においては、モータ・パラメータ
と駆動・パラメータとは、初期化ステップで確立され
る。方程式（Ｂ．１３）がステップ１０４で計算され、
方程式（Ｂ．８）は、ステップ１０８で計算される。そ
れ以外の場合は、図１０のＡ及びＢの流れ図は同じであ
る。
【０１１０】本発明の複数の実施例を以上で詳細に説明
した。しかし、当業者にとっては、更に多くの変更は明
らかであろう。例えば、モータは、ロータリ・モータで
はなく、移動永久磁石型の線形モータでもかまわない。
また、ハードウェアに関して説明した要素は、マイクロ
プロセッサにおいて動作するソフトウェアであってもよ
い。本発明は、更に詳しくは、冒頭の特許請求の範囲に
よって、定義されている。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるモータ制御システムの機能ブロッ
ク図である。
【図２】図１のモータ制御システムにおいて用いるのが
適切な制御論理の機能ブロック図である。
【図３】図１のモータ制御システムにおいて用いるのが
適切なＰＷＭ電流増幅器の回路図である。
【図４】正弦的に変動する励磁信号と図３の増幅器の対
応するパルス幅変調された出力との間の関係の図解であ
る。
【図５】磁石が回転子の中に埋め込まれている、ブラシ
レス永久磁石モータの断面図である。
【図６】Ａは、ＩＰＭモータに対するｑ軸動的等価回路
を示し、Ｂは、ＩＰＭモータに対するｄ軸動的等価回路
を示す。
【図７】Ａは、本発明によって計算された、負荷変位角
度と固定子電流との関係を示すグラフであり、Ｂは、本
発明によって計算された、速度変位角度とモータ速度と
の関係を示すグラフである。
【図８】図１のモータ制御システムにおいて用いるのが
適切な別の制御論理ユニットの機能ブロック図である。
【図９】ｑ軸とｄ軸とのモータ・インダクタンスを様々
な固定子電流において測定するのに用いられ得る回路の
機能ブロック図である。
【図１０】Ａは、本発明の好適実施例に従って角度変位
を計算する際に用いられるステップを示す流れ図であ
り、Ｂは、角度変位を応用する際に用いられるステップ
を示す流れ図である。
フロントページの続き (72)発明者 ヴェンカテシュ・バブ・チャヴァ アメリカ合衆国メリーランド州20874，ジ ャーマンタウン，グレイ・イーグル・コー ト 12650，アパートメント 33

Claims (14)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 永久磁石回転子と固定子巻線とを含むブ
    ラシレス・モータのためのコントローラにおいて、 ａ）前記固定子に対する前記回転子位置を示す位置フィ
    ードバック信号を発生する手段と、 ｂ）前記回転子速度を示す速度フィードバック信号を発
    生する信号と、 ｃ）前記固定子巻線に供給される電流を示す固定子電流
    フィードバック信号を提供する手段と、 ｄ）モータ・パラメータの測定された値を示す手段と、 ｅ）コントローラ・パラメータの測定された値を示す手
    段と、 ｆ）前記測定されたモータ及びコントローラ・パラメー
    タに従って、最大のトルク角度変位を、前記速度フィー
    ドバック信号と前記固定子電流フィードバック信号との
    関数として計算する手段と、 ｇ）前記速度フィードバックによる周波数と前記最大の
    トルク角度変位とによる位相とを有する固定子巻線に対
    する正弦励磁を発生する手段と、 を備えることを特徴とするコントローラ。
  2. 【請求項２】 請求項１記載のコントローラにおいて、
    前記モータ・パラメータは、磁極の数と、逆ＥＭＦ定数
    と、前記モータに対する固定子インダクタンスとを含む
    ことを特徴とするコントローラ。
  3. 【請求項３】 請求項１又は請求項２記載のコントロー
    ラにおいて、前記コントローラ・パラメータは、コント
    ローラ・バンドパスと、有能リンク電圧と、ループ時間
    遅延とを含むことを特徴とするコントローラ。
  4. 【請求項４】 請求項１記載のコントローラにおいて、
    前記永久磁石は前記回転子の中に埋め込まれており、前
    記最大のトルク角度変位は、回転子速度及び固定子電流
    の関数として変動することを特徴とするコントローラ。
  5. 【請求項５】 請求項１記載のコントローラにおいて、
    前記永久磁石は、前記回転子に表面取り付けされてお
    り、前記最大のトルク変位角度は、回転子速度の関数と
    して変動することを特徴とするコントローラ。
  6. 【請求項６】 永久磁石回転子と固定子巻線とを含むブ
    ラシレス・モータを制御する方法において、 ａ）前記固定子に対する前記回転子位置を示す位置フィ
    ードバック信号を発生するステップと、 ｂ）前記回転子速度を示す速度フィードバック信号を発
    生するステップと、 ｃ）前記固定子巻線に供給される電流を示す固定子電流
    フィードバック信号を提供するステップと、 ｄ）モータ・パラメータの測定された値を示すステップ
    と、 ｅ）コントローラ・パラメータの測定された値を示すス
    テップと、 ｆ）前記測定されたモータ及びコントローラ・パラメー
    タに従って、最大のトルク角度変位を、前記速度フィー
    ドバック信号と前記固定子電流フィードバック信号との
    関数として計算するステップと、 ｇ）前記速度フィードバックによる周波数と前記最大の
    トルク角度変位とによる位相とを有する固定子巻線に対
    する正弦励磁を発生するステップと、 を含むことを特徴とする方法。
  7. 【請求項７】 請求項６記載の方法において、前記モー
    タ・パラメータは、磁極の数と、逆ＥＭＦ定数と、前記
    モータに対する固定子インダクタンスとを含むことを特
    徴とする方法。
  8. 【請求項８】 請求項６又は請求項７記載の方法におい
    て、前記コントローラ・パラメータは、コントローラ・
    バンドパスと、有能リンク電圧と、ループ時間遅延とを
    含むことを特徴とする方法。
  9. 【請求項９】 請求項６記載の方法において、前記永久
    磁石は前記回転子の中に埋め込まれており、前記最大の
    トルク角度変位は、回転子速度及び固定子電流の関数と
    して変動することを特徴とする方法。
  10. 【請求項１０】 請求項６記載の方法において、前記永
    久磁石は、前記回転子に表面取り付けされており、前記
    最大のトルク変位角度は、回転子速度の関数として変動
    することを特徴とする方法。
  11. 【請求項１１】 永久磁石回転子と固定子巻線とを含む
    ブラシレス・モータを制御する方法において、 ａ）前記固定子に対する前記回転子位置を示す位置フィ
    ードバック信号を発生するステップと、 ｂ）前記回転子速度を示す速度フィードバック信号を発
    生するステップと、 ｃ）前記固定子巻線に供給される電流を示す固定子電流
    フィードバック信号を提供するステップと、 ｄ）モータ・パラメータの測定された値を示すステップ
    と、 ｅ）コントローラ・パラメータの測定された値を示すス
    テップと、 ｆ）前記測定されたモータ及びコントローラ・パラメー
    タに従って、最大のトルク角度変位を、前記速度フィー
    ドバック信号の関数として計算するステップと、 ｇ）前記速度フィードバックによる周波数と前記最大の
    トルク角度変位とによる位相とを有する固定子巻線に対
    する正弦励磁を発生するステップと、 を含むことを特徴とする方法。
  12. 【請求項１２】 回転する永久磁石と固定子巻線とを有
    するブラシレス・モータに対して正弦励磁の位相を制御
    するために最大のトルク角度変位を提供するルックアッ
    プ・テーブルをコンパイルする方法において、 ａ）磁極の数と、逆ＥＭＦ定数と、前記モータに対する
    固定子インダクタンスとを含むモータ・パラメータを測
    定するステップと、 ｂ）コントローラ・バンドパスと、有能リンク電圧と、
    ループ時間遅延とを含むコントローラ・パラメータを測
    定するステップと、 ｃ）前記測定されたパラメータに従って、位相変位の値
    を、回転子速度の関数として計算するステップと、 ｄ）前記回転子速度に対応する前記位相変位の値に従っ
    て、正弦励磁の位相を設定するステップと、 を含むことを特徴とする方法。
  13. 【請求項１３】 回転する永久磁石と固定子巻線とを有
    するブラシレス・モータに対して正弦励磁の位相を制御
    するために最大のトルク角度変位を提供するルックアッ
    プ・テーブルをコンパイルする方法において、 ａ）磁極の数と、逆ＥＭＦ定数と、前記モータに対する
    固定子インダクタンスとを含むモータ・パラメータを測
    定するステップと、 ｂ）コントローラ・バンドパスと、有能リンク電圧と、
    ループ時間遅延とを含むコントローラ・パラメータを測
    定するステップと、 ｃ）前記測定されたパラメータに従って、位相変位の値
    を、回転子速度の関数として計算するステップと、 ｄ）前記回転子速度と固定子電流とに対応する前記位相
    変位の値に従って、正弦励磁の位相を設定するステップ
    と、 を含むことを特徴とする方法。
  14. 【請求項１４】 移動する永久磁石と固定子巻線とを含
    むブラシレス・モータのためのコントローラにおいて、 ａ）前記固定子に対する前記永久磁石の位置を示す位置
    フィードバック信号を発生する手段と、 ｂ）前記永久磁石の速度を示す速度フィードバック信号
    を発生する信号と、 ｃ）前記固定子巻線に供給される電流を示す固定子電流
    フィードバック信号を提供する手段と、 ｄ）モータ・パラメータの測定された値を示す手段と、 ｅ）コントローラ・パラメータの測定された値を示す手
    段と、 ｆ）前記測定されたモータ及びコントローラ・パラメー
    タに従って、最大のトルク角度変位を、前記速度フィー
    ドバック信号と前記固定子電流フィードバック信号との
    関数として計算する手段と、 ｇ）前記速度フィードバックによる周波数と前記最大の
    トルク角度変位とによる位相とを有する固定子巻線に対
    する正弦励磁を発生する手段と、 を備えることを特徴とするコントローラ。
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