JP2002262599A - 同期電動機の制御装置 - Google Patents
同期電動機の制御装置Info
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- JP2002262599A JP2002262599A JP2001056077A JP2001056077A JP2002262599A JP 2002262599 A JP2002262599 A JP 2002262599A JP 2001056077 A JP2001056077 A JP 2001056077A JP 2001056077 A JP2001056077 A JP 2001056077A JP 2002262599 A JP2002262599 A JP 2002262599A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 同期電動機のインダクタンスを短時間で演算
する。 【解決手段】 電力変換器に与える電圧指令値を得るた
めに任意の一定方向に交番する第１の交流電圧を指令値
として選択する手段と、電力変換器に与える電圧指令値
を得るために第１の交流電圧に対し電気角で９０°ずれ
た一定方向に交番する第２の交流電圧を指令値として選
択する手段と、第１の交流電圧を選択している時の当該
電圧と同一方向かつ同一周波数、または、直交方向かつ
同一周波数の交流電流、または、第２の交流電圧を選択
している時の当該電圧と同一方向かつ同一周波数、また
は、直交方向かつ同一周波数の交流電流、の中から少な
くとも３つの交流電流と、第１及び第２の交流電圧とを
用いて電動機の電機子巻線の直軸インダクタンス及び横
軸インダクタンスを演算する手段と、を備える。
する。 【解決手段】 電力変換器に与える電圧指令値を得るた
めに任意の一定方向に交番する第１の交流電圧を指令値
として選択する手段と、電力変換器に与える電圧指令値
を得るために第１の交流電圧に対し電気角で９０°ずれ
た一定方向に交番する第２の交流電圧を指令値として選
択する手段と、第１の交流電圧を選択している時の当該
電圧と同一方向かつ同一周波数、または、直交方向かつ
同一周波数の交流電流、または、第２の交流電圧を選択
している時の当該電圧と同一方向かつ同一周波数、また
は、直交方向かつ同一周波数の交流電流、の中から少な
くとも３つの交流電流と、第１及び第２の交流電圧とを
用いて電動機の電機子巻線の直軸インダクタンス及び横
軸インダクタンスを演算する手段と、を備える。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は同期電動機の制御装
置に関し、詳しくは、エンコーダやレゾルバなどの磁極
位置検出器によって電動機の磁極位置を検出しないで永
久磁石同期電動機等の速度やトルクを制御する、いわゆ
る位置センサレス同期電動機の制御装置において、電動
機のインダクタンスを自動測定する技術に関するもので
ある。
置に関し、詳しくは、エンコーダやレゾルバなどの磁極
位置検出器によって電動機の磁極位置を検出しないで永
久磁石同期電動機等の速度やトルクを制御する、いわゆ
る位置センサレス同期電動機の制御装置において、電動
機のインダクタンスを自動測定する技術に関するもので
ある。
【０００２】
【従来の技術】永久磁石同期電動機の速度やトルクを高
性能に制御するには、一般には電動機の回転子の磁極位
置を検出する位置検出器を電動機に取り付ける必要があ
る。しかるに、上記検出器は一般に高価で、また電動機
の構造や設置環境の点から位置検出器を取り付けられな
い場合がある。この問題を解決するため、磁極位置を電
動機の電圧や電流などから電気的に演算で求める方法、
いわゆるセンサレス制御が研究されている。
性能に制御するには、一般には電動機の回転子の磁極位
置を検出する位置検出器を電動機に取り付ける必要があ
る。しかるに、上記検出器は一般に高価で、また電動機
の構造や設置環境の点から位置検出器を取り付けられな
い場合がある。この問題を解決するため、磁極位置を電
動機の電圧や電流などから電気的に演算で求める方法、
いわゆるセンサレス制御が研究されている。
【０００３】センサレス制御においては、同期電動機の
電機子巻線のインダクタンスが回転子の磁極位置によっ
て相対的に変化することに基づき、同期電動機のインダ
クタンスを演算により求めて磁極位置を推定する方法
が、例えば第１の公知文献である電学論Ｄ，１１０巻１
１号，平成２年，Ｐ．１１９３〜１２００に「永久磁石
界磁同期電動機の回転子位置と速度のセンサレス検出の
一方法」（渡辺氏ほか）に記載されている。
電機子巻線のインダクタンスが回転子の磁極位置によっ
て相対的に変化することに基づき、同期電動機のインダ
クタンスを演算により求めて磁極位置を推定する方法
が、例えば第１の公知文献である電学論Ｄ，１１０巻１
１号，平成２年，Ｐ．１１９３〜１２００に「永久磁石
界磁同期電動機の回転子位置と速度のセンサレス検出の
一方法」（渡辺氏ほか）に記載されている。
【０００４】また、インダクタンスの自動測定法として
は、第２の公知文献である電学論Ｄ，１１９巻１０号，
平成１１年，Ｐ．１１８４〜１１９１に「センサレスＰ
ＭＳＭのパラメータ計測法」（竹下氏ほか）が知られて
いる。上記第２の公知文献による方法は、電機子巻線の
ｕ相方向、ｖ相方向、及び、ｗ相方向にパルス電圧を印
加し、このときの電流値からインダクタンスを演算する
もので、回転子に突極性がある埋込磁石形の永久磁石同
期電動機やリラクタンスモータのインダクタンス測定に
適しており、また、回転子の磁極位置が分からない状態
からも回転子を動かすことなくインダクタンス測定がで
きる等の特徴を持つ優れた方式である。
は、第２の公知文献である電学論Ｄ，１１９巻１０号，
平成１１年，Ｐ．１１８４〜１１９１に「センサレスＰ
ＭＳＭのパラメータ計測法」（竹下氏ほか）が知られて
いる。上記第２の公知文献による方法は、電機子巻線の
ｕ相方向、ｖ相方向、及び、ｗ相方向にパルス電圧を印
加し、このときの電流値からインダクタンスを演算する
もので、回転子に突極性がある埋込磁石形の永久磁石同
期電動機やリラクタンスモータのインダクタンス測定に
適しており、また、回転子の磁極位置が分からない状態
からも回転子を動かすことなくインダクタンス測定がで
きる等の特徴を持つ優れた方式である。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】前記竹下氏らの方式を
実用化しようとすると、電流検出器のノイズの影響を除
くため、測定を複数回行って平均演算を行う必要があ
る。しかし、パルス電圧印加時に流れた電流が零に減衰
するまでの間、次のパルス電圧を印加できないので測定
に時間がかかる。そこで本発明は、同期電動機のいわゆ
るセンサレス制御を行うに当たり、電動機のインダクタ
ンス測定を効率よく短時間で行うことができる同期電動
機の制御装置を提供しようとするものである。
実用化しようとすると、電流検出器のノイズの影響を除
くため、測定を複数回行って平均演算を行う必要があ
る。しかし、パルス電圧印加時に流れた電流が零に減衰
するまでの間、次のパルス電圧を印加できないので測定
に時間がかかる。そこで本発明は、同期電動機のいわゆ
るセンサレス制御を行うに当たり、電動機のインダクタ
ンス測定を効率よく短時間で行うことができる同期電動
機の制御装置を提供しようとするものである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するた
め、請求項１に記載した発明は、同期電動機の制御装置
において、電動機の電機子電流及び端子電圧をベクトル
としてとらえ、電力変換器に与える電圧指令値を得るた
めに任意の一定方向に交番する第１の交流電圧を指令値
として選択する手段と、電力変換器に与える電圧指令値
を得るために第１の交流電圧に対し電気角で９０°ずれ
た一定方向に交番する第２の交流電圧を指令値として選
択する手段と、 第１の交流電圧を選択している時の当該電圧と同一方
向かつ同一周波数の交流電流、 第１の交流電圧を選択している時の当該電圧と直交方
向かつ同一周波数の交流電流、 第２の交流電圧を選択している時の当該電圧と同一方
向かつ同一周波数の交流電流、 第２の交流電圧を選択している時の当該電圧と直交方
向かつ同一周波数の交流電流、 の中から少なくとも３つの交流電流と、第１の交流電圧
及び第２の交流電圧とを用いて電動機の電機子巻線の直
軸インダクタンス及び横軸インダクタンスを演算する手
段と、を備えたものである。
め、請求項１に記載した発明は、同期電動機の制御装置
において、電動機の電機子電流及び端子電圧をベクトル
としてとらえ、電力変換器に与える電圧指令値を得るた
めに任意の一定方向に交番する第１の交流電圧を指令値
として選択する手段と、電力変換器に与える電圧指令値
を得るために第１の交流電圧に対し電気角で９０°ずれ
た一定方向に交番する第２の交流電圧を指令値として選
択する手段と、 第１の交流電圧を選択している時の当該電圧と同一方
向かつ同一周波数の交流電流、 第１の交流電圧を選択している時の当該電圧と直交方
向かつ同一周波数の交流電流、 第２の交流電圧を選択している時の当該電圧と同一方
向かつ同一周波数の交流電流、 第２の交流電圧を選択している時の当該電圧と直交方
向かつ同一周波数の交流電流、 の中から少なくとも３つの交流電流と、第１の交流電圧
及び第２の交流電圧とを用いて電動機の電機子巻線の直
軸インダクタンス及び横軸インダクタンスを演算する手
段と、を備えたものである。
【０００７】請求項２に記載した発明は、同期電動機の
制御装置において、電動機の電機子電流及び端子電圧を
ベクトルとしてとらえ、電力変換器に与える電圧指令値
を得るために任意の一定方向に交番する第１の交流電圧
を指令値として選択する手段と、電力変換器に与える電
圧指令値を得るために第１の交流電圧に対し電気角で４
５°ずれた一定方向に交番する第２の交流電圧を指令値
として選択する手段と、 第１の交流電圧を選択している時の当該電圧と同一方
向かつ同一周波数の交流電流、 第１の交流電圧を選択している時の当該電圧と直交方
向かつ同一周波数の交流電流、 第２の交流電圧を選択している時の当該電圧と同一方
向かつ同一周波数の交流電流、 第２の交流電圧を選択している時の当該電圧と直交方
向かつ同一周波数の交流電流、 の中から少なくとも３つの交流電流と、第１の交流電圧
及び第２の交流電圧とを用いて電動機の電機子巻線の直
軸インダクタンス及び横軸インダクタンスを演算する手
段と、を備えたものである。
制御装置において、電動機の電機子電流及び端子電圧を
ベクトルとしてとらえ、電力変換器に与える電圧指令値
を得るために任意の一定方向に交番する第１の交流電圧
を指令値として選択する手段と、電力変換器に与える電
圧指令値を得るために第１の交流電圧に対し電気角で４
５°ずれた一定方向に交番する第２の交流電圧を指令値
として選択する手段と、 第１の交流電圧を選択している時の当該電圧と同一方
向かつ同一周波数の交流電流、 第１の交流電圧を選択している時の当該電圧と直交方
向かつ同一周波数の交流電流、 第２の交流電圧を選択している時の当該電圧と同一方
向かつ同一周波数の交流電流、 第２の交流電圧を選択している時の当該電圧と直交方
向かつ同一周波数の交流電流、 の中から少なくとも３つの交流電流と、第１の交流電圧
及び第２の交流電圧とを用いて電動機の電機子巻線の直
軸インダクタンス及び横軸インダクタンスを演算する手
段と、を備えたものである。
【０００８】請求項３に記載した発明は、同期電動機の
制御装置において、電動機の電機子電流及び端子電圧を
ベクトルとしてとらえ、電力変換器に与える電圧指令値
を得るために任意の一定方向に交番する第１の交流電流
を指令値として選択する手段と、電力変換器に与える電
圧指令値を得るために第１の交流電流に対し電気角で９
０°ずれた一定方向に交番する第２の交流電流を指令値
として選択する手段と、 第１の交流電流を選択している時の当該電流と同一方
向かつ同一周波数の交流電圧、 第１の交流電流を選択している時の当該電流と直交方
向かつ同一周波数の交流電圧、 第２の交流電流を選択している時の当該電流と同一方
向かつ同一周波数の交流電圧、 第２の交流電流を選択している時の当該電流と直交方
向かつ同一周波数の交流電圧、 の中から少なくとも３つの交流電圧と、第１の交流電流
及び第２の交流電流とを用いて電動機の電機子巻線の直
軸インダクタンス及び横軸インダクタンスを演算する手
段と、を備えたものである。
制御装置において、電動機の電機子電流及び端子電圧を
ベクトルとしてとらえ、電力変換器に与える電圧指令値
を得るために任意の一定方向に交番する第１の交流電流
を指令値として選択する手段と、電力変換器に与える電
圧指令値を得るために第１の交流電流に対し電気角で９
０°ずれた一定方向に交番する第２の交流電流を指令値
として選択する手段と、 第１の交流電流を選択している時の当該電流と同一方
向かつ同一周波数の交流電圧、 第１の交流電流を選択している時の当該電流と直交方
向かつ同一周波数の交流電圧、 第２の交流電流を選択している時の当該電流と同一方
向かつ同一周波数の交流電圧、 第２の交流電流を選択している時の当該電流と直交方
向かつ同一周波数の交流電圧、 の中から少なくとも３つの交流電圧と、第１の交流電流
及び第２の交流電流とを用いて電動機の電機子巻線の直
軸インダクタンス及び横軸インダクタンスを演算する手
段と、を備えたものである。
【０００９】請求項４に記載した発明は、同期電動機の
制御装置において、電動機の電機子電流及び端子電圧を
ベクトルとしてとらえ、電力変換器に与える電圧指令値
を得るために任意の一定方向に交番する第１の交流電流
を指令値として選択する手段と、電力変換器に与える電
圧指令値を得るために第１の交流電流に対し電気角で４
５°ずれた一定方向に交番する第２の交流電流を指令値
として選択する手段と、 第１の交流電流を選択している時の当該電流と同一方
向かつ同一周波数の交流電圧、 第１の交流電流を選択している時の当該電流と直交方
向かつ同一周波数の交流電圧、 第２の交流電流を選択している時の当該電流と同一方
向かつ同一周波数の交流電圧、 第２の交流電流を選択している時の当該電流と直交方
向かつ同一周波数の交流電圧、 の中から少なくとも３つの交流電圧と、第１の交流電流
及び第２の交流電流とを用いて電動機の電機子巻線の直
軸インダクタンス及び横軸インダクタンスを演算する手
段と、を備えたものである。
制御装置において、電動機の電機子電流及び端子電圧を
ベクトルとしてとらえ、電力変換器に与える電圧指令値
を得るために任意の一定方向に交番する第１の交流電流
を指令値として選択する手段と、電力変換器に与える電
圧指令値を得るために第１の交流電流に対し電気角で４
５°ずれた一定方向に交番する第２の交流電流を指令値
として選択する手段と、 第１の交流電流を選択している時の当該電流と同一方
向かつ同一周波数の交流電圧、 第１の交流電流を選択している時の当該電流と直交方
向かつ同一周波数の交流電圧、 第２の交流電流を選択している時の当該電流と同一方
向かつ同一周波数の交流電圧、 第２の交流電流を選択している時の当該電流と直交方
向かつ同一周波数の交流電圧、 の中から少なくとも３つの交流電圧と、第１の交流電流
及び第２の交流電流とを用いて電動機の電機子巻線の直
軸インダクタンス及び横軸インダクタンスを演算する手
段と、を備えたものである。
【００１０】
【発明の実施の形態】以下、図に沿って本発明の実施形
態を説明する。まず、請求項１に記載した発明の実施形
態である第１実施形態について、その原理を説明する。
図５に座標軸の定義を示す。ｄ軸は回転子磁極方向、ｑ
軸はｄ軸と直交方向に定義する。ｄｃ軸は任意の方向に
定義し、ｑｃ軸はｄｃ軸に対して直交方向に定義する。
Δθはｄｃ軸とｄ軸との角度差である。
態を説明する。まず、請求項１に記載した発明の実施形
態である第１実施形態について、その原理を説明する。
図５に座標軸の定義を示す。ｄ軸は回転子磁極方向、ｑ
軸はｄ軸と直交方向に定義する。ｄｃ軸は任意の方向に
定義し、ｑｃ軸はｄｃ軸に対して直交方向に定義する。
Δθはｄｃ軸とｄ軸との角度差である。
【００１１】図６に、Δθを横軸にとったときのｄｃ軸
方向のインダクタンス（以下、ｄｃ軸インダクタンスと
いう）とｄｃ軸方向に流れる交流電流（以下、ｄｃ軸交
流電流という）の振幅とを併せて示す。電動機のインダ
クタンスはΔθの２倍周期で変化する関数であり、最小
値が直軸インダクタンスＬｄ、最大値が横軸インダクタ
ンスＬｑである。一方、ｄｃ軸交流電流の振幅もΔθの
２倍周期で変化する関数であり、最大値を
ｉｄｈｍａｘ、最小値をｉｄｈｍｉｎ、平均値をＩ０、
Δθに依存した脈動の振幅をI２と定義する。ここで、
直軸インダクタンスＬｄと横軸インダクタンスＬｑは、
ｉｄｈｍａｘ，ｉｄｈｍｉｎ、及び、電動機に印加した
交流電圧から計算することができる。
方向のインダクタンス（以下、ｄｃ軸インダクタンスと
いう）とｄｃ軸方向に流れる交流電流（以下、ｄｃ軸交
流電流という）の振幅とを併せて示す。電動機のインダ
クタンスはΔθの２倍周期で変化する関数であり、最小
値が直軸インダクタンスＬｄ、最大値が横軸インダクタ
ンスＬｑである。一方、ｄｃ軸交流電流の振幅もΔθの
２倍周期で変化する関数であり、最大値を
ｉｄｈｍａｘ、最小値をｉｄｈｍｉｎ、平均値をＩ０、
Δθに依存した脈動の振幅をI２と定義する。ここで、
直軸インダクタンスＬｄと横軸インダクタンスＬｑは、
ｉｄｈｍａｘ，ｉｄｈｍｉｎ、及び、電動機に印加した
交流電圧から計算することができる。
【００１２】上記ｉｄｈｍａｘ，ｉｄｈｍｉｎを求める
方法としては、ｄｃ軸方向に交流電圧を印加しながらｄ
ｃ軸交流電流を測定し、ｄｃ軸をゆっくりと回転させて
１８０°（電気角、以下についても同様）以上回転した
期間のｄｃ軸交流電流の最大値からｉｄｈｍａｘを求
め、ｄｃ軸交流電流の最小値からｉｄｈｍｉｎを求める
方法がある。しかし、この方法は測定に時間がかかる欠
点がある。そこで、請求項１の発明では、電動機に印加
する電圧ベクトルの方向を電気角で９０°ずらして回印
加し、このときの交流電流からｉｄｈｍａｘ，ｉ
ｄｈｍｉ ｎを演算することにより測定時間の短縮を図
る。
方法としては、ｄｃ軸方向に交流電圧を印加しながらｄ
ｃ軸交流電流を測定し、ｄｃ軸をゆっくりと回転させて
１８０°（電気角、以下についても同様）以上回転した
期間のｄｃ軸交流電流の最大値からｉｄｈｍａｘを求
め、ｄｃ軸交流電流の最小値からｉｄｈｍｉｎを求める
方法がある。しかし、この方法は測定に時間がかかる欠
点がある。そこで、請求項１の発明では、電動機に印加
する電圧ベクトルの方向を電気角で９０°ずらして回印
加し、このときの交流電流からｉｄｈｍａｘ，ｉ
ｄｈｍｉ ｎを演算することにより測定時間の短縮を図
る。
【００１３】第１回目の測定動作として、任意の座標軸
であるｄｃ軸方向に矩形波状の交流電圧を印加する。こ
の交流電圧は、請求項１における第１の交流電圧に相当
する。このとき、ｄｃ軸とｑｃ軸方向に流れる交流電流
の振幅ｉｄｈ１，ｉｑｈ１は、数式１，数式２により表
される。
であるｄｃ軸方向に矩形波状の交流電圧を印加する。こ
の交流電圧は、請求項１における第１の交流電圧に相当
する。このとき、ｄｃ軸とｑｃ軸方向に流れる交流電流
の振幅ｉｄｈ１，ｉｑｈ１は、数式１，数式２により表
される。
【００１４】
【数１】
【００１５】
【数２】
【００１６】なお、数式１，数式２における諸量は以下
の通りである。 Ｌｄ：直軸インダクタンス、Ｌｑ：横軸インダクタンス Ｔｖｈ：交流電圧ｖｈ ＊の周期、Ｖh：交流電圧ｖｈ ＊
の振幅（０−peak） ｉｄｈ１：ｄｃ軸交流電流の振幅（０−peak）（１回
目） ｉｑｈ１：ｑｃ軸交流電流の振幅（０−peak）（１回
目）
の通りである。 Ｌｄ：直軸インダクタンス、Ｌｑ：横軸インダクタンス Ｔｖｈ：交流電圧ｖｈ ＊の周期、Ｖh：交流電圧ｖｈ ＊
の振幅（０−peak） ｉｄｈ１：ｄｃ軸交流電流の振幅（０−peak）（１回
目） ｉｑｈ１：ｑｃ軸交流電流の振幅（０−peak）（１回
目）
【００１７】次に、ｄｃ軸方向の電圧を零に制御し、ｄ
ｃ軸に対して９０°異なるｑｃ軸方向に矩形波の交流電
圧を印加する。この交流電圧は、請求項１における第２
の交流電圧に相当する。このとき、ｄｃ軸とｑｃ軸方向
に流れる交流電流ｉｄｈ２，ｉｑｈ２は、数式３，数式
４により表される。
ｃ軸に対して９０°異なるｑｃ軸方向に矩形波の交流電
圧を印加する。この交流電圧は、請求項１における第２
の交流電圧に相当する。このとき、ｄｃ軸とｑｃ軸方向
に流れる交流電流ｉｄｈ２，ｉｑｈ２は、数式３，数式
４により表される。
【００１８】
【数３】
【００１９】
【数４】
【００２０】また、図６におけるＩ０は、数式１と数式
４との平均により、次式によって演算することができ
る。
４との平均により、次式によって演算することができ
る。
【００２１】
【数５】
【００２２】一方、図６におけるＩ２は、数式６または
数式７によって演算することができる。
数式７によって演算することができる。
【００２３】
【数６】
【００２４】
【数７】
【００２５】従って、ｉｄｈｍａｘ，ｉｄｈｍｉｎは、
Ｉ０とＩ２から数式８，数式９によって容易に演算する
ことができる。
Ｉ０とＩ２から数式８，数式９によって容易に演算する
ことができる。
【００２６】
【数８】ｉｄｈｍａｘ＝Ｉ０＋Ｉ２
【００２７】
【数９】ｉｄｈｍｉｎ＝Ｉ０−Ｉ２
【００２８】これらの数式８，数式９を用いて、直軸イ
ンダクタンスＬｄ及び横軸インダクタンスＬｑは数式１
０，数式１１により演算する。
ンダクタンスＬｄ及び横軸インダクタンスＬｑは数式１
０，数式１１により演算する。
【００２９】
【数１０】
【００３０】
【数１１】
【００３１】図１は、第１実施形態の制御ブロック図を
示している。図１において、３０はインバータ等の電力
変換器、４０は永久磁石同期電動機としての埋込磁石形
同期電動機（ＩＰＭモータ）、１１は電動機４０の電機
子に流れるｕ相電流ｉｕ，ｗ相電流ｉｗを検出する電流
検出器、１２はこれらの電流を図５に示したｄｃ−ｑｃ
直交座標軸上のｄｃ軸交流電流ｉｄｃ，ｑｃ軸交流電流
ｉｑｃに変換する座標変換器、１３は各電流ｉｄｃ，ｉ
ｑｃの高周波成分ｉｄ ｈ，ｉｑｈを検出する高周波検出
フィルタ、１４ｄ，１４ｑは平均化演算器、ＳＷ３，Ｓ
Ｗ４はスイッチＳＷ１，ＳＷ２と共に連動するスイッ
チ、１５ｄ１，１５ｄ２，１５ｑ１，１５ｑ２はスイッ
チＳＷ３，ＳＷ４からの出力信号ｉｄｈ１，ｉｑｈ１，
ｉｄｈ２，ｉｑｈ２を記憶するメモリ、１６は発振器１
７から出力される矩形波状の高周波交流電圧ｖｈ ＊と前
記ｉｄｈ１，ｉｑｈ１，ｉｄｈ２，ｉｑｈ２とに基づい
て電動機４０の直軸インダクタンスＬｄ、横軸インダク
タンスＬｑを演算するインダクタンス演算器、ＳＷ１，
ＳＷ２はスイッチＳＷ３，ＳＷ４に連動して動作し、前
記交流電圧ｖｈ ＊と“０”とを切り替えてｄｃ軸電圧指
令値ｖｄ ＊、ｑｃ軸電圧指令値ｖｑ ＊として出力するス
イッチ、１８は各電圧指令値ｖｄ ＊，ｖｑ ＊を三相の電
圧指令値ｖｕ ＊，ｖｖ ＊，ｖｗ ＊に変換する座標変換
器、１９は電圧指令値ｖｕ ＊，ｖｖ ＊，ｖｗ ＊をキャリ
ア波形と比較して電力変換器３０の各相のスイッチング
素子に対するＰＷＭ信号（駆動信号）を生成するＰＷＭ
変調器である。
示している。図１において、３０はインバータ等の電力
変換器、４０は永久磁石同期電動機としての埋込磁石形
同期電動機（ＩＰＭモータ）、１１は電動機４０の電機
子に流れるｕ相電流ｉｕ，ｗ相電流ｉｗを検出する電流
検出器、１２はこれらの電流を図５に示したｄｃ−ｑｃ
直交座標軸上のｄｃ軸交流電流ｉｄｃ，ｑｃ軸交流電流
ｉｑｃに変換する座標変換器、１３は各電流ｉｄｃ，ｉ
ｑｃの高周波成分ｉｄ ｈ，ｉｑｈを検出する高周波検出
フィルタ、１４ｄ，１４ｑは平均化演算器、ＳＷ３，Ｓ
Ｗ４はスイッチＳＷ１，ＳＷ２と共に連動するスイッ
チ、１５ｄ１，１５ｄ２，１５ｑ１，１５ｑ２はスイッ
チＳＷ３，ＳＷ４からの出力信号ｉｄｈ１，ｉｑｈ１，
ｉｄｈ２，ｉｑｈ２を記憶するメモリ、１６は発振器１
７から出力される矩形波状の高周波交流電圧ｖｈ ＊と前
記ｉｄｈ１，ｉｑｈ１，ｉｄｈ２，ｉｑｈ２とに基づい
て電動機４０の直軸インダクタンスＬｄ、横軸インダク
タンスＬｑを演算するインダクタンス演算器、ＳＷ１，
ＳＷ２はスイッチＳＷ３，ＳＷ４に連動して動作し、前
記交流電圧ｖｈ ＊と“０”とを切り替えてｄｃ軸電圧指
令値ｖｄ ＊、ｑｃ軸電圧指令値ｖｑ ＊として出力するス
イッチ、１８は各電圧指令値ｖｄ ＊，ｖｑ ＊を三相の電
圧指令値ｖｕ ＊，ｖｖ ＊，ｖｗ ＊に変換する座標変換
器、１９は電圧指令値ｖｕ ＊，ｖｖ ＊，ｖｗ ＊をキャリ
ア波形と比較して電力変換器３０の各相のスイッチング
素子に対するＰＷＭ信号（駆動信号）を生成するＰＷＭ
変調器である。
【００３２】この実施形態の動作を説明すると、まず、
ｄｃ軸位置θｃに零を設定する。第１回目の測定動作と
してスイッチＳＷ１，ＳＷ２の上側をオンし、ｄｃ軸電
圧指令値ｖｄ ＊としてｖh ＊を設定し、ｑｃ軸電圧指令
値ｖｑ ＊として零を設定する。このとき、発振器１７は
矩形波状の高周波交流電圧ｖh ＊を出力している。
ｄｃ軸位置θｃに零を設定する。第１回目の測定動作と
してスイッチＳＷ１，ＳＷ２の上側をオンし、ｄｃ軸電
圧指令値ｖｄ ＊としてｖh ＊を設定し、ｑｃ軸電圧指令
値ｖｑ ＊として零を設定する。このとき、発振器１７は
矩形波状の高周波交流電圧ｖh ＊を出力している。
【００３３】座標変換器１８は、ｄｃ軸位置θｃに従っ
てｖｄ ＊，ｖｑ ＊を三相電圧指令値ｖｕ ＊，ｖｖ ＊，ｖ
ｗ ＊に座標変換する。ＰＷＭ変調器１９は、ｖｕ ＊，ｖ
ｖ ＊，ｖｗ ＊とキャリア波形とを比較するＰＷＭ動作に
より電力変換器３０に対する駆動信号を演算し、これに
よって電動機４０の端子電圧を所望の値に制御する。
てｖｄ ＊，ｖｑ ＊を三相電圧指令値ｖｕ ＊，ｖｖ ＊，ｖ
ｗ ＊に座標変換する。ＰＷＭ変調器１９は、ｖｕ ＊，ｖ
ｖ ＊，ｖｗ ＊とキャリア波形とを比較するＰＷＭ動作に
より電力変換器３０に対する駆動信号を演算し、これに
よって電動機４０の端子電圧を所望の値に制御する。
【００３４】電流検出器１１はｕ相電流ｉｕとｗ相電流
ｉｗを検出し、座標変換器１２はｉ ｕ，ｉｗ及びθｃか
らｄｃ軸電流ｉｄｃとｑｃ軸電流ｉｑｃとを演算する。
高周波検出フィルタ１３は、ｉｄｃ，ｉｑｃを高周波交
流電圧ｖｈ ＊により同期整流してｖｈ ＊と同一周波数成
分の交流電流ｉｄｈ，ｉｑｈを検出する。平均化演算器
１４ｄ，１４ｑは、ｉｄｈ，ｉｑｈの平均値をそれぞれ
演算する。このとき、スイッチＳＷ１，ＳＷ２に連動し
ているスイッチＳＷ３，ＳＷ４は何れも上側がオンにな
っているので、平均化演算器１４ｄ，１４ｑによる演算
結果はそれぞれメモリ１５ｄ１，１５ｑ１に格納され
る。
ｉｗを検出し、座標変換器１２はｉ ｕ，ｉｗ及びθｃか
らｄｃ軸電流ｉｄｃとｑｃ軸電流ｉｑｃとを演算する。
高周波検出フィルタ１３は、ｉｄｃ，ｉｑｃを高周波交
流電圧ｖｈ ＊により同期整流してｖｈ ＊と同一周波数成
分の交流電流ｉｄｈ，ｉｑｈを検出する。平均化演算器
１４ｄ，１４ｑは、ｉｄｈ，ｉｑｈの平均値をそれぞれ
演算する。このとき、スイッチＳＷ１，ＳＷ２に連動し
ているスイッチＳＷ３，ＳＷ４は何れも上側がオンにな
っているので、平均化演算器１４ｄ，１４ｑによる演算
結果はそれぞれメモリ１５ｄ１，１５ｑ１に格納され
る。
【００３５】次に、第２回目の測定動作としてスイッチ
ＳＷ１〜ＳＷ４の下側をオンし、座標変換器１８に入力
されるｖｄ ＊に零を設定すると共に、ｖｑ ＊としてｖｈ
＊を設定して前記同様の動作を行い、この時の平均化演
算器１４ｄ，１４ｑによる演算結果をそれぞれメモリ１
５ｄ２，１５ｑ２に格納する。
ＳＷ１〜ＳＷ４の下側をオンし、座標変換器１８に入力
されるｖｄ ＊に零を設定すると共に、ｖｑ ＊としてｖｈ
＊を設定して前記同様の動作を行い、この時の平均化演
算器１４ｄ，１４ｑによる演算結果をそれぞれメモリ１
５ｄ２，１５ｑ２に格納する。
【００３６】この状態で、メモリ１５ｄ１，１５ｑ１，
１５ｄ２，１５ｑ２にそれぞれ格納されたｉｄｈ１，ｉ
ｑｈ１，ｉｄｈ２，ｉｑｈ２及びｖｈ ＊を用いて、イン
ダクタンス演算器１６は、前記数式５によりＩ０を求
め、数式６または数式７によりＩ２を求める。更に、数
式８、数式９によりｉｄｈｍａｘ，ｉｄｈｍｉｎを求
め、数式１０、数式１１により直軸インダクタンス
Ｌｄ、横軸インダクタンスＬｑを演算する。
１５ｄ２，１５ｑ２にそれぞれ格納されたｉｄｈ１，ｉ
ｑｈ１，ｉｄｈ２，ｉｑｈ２及びｖｈ ＊を用いて、イン
ダクタンス演算器１６は、前記数式５によりＩ０を求
め、数式６または数式７によりＩ２を求める。更に、数
式８、数式９によりｉｄｈｍａｘ，ｉｄｈｍｉｎを求
め、数式１０、数式１１により直軸インダクタンス
Ｌｄ、横軸インダクタンスＬｑを演算する。
【００３７】次いで、請求項２に記載した発明の実施形
態である第２実施形態を説明する。この実施形態は、電
圧ベクトルの方向を電気角で４５°ずらして２回印加し
たときの電流情報からｉｄｈｍａｘ，ｉｄｈｍｉｎを演
算することにより、直軸インダクタンスＬｄ及び横軸イ
ンダクタンスＬｑを演算するものである。
態である第２実施形態を説明する。この実施形態は、電
圧ベクトルの方向を電気角で４５°ずらして２回印加し
たときの電流情報からｉｄｈｍａｘ，ｉｄｈｍｉｎを演
算することにより、直軸インダクタンスＬｄ及び横軸イ
ンダクタンスＬｑを演算するものである。
【００３８】第１回目の測定動作として、第１実施形態
と同様に、ｄｃ軸方向に矩形波の交流電圧ｖｈ ＊を印加
する。この交流電圧は、請求項１における第１の交流電
圧に相当する。このとき、前述の数式１、数式２に示す
電流ｉｄｈ１，ｉｑｈ１が流れる。次に、ｄｃ軸とｑｃ
軸を１回目の交流電圧印加時から４５°進ませて交流電
圧ｖｈ ＊をｄｃ軸方向に印加する。この交流電圧は、請
求項１における第２の交流電圧に相当する。このとき、
ｄｃ軸とｑｃ軸に流れる交流電流の振幅ｉｄｈ２，ｉ
ｑｈ２は、数式１２，数式１３のようになる。
と同様に、ｄｃ軸方向に矩形波の交流電圧ｖｈ ＊を印加
する。この交流電圧は、請求項１における第１の交流電
圧に相当する。このとき、前述の数式１、数式２に示す
電流ｉｄｈ１，ｉｑｈ１が流れる。次に、ｄｃ軸とｑｃ
軸を１回目の交流電圧印加時から４５°進ませて交流電
圧ｖｈ ＊をｄｃ軸方向に印加する。この交流電圧は、請
求項１における第２の交流電圧に相当する。このとき、
ｄｃ軸とｑｃ軸に流れる交流電流の振幅ｉｄｈ２，ｉ
ｑｈ２は、数式１２，数式１３のようになる。
【００３９】
【数１２】
【００４０】
【数１３】
【００４１】なお、数式１２，数式１３において、 ｉｄｈ２：ｄｃ軸交流電流の振幅（０−peak）（２回
目） ｉｑｈ２：ｑｃ軸交流電流の振幅（０−peak）（２回
目） である。
目） ｉｑｈ２：ｑｃ軸交流電流の振幅（０−peak）（２回
目） である。
【００４２】Ｉ０は、数式１４に示すように数式１と数
式１３とから、または、数式１５に示すように数式２と
数式１２とから演算することができる。
式１３とから、または、数式１５に示すように数式２と
数式１２とから演算することができる。
【００４３】
【数１４】Ｉｏ＝ｉｄｈ１＋ｉｑｈ２
【００４４】
【数１５】Ｉｏ＝−ｉｑｈ１＋ｉｄｈ２
【００４５】一方、図６におけるＩ２は、数式２及び数
式１３から次式によって演算することができる。
式１３から次式によって演算することができる。
【００４６】
【数１６】Ｉ２＝√（ｉｑｈ１ ２＋ｉｑｈ２ ２）
【００４７】以上により、数式１４または数式１５、数
式１６の演算結果、及び、数式８〜数式１１から、直軸
インダクタンスＬｄ及び横軸インダクタンスＬｑを演算
することができる。
式１６の演算結果、及び、数式８〜数式１１から、直軸
インダクタンスＬｄ及び横軸インダクタンスＬｑを演算
することができる。
【００４８】図２は本実施形態の制御ブロック図であ
り、図１と同一の構成要素には同一の符号を付してあ
る。この実施形態では、図１におけるスイッチＳＷ１，
ＳＷ２が除去され、交流電圧ｖｈ ＊がそのままｖｄ ＊と
して座標変換器１８に入力され、ｖｑ ＊としては零が入
力されている。また、スイッチＳＷ３，ＳＷ４に連動す
るスイッチＳＷ５が設けられており、ｄｃ軸位置θｃと
して零または４５°がスイッチＳＷ５によって選択され
た上、座標変換器１２，１８に入力されるようになって
いる。
り、図１と同一の構成要素には同一の符号を付してあ
る。この実施形態では、図１におけるスイッチＳＷ１，
ＳＷ２が除去され、交流電圧ｖｈ ＊がそのままｖｄ ＊と
して座標変換器１８に入力され、ｖｑ ＊としては零が入
力されている。また、スイッチＳＷ３，ＳＷ４に連動す
るスイッチＳＷ５が設けられており、ｄｃ軸位置θｃと
して零または４５°がスイッチＳＷ５によって選択され
た上、座標変換器１２，１８に入力されるようになって
いる。
【００４９】以下、この実施形態の動作を説明すると、
第１回目の測定動作として、スイッチＳＷ５の上側をオ
ンし、ｄｃ軸位置θｃを零に設定する。発振器１７は矩
形波状の高周波交流電圧ｖｈ ＊を出力し、ｄｃ軸電圧指
令値ｖｄ ＊としてｖｈ ＊、ｑ ｃ軸電圧指令値ｖｑ ＊とし
て零が設定される。このときの交流電圧ｖｈ ＊は、請求
項２における第１の交流電圧に相当する。この状態で図
１の実施形態と同様の動作により、電動機４０のｕ相電
流ｉｕ、ｗ相電流ｉｗを座標変換器１２により座標変換
してｉｄｃ，ｉｑｃを求め、高周波フィルタ１３、平均
化演算器１４ｄ，１４ｑを介して上側がオンになってい
るスイッチＳＷ３，ＳＷ４経由でメモリ１５ｄ１，１５
ｑ１にそれぞれ格納する。
第１回目の測定動作として、スイッチＳＷ５の上側をオ
ンし、ｄｃ軸位置θｃを零に設定する。発振器１７は矩
形波状の高周波交流電圧ｖｈ ＊を出力し、ｄｃ軸電圧指
令値ｖｄ ＊としてｖｈ ＊、ｑ ｃ軸電圧指令値ｖｑ ＊とし
て零が設定される。このときの交流電圧ｖｈ ＊は、請求
項２における第１の交流電圧に相当する。この状態で図
１の実施形態と同様の動作により、電動機４０のｕ相電
流ｉｕ、ｗ相電流ｉｗを座標変換器１２により座標変換
してｉｄｃ，ｉｑｃを求め、高周波フィルタ１３、平均
化演算器１４ｄ，１４ｑを介して上側がオンになってい
るスイッチＳＷ３，ＳＷ４経由でメモリ１５ｄ１，１５
ｑ１にそれぞれ格納する。
【００５０】次に、第２回目の測定動作として、スイッ
チＳＷ５の下側をオンし、ｄｃ軸位置θｃを４５°に設
定することによりｄｃ軸を４５°動かして電圧ベクトル
の方向を４５°ずらす。このときの交流電圧ｖｈ ＊は、
請求項２における第２の交流電圧に相当する。これと同
時にスイッチＳＷ３，ＳＷ４も下側がオンになり、平均
化演算器１４ｄ，１４ｑの演算結果はそれぞれメモリ１
５ｄ２，１５ｑ２に格納される。インダクタンス演算器
１６は、メモリ１５ｄ１，１５ｑ１，１５ｄ２，１５ｑ
２の内容、及びｖｈ ＊に基づいて、数式１４〜数式１６
と数式８〜数式１１とを用いて直軸インダクタンスＬｄ
及び横軸インダクタンスＬｑを演算する。
チＳＷ５の下側をオンし、ｄｃ軸位置θｃを４５°に設
定することによりｄｃ軸を４５°動かして電圧ベクトル
の方向を４５°ずらす。このときの交流電圧ｖｈ ＊は、
請求項２における第２の交流電圧に相当する。これと同
時にスイッチＳＷ３，ＳＷ４も下側がオンになり、平均
化演算器１４ｄ，１４ｑの演算結果はそれぞれメモリ１
５ｄ２，１５ｑ２に格納される。インダクタンス演算器
１６は、メモリ１５ｄ１，１５ｑ１，１５ｄ２，１５ｑ
２の内容、及びｖｈ ＊に基づいて、数式１４〜数式１６
と数式８〜数式１１とを用いて直軸インダクタンスＬｄ
及び横軸インダクタンスＬｑを演算する。
【００５１】次いで、請求項３に記載した発明の実施形
態である第３実施形態を説明する。前述した第１実施形
態及び第２実施形態は、交流電圧を印加したときの交流
電流からインダクタンスを測定する方法であるが、第３
実施形態は、これとは逆に交流電流を通流したときの交
流電圧からインダクタンスを測定するものである。すな
わち、本実施形態では電流ベクトルの方向を電気角で９
０°ずらして２回通流し、このときの交流電圧から直軸
インダクタンス及び横軸インダクタンスを演算する。
態である第３実施形態を説明する。前述した第１実施形
態及び第２実施形態は、交流電圧を印加したときの交流
電流からインダクタンスを測定する方法であるが、第３
実施形態は、これとは逆に交流電流を通流したときの交
流電圧からインダクタンスを測定するものである。すな
わち、本実施形態では電流ベクトルの方向を電気角で９
０°ずらして２回通流し、このときの交流電圧から直軸
インダクタンス及び横軸インダクタンスを演算する。
【００５２】第１回目の測定動作として、最初に任意の
座標軸であるｄｃ軸方向に交流電流を通流する。このと
きの交流電流は、請求項３における第１の交流電流に相
当する。具体的には、ｄｃ軸電流ｉｄｃとｑｃ軸電流ｉ
ｑｃを数式１７のように制御する。
座標軸であるｄｃ軸方向に交流電流を通流する。このと
きの交流電流は、請求項３における第１の交流電流に相
当する。具体的には、ｄｃ軸電流ｉｄｃとｑｃ軸電流ｉ
ｑｃを数式１７のように制御する。
【００５３】
【数１７】ｉｄｃ＝Ｉsinωｔ, ｉｑｃ＝０
【００５４】このとき、ｄｃ軸とｑｃ軸の交流電圧のco
s成分は、それぞれ数式１８，数式１９によって表され
る。
s成分は、それぞれ数式１８，数式１９によって表され
る。
【００５５】
【数１８】
【００５６】
【数１９】
【００５７】なお、数式１８，数式１９において、 Ｖｄｈ１：ｄｃ軸交流電圧の振幅（０−peak）（１回目） Ｖｑｈ１：ｑｃ軸交流電圧の振幅（０−peak）（１回目） である。次に、２回目の測定動作として、ｄｃ軸に直交
するｑｃ軸方向に交流電流を通流する。このときの交流
電流は、請求項３における第２の交流電流に相当する。
具体的には、ｄｃ軸電流ｉｄｃとｑｃ軸電流ｉｑｃを数
式２０のように制御する。
するｑｃ軸方向に交流電流を通流する。このときの交流
電流は、請求項３における第２の交流電流に相当する。
具体的には、ｄｃ軸電流ｉｄｃとｑｃ軸電流ｉｑｃを数
式２０のように制御する。
【００５８】
【数２０】ｉｄｃ＝０， ｉｑｃ＝Ｉsinωｔ
【００５９】このとき、ｄｃ軸とｑｃ軸の交流電圧のco
s成分は、それぞれ数式２１，数式２２によって表され
る。
s成分は、それぞれ数式２１，数式２２によって表され
る。
【００６０】
【数２１】
【００６１】
【数２２】
【００６２】なお、数式２１，数式２２において、 Ｖｄｈ２：ｄｃ軸交流電圧の振幅（０−peak）（２回目） Ｖｑｈ２：ｑｃ軸交流電圧の振幅（０−peak）（２回目） である。ここで、数式１８、数式２２から、次式が得ら
れる。
れる。
【００６３】
【数２３】
【００６４】また、数式１８、数式１９、数式２２から
数式２４が得られ、または、数式１８、数式２１、数式
２２から数式２５が得られる。ただし、Ｌｑ＞Ｌｄであ
る。
数式２４が得られ、または、数式１８、数式２１、数式
２２から数式２５が得られる。ただし、Ｌｑ＞Ｌｄであ
る。
【００６５】
【数２４】
【００６６】
【数２５】
【００６７】上記より、直軸インダクタンスＬｄは数式
２３と数式２４との差、または、数式２３と数式２５と
の差から演算することができる。一方、横軸インダクタ
ンスＬｑは数式２３と数式２４との和、または、数式２
３と数式２５との和から演算することができる。
２３と数式２４との差、または、数式２３と数式２５と
の差から演算することができる。一方、横軸インダクタ
ンスＬｑは数式２３と数式２４との和、または、数式２
３と数式２５との和から演算することができる。
【００６８】図３は本実施形態を示す制御ブロック図で
あり、第１，第２実施形態と同一の構成要素には同一の
符号を付してある。この実施形態では、高周波の正弦波
の交流電流ｉｈ ＊を出力する発振器２０が設けられ、そ
の出力側にスイッチＳＷ３，ＳＷ４と連動するスイッチ
ＳＷ１，ＳＷ２が設けられている。スイッチＳＷ１，Ｓ
Ｗ２はｉｈ ＊と零とを切り替え可能であり、スイッチＳ
Ｗ１，ＳＷ２の出力信号は、ｄｃ軸電流指令値ｉｄ ＊、
ｑｃ軸電流指令値ｉｑ ＊として加算器２１ｄ，２１ｑに
それぞれ入力されている。また、これらの加算器２１
ｄ，２１ｑには座標変換器１２の出力であるｄｃ軸電流
ｉｄｃ、ｑｃ軸電流ｉｑｃも図示の符号で入力されてい
る。
あり、第１，第２実施形態と同一の構成要素には同一の
符号を付してある。この実施形態では、高周波の正弦波
の交流電流ｉｈ ＊を出力する発振器２０が設けられ、そ
の出力側にスイッチＳＷ３，ＳＷ４と連動するスイッチ
ＳＷ１，ＳＷ２が設けられている。スイッチＳＷ１，Ｓ
Ｗ２はｉｈ ＊と零とを切り替え可能であり、スイッチＳ
Ｗ１，ＳＷ２の出力信号は、ｄｃ軸電流指令値ｉｄ ＊、
ｑｃ軸電流指令値ｉｑ ＊として加算器２１ｄ，２１ｑに
それぞれ入力されている。また、これらの加算器２１
ｄ，２１ｑには座標変換器１２の出力であるｄｃ軸電流
ｉｄｃ、ｑｃ軸電流ｉｑｃも図示の符号で入力されてい
る。
【００６９】更に、加算器２１ｄ，２１ｑから出力され
るｄｃ軸電流偏差とｑｃ軸電流偏差がそれぞれｄ軸電流
調節器２２ｄ、ｑ軸電流調節器２２ｑに入力され、その
出力がそれぞれｄｃ軸電圧指令値ｖｄ ＊、ｑｃ軸電圧指
令値ｖｑ ＊として座標変換器１８に入力されると共に、
高周波検出フィルタ１３にも入力されている。なお、座
標変換器１２，１８に入力されるｄｃ軸位置θｃは零に
設定されている。
るｄｃ軸電流偏差とｑｃ軸電流偏差がそれぞれｄ軸電流
調節器２２ｄ、ｑ軸電流調節器２２ｑに入力され、その
出力がそれぞれｄｃ軸電圧指令値ｖｄ ＊、ｑｃ軸電圧指
令値ｖｑ ＊として座標変換器１８に入力されると共に、
高周波検出フィルタ１３にも入力されている。なお、座
標変換器１２，１８に入力されるｄｃ軸位置θｃは零に
設定されている。
【００７０】この実施形態の動作を説明すると、まず、
第１回目の測定動作としてスイッチＳＷ１，ＳＷ２の上
側をオンし、ｄｃ軸電流指令値ｉｄ ＊として正弦波状の
高周波電流ｉｈ ＊を設定し、ｑｃ軸電流指令値ｉｑ ＊と
して零を設定する。ｄ軸電流調節器２２ｄはｉｄ ＊とｄ
ｃ軸電流ｉｄｃとの偏差を増幅してｄｃ軸電圧指令値ｖ
ｄ ＊を演算する。ｑ軸電流調節器２２ｑはｉｑ ＊とｑｃ
軸電流ｉｑ ｃとの偏差を増幅してｑｃ軸電圧指令値ｖｑ
＊を演算する。
第１回目の測定動作としてスイッチＳＷ１，ＳＷ２の上
側をオンし、ｄｃ軸電流指令値ｉｄ ＊として正弦波状の
高周波電流ｉｈ ＊を設定し、ｑｃ軸電流指令値ｉｑ ＊と
して零を設定する。ｄ軸電流調節器２２ｄはｉｄ ＊とｄ
ｃ軸電流ｉｄｃとの偏差を増幅してｄｃ軸電圧指令値ｖ
ｄ ＊を演算する。ｑ軸電流調節器２２ｑはｉｑ ＊とｑｃ
軸電流ｉｑ ｃとの偏差を増幅してｑｃ軸電圧指令値ｖｑ
＊を演算する。
【００７１】高周波検出フィルタ１３は、ｖｄ ＊，ｖｑ
＊からｉｈ ＊と同じ周波数成分の交流電圧Ｖｄｈ，Ｖ
ｑｈを検出する。平均化演算器１４ｄ，１４ｑは
Ｖｄｈ，Ｖｑ ｈの平均値をそれぞれ演算し、これらの演
算結果は上側がオンになっているスイッチＳＷ３，ＳＷ
４を介しＶｄｈ１，Ｖｑｈ１としてそれぞれメモリ１５
ｄ１，１５ｑ１に格納される。
＊からｉｈ ＊と同じ周波数成分の交流電圧Ｖｄｈ，Ｖ
ｑｈを検出する。平均化演算器１４ｄ，１４ｑは
Ｖｄｈ，Ｖｑ ｈの平均値をそれぞれ演算し、これらの演
算結果は上側がオンになっているスイッチＳＷ３，ＳＷ
４を介しＶｄｈ１，Ｖｑｈ１としてそれぞれメモリ１５
ｄ１，１５ｑ１に格納される。
【００７２】次に、第２回目の測定動作として、スイッ
チＳＷ１〜ＳＷ４の下側をオンし、ｉｄ ＊を零、ｉｑ ＊
をｉｈ ＊に設定する。そして、第１回目と同様の動作に
より、平均化演算器１４ｄ，１４ｑによる演算結果は、
下側がオンになっているスイッチＳＷ３，ＳＷ４を介し
Ｖｄｈ２，Ｖ ｑｈ２としてそれぞれメモリ１５ｄ２，１
５ｑ２に格納される。
チＳＷ１〜ＳＷ４の下側をオンし、ｉｄ ＊を零、ｉｑ ＊
をｉｈ ＊に設定する。そして、第１回目と同様の動作に
より、平均化演算器１４ｄ，１４ｑによる演算結果は、
下側がオンになっているスイッチＳＷ３，ＳＷ４を介し
Ｖｄｈ２，Ｖ ｑｈ２としてそれぞれメモリ１５ｄ２，１
５ｑ２に格納される。
【００７３】インダクタンス演算器１６は、メモリ１５
ｄ１、メモリ１５ｑ１、メモリ１５ ｄ２及びメモリ１５
ｑ２にそれぞれ格納されたＶｄｈ１，Ｖｑｈ１，Ｖ
ｄｈ２，Ｖｑｈ２とｉｈ ＊の値を用い、数式１８、数式
１９、数式２１〜数式２５を演算する。そして、前述し
たように数式２３〜数式２５のうちの２つの数式の和ま
たは差を求めて直軸インダクタンスＬｄ及び横軸インダ
クタンスＬｑを演算する。
ｄ１、メモリ１５ｑ１、メモリ１５ ｄ２及びメモリ１５
ｑ２にそれぞれ格納されたＶｄｈ１，Ｖｑｈ１，Ｖ
ｄｈ２，Ｖｑｈ２とｉｈ ＊の値を用い、数式１８、数式
１９、数式２１〜数式２５を演算する。そして、前述し
たように数式２３〜数式２５のうちの２つの数式の和ま
たは差を求めて直軸インダクタンスＬｄ及び横軸インダ
クタンスＬｑを演算する。
【００７４】次いで、請求項４に記載した発明の実施形
態である第４実施形態を説明する。この実施形態は、電
流ベクトルの角度を電気角で４５°変えて２回通流した
ときの交流電圧から直軸インダクタンス及び横軸インダ
クタンスを測定するものである。第１回目の測定動作と
して、第３実施形態と同様に、ｄｃ軸方向に交流電流を
通流する。このときの交流電流は、請求項４における第
１の交流電流に相当する。具体的には、数式１７に示し
た電流を通流する。このときの交流電圧は、先に述べた
ように数式１８，数式１９となる。
態である第４実施形態を説明する。この実施形態は、電
流ベクトルの角度を電気角で４５°変えて２回通流した
ときの交流電圧から直軸インダクタンス及び横軸インダ
クタンスを測定するものである。第１回目の測定動作と
して、第３実施形態と同様に、ｄｃ軸方向に交流電流を
通流する。このときの交流電流は、請求項４における第
１の交流電流に相当する。具体的には、数式１７に示し
た電流を通流する。このときの交流電圧は、先に述べた
ように数式１８，数式１９となる。
【００７５】次に、第２回目の測定動作としてｄｃ軸と
ｑｃ軸とを１回目の交流電流通流時から４５°進ませて
から、ｄｃ軸方向に交流電流を通流する。このときの交
流電流は、請求項４における第２の交流電流に相当す
る。ｄｃ軸とｑｃ軸の交流電圧のcos成分は、それぞれ
数式２６，数式２７のようになる。
ｑｃ軸とを１回目の交流電流通流時から４５°進ませて
から、ｄｃ軸方向に交流電流を通流する。このときの交
流電流は、請求項４における第２の交流電流に相当す
る。ｄｃ軸とｑｃ軸の交流電圧のcos成分は、それぞれ
数式２６，数式２７のようになる。
【００７６】
【数２６】
【００７７】
【数２７】
【００７８】なお、数式２６，数式２７において、 Ｖｄｈ２：ｄｃ軸交流電圧の振幅（０−peak）（２回目） Ｖｑｈ２：ｑｃ軸交流電圧の振幅（０−peak）（２回目） である。ここで、数式１８、数式２７から数式２８が得
られ、または、数式１９、数式２６から数式２９が得ら
れる。
られ、または、数式１９、数式２６から数式２９が得ら
れる。
【００７９】
【数２８】
【００８０】
【数２９】
【００８１】また、数式１９、数式２７から数式３０が
得られる。ただし、Ｌｑ＞Ｌｄである。
得られる。ただし、Ｌｑ＞Ｌｄである。
【００８２】
【数３０】
【００８３】上記より、直軸インダクタンスＬｄは数式
２８と数式３０との差、または、数式２９と数式３０と
の差から演算することができる。一方、横軸インダクタ
ンスＬｑは数式２８と数式３０との和、または、数式２
９と数式３０との和から演算することができる。
２８と数式３０との差、または、数式２９と数式３０と
の差から演算することができる。一方、横軸インダクタ
ンスＬｑは数式２８と数式３０との和、または、数式２
９と数式３０との和から演算することができる。
【００８４】図４は本実施形態の制御ブロック図を示す
ものであり、第３実施形態と同一の構成要素には同一の
符号を付してある。この実施形態では、図３におけるス
イッチＳＷ１，ＳＷ２が除去され、交流電流ｉｈ ＊がそ
のままｉｄ ＊として加算器２１ｄに入力され、ｉｑ ＊と
して零が加算器２１ｑに入力されている。また、スイッ
チＳＷ３，ＳＷ４に連動するスイッチＳＷ５が設けられ
ており、ｄｃ軸位置θｃとして零または４５°がスイッ
チＳＷ５によって選択された上、座標変換器１２，１８
に入力されるようになっている。
ものであり、第３実施形態と同一の構成要素には同一の
符号を付してある。この実施形態では、図３におけるス
イッチＳＷ１，ＳＷ２が除去され、交流電流ｉｈ ＊がそ
のままｉｄ ＊として加算器２１ｄに入力され、ｉｑ ＊と
して零が加算器２１ｑに入力されている。また、スイッ
チＳＷ３，ＳＷ４に連動するスイッチＳＷ５が設けられ
ており、ｄｃ軸位置θｃとして零または４５°がスイッ
チＳＷ５によって選択された上、座標変換器１２，１８
に入力されるようになっている。
【００８５】次に、本実施形態の動作を説明する。第１
回目の測定動作として、スイッチＳＷ５の上側をオン
し、ｄｃ軸位置θｃを零に設定する。発振器２０は正弦
波状の高周波電流ｉｈ ＊を出力し、これをｄ ｃ軸電流指
令値ｉｄ ＊として設定すると共に、ｑｃ軸電流指令値ｉ
ｑ ＊として零を設定する。前記同様に、ｄ軸電流調節器
２２ｄ及びｑ軸電流調節器２２ｑから出力されるｄｃ軸
電圧指令値ｖｄ ＊及びｑｃ軸電圧指令値ｖｑ ＊は、高周
波検出フィルタ１３に入力され、高周波成分Ｖｄｈ，Ｖ
ｑｈが平均化演算器１４ｄ，１４ｑを介し上側がオンで
あるスイッチＳＷ３，ＳＷ４経由でメモリ１５ｄ１，１
５ｑ１に格納される。
回目の測定動作として、スイッチＳＷ５の上側をオン
し、ｄｃ軸位置θｃを零に設定する。発振器２０は正弦
波状の高周波電流ｉｈ ＊を出力し、これをｄ ｃ軸電流指
令値ｉｄ ＊として設定すると共に、ｑｃ軸電流指令値ｉ
ｑ ＊として零を設定する。前記同様に、ｄ軸電流調節器
２２ｄ及びｑ軸電流調節器２２ｑから出力されるｄｃ軸
電圧指令値ｖｄ ＊及びｑｃ軸電圧指令値ｖｑ ＊は、高周
波検出フィルタ１３に入力され、高周波成分Ｖｄｈ，Ｖ
ｑｈが平均化演算器１４ｄ，１４ｑを介し上側がオンで
あるスイッチＳＷ３，ＳＷ４経由でメモリ１５ｄ１，１
５ｑ１に格納される。
【００８６】次いで、２回目の測定動作としてスイッチ
ＳＷ５の下側をオンし、ｄｃ軸位置θｃを４５°動かし
て電流ベクトルの方向を４５°ずらす。スイッチＳＷ５
に連動するスイッチＳＷ３，ＳＷ４も下側がオンになる
ので、平均化演算器１４ｄ，１４ｑの演算結果はスイッ
チＳＷ３，ＳＷ４を介してメモリ１５ｄ２，１５ｑ２に
格納される。
ＳＷ５の下側をオンし、ｄｃ軸位置θｃを４５°動かし
て電流ベクトルの方向を４５°ずらす。スイッチＳＷ５
に連動するスイッチＳＷ３，ＳＷ４も下側がオンになる
ので、平均化演算器１４ｄ，１４ｑの演算結果はスイッ
チＳＷ３，ＳＷ４を介してメモリ１５ｄ２，１５ｑ２に
格納される。
【００８７】インダクタンス演算器１６は、メモリ１５
ｄ１、メモリ１５ｑ１、メモリ１５ ｄ２、メモリ１５
ｑ２にそれぞれ格納されたＶｄｈ１，Ｖｑｈ１，Ｖ
ｄｈ２，Ｖ ｑｈ２及びｉｈ ＊を用い、数式１８、数式１
９、数式２６〜数式３０を演算する。そして、前述した
ように数式２８〜数式３０のうちの２つの数式の和また
は差を求めて直軸インダクタンスＬｄ及び横軸インダク
タンスＬｑを演算する。
ｄ１、メモリ１５ｑ１、メモリ１５ ｄ２、メモリ１５
ｑ２にそれぞれ格納されたＶｄｈ１，Ｖｑｈ１，Ｖ
ｄｈ２，Ｖ ｑｈ２及びｉｈ ＊を用い、数式１８、数式１
９、数式２６〜数式３０を演算する。そして、前述した
ように数式２８〜数式３０のうちの２つの数式の和また
は差を求めて直軸インダクタンスＬｄ及び横軸インダク
タンスＬｑを演算する。
【００８８】
【発明の効果】以上述べたように、本発明によれば、セ
ンサレス制御時のように回転子の磁極位置が分からない
場合でも、回転子に突極性のある埋込磁石形の永久磁石
同期電動機やリラクタンスモータ等の同期電動機の直軸
インダクタンス及び横軸インダクタンスを容易に測定す
ることができる。特に、パルス電圧を使った測定の場合
に必要であった電流が零に減衰するまでの待ち時間が不
要になるので、測定時間を短縮できるという効果もあ
る。
ンサレス制御時のように回転子の磁極位置が分からない
場合でも、回転子に突極性のある埋込磁石形の永久磁石
同期電動機やリラクタンスモータ等の同期電動機の直軸
インダクタンス及び横軸インダクタンスを容易に測定す
ることができる。特に、パルス電圧を使った測定の場合
に必要であった電流が零に減衰するまでの待ち時間が不
要になるので、測定時間を短縮できるという効果もあ
る。
【図１】本発明の第１実施形態を示す制御ブロック図で
ある。
ある。
【図２】本発明の第２実施形態を示す制御ブロック図で
ある。
ある。
【図３】本発明の第３実施形態を示す制御ブロック図で
ある。
ある。
【図４】本発明の第４実施形態を示す制御ブロック図で
ある。
ある。
【図５】座標軸の定義を説明する図である。
【図６】インダクタンスと交流電流との関係を示す波形
図である。
図である。
１１ 電流検出器 １２，１８ 座標変換器 １３ 高周波検出フィルタ １４ｄ，１４ｑ 平均化演算器 １５ｄ１，１５ｄ２，１５ｑ１，１５ｑ２ メモリ １６ インダクタンス演算器 １７，２０ 発振器 １９ ＰＷＭ変調器 ２１ｄ，２１ｑ 加算器 ２２ｄ ｄ軸電流調節器 ２２ｑ ｑ軸電流調節器 ３０ 電力変換器 ４０ 埋込磁石形同期電動機（ＩＰＭモータ）
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 山嵜 高裕 神奈川県川崎市川崎区田辺新田１番１号 富士電機株式会社内 (72)発明者 糸魚川 信夫 神奈川県川崎市川崎区田辺新田１番１号 富士電機株式会社内 Ｆターム(参考） 5H560 BB04 BB17 DA12 DC12 EB01 GG03 TT08 TT11 XA02 XA12 XA13 5H576 BB02 DD02 DD07 EE01 EE15 GG04 HB01 JJ17 JJ20 JJ26 LL22 LL40
Claims (4)
- 【請求項１】 同期電動機の制御装置において、 電動機の電機子電流及び端子電圧をベクトルとしてとら
え、 電力変換器に与える電圧指令値を得るために任意の一定
方向に交番する第１の交流電圧を指令値として選択する
手段と、 電力変換器に与える電圧指令値を得るために第１の交流
電圧に対し電気角で９０°ずれた一定方向に交番する第
２の交流電圧を指令値として選択する手段と、 第１の交流電圧を選択している時の当該電圧と同一方
向かつ同一周波数の交流電流、 第１の交流電圧を選択している時の当該電圧と直交方
向かつ同一周波数の交流電流、 第２の交流電圧を選択している時の当該電圧と同一方
向かつ同一周波数の交流電流、 第２の交流電圧を選択している時の当該電圧と直交方
向かつ同一周波数の交流電流、 の中から少なくとも３つの交流電流と、第１の交流電圧
及び第２の交流電圧とを用いて電動機の電機子巻線の直
軸インダクタンス及び横軸インダクタンスを演算する手
段と、 を備えたことを特徴とする同期電動機の制御装置。 - 【請求項２】 同期電動機の制御装置において、 電動機の電機子電流及び端子電圧をベクトルとしてとら
え、 電力変換器に与える電圧指令値を得るために任意の一定
方向に交番する第１の交流電圧を指令値として選択する
手段と、 電力変換器に与える電圧指令値を得るために第１の交流
電圧に対し電気角で４５°ずれた一定方向に交番する第
２の交流電圧を指令値として選択する手段と、 第１の交流電圧を選択している時の当該電圧と同一方
向かつ同一周波数の交流電流、 第１の交流電圧を選択している時の当該電圧と直交方
向かつ同一周波数の交流電流、 第２の交流電圧を選択している時の当該電圧と同一方
向かつ同一周波数の交流電流、 第２の交流電圧を選択している時の当該電圧と直交方
向かつ同一周波数の交流電流、 の中から少なくとも３つの交流電流と、第１の交流電圧
及び第２の交流電圧とを用いて電動機の電機子巻線の直
軸インダクタンス及び横軸インダクタンスを演算する手
段と、 を備えたことを特徴とする同期電動機の制御装置。 - 【請求項３】 同期電動機の制御装置において、 電動機の電機子電流及び端子電圧をベクトルとしてとら
え、 電力変換器に与える電圧指令値を得るために任意の一定
方向に交番する第１の交流電流を指令値として選択する
手段と、 電力変換器に与える電圧指令値を得るために第１の交流
電流に対し電気角で９０°ずれた一定方向に交番する第
２の交流電流を指令値として選択する手段と、 第１の交流電流を選択している時の当該電流と同一方
向かつ同一周波数の交流電圧、 第１の交流電流を選択している時の当該電流と直交方
向かつ同一周波数の交流電圧、 第２の交流電流を選択している時の当該電流と同一方
向かつ同一周波数の交流電圧、 第２の交流電流を選択している時の当該電流と直交方
向かつ同一周波数の交流電圧、 の中から少なくとも３つの交流電圧と、第１の交流電流
及び第２の交流電流とを用いて電動機の電機子巻線の直
軸インダクタンス及び横軸インダクタンスを演算する手
段と、 を備えたことを特徴とする同期電動機の制御装置。 - 【請求項４】 同期電動機の制御装置において、 電動機の電機子電流及び端子電圧をベクトルとしてとら
え、 電力変換器に与える電圧指令値を得るために任意の一定
方向に交番する第１の交流電流を指令値として選択する
手段と、 電力変換器に与える電圧指令値を得るために第１の交流
電流に対し電気角で４５°ずれた一定方向に交番する第
２の交流電流を指令値として選択する手段と、 第１の交流電流を選択している時の当該電流と同一方
向かつ同一周波数の交流電圧、 第１の交流電流を選択している時の当該電流と直交方
向かつ同一周波数の交流電圧、 第２の交流電流を選択している時の当該電流と同一方
向かつ同一周波数の交流電圧、 第２の交流電流を選択している時の当該電流と直交方
向かつ同一周波数の交流電圧、 の中から少なくとも３つの交流電圧と、第１の交流電流
及び第２の交流電流とを用いて電動機の電機子巻線の直
軸インダクタンス及び横軸インダクタンスを演算する手
段と、 を備えたことを特徴とする同期電動機の制御装置。
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001056077A JP4590755B2 (ja) | 2001-03-01 | 2001-03-01 | 同期電動機の制御装置 |
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001056077A JP4590755B2 (ja) | 2001-03-01 | 2001-03-01 | 同期電動機の制御装置 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002262599A true JP2002262599A (ja) | 2002-09-13 |
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001056077A Expired - Fee Related JP4590755B2 (ja) | 2001-03-01 | 2001-03-01 | 同期電動機の制御装置 |
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Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US9335356B2 (en) | 2010-12-06 | 2016-05-10 | Mitsubishi Electric Corporation | Inductance measuring device and measuring method for synchronous motor |
| CN112977173A (zh) * | 2021-04-30 | 2021-06-18 | 重庆长安新能源汽车科技有限公司 | 一种电动汽车及其动力电池脉冲加热系统和加热方法 |
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|---|---|---|---|---|
| CN110658426B (zh) * | 2019-10-09 | 2021-06-29 | 深圳华络电子有限公司 | 一种电感器失效模式及耐压值的测试方法 |
Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH09103089A (ja) * | 1995-06-05 | 1997-04-15 | Kollmorgen Corp | ブラシレス永久磁石モータの制御システム及び方法 |
| JP2000032800A (ja) * | 1998-07-10 | 2000-01-28 | Toyo Electric Mfg Co Ltd | 同期電動機の制御方法 |
| JP2000312498A (ja) * | 1999-04-26 | 2000-11-07 | Toyo Electric Mfg Co Ltd | 定数測定設定機能付きｐｍモータ制御装置 |
| JP2001045800A (ja) * | 1999-07-28 | 2001-02-16 | Toyo Electric Mfg Co Ltd | 同期電動機の制御方法 |
-
2001
- 2001-03-01 JP JP2001056077A patent/JP4590755B2/ja not_active Expired - Fee Related
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|---|---|---|---|---|
| JPH09103089A (ja) * | 1995-06-05 | 1997-04-15 | Kollmorgen Corp | ブラシレス永久磁石モータの制御システム及び方法 |
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| JP2000312498A (ja) * | 1999-04-26 | 2000-11-07 | Toyo Electric Mfg Co Ltd | 定数測定設定機能付きｐｍモータ制御装置 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US9335356B2 (en) | 2010-12-06 | 2016-05-10 | Mitsubishi Electric Corporation | Inductance measuring device and measuring method for synchronous motor |
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| CN112977173B (zh) * | 2021-04-30 | 2022-05-03 | 重庆长安新能源汽车科技有限公司 | 一种电动汽车及其动力电池脉冲加热系统和加热方法 |
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