JP3752247B2 - 高周波数インピーダンス追跡型センサーレス・アルゴリズムのための振幅検出方法及び装置 - Google Patents

Description

本発明は、電動モーターの制御に関する。より詳細には、本発明は、電動モーターのセンサーレス位置制御のための方法及び装置に関する。

従来のモーター制御システムは、通常、モーターに対する速度及び位置情報を提供するリゾルバーやエンコーダーのようなフィードバック装置又は位置センサーを含む。フィードバック装置及び関連するインターフェース回路は、モーター制御システムのコストを増加させ、これらのコストは、自動車への適用のような大量の適用において極端に高くなり得る。加えて、位置センサー及びそれに関連するワイヤー・ハーネスは、自動車の電動駆動システムの複雑さ及び組立て時間を増加させる。

燃料電池、バッテリー、及び電動モーターを含むハイブリッド・システムにより動力を供給される電気自動車は、自動車市場において、より一般的になってきている。電気自動車の製造量が増加するにつれ、フィードバック装置及び関連するインターフェース回路のコストが重要になる。自動車メーカーは、コスト削減及び自動車の部品数の低減を求める強い市場圧力の下にある。電動モーター制御システムのためのフィードバック装置の除去は、電気自動車のための重大なコスト削減に繋がる。

今日のハイブリッド電気自動車及び電気自動車は、電動モーターのベクトル制御のような多数の電動モーター制御技術を利用する。ベクトル・モーター制御機構は、三相モーターの位相電圧／電流を二軸の座標系（D及びQ軸）へマッピングする計算集約的なモーター制御機構である。ベクトル制御機構を用いて電動モーターを励磁するために利用される構造は、電動モーターへの出力電圧を定める６つの電力トランジスタを含む典型的な三相電源インバーターである。ベクトル制御は、通常はフィードバック装置又は位置センサーを介して得られる回転子の位置情報を必要とする。センサーレスの位置制御の目的は、位置センサー及びそれに関連するインターフェース回路を除去し、ＡＣマシンの電磁気的特性を利用して回転子の位置情報を得ることである。

本発明は、電気自動車及びハイブリッド電気自動車の伝導機構アプリケーションにおいて用いられるセンサーレス・モーター制御システムのための方法及び装置である。本発明に係るモーター制御システムは、実行時間を改良し且つモーター制御システムの比較的高い帯域幅と改良された過渡応答とを可能にする移動平均（moving average）フィルターを用いて、回転子位置予測装置において利用されるｄ_m及びｑ_m測定軸上の電流成分を計算する。

図１のＡ〜Ｃは、本発明に係る制御システム１０の好ましい実施の形態の概略図である。制御システム１０は、電動モーター１２を制御するコントローラ、マイクロプロセッサ又は類似の装置において実行されるソフトウェアを表わす一連のブロック図として図示される。本発明の好ましい実施の形態において、コントローラは、電動モーター１２を制御する車両の伝導機構コントローラであるが、任意の他のモーター制御アプリケーションが本発明の範囲に含まれると考えられる。電動モーターは、同期リラクタンス・モーター、誘導モーター及び内部永久磁石モーターのようなモーター技術を含み得る。制御システムへの入力は、車両コントローラにより生成されるトルク指令Ｔ_eである。トルク指令Ｔ_eはトルク線形化モデル１４により処理され、モーター１２において所望の電磁気トルクを発生させるために必要とされる対応する固定子電流Ｉ_sを生成する。ブロック１４で生成された固定子電流は、次いで、最適トルク／アンペア・ブロック１６へ進む。ブロック１６は、所与の固定子電流振幅に対して最大トルクを与えるよう、指令された固定子電流を電流指令のＤ軸成分（Ｉ_dsel）及びＱ軸成分（Ｉ_qse）にそれぞれ分解する処理を行う。

電流指令Ｉ_dselは、最終的なＤ軸電流指令Ｉ_dseを生成するため、加算接続部１８において、生成された界磁弱勢（field−weakening）成分Ｉ_{dse_fw}に加算される。界磁弱勢成分Ｉ_{dse_fw}は、測定されたＤＣリンク電圧Ｖ_dc、指令された出力電圧Ｖ_qss及びＶ_dss、並びに回転子角速度ω_rを用いて、界磁弱勢ブロック２０により生成される。加算接続部２２は、Ｑ軸電流レギュレーターの誤差を得るため、Ｑ軸電流指令Ｉ_qseからフィードバック電流Ｉ_{qse_fb}を減算する。加算接続部２４は、Ｄ軸電流レギュレーターの誤差を得るため、Ｄ軸電流指令Ｉ_dseからフィードバック電流Ｉ_{dse_fb}を減算する。加算接続部２２及び２４により生成された誤差は、同期電流レギュレーター・ブロック２６により、同期フレーム電圧指令Ｖ_dse及びＶ_qseを制御するために利用される。

ブロック２８は、予測された回転子角位置θ_rを利用して、同期フレーム電圧指令Ｖ_dse及びＶ_qseを、定常基準フレーム電圧指令Ｖ_dss1及びＶ_qss1に変換する。高周波電圧信号Ｖ_{dss_inj}及びＶ_{qss_inj}は、加算接続部３０及び３２により定常基準フレーム電圧指令に加算され、それにより最終的な電圧指令Ｖ_dss及びＶ_qssが生ずる。電源インバータ３４は、最終的な電圧指令Ｖ_dss及びＶ_qssを処理し、モーター１２に印加される実際の位相電圧を生成する。位相電流Ｉ_a、Ｉ_b及びＩ_cは、３相−２相変換ブロック３６により測定され処理される（実際には、モーターの中性点が浮いている場合、２相電流のみが測定される必要がある）。ブロック３６の出力は、定常フレーム電流Ｉ_dss及びＩ_qssである。定常−回転フレーム変換ブロック４０は、定常フレーム電流Ｉ_dss及びＩ_qss、及び予測された回転子角位置θ_rを用いて、同期基準フレーム・フィードバック電流Ｉ_{dse_fb}及びＩ_{qse_fb}を生成する。

本発明は、回転子の速度及び位置のセンサーレス制御を含み、それは、ブロック４２における低速回転子角位置予測方法及びオブザーバ、ブロック４３における初期回転子極性検出方法、ブロック４４における高速回転子角位置予測方法及びオブザーバ、並びに、低速及び高速の予測方法を継ぎ目無く組み合わせるためのブロック４６における遷移アルゴリズムを含む。

図１の（ｃ）のブロック４２は、本発明に係る低速予測方法を表わす。図２のＡ〜Ｃは、上記に説明されたような低速運転時における回転子の電気的位置を予測するブロック４２の、詳細なブロック図の実現形態を示す。低速予測方法は、速度ゼロから低速での運転（定格マシン速度の１０％以下が好ましいが、任意のマシン速度が本発明に係る低速予測方法の範囲内であると考えられる。）における回転子の電気的位置を予測するために利用される。回転子の電気的位置の予測は、高周波電圧信号を、符号５１に示すように、マシンの予測されたＤ軸上に注入することにより実行される。基本固定子周波数と同期して回転する基準フレームにおける変動する高周波信号は、ＡＣマシンにおける空間インピーダンスの非対称を検出するために利用される。本発明は、マシンのＤ軸に対応する最小（又は、マシン種別に応じて最大）空間インピーダンス点を決定するために操作され得る、二つの直交する検査軸Ｉ_dm及びＩ_qmにおける高周波電流の大きさを感知する。

図２に関して、３相電流成分Ｉ_a、Ｉ_b及びＩ_cは、ブロック３６により定常フレーム内の２相座標システムに変換される。ブロック５０は、定常フレーム電流を加算接続部５２からの角度入力と同期して回転する測定フレームに変換する。加算接続部５２からの入力は、予測された回転子角位置から４５度を引いたものと等しい。本発明の代わりの実施の形態においては、他の測定フレームが利用され得る。

帯域通過フィルター・ブロック５４は、注入周波数成分以外の全ての成分を取り除き、基本周波数成分、スイッチング周波数成分及び他の不要な周波数成分を除去する。Ｉ_dm成分及びＩ_qm成分の大きさはブロック５６において計算され、図３に関連してより詳細に論じられる。ブロック５８は、数式｜Ｉ_dm｜²−｜Ｉ_qm｜²を用いて誤差関数を計算する。誤差関数は、実際のＤ軸と予測されたＤ軸との間の角度誤差に比例する値を戻すことが示され得る。誤差項は、位置予測誤差をゼロに低減させる（予測された回転子角位置をマシンの実際のＤ軸に整列させ）出力制御信号を生成するために、比例−微分（ＰＩ）ブロック６０により利用される。ＰＩ制御ブロック６０の出力は、マシンの予測された角速度であり、加算接続部５２及びベクトル制御変換ブロック２８及び４０への位置予測入力を生成するため、ブロック６２において、時間について積分される。制御ブロック６０は、単純なＰＩに限られる必要はなく、より高次のオブザーバでもよい。

図２に示されるブロック６６は、予測されたＤ軸に注入されるべき高周波電圧を計算する。Ｖ_injは注入される信号の大きさであり、ｆ_injは注入される信号の周波数である。乗算器６８及び６９は、定常フレーム信号Ｖ_{dss_inj}及びＶ_{qss_inj}を生成するため、注入信号に対して同期−定常フレーム変換を実行する。これらの信号は、加算接続部３０及び３２により、定常フレーム電圧指令に加算される。

図３は、図２のブロック５６の構成をより詳細に示すものであり、本発明に係る移動平均方法を図示する。ブロック７４は、到来する正弦波を本質的に整流する絶対値関数であり、ブロック７０は、整流された正弦波から大きさ情報を抽出するために用いられる同調された移動平均フィルターであり、ブロック７２は、ブロック５８において誤差関数を計算するために用いられ得る出力信号｜Ｉ_dm｜²を計算するために利用される利得係数ｋを有する二乗関数である。代わりの実施の形態において、Ｉ_dm及びＩ_qmは、ブロック５６の出力信号を計算するため、単独で又は組み合わせて利用され得る。

信号処理を説明するため、ｄ_m軸上の測定された信号であるＩ_dmを考える。当該信号は、大きさＩ_pkを有する注入周波数ｆ_injの正弦波であり、

が成り立つ。
該信号はまず、ブロック７４の絶対値関数により整流される。元の正弦波が周波数ｆ_injを有する場合、整流された信号のフーリエ級数は、

となる。ただし、

である。
Ｉ_avgは、整流された正弦波の平均（ＤＣ）値として定義され、Ｉ_pkは入力波形Ｉ_dmのピーク値又は大きさを表わし、ｎは高調波数である。

従って、整流された信号はＤＣ成分及び偶数の高調波により構成される。｜Ｉ_dm｜を測定するため、高調波を除去することにより、まずＤＣ成分が抽出される。図３のブロック５６に示される適切に設計された移動平均フィルター７０は、Ｉ_dmの結果としての大きさの測定において脈動のない且つ比較的高速な応答を提供し得る。移動平均フィルター７０は、

として定義される。
移動平均フィルターは、等間隔のスペクトル・ゼロを有する。フィルターのゼロは、

のように重みＮの数を選ぶことにより、標本周波数に関して置かれ得る。
移動平均フィルターのゼロが、整流された信号の既知の高調波に正しく置かれる場合、ＤＣ成分のみがフィルター７０を通過する。濾波された出力には脈動がない。重みの数は、整流された信号の既知の高調波にゼロを置くように選択される。最初のゼロは、注入周波数の第二の高調波に置かれなければならない。即ち、

である。
小さい数値の重みを選ぶと、群遅延（フィルターの時間遅延）が最小化される。移動平均はＦＩＲ又は線形位相フィルターであり、

により示されるような一定の群遅延を有する。
平均値が抽出されると、所望の大きさが、

のように計算される。
本発明の応用例として、

の場合を考える。
整流された信号は、１ｋＨｚ、２ｋＨｚ等の高調波を有する。Ｎ＝１０の移動平均フィルターは、１ｋＨｚ、２ｋＨｚ等においてゼロを有し、所望のフィルター特性を提供する。群遅延は５００μ秒であり、５０Ｈｚにおける位相遅延は９度である。

本発明は、センサーレス・フィードバック・システムの実行時間を減少させつつも、センサーレス制御システムの比較的広い帯域幅の且つ良好な過渡応答を可能とする。図４は、回転子磁束角度のステップ入力による回転子磁束位置オブザーバのシミュレーションを図示する。オブザーバは、リンギングが無くオーバーシュートの小さい迅速な過渡応答を提供する。

本発明は上記に図示され記述された厳密な構成には限定されず、特許請求の範囲に定義される本発明の趣旨及び範囲から外れること無く様々な変更及び修正がなされ得ることが理解されるべきである。

図１は、本発明に係る制御システムのブロック図である。 図２は、本発明に係る低速回転子の電気的速度／位置測定方法のブロック図である。 図３は、本発明に係る電流計算方法のブロック図である。 図４は、ステップ関数に応答する本発明に係る過渡電流応答のプロット図である。

符号の説明

１０ 制御システム、１２ 電動モーター、

Claims (17)

1. 電動モーターに電力を供給するためのインバーターと、
   前記インバーターを制御するためのコントローラと、
   前記コントローラに設けられ、前記電動モーターに高周波信号を注入して前記電動モーターの速度及び位置を決定するためのモーター速度制御ブロックと、
   を具備する、電動モーターのための制御システムであって、
   前記モーター速度制御ブロックが、注入された前記高周波信号に応じて前記電動モーターに流れる高周波電流の大きさを決定するための同調された移動平均フィルターを備える制御システム。
2. 前記モーター速度制御ブロックが、前記高周波信号を分離するための帯域通過フィルターを備える、請求項１に記載の制御システム。
3. 前記モーター速度制御ブロックが、前記移動平均フィルターを用いて、前記電動モーターの回転子の位置を推定するための電流成分を計算する、請求項１又は２に記載の制御システム。
4. 前記同調された移動平均フィルターが、等間隔のスペクトル・ゼロを有する、請求項１〜３のうちのいずれか一つに記載の制御システム。
5. 前記電動モーターが誘導モーター、内部永久磁石モーター、同期リラクタンス・モーター及び三相モーターのうちのいずれか一つである、請求項１〜４のうちのいずれか一つに記載の制御システム。
6. 前記注入された高周波信号が、実質的に３００〜１０００Ｈｚの範囲内である、請求項１〜５のうちのいずれか一つに記載の制御システム。
7. 前記モーター速度制御ブロックが、前記電動モーターが定格マシン速度の１０％以下である場合に動作する、請求項１〜６のうちのいずれか一つに記載の制御システム。
8. 電動モーターに電力を供給するためのインバーターと、
   前記インバーターを制御するためのコントローラと、
   前記コントローラに設けられ、前記電動モーターに高周波信号を注入して前記電動モーターの速度及び位置を決定するためのモーター速度制御ブロックと、
   を具備する制御システムによって前記電動モーターを制御する制御方法であって、
   前記モーター速度制御ブロックにより、前記前記電動モーターに高周波信号を注入する工程と、
   前記モーター速度制御ブロックが、注入された前記高周波信号により生成されるフィードバックを処理して前記電動モーター内の回転子の位置を決定する工程であって、同調された移動平均フィルターを用いて、注入された前記高周波信号に応じて前記電動モーターに流れる前記高周波電流の大きさを決定することを含む工程と、
   を備える制御方法。
9. 前記モーター速度制御ブロックが、前記移動平均フィルターを用いて、前記電動モーターの回転子の位置を推定するための電流成分を計算する、請求項８に記載の制御方法。
10. 前記同調された移動平均フィルターのために等間隔のスペクトル・ゼロを選択する工程を含む、請求項８又は９に記載の制御方法。
11. 高周波電流を分離するために、帯域通過フィルターで前記電動モーターの電流を濾波する工程を更に含む請求項８〜１０のうちのいずれか一つに記載の制御方法。
12. 前記電動モーターが誘導モーター、内部永久磁石モーター、同期リラクタンス・モーター及び三相モーターのうちのいずれか一つである、請求項８〜１１のうちのいずれか一つに記載の制御方法。
13. 自動車の少なくとも一つの車輪に機能的に結合された電動モーターと、
    前記電動モーターに電気的に結合されたインバーターと、
    前記インバーターに電気的に結合されたＤＣ電圧源と、
    前記電動モーターに電流を供給するよう前記インバーターの出力を制御するコントローラと、
    前記コントローラに設けられ、前記電動モーターの速度及び位置を決定するため、前記電動モーターに高周波信号を注入するモーター制御モジュールと、
    を具備する、自動車のための伝導機構であって、
    前記モーター制御モジュールが、注入された前記高周波信号に応じて前記電動モーターに流れる高周波電流の大きさを決定するための同調された移動平均フィルターを備える伝導機構。
14. 前記モーター速度制御ブロックが、前記移動平均フィルターを用いて、前記電動モーターの回転子の位置を推定するための電流成分を計算する、請求項１３に記載の伝導機構。
15. 前記電動モーターが、誘導モーター、内部永久磁石モーター、同期リラクタンス・モーター及び三相モーターのうちのいずれか一つである、請求項１４に記載の伝導機構。
16. 前記電動モーターが内部永久磁石回転子を含む、請求項１２〜１５のうちのいずれか一つに記載の伝導機構。
17. 前記コントローラが、前記電動モーターの前記内部永久磁石回転子の磁性を決定するための初期回転子極性検出モジュールを更に備える、請求項１２〜１６のうちのいずれか一つに記載の伝導機構。

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