JP5055966B2 - 多相回転機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、インバータのスイッチング素子を操作することで多相回転機の出力を制御するに際し、前記多相回転機の電気的な状態量に基づき前記多相回転機の回転角度についての情報を取得する多相回転機の制御装置に関する。

この種の制御装置としては、例えば下記特許文献１に見られるように、突極性を有する３相電動機に対するインバータの出力信号の推定ｄ軸方向に高周波信号を重畳し、このとき実際に伝播する周波数信号に基づき回転角度を算出するものも提案されている。すなわち、３相電動機のインダクタンスはｄ軸方向が最小であるため、ｑ軸方向と比較してｄ軸方向には電流が流れやすい。このため、重畳される高周波信号の位相角にかかわらず、実際に伝播する電流信号はｄ軸方向に大きな値を有する信号となる。したがって、推定ｄ軸方向に高周波信号を重畳した際に実際に伝播する周波数信号が推定ｄ軸からずれているなら、推定ｄ軸が実際のｄ軸と異なることがわかる。上記制御装置では、この点に着目し、実際に伝播する周波数信号と推定ｄ軸との差を縮めるように推定ｄ軸を補正することで、回転角度についての情報を取得することができる。
特開２００４−２５４４２３号公報

ところで、電動機の出力トルクが増大すると、３相電動機内において部分的な磁気飽和が生じることがある。これにより、インダクタンスが最小となるのがｄ軸方向から３相電動機の出力制御のための電流のベクトル方向側へと変化する。更にはｄ軸方向とｑ軸方向とでインダクタンスの差がなくなることもある。こうした現象が生じると、上記制御装置では回転角度を適切に算出することができなくなる。特に近年、３相電動機の小型化、高出力トルク化の要求の高まりによって磁気飽和が生じやすくなってきているため、上記制御装置によっては回転角度を適切に算出することが益々困難なものとなってきている。

なお、上記突極性を有する３相電動機に限らず、インバータのスイッチング素子を操作することで多相回転機の出力を制御するに際し、前記多相回転機の電気的な状態量に基づき前記多相回転機の回転角度についての情報を取得する多相回転機の制御装置にあっては、回転角度についての情報を適切に取得することが困難なこうした実情も概ね共通したものとなっている。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、多相回転機の電気的な状態量に基づき、多相回転機の回転角度についての情報をより適切に取得することのできる多相回転機の制御装置を提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。

請求項１記載の発明は、前記回転角度に基づき、前記多相回転機の電気角の周期とは異なる周期を有して且つ任意の位相角方向に振動する周波数信号を前記インバータの出力信号に重畳する重畳手段と、該重畳によって前記多相回転機を実際に伝播する周波数信号の振幅を検出する振幅検出手段と、該振幅検出手段によって検出される振幅を入力とし、前記実際に伝播する周波数信号についての想定される振幅と前記検出される振幅との差を縮めるように、前記回転角度を設定する設定手段とを備えることを特徴とする。

インバータの出力信号に重畳された周波数信号によって多相回転機を実際に伝播する周波数信号の振幅は、重畳する周波数信号の位相角等の多相回転機の運転状態に応じて変化し得る。このため、実際に伝播する周波数信号の振幅が想定される振幅と相違するときには、重畳手段によって回転角度として用いられた情報が実際の回転角度と相違すると考えられる。上記構成では、この点に着目し、実際に伝播する周波数信号の振幅と想定される振幅との差を縮めるように回転角度を設定する。このため、回転角度についての情報をより適切に取得することができる。

なお、多相回転機とは、多相電動機や多相発電機のことである。また、多相回転機を実際に伝播する周波数信号とは、インバータの出力信号に周波数信号を重畳すべく直接操作される電気的な状態量以外の状態量の検出値によって算出される周波数信号のこととする。すなわち、周波数信号を重畳すべくインバータの出力電圧（多相電動機の相電圧）を指令電圧に操作する場合、電圧以外の状態量（例えば電流）の検出値に基づき算出される周波数信号とする。

請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記設定手段は、前記多相回転機の出力制御のための電流の位相角に基づき前記想定される振幅を定めることを特徴とする。

実際に伝播する周波数信号の振幅は、多相回転機の出力制御のための電流の位相角に応じて変化する。この点、上記構成では、この位相角に基づき、想定される振幅を適切に設定することができる。

なお、振幅は、出力制御のために実際に流れる電流に依存するものではあるが、出力制御のための指令電流も出力制御のために実際に流れる電流と相関を有するため、出力制御のための電流には、出力制御のための指令電流も含まれるものとする。

請求項３記載の発明は、請求項２記載の発明において、前記設定手段は、前記多相回転機の出力制御のための電流の位相角に加えて、更に、前記多相回転機のトルク及びその相当値のいずれか並びに前記多相回転機の回転速度の少なくとも一方に基づき前記想定される振幅を定めることを特徴とする。

実際に伝播する周波数信号の振幅は、大きくは出力制御のための電流の位相角に応じて変化するものの、位相角によって一義的には定まらず、多相回転機のトルクや回転速度に依存する。この点、上記構成では、これらを加味することで、想定される振幅をより高精度に定めることができる。

請求項４記載の発明は、請求項１〜３のいずれかに記載の発明において、前記多相回転機は、その構造上、突極性を有するものであり、前記実際に伝播する周波数信号としての電流信号の振動方向に基づき前記多相回転機の回転角度を算出する算出手段を更に備え、前記設定手段は、前記算出手段によって算出される回転角度を補正するものであることを特徴とする。

上記構成では、多相回転機がその構造上、突極性を有するために、位相角によってインダクタンスが異なり、ひいては電流の流れやすさが異なる。このため、実際に伝播する電流信号は、重畳した周波数信号の位相角にかかわらず電流の流れやすい方向に偏向したものとなる。このため、この偏向態様に基づき、回転角度を算出することが可能となる。

ただし、上記電流の流れやすさは、回転機の構造上の性質に起因するとはいえ、多相回転機の磁気飽和が生じるときには、電流の流れやすい方向が変化する。このため、電流の流れやすい方向に基づき回転角度を高精度に算出することが困難となるおそれがある。この点、上記構成では、実際に伝播する周波数信号の振幅と想定される振幅との差を縮めるように回転角度を補正することでこうした問題を回避することができる。

請求項５記載の発明は、請求項４記載の発明において、前記重畳手段は、前記算出手段によって算出される回転角度についての前記設定手段によって補正される前の値に基づき、前記任意の位相角を、前記多相回転機の構造上インダクタンスが最小となると想定される方向に定めることを特徴とする。

磁気飽和が生じているときには、電流の流れやすい方向が変化する。このため、設定手段によって補正された回転角度に基づき磁気飽和が生じていないとの前提でインダクタンスが最小となる方向に（構造上インダクタンスが最小となる方向に）周波数信号を重畳したのでは、実際に伝播する周波数信号と重畳した周波数信号との位相角が相違することとなる。このため、算出手段は、設定手段によって設定される回転角度が正しいにもかかわらず、これを補正するように回転角度を算出することとなり、正確に回転角度を算出することができない。

ここで、上記構成では、インダクタンスが最小となると想定される方向を、算出手段によって算出される回転角度に基づき定める。これにより、算出手段は、実際に伝播する周波数信号の振動方向に基づき回転角度を算出するため、磁気飽和にかかわらずインダクタンスが最小となる方向に周波数信号が重畳される。これにより、重畳される周波数信号と実際に伝播する周波数信号との位相角を一致させることができる。そして、設定手段では、磁気飽和の有無にかかわらず、算出手段によって算出される回転角度の誤差を補正するため、回転角度を高精度に設定することができる。

請求項６記載の発明は、請求項４又は５記載の発明において、前記設定手段は、前記多相回転機の出力トルクが所定以上のときには前記振幅の差を縮めるような補正を行なって且つ、前記出力トルクが所定未満であるときには予め定められた補正値に基づき前記回転角度を補正することを特徴とする。

低トルク領域では、実際に伝播する周波数信号のＳ／Ｎ比が低下するために、振幅を縮めることによる回転角度の設定精度が低下する。一方、磁気飽和が生じないなら、算出手段によって算出される回転角度を予め定められた補正値によって補正するという従来の手法は有効である。そして低トルク領域においては磁気飽和は生じないと考えられる。この点、上記構成では、出力トルクが所定未満であるときには、算出手段によって算出される回転角度を予め定められた補正値によって補正するという手法に切り替えることで、低トルク領域から高トルク領域まで回転角度についての高精度の情報を取得することができる。

請求項７記載の発明は、請求項６記載の発明において、前記設定手段は、前記多相回転機の出力トルクが所定以上であるか否かを、前記多相回転機の推定トルク値、要求トルク値、前記多相回転機の出力制御のための指令電流値、及び前記多相回転機を実際に流れる電流値の少なくとも１つに基づき判断することを特徴とする。

上記構成では、出力トルクが所定以上であるか否かを適切に判断することができる。

請求項８記載の発明は、請求項４〜７のいずれかに記載の発明において、前記重畳手段は、前記多相回転機の構造上インダクタンスが最小となると想定される方向に前記任意の位相角を定めるものであり、前記算出手段は、前記実際に伝播する周波数信号と前記重畳した周波数信号との２つのベクトル信号の外積の値がゼロとなるように前記回転角度を算出することを特徴とする。

上記構成では、実際に伝播する周波数信号と重畳した周波数信号との外積がゼロとなるように回転角度を算出する。これにより、上記実際に伝播する周波数信号と重畳した信号との位相差がゼロとなるように回転角度を算出することができる。特に、外積を用いることで、逆三角関数の演算等を行なうことなく、上記回転角度を容易に算出することができる。

請求項９記載の発明は、請求項８記載の発明において、前記算出手段は、前記外積を、静止座標系にて算出することを特徴とする。

上記構成では、静止座標系を用いて外積を適切に算出することができる。特に静止座標系を用いることで、正確に知り得る座標系に基づき回転角度の誤差を把握することができる。

請求項１０記載の発明は、請求項８記載の発明において、前記算出手段は、前記外積を、回転座標系にて算出することを特徴とする。

上記構成では、回転座標系を用いて外積を適切に算出することができる。

請求項１１記載の発明は、請求項４〜１０のいずれかに記載の発明において、前記多相回転機に要求される出力に基づき前記多相回転機に対する指令電流値を定める指令電流設定手段を更に備え、前記指令電流値は、突極性が消失する値を回避して設定されてなることを特徴とする。

上記構成では、突極性が消失する値を回避して指令電流値を設定するために、算出手段による算出ができなくなる状況を回避することができる。

請求項１２記載の発明は、請求項１１記載の発明において、前記多相回転機が３相回転機であり、前記指令電流設定手段は、前記多相回転機に要求される出力に基づき前記多相回転機に対するｄｑ軸上の指令電流値を定めるものであって且つ、最小の電流で最大のトルクを出力可能な曲線上の電流が作る電流ベクトルのｑ軸との角度が所定以上であるときに、前記曲線上の電流を前記指令電流値として設定し、且つ前記所定以上でないときには、前記曲線上の電流が作る電流ベクトルよりもｄ軸の負の方向側に傾いた電流ベクトルによって前記指令電流値を設定することを特徴とする。

上記構成では、上記曲線上の電流を極力指令電流値として採用しつつも、突極性の消失を回避することができる。

請求項１３記載の発明は、前記回転角度に基づき、前記多相回転機の電気角の周期とは異なる周期を有して且つ任意の位相角方向に振動する周波数信号を前記インバータの出力信号に重畳する重畳手段と、該重畳によって前記多相回転機を実際に伝播する周波数信号の振動方向に基づき前記多相回転機の回転角度を算出する算出手段と、前記多相回転機に要求される出力に基づき前記多相回転機に対する指令電流値を定める指令電流設定手段とを備え、前記指令電流値は、突極性が消失する値を回避して設定されてなることを特徴とする。

上記構成では、多相回転機が突極性を有するために、位相角によってインダクタンスが異なり、ひいては電流の流れやすさが異なる。このため、実際に伝播する周波数信号は、重畳した周波数信号の位相角にかかわらず電流の流れやすい方向に偏向したものとなる。このため、この偏向態様に基づき、回転角度を算出することが可能となる。

ただし、上記電流の流れやすさは、回転機の構造上の性質に起因するとはいえ、多相回転機の磁気飽和が生じるときには、全ての位相角において電流の流れやすさが同等となり
ひいては算出手段による算出ができなくなるおそれがある。この点、上記構成では、突極性が消失する値を回避して指令電流値を設定するために、算出手段による算出ができなくなる状況を回避することができる。

なお、多相回転機とは、多相電動機や多相発電機のことである。また、多相回転機を実際に伝播する周波数信号とは、インバータの出力信号に周波数信号を重畳すべく直接操作される電気的な状態量以外の状態量の検出値によって算出される周波数信号のこととする。すなわち、周波数信号を重畳すべくインバータの出力電圧（多相電動機の相電圧）を指令電圧に操作する場合、電圧以外の状態量（例えば電流）の検出値に基づき算出される周波数信号とする。

請求項１４記載の発明は、請求項１３記載の発明において、前記多相回転機が３相回転機であり、前記指令電流設定手段は、前記多相回転機に要求される出力に基づき前記多相回転機に対するｄｑ軸上の指令電流値を定めるものであって且つ、最小の電流で最大のトルクを出力可能な曲線上の電流が作る電流ベクトルのｑ軸との角度が所定以上であるときに、前記曲線上の電流を前記指令電流値として設定し、且つ前記所定以上でないときには、前記曲線上の電流が作る電流ベクトルよりもｄ軸の負の方向側に傾いた電流ベクトルによって前記指令電流値を設定することを特徴とする。

上記構成では、上記曲線上の電流を極力指令電流値として採用しつつも、突極性の消失を回避することができる。

（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる多相回転機の制御装置をハイブリッド車に搭載される３相電動機の制御装置に適用した第１の実施の形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に、本実施形態にかかる制御システムの全体構成を示す。

図示される電動機１０は、埋め込み磁石同期モータ（ＩＰＭＳＭ）である。すなわち、図２に示すように、電動機１０のロータ１０ａは、鉄のボディに永久磁石が埋め込まれて構成されている。

先の図１に示すαβ変換部２０は、電動機１０を実際に流れる電流のうちのＵ相の実電流ｉｕ及びＶ相の実電流ｉｖに基づき、電動機１０を流れる電流を、静止座標系の電流、すなわちα軸及びβ軸の電流ベクトルに変換する部分である。ここでは、例えば、Ｕ相をα軸と同位相とし、これと直交するようにβ軸を定める。

ｄｑ変換部２２は、α軸上の実電流ｉα及びβ軸上の実電流ｉβを、回転座標系の電流、すなわちｄ軸上の実電流ｉｄ及びｑ軸上の実電流ｉｑに変換する部分である。この変換に際しては、電動機１０の出力軸の回転角度θを用いる。より正確には、回転角度θは、電気角であり、α軸を基準としたｄ軸正方向の回転角度である。この際、ローパスフィルタにより、上記αβ変換部２０の出力から後述する高周波成分を除去する処理をも行なう。このため、ｄｑ変換部２２は、電動機１０を実際に流れる電流のうち、出力制御に使用されるｄ軸成分及びｑ軸成分の電流を抽出することとなる。

指令電流設定部２４は、電動機１０に対する要求トルクＴｄに基づき、ｄ軸上での指令電流ｉｄｃ及びｑ軸上での指令電流ｉｑｃを設定する部分である。

指令電圧設定部２６は、指令電流ｉｄｃ及び指令電流ｉｑｃ並びに実電流ｉｄ及び実電流ｉｑに基づき、ｄ軸上での指令電圧ｖｄｃ及びｑ軸上での指令電圧ｖｑｃを算出する部分である。この変換は、基本的には、ｄ軸上での実電流ｉｄの指令電流ｉｄｃへのフィードバック制御、及びｑ軸上での実電流ｉｑの指令電流ｉｑｃへのフィードバック制御によって行われる。このフィードバック制御は、例えば比例積分制御とすればよい。また、本実施形態では、周知の非干渉化制御を併用する。すなわち、本実施形態では、フィードバック制御及び非干渉化制御によって、指令電圧ｖｄｃ、ｖｑｃを設定する。なお、非干渉化制御に際しては、回転速度ωを用いる。

αβ変換部２７では、ｄ軸上での指令電圧ｖｄｃ及びｑ軸上での指令電圧ｖｑｃを、α軸上での指令電圧ｖαｃとβ軸上での指令電圧ｖβｃとに変換する。この変換に際しては、回転角度θが用いられる。

３相変換部２８は、α軸上の指令電圧ｖαｃに応じた加算器３０ａの出力と、β軸上の指令電圧ｖβｃに応じた加算器３０ｂの出力とを、ｕ相の指令電圧ｖｕｃ、ｖ相の指令電圧ｖｖｃ、及びｗ相の指令電圧ｖｗｃに変換する部分である。

ＰＷＭ信号生成部３２では、指令電圧ｖｕｃ、ｖｖｃ，ｖｗｃの電圧を電動機１０に印加するためのインバータ３４の操作信号を生成する部分である。これにより、インバータ３４のスイッチング素子が操作され、高圧バッテリ３６の電圧が電動機１０に印加されるようになる。

次に、本実施形態にかかる電動機１０の回転角度θの取得にかかる処理について説明する。

本実施形態では、電動機１０の出力制御をする際、電動機１０の電気角の周期よりも短い周期の高周波信号をインバータ３４の出力に重畳する。換言すれば、上記指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃに応じて実際に電動機１０を流れる電流の周期よりも短い周期の高周波信号を重畳する。そして、これにより電動機１０を実際に伝播する高周波信号に基づき、電動機１０の回転角度θを算出する。これは、電動機１０が突極性を有することに鑑みてなされるものである。

すなわち、電動機１０は、その構造上、突極性を有するために、ｄ軸方向のインダクタンスが最小であり、ｑ軸方向のインダクタンスが最大となっている。したがって、ｑ軸方向よりもｄ軸方向の方が電流が流れやすいために、上記高周波信号を重畳する際、電動機１０を実際に伝播する高周波信号は、ｄ軸方向に偏向する。具体的には、図３（ａ）に示すように、推定されるｄ軸（推定ｄ軸）が実際のｄ軸（実ｄ軸）に対して進角している場合には、推定ｄ軸方向に高周波信号（図中、破線）を重畳する際、実際に伝播する高周波信号の方向（図中、実線）は、実ｄ軸側に偏向するために、推定ｄ軸に対して遅角側にずれる。また、図３（ｂ）に示すように、推定ｄ軸と実ｄ軸とが一致する場合には、推定ｄ軸方向に高周波信号（図中、破線）を重畳する際、実際に伝播する高周波信号の方向（図中、実線）は、推定ｄ軸と一致する。更に、図３（ｃ）に示すように、推定ｄ軸が実ｄ軸に対して遅角している場合には、推定ｄ軸方向に高周波信号（図中、破線）を重畳する際、実際に伝播する高周波信号の方向（図中、実線）は、実ｄ軸側に偏向するために、推定ｄ軸に対して進角側にずれる。

上記性質を利用すれば、ｄ軸を推定算出することができ、ひいては回転角度θを算出することができる。すなわち、実際に高周波信号が伝播する方向を推定ｄ軸方向としつつ高周波信号の重畳を繰り返すことで、重畳する高周波信号の位相角を実際に伝播する高周波信号の位相角に一致させることができ、ひいては、推定ｄ軸を実ｄ軸と一致させることができる。

具体的には、先の図１に示すように、高周波電圧設定部４０では、ｄ軸方向の高周波信号としての電圧信号ｖｈｄｃを、αβ変換部４１に出力する。αβ変換部４１では、電圧信号ｖｈｄｃを、α軸上の電圧信号ｖｈαｃとβ軸上の電圧信号ｖｈβｃとに変換し、上記加算器３０ａ，３０ｂに出力する。このため、３相変換部２８には、指令電圧ｖｄｃ，ｖｑｃに電圧信号ｖｈｄｃが重畳された信号が入力されることとなる。一方、高周波電流検出部４２は、α軸上の実電流ｉαとβ軸上の実電流ｉβとの高周波成分のみを抽出する。すなわち、電動機１０に実際に伝播する高周波信号としてのα軸上の電流信号ｉｈαとβ軸上の電流信号ｉｈβとを生成し出力する。位置検出部４４は、上記αβ変換部４１の出力する電圧信号ｖｈαｃ，ｖｈβｃと高周波電流検出部４２の出力する電流信号ｉｈα，ｉｈβとの位相角の差を低減するように仮回転角度θ１を算出する。図４に、位置検出部４４の構成を示す。

図示されるように、外積値算出部４４ｂは、α軸及びβ軸上での成分に基づき、電圧信号ｖｈｄｃのベクトル信号（電圧信号ｖｈαｃ，ｖｈβｃ）と電流信号ｉｈα，ｉｈβのベクトル信号との外積の値を算出する。この外積値は、電圧信号ｖｈｄｃと電流信号ｉｈα，ｉｈβとの位相角の差と相関を有するパラメータである。このため、この外積をゼロとすることができれば、高周波電圧設定部４０の出力する電圧信号ｖｈｄｃを、インダクタンスが最小の方向に重畳することができると考えられる。本実施形態では、ＰＩ制御部４４ｃによって外積値算出部４４ｂの出力に基づく比例項及び積分項の和を算出し、これを仮回転角度θ１として出力する。そして、仮回転角度θ１に基づき、インダクタンスが最小となると想定される方向に電圧信号ｖｈｄｃが重畳されるために、電圧信号ｖｈｄｃの重畳方向が実際にインダクタンスが最小となる方向となるなら、高周波信号の重畳に際して用いられる回転角度（仮回転角度θ１）は、実際の回転角度と一致すると考えられる。そしてこの仮回転角度θ１を用いることで、電圧信号ｖｈｄｃの重畳方向をインダクタンスが最小な方向とすることができる。

ところで、電動機１０の出力トルクが増大すると、電動機１０における電流の流通態様によっては部分的に磁気飽和が生じることがある。以下、図５に基づきこれについて説明する。図５（ｂ）及び図５（ｃ）は、図５（ａ）に示すように振幅を一定としつつあらゆる方向に高周波信号を重畳したときに実際に伝播する周波数信号を示している。すなわち、図５（ｂ）は、電動機１０の出力制御用の電流ベクトル（指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃ）がｑ軸上の電流ベクトルとなったとき、インダクタンスが最小となる方向がｄ軸方向から上記出力制御用電流ベクトル方向側にずれる現象が生じることを示している。この場合、電動機１０を実際に伝播する電流ベクトルが出力制御用の電流ベクトル側に偏向する。また、図５（ｃ）は、電動機１０の出力制御用の電流ベクトル（指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃ）がｑ軸上の電流ベクトルとなったとき、インダクタンスがどの方向でも同一となる現象が生じることを示している。ここで、図５（ｃ）に示す現象よりも図５（ｂ）に示す現象の方が、出力トルクが大きい領域で生じる傾向にある。

図５（ｂ）に示す現象が生じると、仮回転角度θ１をｄ軸方向とすることはできない。また、図５（ｃ）に示す現象が生じると、インダクタンスの差を利用した回転角度の検出手法自体が無力化する。これら２つの現象に、本実施形態では、以下の２つによって対処する。まず、図５（ｃ）の現象に対処すべく、先の図１に示す指令電流設定部２４による指令電流値の設定を、突極性が消失する値を回避するようにして行なう。図６に、指令電流設定部２４による指令電流の設定態様を示す。図中、１点鎖線から実線に滑らかにつながる曲線は、最小の電流で最大のトルクを生成することが可能な曲線であるトルク最大化曲線である。トルク最大化曲線上に指令電流を設定するなら、最小の消費電力で最大のトルクを得ることができる。ただし、指令電流の作るベクトルとｑ軸との間の角度が小さくなるほど、先の図５（ｃ）に示した現象が生じやすくなる。

そこで本実施形態では、図中２点鎖線にて示す曲線及び実線にて示す曲線を、指令電流を定める曲線として採用する。ここで、２点鎖線にて示す直線は、トルク最大化曲線上の電流の作る電流ベクトルよりもｄ軸の負方向側に傾いた電流ベクトルによって定まるものである。特に、本実施形態では、トルク最大化曲線によって定まる電流ベクトルの位相が所定値以上のときには指令電流をトルク最大化曲線上のものとし、且つこの所定値を、先の図５（ｃ）に示した現象が生じる領域の上限値とする。これにより、図５（ｃ）に示す現象の発生を回避することが可能となる。これは、以下の理由による。

図７に、ｄ軸の正方向を基準とする電流ベクトルの位相が「９０°」のときと「１３５°」のときとについて、高周波信号をあらゆる方向に重畳したときに実際に伝播する高周波信号（電流信号）を示す。図７に示すように、指令電流をｑ軸とするときには実際に伝播する高周波信号の偏向が見られないが、このとき同一のトルクを生成可能であって且つ位相を「１３５°」とする電流ベクトルによって指令電流を定めると、実際に伝播する高周波信号に顕著な偏向が見られる。このように、指令電流をトルク最大化曲線上によって定まる電流ベクトルからｄ軸の負の方向側にずらすことで、インダクタンスの相違が生じ、、ひいてはインダクタンスの相違に基づく回転角度の検出が可能となる。

次に、先の図５（ｃ）に示した現象に加えて先の図５（ｂ）に示した現象に対する対処手法について説明する。

図８に、出力制御用の実際の電流ベクトル（実電流ｉｄ，ｉｑ）の位相角と、電動機１０の出力トルクと、電動機１０を実際に伝播する周波数信号の振幅（目標振幅）との関係を示す。詳しくは、この関係は、インバータ３４の出力信号に、電動機１０のインダクタンスが最小となる方向の高周波信号を重畳した場合の関係を示している。図示されるように、出力制御用の電流ベクトルの位相角や出力トルクによって目標振幅値は変化する。このため、実際の振幅値が目標振幅値からずれるときには、出力制御用の電流の位相角として実際の位相角からずれた値を認識していると考えられる。換言すれば、実際の回転角度とずれた回転角度を電動機１０の回転角度（正確には電気角）と認識していると考えられる。このため、実際の振幅値と目標振幅値との差を縮めるように、上記位置検出部４４の出力する仮回転角度θ１を補正すべく、先の図１に示すように、位置補正部４６を備える。図９に、位置補正部４６の構成を示す。

トルク推定部４６ａは、実電流ｉｄ，ｉｑに基づき、電動機１０の出力トルクの推定値Ｔｅを算出する部分である。位相算出部４６ｂは、実電流ｉｄ，ｉｑに基づき、電動機１０を流れる電流ベクトル（実電流ｉｄ，ｉｑの作る電流ベクトル）の位相φを算出する部分である。目標振幅値設定部４６ｃは、先の図８に示した関係情報に基づき、出力トルクの推定値Ｔｅと実電流ベクトルの位相φとに基づき、目標振幅値ｉｈｎｃを算出する部分である。ずれ量算出部４６ｄは、先の図１に示した高周波電流検出部４２の出力する高周波信号の実際の振幅値ｉｈｎと、上記目標振幅値ｉｈｎｃとの差を算出する部分である。補正量算出部４６ｅは、実際の振幅値ｉｈｎを目標振幅値ｉｈｎｃに追従させるための仮回転角度θ１の補正量Δθａを算出する部分である。ここでは例えば比例項及び積分項によって補正量Δθａを算出すればよい。

これに対し、オフセット値設定部４６ｆは、出力トルクの推定値Ｔｅと位相φとに基づき、仮回転角度θ１の補正量Δθｂを算出する部分である。この補正量Δθｂは、低出力トルク領域において用いられるものである。これは、低出力トルク領域においては、電動機１０を実際に伝播する高周波信号の検出に際してのＳ／Ｎ比が大きいために、先の図８に示した関係情報を利用した補正量Δθｂの精度が低下するためである。

切替部４６ｇでは、出力トルクの推定値Ｔｅに基づき、低トルク領域ではオフセット値設定部４６ｆの出力する補正量Δθｂを最終的な補正量Δθとし、また、高トルク領域では補正量算出部４６ｅの出力する補正量Δθａを最終的な補正量Δθとして出力する。これにより、先の図１に示した加算部４８では、仮回転角度θ１を補正量Δθにて補正することで、最終的な回転角度θを算出する。更に、速度算出部５０は、回転角度θの時間微分値として、回転速度ωを算出する。

図１０に、先の図８に示した関係情報に基づく回転角度θの設定にかかる処理の手順を示す。この処理は、マイクロコンピュータ等により、例えば所定周期で繰り替えし実行される。

この一連の処理では、ステップＳ１０において、電動機１０を実際に伝播する高周波信号（電流信号ｉｈα、ｉｈβ）を検出する。続くステップＳ１２においては、重畳した高周波信号（電圧信号ｖｈｄｃ）及び検出される高周波信号（電流信号ｉｈα、ｉｈβ）に基づき、仮回転角度θ１を算出する。更に、ステップＳ１４においては、出力トルクの推定値Ｔｅ及び実電流ベクトルの位相φに基づき、先の図８に示した関係情報に基づき、目標振幅値を設定する。続くステップＳ１６においては、検出される高周波信号（電流信号ｉｈα、ｉｈβ）の振幅値、すなわち実際の振幅値を検出する。そしてステップＳ１８においては、実際の振幅値と目標振幅値とに基づき補正量Δθａを算出する。そしてステップＳ２０においては、回転角度θを、仮回転角度θ１と補正量Δθａとの和として算出する。

上記処理により、電動機１０に磁気飽和が生じた場合であっても、回転角度θを高精度に設定することができる。すなわち、図１１に示すように、磁気飽和が生じることでインダクタンスが最小となる位相角がｄ軸からずれたものとなるため、仮回転角度θ１がゼロとなる方向がｄ軸方向ではなくなる。しかし、上記補正量Δθによって仮回転角度θ１を補正することで、回転角度θがゼロとなる方向をｄ軸方向と一致させることができる。

この際、本実施形態では、仮回転角度θ１に基づき高周波信号（電圧信号ｖｈｄｃ）を設定した。これにより、回転角度θを真の値として収束させることが可能となる。これに対し、最終的な回転角度θに基づき高周波信号（電圧信号ｖｈｄｃ）を設定する場合には、電動機１０に磁気飽和が生じているときであっても、高周波信号の重畳方向は真のｄ軸方向となり、インダクタンスが最小な方向ではなくなる。このため、重畳する高周波信号（電圧信号ｖｈｄｃ）と実際に伝播する高周波信号（電流信号ｉｈα、ｉｈβ）とには位相差が生じる。このため、位置検出部４４では、仮回転角度θ１を変更することとなり、ひいては回転角度θが正しい値にもかかわらず変更されることとなる。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）実際に伝播する周波数信号（電流信号ｉｈα、ｉｈβ）についての目標振幅値と実際の振幅値との差を縮めるように、回転角度θを設定した。これにより、電動機１０に磁気飽和が生じた場合であれ、回転角度についての情報をより適切に取得することができる。

（２）電動機１０の出力制御のための電流の位相角に基づき、目標振幅値を定めた。これにより、想定される振幅を適切に設定することができる。

（３）電動機１０の出力制御のための電流の位相角に加えて、更に、電動機１０の出力トルクの推定値Ｔｅに基づき、目標振幅値を定めた。これにより、目標振幅値をより高精度に定めることができる。

（４）実際に伝播する高周波信号としての電流信号ｉｈα、ｉｈβの振動方向に基づき仮回転角度θ１を算出し、これを先の図８に示す関係情報に基づき補正した。ここで仮回転角度θ１は、電動機１０に磁気飽和が生じるときには真の回転角度とはならないが、先の図８に示した関係情報を用いることで、電動機１０に磁気飽和が生じるときであっても回転角度θを高精度に設定することができる。

（５）高周波電圧設定部４０によって電動機１０に重畳する高周波信号を、磁気飽和の有無にかかわらず電動機１０のインダクタンスが最小となる方向に定めた。これにより、重畳される周波数信号と実際に伝播する周波数信号との位相角を一致させることができる。そして、先の図８に示した関係情報により磁気飽和の有無にかかわらず周波数信号の位相角のずれを補正し、回転角度θを高精度に設定することができる。

（６）電動機１０の出力トルクが所定以上のときには目標振幅値と実際の振幅値との差を縮めるような補正を行なって且つ、出力トルクが所定未満であるときには予め定められた補正量Δθｂに基づき仮回転角度θ１を補正した。これにより、低トルク領域から高トルク領域まで回転角度についての高精度の情報を取得することができる。

（７）電動機１０の出力トルクが所定以上であるか否かを、出力トルクの推定値Ｔｅに基づき判断することで、出力トルクが所定以上であるか否かを適切に判断することができる。

（８）電動機１０のインダクタンスが最小となると想定される方向（ｄ軸方向）に高周波信号（電圧信号ｖｈｄｃ）を重畳し、実際に伝播する高周波信号としての電流信号ｉｈα、ｉｈβと電圧信号ｖｈｄｃとの外積の値がゼロとなるように仮回転角度θ１を算出した。これにより、インダクタンスが最小となる方向に高周波信号を重畳するように仮回転角度θ１を算出することができる。特に、外積を用いることで、逆三角関数の演算等を行なうことなく、電流信号ｉｈα、ｉｈβと電圧信号ｖｈｄｃとの位相差がゼロとなるように回転角度を容易に算出することができる。

（９）上記外積を、静止座標系（αβ座標系）にて算出した。これにより、正確に知りえる座標系に基づき、外積を適切に算出することができる。特に、高周波信号を仮回転角度θ１に基づきｄ軸と推定される方向に重畳する際には、この重畳する高周波信号を一旦固定座標系に変換することが便宜であるため、この手法は有効である。

（１０）指令電流値ｉｄｃ，ｉｑｃを、突極性が消失する値を回避して設定した。これにより、実際に伝播する高周波信号の偏向を利用した仮回転角度θ１の算出ができなくなる状況を回避することができる。

（１１）トルク最大化曲線上の電流が作る電流ベクトル及びｑ軸間の角度が所定値以上であるときに、トルク最大化曲線上の電流を指令電流値として設定し、且つ所定値以上でないときには、同曲線上の電流が作る電流ベクトルよりもｄ軸の負の方向側に傾いた電流ベクトルによって指令電流値を設定した。これにより、トルク最大化曲線上の電流を極力指令電流値として採用しつつも、突極性の消失を回避することができる。

（１２）高周波信号を特定の位相角方向に重畳することで、電動機１０の駆動に伴う騒音や振動を抑制しつつ高周波信号を重畳することができる。これに対し、例えばｄｑ平面上の全ての方向に高周波信号を重畳する場合には、騒音や振動が増大する。

（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１２に、本実施形態にかかる制御システムの全体構成を示す。なお、図１２において、先の図１に示した部材と対応する部材には、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、インバータ３４の出力信号に高周波信号を重畳させるべく、高周波電流設定部６０を備えている。高周波電流設定部６０では、仮回転角度θ１によってｄ軸方向と推定される方向、すなわちインダクタンスが最小となると想定される方向に、高周波信号としての電流信号ｉｈｄｃ１を重畳すべく、αβ変換部４１ａに電流信号ｉｈｄｃ１を出力する。αβ変換部４１ａでは、仮回転角度θ１に基づき、電流信号ｉｈｄｃ１を、αβ軸上の電流信号ｉｈαｃ，ｉｈβｃに変換する。そして、これら電流信号ｉｈαｃ，ｉｈβｃは、ｄｑ変換部４１ｂに出力される。ｄｑ変換部４１ｂでは、回転角度θに基づき、電流信号ｉｈαｃ，ｉｈβｃを、ｄｑ軸上の電流信号ｉｈｄｃ２，ｉｈｑｃ２に変換する。そして、これら電流信号ｉｈｄｃ２，ｉｈｑｃ２が、加算器２５ａ，２５ｂを通じて指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃに重畳される。

指令電圧設定部２６は、上述したように、指令電流ｉｄｃ（詳しくは、電流信号ｉｈｄｃ２の重畳された指令電流ｉｄｃ）及びｄ軸上の実電流ｉｄの差に基づきｄ軸上の指令電圧ｖｄｃを設定し、指令電流ｉｑｃ（詳しくは、電流信号ｉｈｑｃ２の重畳された指令電流ｉｑｃ）及びｑ軸上の実電流ｉｑの差に基づきｑ軸上の指令電圧ｖｑｃを設定する。これにより、指令電圧ｖｄｃ，ｖｑｃは、仮回転角度θ１によってｄ軸方向と想定される方向に電流信号ｉｈｄｃ１を重畳するためのものとなる。

一方、ｄｑ変換部２２ａは、実電流ｉｕ，ｉｖから高周波成分を除去することなく、これらを実電流ｉｄ，ｉｑに変換する。このため、上記指令電圧ｖｄｃ，ｖｑｃには、電流信号ｉｈｄｃを重畳したときに（より正確には、電流信号ｉｈｄｃ２を重畳すべく指令電圧を設定したときに）実際に電動機１０を流れる周波数信号が混入している。

指令電圧ｖｄｃ、ｖｑｃは、αβ変換部２７において、回転角度θに基づき、α軸上の指令電圧ｖαｃとβ軸上の指令電圧ｖβｃとに変換される。そして、高周波電圧検出部６６では、これら指令電圧ｖαｃ，ｖβｃから、電動機１０を実際に伝播する高周波信号に応じたα軸上の電圧信号ｖｈαとβ軸上の電圧信号ｖβｃとを抽出する。

一方、位置検出部６８では、電圧信号ｖｈαｃ、ｖｈβｃのベクトル信号と、上記電流信号ｉｈαｃ，ｉｈβｃのベクトル信号との外積をゼロとするように仮回転角度θ１を算出する。これにより、仮回転角度θ１は、電動機１０のインダクタンスが最小となる位置をゼロとする値とされる。なお、この仮回転角度θ１の算出手法は、先の図１に示した位置検出部４４による算出手法に準ずる。

位置設定部７０は、実電流ｉｄ，ｉｑに基づき出力トルクの推定値Ｔｅ及び実電流ｉｑ，ｉｑの電流ベクトルの位相φを算出し、これらに基づき図１３に示す関係情報から、電圧信号ｖｈα、ｖｈβの目標振幅値を設定する。そして、高周波電圧検出部６６によって検出される実際の振幅ｖｈｎと目標振幅値との差をゼロとするための補正量Δθを設定する。なお、こうした手法による補正量Δθの算出は、先の図１の位置補正部４６と同様、出力トルクが所定以上であるときに行なう。そして、低トルク領域では、先の図９に示したオフセット値設定部４６ｆによる補正と同様の補正を行なう。

以上説明した本実施形態では、先の第１の実施形態の上記各効果に準じた効果を得ることができる。

（第３の実施形態）
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１４に、本実施形態にかかる位置補正部４６の構成を示す。なお、図１４において、先の図９に示した部材と対応する部材については便宜上同一の符号を付している。

本実施形態では、出力トルクの推定値Ｔｅ及び位相φに加えて、回転速度ωに基づき、目標振幅値を設定する。これは、インバータ３４の出力信号に高周波信号を重畳したときに電動機１０を実際に伝播する高周波信号の振幅が、回転速度ωによっても変動し得るためである。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）〜（１２）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（１３）出力トルクの推定値Ｔｅ及び位相φに加えて、回転速度ωに基づき、目標振幅値を設定した。これにより、電動機１０を実際に伝播する高周波信号の振幅をより高精度に設定することができ、ひいては、回転角度θをより高精度に設定することができる。

（第４の実施形態）
以下、第４の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１５に、本実施形態にかかる電動機１０の制御システムの全体構成を示す。なお、図１５において、先の図１に示した部材と対応する部材については便宜上同一の符号を付している。図示されるように、本実施形態では、インバータ３４の出力信号に重畳させる高周波信号としての電圧信号ｖｈｄｃと電動機１０を実際に伝播する高周波信号との２つのベクトル信号の外積に基づく仮回転角度θ１の算出を行わない。これに代えて、本実施形態では、位置設定部７０において回転角度θを直接設定する。

図１６に、位置設定部７０の構成を示す。なお、図１６において、先の図９に示した部材と同一の部材には便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、位置設定部７０では、目標振幅値ｉｈｎｃと実際の振幅値ｉｈｎとが一致するように、角度設定部７０ａにより回転角度θが設定される。そして、先の図１５に示した高周波電圧設定部４０では、回転角度θからｄ軸方向と想定される方向に高周波信号としての電圧信号ｖｈｄｃを算出する。このため、本実施形態では、電動機１０のインダクタンスが最小となる方向に必ずしも高周波信号を重畳するのではなく、ｄ軸と推定される方向に高周波信号を重畳することとなる。このため、出力トルクの推定値Ｔｅ及び位相φと目標振幅値ｉｈｎｃとの関係情報として先の図８に示した関係情報に代えて、ｄ軸方向に高周波信号が重畳されるときに想定される関係情報を、上記目標振幅値設定部４６ｃに記憶しておく。

以上説明した本実施形態によっても、先の第１の実施形態の上記（１）〜（３）、（１２）の効果を得ることができる。

（第５の実施形態）
以下、第５の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１７に、本実施形態にかかる電動機１０の制御システムの全体構成を示す。なお、図１７において、先の図１に示した部材と対応する部材については便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、ｄｑ変換部２２ｂにおいて、実電流ｉｕ，ｉｖを、仮回転角度θ１に基づきｄ軸電流及びｑ軸電流と推定される電流に変換する。そして、高周波電流検出部４２において、電動機１０を実際に伝播する周波数信号としての仮回転角度θ１に基づくｄ軸上の電流信号ｉｈｄ及びｑ軸上の電流信号ｉｈｑを抽出する。そして、位置検出部４４においては、ｄｑ軸上で、換言すれば回転座標系で、高周波信号としての電圧信号ｖｈｄｃと、電流信号ｉｈｄ，ｉｈｑとの２つのベクトル信号の外積を算出する。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）〜（８）、（１０）〜（１２）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（１４）位置検出部４４において回転座標系にて外積演算をすることで、回転角度θの設定を行なうことができる。

（第６の実施形態）
以下、第６の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１８に、本実施形態にかかる指令電流の設定態様を示す。

本実施形態では、図中２点鎖線にて示す直線及び実線にて示す曲線を、指令電流を定める曲線として採用する。ここで、２点鎖線にて示す直線は、トルク最大化曲線上の電流の作る電流ベクトルよりもｄ軸の負方向側に傾いた電流ベクトルによって定まるものである。特に、本実施形態では、トルク最大化曲線によって定まる電流ベクトルの位相（ｄ軸の正方向を基準とする）が「１３５°」以上となるときには、指令電流をトルク最大化曲線上のものとする。また、トルク最大化曲線を用いない部分については、位相が「１３５°」の直線とする。これは、先の図７に示したように、指令電流をｑ軸とするときには実際に伝播する高周波信号の偏向が見られないが、このとき同一のトルクを生成可能であって且つ位相を「１３５°」とする電流ベクトルによって指令電流を定めると、実際に伝播する高周波信号に顕著な偏向が見られることによる。しかも、先の図７に示されるように、位相を「１３５°」とする電流ベクトルによれば、電流が最も流れやすい方向がｄ軸方向となっている。そして、位相が「１３５°」以上であるときには、電流が最も流れやすい方向はｄ軸方向であると考えられる。

このため、本実施形態によれば、電動機１０を実際に伝播する高周波信号の振幅値と目標振幅値との差を縮めるように仮回転角度θ１を補正することなく、仮回転角度θ１を最終的な回転角度θとすることが可能となる。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・上記第２の実施形態において、実電流ｉｄ，ｉｑをαβ軸上での電圧ｖα、ｖβに変換した後、これを高周波電圧検出部６６に取り込む構成としてもよい。この場合、高周波電圧検出部６５の出力する信号を、電動機１０を実際に伝播する電流信号のみによって生成される高周波信号とすることができる。これに対し、上記第２の実施形態においては、高周波電圧検出部６５の出力には、高周波電流設定部６０の出力する信号成分が含まれることとなる。ただし、第２の実施形態は、電動機１０の出力制御のために実電流ｉｄ，ｉｑをαβ軸上の電圧に変換する処理手段を流用するため、処理を簡素化する上で優れている。

・先の第２〜第６の実施形態において、目標振幅値を、出力トルクの推定値Ｔｅと出力制御のための電流の位相φと回転速度ωとによって設定してもよい。

・目標振幅値を、位相φと、回転速度ωとから設定してもよい。

・オフセット値設定部４６ｆによる補正量の設定や、目標振幅値の設定、更には補正量Δθａ，Δθｂの切り替えの際に用いるパラメータである出力トルクとしては、推定値Ｔｅに限らず、要求トルクＴｄであってもよい。出力トルクは要求トルクＴｄとなるように制御されるものであるため、要求トルクＴｄは、出力トルクと相関を有するパラメータである。更に、要求トルクに代えて、指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃや実電流ｉｄ，ｉｑを用いてもよい。実電流ｉｄ，ｉｑによって出力トルクが定まることから、実電流ｉｄ，ｉｑは出力トルクと相関を有するパラメータである。また、実電流ｉｄ，ｉｑは指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃに制御されるものであるため、指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃは実電流ｉｄ，ｉｑと相関を有するパラメータであり、ひいては出力トルクと相関を有するパラメータである。

・先の第２の実施形態にかかる位置検出部６８において、外積演算を回転座標系の成分に基づき行ってもよい。

・先の第４の実施形態で、先の第２の実施形態と同様、高周波信号として電流信号を用いてもよい。

・高周波信号をインダクタンスが最小となると想定される方向に重畳する手法としては、上記各実施形態で例示したものに限らない。例えば先の第１の実施形態において、高周波電圧設定手段４０の出力する電圧信号ｖｈｄｃを補正量Δθに基づき、指令電圧設定部２６の出力する指令電圧ｖｄｃ、ｖｑｃの双方に重畳することで行なってもよい。

・電動機１０を実際に伝播する高周波信号としては、上記に限らず、要は、電動機１０の電気的な状態量のうち、インバータ３４の出力信号に高周波信号を重畳すべく直接の操作対象となる電気的な状態量の検出値から算出される信号とすればよい。すなわち、例えばインバータ３４の出力電圧（電動機１０の相電圧）を指令電圧に操作することで高周波信号を重畳する場合、電圧以外の電気的な状態量（例えば電流）の検出値によって算出される高周波信号を電動機１０を実際に伝播する高周波信号とすればよい。

・インバータ３４の出力信号に重畳する高周波信号が電動機１０で実際に伝播する際に電流が偏向する性質を利用した回転角度（仮回転角度θ１）の算出手法としては、上記各実施形態で例示したものに限らない。例えば、重畳する高周波信号としてのベクトル信号Ａと、実際に伝播する高周波信号としてのベクトル信号Ｂとの内積に基づき、（１−Ａ・Ｂ／｜Ａ｜｜Ｂ｜）をゼロとするように仮回転角度θ１を算出してもよい。これによっても、逆三角関数の演算を行なうことなく、重畳する高周波信号としてのベクトル信号Ａと実際に伝播する高周波信号としてのベクトル信号Ｂとの位相差をゼロとするような仮回転角度θ１を算出することができる。もっとも、これらベクトル信号の外積や内積の値を算出するものに限らず、逆三角関数に基づきこれらベクトル信号間の位相差を算出することで、これをゼロとするように仮回転角度θ１を算出してもよい。

・指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃの設定手法としては、先の図６や図１８に例示したものに限らない。例えば指令電流による電流ベクトルとｄ軸の正方向とのなす角度にかかわらず、トルク最大化曲線を用いることなく、様々な要求に基づき指令電流を設定してもよい。

・構造上、突極性を有する電動機としては、上記電動機１０に限らない。例えば図１９（ａ）に示すような埋め込み磁石同期モータ（ＩＰＭＳＭ）でもよく、また例えば図１９（ｂ）に示すような同期リラクタンスモータ（ＳｙｎＲＭ）でもよい。

・多相回転機としては、電動機に限らず、発電機であってもよい。この場合であってもｑ軸と平行に近づくほど、先の図５に例示した現象が生じやすくなることに鑑み、突極性が消失する値を回避して指令電流を設定するなら、インバータ３４の出力信号に重畳する高周波信号が電動機１０で実際に伝播する際に電流が偏向する性質を利用した回転角度（仮回転角度θ１）の算出を良好に行なうことができる。

・上記各実施形態では、ハイブリッド車に本発明にかかる制御装置を適用したが、これに限らず、例えば電気自動車に適用してもよい。更には内燃機関を動力源とする車両におけるパワーステアリング等の動力伝達手段としての電動機に本発明の制御装置を適用してもよい。

第１の実施形態にかかる電動機の制御システムの全体構成を示す図。 同実施形態にかかる電動機のロータを示す図。 回転角度の検出に関する問題点を示す図。 上記実施形態にかかる電動機内の電流の偏向を利用した回転角度の算出処理を示す図。 電動機内の電流の偏向を利用した回転角度の算出手法の孕む問題点を示す図。 上記実施形態にかかる指令電流の設定態様を示す図。 指令電流の設定と電流の偏向態様との関係を示す図。 出力制御用の電流の位相φと出力トルクと目標振幅値との関係を示す図。 上記目標振幅値に基づく回転角度の補正量の算出処理を示す図。 上記実施形態にかかる回転角度の設定処理の手順を示す流れ図。 上記回転角度の設定処理の態様を示す図。 第２の実施形態にかかる電動機の制御システムの全体構成を示す図。 出力制御用の電流の位相φと出力トルクと目標振幅値との関係を示す図。 第３の実施形態における目標振幅値に基づく回転角度の補正量の算出処理を示す図。 第４の実施形態にかかる電動機の制御システムの全体構成を示す図。 同実施形態にかかる回転角度の設定処理を示す図。 第５の実施形態にかかる電動機の制御システムの全体構成を示す図。 第６の実施形態にかかる指令電流の設定態様を示す図。 上記各実施形態の変形例における電動機のロータを示す図。

符号の説明

１０…電動機、２４…指令電流設定部（指令電流設定手段の一実施形態）、４０…高周波電圧設定部（重畳手段の一実施形態）、４４…位置検出部（算出手段の一実施形態）、４６…位置補正部（設定手段の一実施形態）。

Claims (14)

1. インバータのスイッチング素子を操作することで多相回転機の出力を制御するに際し、前記多相回転機の電気的な状態量に基づき前記多相回転機の回転角度についての情報を取得する多相回転機の制御装置において、
   前記回転角度に基づき、前記多相回転機の電気角の周期とは異なる周期を有して且つ任意の位相角方向に振動する周波数信号を前記インバータの出力信号に重畳する重畳手段と、
   該重畳によって前記多相回転機を実際に伝播する周波数信号の振幅を検出する振幅検出手段と、
   該振幅検出手段によって検出される振幅を入力とし、前記実際に伝播する周波数信号についての想定される振幅と前記検出される振幅との差を縮めるように、前記回転角度を設定する設定手段とを備えることを特徴とする多相回転機の制御装置。
2. 前記設定手段は、前記多相回転機の出力制御のための電流の位相角に基づき前記想定される振幅を定めることを特徴とする請求項１記載の多相回転機の制御装置。
3. 前記設定手段は、前記多相回転機の出力制御のための電流の位相角に加えて、更に、前記多相回転機のトルク及びその相当値のいずれか並びに前記多相回転機の回転速度の少なくとも一方に基づき前記想定される振幅を定めることを特徴とする請求項２記載の多相回転機の制御装置。
4. 前記多相回転機は、その構造上、突極性を有するものであり、
   前記実際に伝播する周波数信号としての電流信号の振動方向に基づき前記多相回転機の回転角度を算出する算出手段を更に備え、
   前記設定手段は、前記算出手段によって算出される回転角度を補正するものであることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の多相回転機の制御装置。
5. 前記重畳手段は、前記算出手段によって算出される回転角度についての前記設定手段によって補正される前の値に基づき、前記任意の位相角を、前記多相回転機の構造上インダクタンスが最小となると想定される方向に定めることを特徴とする請求項４記載の多相回転機の制御装置。
6. 前記設定手段は、前記多相回転機の出力トルクが所定以上のときには前記振幅の差を縮めるような補正を行なって且つ、前記出力トルクが所定未満であるときには予め定められた補正値に基づき前記回転角度を補正することを特徴とする請求項４又は５記載の多相回転機の制御装置。
7. 前記設定手段は、前記多相回転機の出力トルクが所定以上であるか否かを、前記多相回転機の推定トルク値、要求トルク値、前記多相回転機の出力制御のための指令電流値、及び前記多相回転機を実際に流れる電流値の少なくとも１つに基づき判断することを特徴とする請求項６記載の多相回転機の制御装置。
8. 前記重畳手段は、前記多相回転機の構造上インダクタンスが最小となると想定される方向に前記任意の位相角を定めるものであり、
   前記算出手段は、前記実際に伝播する周波数信号と前記重畳した周波数信号との２つのベクトル信号の外積の値がゼロとなるように前記回転角度を算出することを特徴とする請求項４〜７のいずれかに記載の多相回転機の制御装置。
9. 前記算出手段は、前記外積を、静止座標系にて算出することを特徴とする請求項８記載の多相回転機の制御装置。
10. 前記算出手段は、前記外積を、回転座標系にて算出することを特徴とする請求項８記載の多相回転機の制御装置。
11. 前記多相回転機に要求される出力に基づき前記多相回転機に対する指令電流値を定める指令電流設定手段を更に備え、
    前記指令電流値は、突極性が消失する値を回避して設定されてなることを特徴とする請求項４〜１０のいずれかに記載の多相回転機の制御装置。
12. 前記多相回転機が３相回転機であり、
    前記指令電流設定手段は、前記多相回転機に要求される出力に基づき前記多相回転機に対するｄｑ軸上の指令電流値を定めるものであって且つ、最小の電流で最大のトルクを出力可能な曲線上の電流が作る電流ベクトルのｑ軸との角度が所定以上であるときに、前記曲線上の電流を前記指令電流値として設定し、且つ前記所定以上でないときには、前記曲線上の電流が作る電流ベクトルよりもｄ軸の負の方向側に傾いた電流ベクトルによって前記指令電流値を設定することを特徴とする請求項１１記載の多相回転機の制御装置。
13. インバータのスイッチング素子を操作することで突極性を有する多相回転機の出力を制御するに際し、前記多相回転機を流れる電流に基づき前記多相回転機の回転角度についての情報を取得する多相回転機の制御装置において、
    前記回転角度に基づき、前記多相回転機の電気角の周期とは異なる周期を有して且つ任意の位相角方向に振動する周波数信号を前記インバータの出力信号に重畳する重畳手段と、
    該重畳によって前記多相回転機を実際に伝播する周波数信号の振動方向に基づき前記多相回転機の回転角度を算出する算出手段と、
    前記多相回転機に要求される出力に基づき前記多相回転機に対する指令電流値を定める指令電流設定手段とを備え、
    前記指令電流値は、突極性が消失する値を回避して設定されてなることを特徴とする多相回転機の制御装置。
14. 前記多相回転機が３相回転機であり、
    前記指令電流設定手段は、前記多相回転機に要求される出力に基づき前記多相回転機に対するｄｑ軸上の指令電流値を定めるものであって且つ、最小の電流で最大のトルクを出力可能な曲線上の電流が作る電流ベクトルのｑ軸との角度が所定以上であるときに、前記曲線上の電流を前記指令電流値として設定し、且つ前記所定以上でないときには、前記曲線上の電流が作る電流ベクトルよりもｄ軸の負の方向側に傾いた電流ベクトルによって前記指令電流値を設定することを特徴とする請求項１３記載の多相回転機の制御装置。

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