JP3719910B2 - モータ制御装置 - Google Patents

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【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、モータの制御装置に係り、特に小型化、低コスト化、ならびにメンテナンスの容易化を図るようにしたモータ制御装置に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
従来から、例えば永久磁石同期モータの制御装置としては、回転する界磁の位置を検出して、それに合わせて駆動用インバータの制御を行なう方式のものと、界磁の位置に関係なく、開ループでインバータの出力周波数を制御する方式のものとがある。
【0003】
前者は、直流モータと類似の動作および特性が得られることから、ブラシレス直流モータと呼ばれる場合もある。
後者は、誘導機の電圧/周波数制御と同様の制御となるが、同強制風冷式の場合には脱調が発生する可能性がある。
従って、低速回転で大きなトルクを得ることが困難なため、繊維機械の巻取機等、特殊な用途に使用されているにすぎない。
【0004】
図17は、この種の永久磁石同期モータの基本的な制御構成を示すブロック図である。
図17に示すように、永久磁石同期モータ1と、直流電力を交流電力に変換して永久磁石同期モータ1に供給するための電圧形PWMインバータ(以下、単にインバータと称する)2と、永久磁石同期モータ1の印加電圧または電流の位相を決定するための磁極位置の検出器3と、電流制御器4とから構成されている。これに速度制御を行なうためには、そのための速度制御器5および回転速度の検出器3が付加される。
さらに、位置制御を行なう場合には、位置制御器6および位置の検出器3が付加される。
一方、最近では、この種の永久磁石同期モータの制御装置として、ベクトル制御により制御を行なう方式のものが提案されてきている。
図18は、この種のベクトル制御による従来の永久磁石同期モータの制御装置の構成例を示す機能ブロック図であり、図17と同一要素には同一符号を付して示している。
図18において、電流制御手段12では、d軸電流指令、q軸電流指令IdRef、IqRefと、電流座標変換手段14から出力されるd軸電流、q軸電流の実際値Id、Iqとを入力として、演算によりd軸電圧指令、q軸電圧指令VdRef、VqRefを求めて出力する。
【0005】
電圧指令座標変換手段13では、電流制御手段12から出力されるd軸電圧指令、q軸電圧指令VdRef、VqRefと、回転子位置センサ10から出力されるモータ回転子の位置検出値θとを入力として、演算によりインバータ2の3相電圧指令Vu、Vv、Vwを求めて出力する。
【0006】
電流座標変換手段14では、3相のうちの2相の電流検出値Iu、Iwと、回転子位置センサ10から出力される回転子位置検出値θとを入力として、演算によりdq座標軸での値である上記d軸電流、q軸電流の実際値Id、Iqを求めて出力する。
【0007】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、永久磁石モータやリラクタンスモータ等のモータの出力トルクを、上記のようなベクトル制御による制御装置で高精度かつ高速に制御する場合には、モータ回転子の位置に応じて電流を流し込むために、回転子位置センサ10を取り付ける必要がある。
【0008】
しかしながら、回転子位置センサ10は比較的体積が大きいために、装置が大型となって配置上の制約を誘起したり、回転子位置センサ10からの出力を制御装置本体まで伝送するための制御伝送線の引き回しの煩わしさ、断線等の故障要因が増加して、コストが高くなるばかりでなくメンテナンスも困難となる。
【0009】
これに対して、永久磁石モータにおいては、永久磁石の磁束に起因して回転中に発生するモータ逆起電圧を検出することで、間接的にモータ回転子の位置を知ることができるが、逆起電圧が原理的に発生しない回転数ゼロの運転状態では、モータ回転子の位置を知ることができないという問題がある。
【0010】
本発明の目的は、回転子位置センサを用いることなくモータ回転子の位置を把握して、小型化、低コスト化、ならびにメンテナンスの容易化を図ることが可能なモータ制御装置を提供することにある。
【0011】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するために、請求項1に対応する発明では、モータ回転子に磁気的突極性を有し、直流電力を交流電力に変換するインバータからの出力が供給される永久磁石モータの制御装置において、モータ回転子の回転周波数と異なる高周波数成分の回転電流指令を、トルクを出力するために必要なd軸電流指令およびq軸電流指令(q軸:回転子突方向、d軸:回転子突方向と直角方向)にそれぞれ重畳する高周波電流指令重畳手段と、モータのd軸電流およびq軸電流の実際値が高周波電流指令重畳手段から出力される電流指令値に追従するように、インバータ出力のd軸電圧指令およびq軸電圧指令を操作する電流制御手段と、電流制御手段からの出力であるd軸電圧指令およびq軸電圧指令を、モータ回転子の位置推定値を用いて、インバータの3相電圧指令に変換する電圧指令座標変換手段と、モータの3相電流を、モータ回転子の位置推定値を用いて、dq座標軸での値であるd軸電流およびq軸電流の実際値に変換する電流座標変換手段と、電流制御手段からの出力であるd軸電圧指令およびq軸電圧指令と、電流座標変換手段からの出力であるd軸電流およびq軸電流の実際値とを用いて、それぞれの入力の値の高周波電流指令重畳手段で重畳した高周波電流の周波数成分を抽出し、かつ当該q軸電圧高周波成分とq軸電流高周波成分との積から、d軸電圧高周波成分とd軸電流高周波成分との積を減じた値を算出し、当該算出値の直流成分がゼロとなるようにモータ回転子の回転速度推定値を補正して出力すると共に、モータ回転子の回転速度推定値の時間積分値をモータ回転子の位置推定値として出力する回転子位置推定手段とを備えている。
【0012】
従って、請求項1に対応する発明のモータ制御装置においては、以上のような手段を備えることにより、モータ回転子の回転速度と異なる高周波回転電流をモータに印加し、その電流を印加するために必要な高周波電圧を用いて、モータ回転子の磁気抵抗の差を検出することで、回転子位置センサなしにモータ回転子の位置を推定することができる。
【0013】
特に、q軸高周波電圧成分とq軸高周波電流成分との積と、d軸高周波電圧成分とd軸高周波電流成分との積との差の直流成分に応じて、モータ回転子の位置推定値を補正することにより、簡単な装置構成で高精度の磁極位置推定値を得ることができる。
【0014】
これにより、回転子位置センサを用いることなくモータ回転子の位置を把握して、小型化、低コスト化、ならびにメンテナンスの容易化を図ることが可能となる。
【0015】
また、請求項2に対応する発明では、上記請求項1に対応する発明のモータ制御装置において、回転子位置推定手段に、q軸電圧高周波成分とq軸電流高周波成分との積から、d軸電圧高周波成分とd軸電流高周波成分との積を減じた結果を入力として、高周波電流指令重畳手段で重畳する高周波電流指令の周波数の2倍の周波数成分のみを選択的に遮断して出力するフィルタ手段を付加している。
【0016】
従って、請求項2に対応する発明のモータ制御装置においては、以上のような手段を備えることにより、速度変化率が高い運転状態におけるモータ回転子位置推定応答速度遅れなく、直流成分のみを取り出すことができる。
【0017】
さらに、請求項3に対応する発明では、モータ回転子に磁気的突極性を有し、直流電力を交流電力に変換するインバータからの出力が供給される永久磁石モータの制御装置において、モータ回転子の回転周波数と異なる高周波数成分の回転電流指令を、トルクを出力するために必要なd軸電流指令およびq軸電流指令(q軸:回転子突方向、d軸:回転子突方向と直角方向)にそれぞれ重畳する高周波電流指令重畳手段と、永久磁石モータのd軸電流およびq軸電流の実際値が高周波電流指令重畳手段からの出力である電流指令値に追従するように、インバータ出力のd軸電圧指令およびq軸電圧指令を操作する電流制御手段と、電流制御手段からの出力であるd軸電圧指令およびq軸電圧指令を、モータ回転子の位置推定値を用いてインバータの3相電圧指令に変換する電圧指令座標変換手段と、永久磁石モータの3相電流を、モータ回転子の位置推定値を用いてdq座標軸での値であるd軸電流およびq軸電流の実際値に変換する電流座標変換手段と、電流制御手段からの出力であるd軸電圧指令およびq軸電圧指令と、電流座標変換手段からの出力であるd軸電流検出値およびq軸電流検出値とを用いて、それぞれの入力の値の高周波電流指令重畳手段で重畳した高周波電流の周波数成分を抽出し、かつ当該q軸電圧高周波成分とq軸電流高周波成分との積から、d軸電圧高周波成分とd軸電流高周波成分との積を減じた値を算出し、当該算出値の直流成分がゼロとなるようにモータ回転子の回転速度推定値を補正して出力すると共に、モータ回転子の回転速度推定値の時間積分値をモータ回転子の位置推定値として出力する回転子位置推定手段と、永久磁石モータの永久磁石のN極、S極を同定するように、高周波電流指令重畳手段からの出力であるd軸電流指令に一定時間で交番する正負の直流電流指令を重畳するd軸直流電流指令重畳手段と、電流制御手段からの出力であるd軸電圧指令と、電流座標変換手段からの出力であるd軸電流の実際値とを入力として、それぞれの入力の値の高周波電流指令重畳手段で重畳した高周波電流の周波数成分を抽出し、かつ当該d軸電圧高周波成分をd軸電流高周波成分で除した値を、d軸直流電流指令重畳手段で重畳したd軸直流電流が正の時と負の時とで大小関係を比較し、当該大小比較結果に応じて永久磁石のN極がd軸正方向であるか負方向であるかを判別し、位相角修正値を算出して出力するNS判別手段とを備えている。
【0018】
従って、請求項3に対応する発明のモータ制御装置においては、以上のような手段を備えることにより、埋め込み磁石モータや永久磁石リラクタンスモータ等のように、モータ回転子に磁気的突極性を有する永久磁石モータのモータ回転子の位置を検出することができる。
【0019】
また、請求項4に対応する発明では、上記請求項1に対応する発明のモータ制御装置において、回転子位置推定手段のモータ回転子位置補正の制御ゲインを、電源投入時やインバータ動作停止後の再起動時等のインバータ動作開始時と通常運転時とで異なる値として設定する手段を付加している。
【0020】
従って、請求項4に対応する発明のモータ制御装置においては、以上のような手段を備えることにより、インバータ動作開始時のモータ回転子の位置推定の整定時間の短縮と、高ゲインによる定常時のモータ回転子の位置推定の安定性との両立を図ることができる。
【0021】
さらに、請求項5に対応する発明では、上記請求項1に対応する発明のモータ制御装置において、回転子位置推定手段に、モータ回転子位置補正の制御ゲインを、q軸電圧高周波成分とq軸電流高周波成分との積から、d軸電圧高周波成分とd軸電流高周波成分との積を減じた値の直流成分の絶対値の大きさに応じて可変設定する制御ゲイン設定手段を付加している。
【0022】
従って、請求項5に対応する発明のモータ制御装置においては、以上のような手段を備えることにより、外乱が加わった時のモータ回転子の位置推定失敗、いわゆる脱調現象の防止と、定常時の安定性との両立を図ることができる。
【0023】
一方、請求項6に対応する発明では、直流電力を交流電力に変換するインバータからの出力が供給される永久磁石モータの制御装置において、永久磁石モータのd軸電流およびq軸電流の実際値がd軸電流指令値およびq軸電流指令値に追従するように、インバータ出力のd軸電圧指令およびq軸電圧指令を操作する電流制御手段と、電流制御手段からの出力であるd軸電圧指令およびq軸電圧指令を、永久磁石モータのモータ回転子の位置推定値を用いてインバータの3相電圧指令に変換する電圧指令座標変換手段と、永久磁石モータの3相電流を、モータ回転子の位置推定値を用いてdq座標軸での値であるd軸電流およびq軸電流の実際値に変換する電流座標変換手段と、電流制御手段からの出力であるd軸電圧指令およびq軸電圧指令と、d軸電流指令値およびq軸電流指令値と、モータ回転子の回転速度推定値とを用いて、永久磁石モータの永久磁石によるモータ誘起電圧を推定演算する第一の誘起電圧推定演算手段と、電流制御手段からの出力であるd軸電圧指令およびq軸電圧指令と、電流座標変換手段からの出力であるd軸電流およびq軸電流の実際値と、モータ回転子の回転速度推定値とを用いて、永久磁石モータの永久磁石によるモータ誘起電圧を推定演算する第二の誘起電圧推定演算手段と、第一の誘起電圧推定手段からの出力である誘起電圧d軸成分推定値に重み係数を乗じた値と、第二の誘起電圧推定手段からの出力である誘起電圧d軸成分推定値に重み係数を乗じた値とを加算した値がゼロとなるように、モータ回転子の回転速度推定値を補正して出力すると共に、モータ回転子の回転速度推定値の時間積分値をモータ回転子の位置推定値として出力する回転子位置推定手段とを備えている。
【0024】
従って、請求項6に対応する発明のモータ制御装置においては、以上のような手段を備えることにより、電流指令値を用いた誘起電圧推定値による検出系のノイズ等に対する安定性の向上と、電流実際値を用いた誘起電圧推定による回転子位置推定誤差が大きい場合の検出感度向上との両方のよい特性を持ったモータ回転子の位置推定を行なうことができる。
【0025】
また、請求項7に対応する発明では、上記請求項6に対応する発明のモータ制御装置において、回転子位置推定手段に、第一の誘起電圧推定手段からの出力である誘起電圧d軸成分推定値と、第二の誘起電圧推定手段からの出力である誘起電圧d軸成分推定値とにそれぞれ乗じる重み係数を、回転子位置推定手段からの出力であるモータ回転子の回転速度推定値の絶対値の大きさに応じて可変設定する重み係数設定手段を付加している。
【0026】
従って、請求項7に対応する発明のモータ制御装置においては、以上のような手段を備えることにより、外乱等によるモータ回転子の位置推定誤差が大きくなり易い高速運転領域での検出感度向上と、低速運転領域での検出系ノイズに対する安定性の向上との両立を図ることができる。
【0027】
さらに、請求項8に対応する発明では、上記請求項6に対応する発明のモータ制御装置において、回転子位置推定手段に、電流制御手段からの出力である電圧指令がインバータの出力可能最大電圧を上回った場合には、第一の誘起電圧推定手段からの出力である誘起電圧d軸成分推定値を用いずに、第二の誘起電圧推定手段からの出力である誘起電圧d軸成分推定値のみを用いてモータ回転子の位置推定値補正を行なうように、重み係数を切り替える重み係数切替手段を付加している。
【0028】
従って、請求項8に対応する発明のモータ制御装置においては、以上のような手段を備えることにより、電圧指令がインバータの出力可能最大電圧を越えた場合の電流制御不能状態で電流実際値が電流指令値とかけ離れた場合に、電流指令値を用いてモータ誘起電圧の推定を行なうことによる推定誤差を防止することができる。
【0029】
さらにまた、請求項9に対応する発明では、上記請求項6に対応する発明のモータ制御装置において、回転子位置推定手段に、第一の誘起電圧推定手段からの出力である誘起電圧d軸成分推定値と、第二の誘起電圧推定手段からの出力である誘起電圧d軸成分推定値とにそれぞれ乗じる重み係数を、電流制御手段からの出力であるd軸電圧指令の2乗とq軸電圧指令の2乗との和の平方根(電圧ベクトル振幅)の、インバータの出力可能最大電圧に対する比率(変調率)の大きさに応じて可変設定する重み係数設定手段を付加している。
【0030】
従って、請求項9に対応する発明のモータ制御装置においては、以上のような手段を備えることにより、重み係数を連続的に変化させることで、上記請求項8に対応する発明のモータ制御装置で問題となる可能性のある、重み係数の急激な切替えによる制御不連続を抑制することができる。
【0031】
一方、請求項10に対応する発明では、直流電力を交流電力に変換するインバータからの出力が供給される永久磁石モータの制御装置において、d軸電流指令値およびq軸電流指令値と、永久磁石モータのd軸電流およびq軸電流の実際値とを入力として、トルク成分電流実際値がトルク成分電流指令値に追従するように電圧位相角を操作する電流制御手段と、電流制御手段からの出力である電圧位相角と、インバータの入力直流電圧とを入力として、インバータの出力可能最大電圧をd軸およびq軸に分配してd軸電圧指令およびq軸電圧指令を生成するdq軸電圧指令発生手段と、dq軸電圧指令発生手段からの出力であるd軸電圧指令およびq軸電圧指令を、永久磁石モータのモータ回転子の位置推定値を用いてインバータの3相電圧指令に変換する電圧指令座標変換手段と、永久磁石モータの3相電流を、モータ回転子の位置推定値を用いてdq座標軸での値であるd軸電流およびq軸電流の実際値に変換する電流座標変換手段と、電流制御手段からの出力であるd軸電圧指令およびq軸電圧指令と、電流座標変換手段からの出力であるd軸電流およびq軸電流の実際値と、モータ回転子の回転速度推定値とを用いて、永久磁石モータの永久磁石によるモータ誘起電圧を推定演算する誘起電圧推定演算手段と、誘起電圧推定手段からの出力である誘起電圧d軸成分推定値がゼロとなるように、モータ回転子の回転速度推定値を補正して出力すると共に、モータ回転子の回転速度推定値の時間積分値をモータ回転子の位置推定値として出力する回転子位置推定手段とを備えている。
【0032】
従って、請求項10に対応する発明のモータ制御装置においては、以上のような手段を備えることにより、インバータの出力可能最大電圧での電圧位相角操作による電流制御、いわゆる1パルスベクトル制御を、回転子位置センサなしに実現することができる。
【0033】
また、請求項11に対応する発明では、上記請求項6に対応する発明のモータ制御装置において、電流制御手段からの出力であるd軸電圧指令およびq軸電圧指令を入力として、dq軸電圧ベクトルのd軸に対する位相角の時間変化率を算出して出力する電圧位相角回転速度演算手段と、インバータの動作開始後一定時間は、電流制御手段に入力するd軸電流指令値およびq軸電流指令値を共にゼロに設定すると共に、回転子位置推定手段から出力するモータ回転子の回転速度推定値および位置推定値を共にゼロに設定し、その間に電圧位相角回転速度演算手段から出力される電圧位相角回転速度を、回転子位置推定手段のモータ回転子の回転速度推定値の初期値として設定する手段とを付加し、モータ回転子の回転速度推定値の初期値を設定した後に回転子位置推定手段の動作を開始して定常動作に移行するようにしている。
【0034】
従って、請求項11に対応する発明のモータ制御装置においては、以上のような手段を備えることにより、回転中の永久磁石モータをインバータで再始動する時の過渡変動の抑制と、定常動作への速やかな移行との両立を図ることができる。
【0035】
一方、請求項12に対応する発明では、モータ回転子に磁気的突極性を有し、直流電力を交流電力に変換するインバータからの出力が供給される永久磁石モータの制御装置において、モータ回転子の回転周波数と異なる高周波数成分の回転電流指令を、トルクを出力するために必要なd軸電流指令およびq軸電流指令(q軸:回転子突方向、d軸:回転子突方向と直角方向)にそれぞれ重畳する高周波電流指令重畳手段と、永久磁石モータのd軸電流およびq軸電流の実際値が高周波電流指令重畳手段から出力される電流指令値に追従するように、インバータ出力のd軸電圧指令およびq軸電圧指令を操作する電流制御手段と、電流制御手段からの出力であるd軸電圧指令およびq軸電圧指令を、モータ回転子の位置推定値を用いてインバータの3相電圧指令に変換する電圧指令座標変換手段と、永久磁石モータの3相電流を、モータ回転子の位置推定値を用いてdq座標軸での値であるd軸電流およびq軸電流の実際値に変換する電流座標変換手段と、電流制御手段からの出力であるd軸電圧指令およびq軸電圧指令と、電流座標変換手段からの出力であるd軸電流およびq軸電流の実際値とを用いて、それぞれの入力の値の高周波電流指令重畳手段で重畳した高周波電流の周波数成分を抽出し、かつ当該q軸電圧高周波成分とq軸電流高周波成分との積から、d軸電圧高周波成分とd軸電流高周波成分との積を減じた値を算出し、当該算出値の直流成分がゼロとなるようにモータ回転子の回転速度推定値を補正して出力すると共に、モータ回転子の回転速度推定値の時間積分値をモータ回転子の位置推定値として出力する第一の回転子位置推定手段と、電流制御手段からの出力であるd軸電圧指令およびq軸電圧指令と、d軸電流指令値およびq軸電流指令値と、モータ回転子の回転速度推定値とを用いて、永久磁石モータの永久磁石によるモータ誘起電圧を推定演算する第一の誘起電圧推定演算手段と、電流制御手段からの出力であるd軸電圧指令およびq軸電圧指令と、電流座標変換手段からの出力であるd軸電流およびq軸電流の実際値と、モータ回転子の回転速度推定値とを用いて、永久磁石モータの永久磁石によるモータ誘起電圧を推定演算する第二の誘起電圧推定演算手段と、第一の誘起電圧推定手段からの出力である誘起電圧d軸成分推定値に重み係数を乗じた値と、第二の誘起電圧推定手段からの出力である誘起電圧d軸成分推定値に重み係数を乗じた値とを加算した値がゼロとなるように、モータ回転子の回転速度推定値を補正して出力すると共に、モータ回転子の回転速度推定値の時間積分値をモータ回転子の位置推定値として出力する第二の回転子位置推定手段と、電流制御手段からの出力であるd軸電圧指令およびq軸電圧指令のベクトル和の大きさ(電圧べクトル振幅)を算出して出力する電圧ベクトル振幅演算手段と、インバータの動作開始後一定時間は、電流制御手段に入力するd軸電流指令値およびq軸電流指令値を共にゼロに設定すると共に、第一および第二の回転子位置推定手段から出力するモータ回転子の回転速度推定値および位置推定値を共にゼロに設定し、その間に電圧ベクトル振幅演算手段からの出力である電圧ベクトル振幅の大きさに応じて、当該電圧ベクトル振幅が一定値以上の場合には第二の回転子位置推定手段からの出力を、また電圧ベクトル振幅が一定値未満の場合には第一の回転子位置推定手段からの出力を、電圧指令座標変換手段および電流座標変換手段に対するモータ回転子の位置推定値としてそれぞれ出力するように切り替える手段とを備えている。
【0036】
従って、請求項12に対応する発明のモータ制御装置においては、以上のような手段を備えることにより、インバータ再始動時のモータの回転速度によらずに、再始動時の過渡変動の抑制と、定常動作への速やかな移行との両立を図ることができる。
【0037】
また、請求項13に対応する発明では、上記請求項6に対応する発明のモータ制御装置において、インバータの動作開始後一定時間は、インバータの3相出力電圧を相間電圧がそれぞれゼロとなるように設定出力し、その時に流れる永久磁石モータの電流の実際値から電流周波数を算出し、回転子位置推定手段の初期値として設定する手段を付加している。
【0038】
従って、請求項13に対応する発明のモータ制御装置においては、以上のような手段を備えることにより、回転中の永久磁石モ一タに対するインバータ再始動、特に永久磁石モータの誘起電圧線間電圧がインバータの直流電圧以上になる高速回転中の再始動時の過渡変動の抑制と、定常動作への速やかな移行との両立を図ることができる。
【0039】
一方、請求項14に対応する発明では、直流電源と、当該直流電源からの直流電力を交流電力に変換して永久磁石モータに供給するインバータと、直流電源とインバータとの間を電気的に接続/切り離しするスイッチとから構成される、上記請求項6に対応する発明のモータ制御装置において、永久磁石モータの回転誘起電圧のダイオード整流電圧が、直流電源電圧を上回るような高速回転状態からインバータを動作させる場合に、インバータの動作開始前に直流電源とインバータとの間のスイッチを投入し、その時永久磁石モータからインバータのスイッチング素子と逆並列に接続されたダイオードを介して流れる3相交流電流の実際値から電流周波数を算出し、回転子位置推定手段の初期値として設定した後にインバータの動作を開始する手段を付加している。
【0040】
従って、請求項14に対応する発明のモータ制御装置においては、以上のような手段を備えることにより、永久磁石モータの誘起電圧線間電圧がインバータの直流電源電圧以上になる高速回転中の再始動に際して、直流電源とインバ−タ直流入力とをスイッチで接続した際に流れる電流を検出するだけで、再始動時の過渡変動の抑制と、定常動作への速やかな移行との両立を図ることができる。
【0041】
また、請求項15に対応する発明では、上記請求項14に対応する発明のモータ制御装置において、スイッチの投入時、3相交流電流の実際値がすベてゼロの場合には、永久磁石モータの速度が低いと判断して、回転子位置推定手段で得られる定常状態と同一のモータ回転子の位置推定値でインバータの動作を開始する手段を付加している。
【0042】
従って、請求項15に対応する発明のモータ制御装置においては、以上のような手段を備えることにより、永久磁石モータの誘起電圧線間電圧の大小にかかわらず、回転中の永久磁石モータの再始動時の過渡変動抑制と、定常動作への速やかな移行との両立を図ることができる。
【0043】
【発明の実施の形態】
本発明は、モータのモータ回転子の回転速度と異なる高周波回転電流をモータに印加し、その電流を印加するために必要な高周波電圧を用いて、モータ回転子の磁気抵抗の差を検出することで、回転子位置センサなしにモータ回転子の位置を推定するものである。
【0044】
以下、上記のような考え方に基づく本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。
【0045】
(第1の実施の形態)
図1は、本実施の形態によるモータ回転子に磁気的突極性を有し、直流電力を交流電力に変換するインバータからの出力が供給されるモータの制御装置の構成例を示す機能ブロック図であり、図18と同一要素には同一符号を付して示している。
すなわち、本実施の形態のモータ制御装置は、図1に示すように、高周波電流指令重畳手段11と、電流制御手段12と、電圧指令座標変換手段13と、電流座標変換手段14と、回転子位置推定手段15とから構成している。
高周波電流指令重畳手段11は、モータ1のモータ回転子の回転周波数と異なる高周波数成分の回転電流指令を、トルクを出力するために必要なd軸電流指令およびq軸電流指令(q軸:回転子突方向、d軸:回転子突方向と直角方向)にそれぞれ重畳する。
【0046】
電流制御手段12は、電流座標変換手段14からの出力であるモータ1のd軸電流およびq軸電流の実際値が高周波電流指令重畳手段11から出力される電流指令値に追従するように、インバータ2出力のd軸電圧指令およびq軸電圧指令を操作する。
【0047】
電圧指令座標変換手段13は、電流制御手段12からの出力であるd軸電圧指令およびq軸電圧指令を、回転子位置推定手段15からの出力であるモータ回転子の位置推定値を用いて、インバータ2の3相電圧指令に変換する。
【0048】
電流座標変換手段14は、モータ1の3相電流(3相のうちの2相の電流検出値)を、回転子位置推定手段15からの出力であるモータ回転子の位置推定値を用いて、dq座標軸での値である上記d軸電流およびq軸電流の実際値に変換する。
【0049】
回転子位置推定手段15は、電流制御手段12からの出力であるd軸電圧指令およびq軸電圧指令と、電流座標変換手段14からの出力であるd軸電流およびq軸電流の実際値とを用いて、それぞれの入力の値の高周波電流指令重畳手段11で重畳した高周波電流の周波数成分を抽出し、かつこのq軸電圧高周波成分とq軸電流高周波成分との積から、d軸電圧高周波成分とd軸電流高周波成分との積を減じた値を算出し、この算出値の直流成分がゼロとなるようにモータ回転子の回転速度推定値を補正して出力すると共に、モータ回転子の回転速度推定値の時間積分値を上記モータ回転子の位置推定値として出力する。
【0050】
次に、以上のように構成した本実施の形態によるモータ制御装置の作用について説明する。
【0051】
図1において、高周波電流指令重畳手段11では、トルク指令に基づきあらかじめ記憶しておいたパターンにしたがったd軸電流指令、q軸電流指令IdRef1、IqRef1を入力として、モータ1の回転周波数に対して十分高い周波数、例えば500Hzの高周波回転電流指令IdRefHF、IqRefHFをそれぞれの電流指令IdRef1、IqRef1に重畳して、新たなd軸電流指令、q軸電流指令IdRef2、IqRef2が出力される。
【0052】
この場合、入力されるd軸電流指令、q軸電流指令IdRef1、IqRef1は、例えば次のような式で与えられる。
【0053】
IdRef1=TrqRef*k*cos(3π/4)
IqRef1=TrqRef*k*sin(3π/4)
(TrqRef:トルク指令、kは定数)
また、重畳する高周波成分は、例えば次のような式で与えられる。
【0054】
IdRefHF=I1HF*cos(2π*fHF*t)
IqRefHF=I1HF*sin(2π*fHF*t)
(I1HF:高周波電流振幅、fHF:重畳電流周波数500Hz、t:時刻)
さらに、出力する新たなd軸電流指令、q軸電流指令は、例えば次のような式で与えられる。
【0055】
IdRef2=IdRef1+IdRefHF
IqRef2=IqRef2+IqRefHF
電流制御手段12では、高周波電流指令重畳手段11から出力されるd軸電流指令、q軸電流指令IdRef2、IqRef2と、電流座標変換手段14から出力されるd軸電流、q軸電流の実際値Id、Iqとを入力として、次のような演算により、d軸電圧指令、q軸電圧指令VdRef、VqRefを求めて出力される。
【0056】
VdRef=(Kp+Ki/s)*(IdRef−Id)
VqRef=(Kp+Ki/s)*(IqRef−Iq)
(Kp:比例ゲイン、Ki:積分ゲイン、sはラプラス演算子)
電圧指令座標変換手段13では、電流制御手段12から出力されるd軸電圧指令、q軸電圧指令VdRef、VqRefと、回転子位置推定手段15から出力される回転子位置推定値θhとを入力として、次のような演算により、3相電圧指令Vu、Vv、Vwを求めて出力される。
【0057】
【数1】
【0058】
【数2】
【0059】
電流座標変換手段14では、モータ1の3相のうちの2相の電流検出値Iu、Iwと、回転子位置推定手段15から出力される回転子位置推定値θhとを入力として、次のような演算により、d軸電流、q軸電流の実際値Id、Iqを求めて出力される。
【0060】
【数3】
【0061】
回転子位置推定手段15では、電流制御手段12から出力されるd軸電圧指令、q軸電圧指令VdRef、VqRefと、電流座標変換手段14から出力されるd軸電流、q軸電流の実際値Id、Iqとを入力として、次のような手順により、モータ回転子の位置推定値θhおよび回転角速度推定値ωhを求めて出力される。
【0062】
すなわち、図1中のBPFブロックは、バンドパスフィルタ(Band Pass Filter)を示す。
【0063】
【数4】
【0064】
(xは入力、yは出力、fHFは高周波電流指令重畳手段11で重畳する高周波電流周波数成分(500Hz)、Qは定数)
d軸電圧指令、q軸電圧指令VdRef、VqRef、d軸電流、q軸電流Id、IqのバンドパスフィルタBFPの出力結果を、それぞれVdRefBPF、VqRefBPF、IdBFP、IqBPFとし、まず次のような評価関数Hが求められる。
【0065】
H=VqRefBPF*IqBPF−VdRefBPF*IdBPF
次に、この評価関数Hがゼロとなるように、比例積分制御により回転子角周波数推定値ωhを求めて出力される。
【0066】
ωh=(KpSL+KiSL/s)*H
(KpSL:比例ゲイン、KiSL:積分ゲイン、s:ラプラス演算子)
さらに、回転子角周波数推定値ωhの積分値が、モータ回転子の位置推定値 θhとして出力される。
【0067】
θh=1/s*ωh
(s:ラプラス演算子)
以上により、簡単な装置構成で、高精度の磁極位置推定値を得ることができる。
【0068】
上述したように、本実施の形態によるモータ制御装置では、回転子位置センサを用いることなくモータ回転子の位置を把握して、小型化、低コスト化、ならびにメンテナンスの容易化を図ることが可能となる。
【0069】
(第2の実施の形態)
図2は、本実施の形態によるモータ制御装置の構成例を示す機能ブロック図であり、図1と同一要素には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【0070】
すなわち、本実施の形態のモータ制御装置は、図2に示すように、図1における回転子位置推定手段15に、フィルタ手段であるバンドパスフィルタBFP2を付加した構成としている。
【0071】
バンドパスフィルタBFP2は、前記q軸電圧高周波成分とq軸電流高周波成分との積から、d軸電圧高周波成分とd軸電流高周波成分との積を減じた結果を入力として、高周波電流指令重畳手段11で重畳する高周波電流指令の周波数の2倍の周波数成分のみを選択的に遮断して出力する。
【0072】
次に、以上のように構成した本実施の形態によるモータ制御装置の作用について説明する。
【0073】
図2において、回転子位置推定手段15では、評価関数Hに対して次のようなバンドパスフィルタBFP2で、電流指令重畳高周波fHFの2倍の周波数成分のみを選択的に遮断した結果Hdcがゼロとなるように比例積分制御し、回転子角周波数推定値ωhを求めて出力される。
【0074】
【数5】
【0075】
ωh=(KpSL+KiSL/s)*Hdc
(KpSL:比例ゲイン、KiSL:積分ゲイン、s:ラプラス演算子)
さらに、この回転子角周波数推定値ωhの積分値が、モータ回転子の位置推定値θhとして出力される。
【0076】
θh=1/s*ωh
(s:ラプラス演算子)
上述したように、本実施の形態によるモータ制御装置では、速度変化率が高い運転状態におけるモータ回転子位置推定応答速度遅れなく、直流成分のみを取り出すことが可能となる。
(第3の実施の形態)
図3は、本実施の形態によるモータ回転子に磁気的突極性を有し、直流電力を交流電力に変換するインバータからの出力が供給される永久磁石モータの制御装置の構成例を示す機能ブロック図であり、図1と同一要素には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【0077】
すなわち、本実施の形態のモータ制御装置は、図3に示すように、図1におけるモータ1として、埋め込み磁石モータや永久磁石式リラクタンスモータ等のように、モータ回転子に磁気的突極性を有する永久磁石モータを適用し、さらにd軸直流電流指令重畳手段16と、NS判別手段17とを付加した構成としている。
【0078】
d軸直流電流指令重畳手段16は、永久磁石モータ1の永久磁石のN極、S極を同定するように、高周波電流指令重畳手段11からの出力であるd軸電流指令に一定時間で交番する正負の直流電流指令を重畳する。
【0079】
NS判別手段17は、電流制御手段12からの出力であるd軸電圧指令と、電流座標変換手段からの出力であるd軸電流の実際値とを入力として、それぞれの入力の値の高周波電流指令重畳手段11で重畳した高周波電流の周波数成分を抽出し、かつ当該このd軸電圧高周波成分をd軸電流高周波成分で除した値を、d軸直流電流指令重畳手段16で重畳したd軸直流電流が正の時と負の時とで大小関係を比較し、この大小比較結果に応じて永久磁石のN極がd軸正方向であるか負方向であるかを判別し、位相角修正値を算出して出力する。
【0080】
次に、以上のように構成した本実施の形態によるモータ制御装置の作用について、図4を用いて説明する。
【0081】
図3において、d軸直流電流指令重畳手段16では、高周波電流指令重畳手段11から出力されるd軸電流指令IdRef2を入力として、次のような手順で、新たなd軸電流指令IdRef3を求めて出力される。
【0082】
すなわち、インバータ2の動作開始時刻をt=0とし、インバータ2の動作開始からの経過時間T1、T2、T3に対応して、d軸直流電流バイアスIdBiasが設定される。
【0083】
T1<t<T2の時、 IdBias=+IdBIAS0
T2<t<T3の時、 IdBias=−IdBIAS0
それ以外の時、 IdBias=0
(IdBIASは正の一定値、モータ回転子鉄心が磁気飽和する程度大きい電流振幅値に相当する)
IdRef3=IdRef2+IdBias
NS判別手段17では、図4に示すように、電流制御手段12から出力されるd軸電圧指令VdRef、電流座標変換手段14から出力されるd軸電流Idを入力として、次のような演算により、現在のd軸がN極方向か、S極方向かを判別し、位相角修正値ΔθNSを求めて出力される。
【0084】
次に、d軸電圧指令VdRefのfHF(500Hz)周波数成分振幅|VdRefHF|が、次のような演算により求められる。
【0085】
【数6】
【0086】
また、d軸電流IdのfHF(500Hz)周波数成分振幅|IdHF|が、次のような演算により求められる。
【0087】
【数7】
次に、上記2つの演算値を用いて、次のような演算によりLdが求められる。
【0088】
Ld=|VdRefHF|/|IdHF|
次に、上記d軸直流電流指令重畳手段16において、正の直流バイアス電流指令を重畳している時間(T1<t<T2)に上記Ldをサンプルホールドした値をLdPとし、負の直流バイアス電流指令を重畳している時間(T2<t<T3)に上記Ldをサンプルホールドした値をLdMとし、これらの値LdPとLdMとの大小関係の比較結果に応じて、位相角修正値ΔθNSを求めて出力される。
【0089】
LdP<LdMの時、 ΔθNS=0
LdP>LdMの時、 ΔθNS=π
そして、回転子位置推定手段15から出力される回転子位置推定値θhと、位相角修正値ΔθNSとの加算値を、あらたな回転子位置推定値として、電圧指令座標変換手段13および電流座標変換手段14にそれぞれ入力して演算に用いられる。
【0090】
上述したように、本実施の形態によるモータ制御装置では、埋め込み磁石モータや永久磁石リラクタンスモータ等のように、モータ回転子に磁気的突極性を有する永久磁石モータ1のモータ回転子の位置を検出することが可能となる。
(第4の実施の形態)
本実施の形態によるモータ制御装置の構成は、前記第1の実施の形態と同一であり、前記回転子位置推定手段15のモータ回転子位置補正の制御ゲインを、電源投入時やインバータ2動作停止後の再起動時等のインバータ2動作開始時と通常運転時とで異なる値として設定する手段を付加している点のみが異なっている。
【0091】
次に、以上のように構成した本実施の形態によるモータ制御装置の作用について説明する。
【0092】
図5において、回転子位置推定手段15の制御比例ゲインKpSLは、インバータ2の動作開始から一定時間ΔT経過するまでの間は、ΔT以降の通常動作時の値よりも大きい値に設定される。
【0093】
0<t<ΔTの時、 KpSL=K1
ΔT<tの時、 kpSL=K2
(K1、K2は正の定数、K1>K2)
以上により、インバータ2の動作開始時の短時間での回転子位置推定ができ、かつ高ゲインに起因した定常時の回転子位置推定の安定性低下を抑制することができる。
【0094】
上述したように、本実施の形態によるモータ制御装置では、インバータ2動作開始時のモータ回転子の位置推定の整定時間の短縮と、高ゲインによる定常時のモータ回転子の位置推定の安定性との両立を図ることが可能となる。
(第5の実施の形態)
図6は、本実施の形態によるモータ制御装置の構成例を示す機能ブロック図であり、図1と同一要素には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【0095】
すなわち、本実施の形態のモータ制御装置は、図6に示すように、図1における回転子位置推定手段15に、モータ回転子位置補正の制御ゲインを、q軸電圧高周波成分とq軸電流高周波成分との積から、d軸電圧高周波成分とd軸電流高周波成分との積を減じた値の直流成分の絶対値の大きさに応じて可変設定する制御ゲイン設定手段 18を付加した構成としている。
【0096】
次に、以上のように構成した本実施の形態によるモータ制御装置の作用について説明する。
【0097】
図6において、回転子位置推定手段15では、電流制御手段12から出力されるd軸電圧指令、q軸電圧指令VdRef、VqRefと、電流座標変換手段14から出力されるdq軸電流、q軸電流の実際値Id、Iqとを入力として、次のような手順により、回転子位置推定値θhと回転角速度推定値ωhを求めて出力される。
【0098】
すなわち、図1中のBPFブロックは、バンドパスフィルタ(BaRd Pass Filter)を示す。
【0099】
【数8】
(xは入力、yは出力、fHFは高周波電流指令重畳手段11で重畳する高周波電流周波数成分(500Hz)、Qは定数)
【0100】
d軸電圧指令、q軸電圧指令VdRef、VqRef、d軸電流、q軸電流の実際値Id、IqのバンドパスフィルタBFPの出力結果を、それぞれVdRefBPF、VqRefBPF、IdBPF、IqBPFとし、まず次のような評価関数Hが求められる。
【0101】
H=VqRefBPF*IqBPF−VdRefBPF*IdBPF
次に、この評価関数Hに対して次のようなバンドパスフィルタBFP2で、電流指令重畳高周波fHFの2倍の周波数成分のみを選択的に遮断した結果Hdcが求められる。
【0102】
【数9】
【0103】
次に、この評価関数Hdcに対して、次のような演算により、制御ゲインKpSL、KiSLの設定値が求められる。
【0104】
KpSL=KpSL0+G・|Hdc|
KiSL=KiSL0+G・|Hdc|
(KpSL0、XiSL0、Gは定数)
次に、この評価関数Hdcがゼロとなるように、上記制御ゲインを用いた比例積分制御により、回転子角周波数推定値ωhを求めて出力される。
【0105】
ωh=(KpSL+KiSL/s)*H
(KpSL:比例ゲイン、KiSL:積分ゲイン、s:ラプラス演算子)
さらに、この回転子角周波数ωhの積分値が、モータ回転子の位置推定値θhとして出力される。
【0106】
θh=1/s*ωh
(s:ラプラス演算子)
以上により、外乱が加わった時の回転子位置推定失敗、いわゆる脱調現象の防止と、定常時の安定性の両立を図ることができる。
【0107】
上述したように、本実施の形態によるモータ制御装置では、外乱が加わった時のモータ回転子の位置推定失敗、いわゆる脱調現象の防止と、定常時の安定性との両立を図ることが可能となる。
(第6の実施の形態)
図7は、本実施の形態による直流電力を交流電力に変換するインバータからの出力が供給される永久磁石モータの制御装置の構成例を示す機能ブロック図であり、図1と同一要素には同一符号を付して示している。
すなわち、本実施の形態のモータ制御装置は、図7に示すように、電流制御手段12と、電圧指令座標変換手段13と、電流座標変換手段14と、第一の誘起電圧推定演算手段21と、第二の誘起電圧推定演算手段22と、回転子位置推定手段23とから構成している。
【0108】
モータ1は、永久磁石モータ、永久磁石リラクタンスモータ等の、回転によって逆起電圧がモータ端子に現われるモータである。
【0109】
電流制御手段12は、電流座標変換手段14からの出力である永久磁石モータ1のd軸電流およびq軸電流の実際値がd軸電流指令値およびq軸電流指令値に追従するように、インバータ2出力のd軸電圧指令およびq軸電圧指令を操作する。
【0110】
電圧指令座標変換手段13は、電流制御手段12からの出力であるd軸電圧指令およびq軸電圧指令を、回転子位置推定手段23からの出力である永久磁石モータ1のモータ回転子の位置推定値を用いて、インバータ2の3相電圧指令に変換する。
【0111】
電流座標変換手段14は、永久磁石モータ1の3相電流(3相のうちの2相の電流検出値)を、回転子位置推定手段23からの出力であるモータ回転子の位置推定値を用いて、dq座標軸での値であるd軸電流およびq軸電流の実際値に変換する。
【0112】
第一の誘起電圧推定演算手段21は、電流制御手段12からの出力であるd軸電圧指令およびq軸電圧指令と、d軸電流指令値およびq軸電流指令値と、回転子位置推定手段23からの出力であるモータ回転子の回転速度推定値とを用いて、永久磁石モータ1の永久磁石によるモータ誘起電圧を推定演算する。
【0113】
第二の誘起電圧推定演算手段22は、電流制御手段12からの出力であるd軸電圧指令およびq軸電圧指令と、電流座標変換手段14からの出力であるd軸電流およびq軸電流の実際値と、回転子位置推定手段23からの出力であるモータ回転子の回転速度推定値とを用いて、永久磁石モータ1の永久磁石によるモータ誘起電圧を推定演算する。
【0114】
回転子位置推定手段23は、第一の誘起電圧推定手段21からの出力である誘起電圧d軸成分推定値に重み係数を乗じた値と、第二の誘起電圧推定手段22からの出力である誘起電圧d軸成分推定値に重み係数を乗じた値とを加算した値がゼロとなるように、モータ回転子の回転速度推定値を補正して出力すると共に、モータ回転子の回転速度推定値の時間積分値を上記モータ回転子の位置推定値として出力する。
【0115】
次に、以上のように構成した本実施の形態によるモータ制御装置の作用について説明する。
【0116】
図7において、電流制御手段12では、d軸電流指令、q軸電流指令IdRef、IqRefと、電流座標変換手段14から出力されるd軸電流、q軸電流の実際値Id、Iqとを入力として、次のような演算により、d軸電圧指令、q軸電圧指令VdRef、VqRefを求めて出力される。
【0117】
VdRef=(Kp+Ki/s)*(IdRef−Id)
VqRef=(Kp+Ki/s)*(IqRef−Iq)
(Kp:比例ゲイン、Ki:積分ゲイン、sはラプラス演算子)
電圧指令座標変換手段13では、電流制御手段12から出力されるd軸電圧指令、q軸電圧指令VdRef、VqRefと、回転子位置推定手段23から出力される回転子位置推定値θhとを入力として、次のような演算により、3相電圧指令Vu、Vv、Vwを求めて出力される。
【0118】
【数10】
【0119】
電流座標変換手段14では、永久磁石モータ1の3相のうちの2相の電流検出値Iu、Iwと、回転子位置推定手段23から出力される回転子位置推定値θhとを入力として、次のような演算により、d軸電流、q軸電流の実際値Id、 Iqを求めて出力される。
【0120】
【数11】
【0121】
第一の誘起電圧推定演算手段21では、電流制御手段12から出力されるd軸電圧指令、q軸電圧指令VdRef、VqRefと、d軸電流指令、q軸電流指令IdRef、IqRefと、回転子位置推定手段23から出力される回転子角速度推定値ωhとを入力として、次のような演算により、d軸誘起電圧推定値Ed1を求めて出力される。
【0122】
【数12】
(R:モータ巻線抵抗、Ld、Lq:モータdq軸インダクタンス)
【0123】
第二の誘起電圧推定演算手段21では、電流制御手段12から出力されるd軸電圧指令、q軸電圧指令VdRef、VqRefと、電流座標変換手段14から出力されるd軸電流、q軸電流の実際値Id、Iqと、回転子位置推定手段23から出力される回転子回転角速度推定値ωhとを入力として、次のような演算により、d軸誘起電圧推定値Ed2を求めて出力される。
【0124】
【数13】
(R:モータ巻線抵抗、Ld、Lq:モータdq軸インダクタンス)
【0125】
回転子位置推定手段23では、第一の誘起電圧推定演算手段21から出力されるd軸誘起電圧推定値Ed1と、第二の誘起電圧推定演算手段22から出力されるd軸誘起電圧推定値Ed2とを入力として、次のような演算により、モータ回転子角速度推定値ωhおよび回転子位置推定値θhを求めて出力される。
【0126】
【数14】
(KpSL:制御比例ゲイン、KiSL:制御積分ゲイン、s:ラプラス演算子、k1、k2:正の定数)
【0127】
さらに、回転子角周波数推定値ωhの積分値が、モータ回転子の位置推定値 θhとして出力される。
【0128】
θh=1/s*ωh
(s:ラプラス演算子)
以上により、電流指令値を用いた誘起電圧推定値(第一の誘起電圧推定演算手段21)による、電流センサ等の検出系のノイズに対する安定性の向上と、電流実際値を用いた誘起電圧推定による回転子位置推定誤差が大きい場合の検出感度向上との両方のよい特性を持ったモータ回転子の位置推定を行なうことができる。
【0129】
上述したように、本実施の形態によるモータ制御装置では、電流指令値を用いた誘起電圧推定値による検出系のノイズ等に対する安定性の向上と、電流実際値を用いた誘起電圧推定による回転子位置推定誤差が大きい場合の検出感度向上との両方のよい特性を持ったモータ回転子の位置推定を行なうことが可能となる。(第7の実施の形態)
図8は、本実施の形態によるモータ制御装置の構成例を示す機能ブロック図であり、図7と同一要素には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【0130】
すなわち、本実施の形態のモータ制御装置は、図8に示すように、図7における回転子位置推定手段23に、重み係数設定部19を付加した構成としている。
【0131】
重み係数設定部19は、前記第一の誘起電圧推定手段21からの出力である誘起電圧d軸成分推定値と、第二の誘起電圧推定手段22からの出力である誘起電圧d軸成分推定値とにそれぞれ乗じる重み係数を、回転子位置推定手段23からの出力であるモータ回転子の回転速度推定値の絶対値の大きさに応じて可変設定する。
【0132】
次に、以上のように構成した本実施の形態によるモータ制御装置の作用について説明する。
【0133】
図8において、回転子位置推定手段23では、第一の誘起電圧推定演算手段21から出力されるd軸誘起電圧推定値Ed1と、第二の誘起電圧推定演算手段22から出力されるd軸誘起電圧推定演算手段Ed2とを入力として、次のような演算により、モータ回転子角速度推定値ωhおよび回転子位置推定値θhを求めて出力される。
【0134】
【数15】
(KpSL:制御比例ゲイン、KiSL:制御積分ゲイン、s:ラプラス演算子)
【0135】
上記式中に現われるk1、k2は重み係数であり、モータ回転子の角速度推定値ωhに応じて、重み係数設定部19で次のような演算により設定される。
【0136】
すなわち、まず、切替え関数Kexgが演算される。
【0137】
(1)|ωh|<ω01の時、 Kexg=0
(2)ω01<|ωh|<ω02の時、 Kexg=(|ωh|−ω01)/(ω02−ω01)
(3)ω02<|ω01|の時、 Kexg=1
(ω01、ω02はω01<ω02を満たす定数)
次に、このKexgを用いてk1、k2が、次のような演算により求められる。
【0138】
k1=1−Kexg
k2=Kexg
さらに、回転子角周波数ωhの積分値が、モータ回転子の位置推定値θhとして出力される。
【0139】
θh=1/s*ωh
(s:ラプラス演算子)
以上により、外乱等によるモータ回転子の位置推定誤差が大きくなり易い高速領域での位相誤差検出感度向上と、低速領域での電流センサ等の検出系ノイズに対する安定性の向上とを両立することができる。
【0140】
上述したように、本実施の形態によるモータ制御装置では、外乱等によるモータ回転子の位置推定誤差が大きくなり易い高速運転領域での検出感度向上と、低速運転領域での検出系ノイズに対する安定性の向上との両立を図ることが可能となる。
(第8の実施の形態)
図9は、本実施の形態によるモータ制御装置の構成例を示す機能ブロック図であり、図7と同一要素には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【0141】
すなわち、本実施の形態のモータ制御装置は、図9に示すように、図7における回転子位置推定手段23に、重み係数切替部20を付加し、さらに電圧最大超過判定部24を別途付加した構成としている。
【0142】
電圧最大超過判定部24は、電流制御手段12から出力されるd軸電圧指令、q軸電圧指令を入力として、この電圧指令がインバータ2の出力可能最大電圧を超過したか否かを判別する。
重み係数切替部20は、電圧最大超過判定部24による判定結果に応じて、電流制御手段12からの出力であるd軸電圧指令、q軸電圧指令がインバータ2の出力可能最大電圧を上回った場合には、第一の誘起電圧推定手段21からの出力である誘起電圧d軸成分推定値を用いずに、第二の誘起電圧推定手段22からの出力である誘起電圧d軸成分推定値のみを用いてモータ回転子の位置推定値補正を行なうように、前記重み係数を切り替える。
【0143】
次に、以上のように構成した本実施の形態によるモータ制御装置の作用について説明する。
【0144】
図9において、電圧最大超過判定部24では、電流制御手段12から出力されるd軸電圧指令、q軸電圧指令VdRef、VqRefを入力として、次のような条件判別により、電圧最大超過判定フラグを設定して出力される。
【0145】
すなわち、まず、電圧ベクトル振幅V1Refが求められる。
【0146】
【数16】
【0147】
次に、インバータ2の出力可能最大電圧V1Maxが、次のような演算により求められる。
【0148】
【数17】
【0149】
(1)V1Ref>V1Maxの時、Flg_V1Lim=1
(2)V1Ref<V1Maxの時、Flg_V1Lim=0
回転子位置推定手段23では、第一の誘起電圧推定演算手段21から出力されるd軸誘起電圧推定値Ed1と、第二の誘起電圧推定演算手段22から出力されるd軸誘起電圧推定演算手段Ed2と、最大電圧超過判定部24から出力される最大電圧超過フラグFlg_V1Limとを入力として、次のような演算により、モータ回転子角速度推定値ωhおよび回転子位置推定値θhを求めて出力される。
【0150】
【数18】
(KpSL:制御比例ゲイン、KiSL:制御積分ゲイン、s:ラプラス演算子)
【0151】
さらに、回転子角周波数ωhの積分値が、モータ回転子の位置推定値θhとして出力される。
【0152】
θh=1/s*ωh
(s:ラプラス演算子)
上記式中に現われるk1、k2は重み係数であり、最大電圧超過判定部24から出力される電圧最大超過判定部24から出力される電圧最大超過フラグFlg_V1Limに応じて、重み係数切替部20で次のように設定される。
【0153】
(1)Flg_V1Lim=1の時、k1=0、k2=1
(2)Flg_v1Lim=0の時、k1=k10、k2=k20
(k10、k20はk10+k20=1をみたす任意の正の定数)
以上により、電圧指令がインバータ2の出力可能最大を超えた場合の電流制御不能状態で電流実際値が電流指令値とかけ離れた場合に、電流指令値を用いてモータ電圧誘起電圧推定を行なうことによる推定誤差を防止することができる。
【0154】
上述したように、本実施の形態によるモータ制御装置では、電圧指令がインバータ2の出力可能最大電圧を越えた場合の電流制御不能状態で電流実際値が電流指令値とかけ離れた場合に、電流指令値を用いてモータ誘起電圧の推定を行なうことによる推定誤差を防止することが可能となる。
【0155】
(第9の実施の形態)
図10は、本実施の形態によるモータ制御装置の構成例を示す機能ブロック図であり、図7と同一要素には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【0156】
すなわち、本実施の形態のモータ制御装置は、図10に示すように、図7における回転子位置推定手段23に、重み係数設定部19を付加し、さらに変調率演算部25を別途付加した構成としている。
【0157】
変調率演算部25は、電流制御手段12から出力されるd軸電圧指令、q軸電圧指令VdRef、VqRefと、インバータ2の入力直流電圧Vdcとを入力として、変調率ALを算出して出力する。
【0158】
重み係数設定部19は、第一の誘起電圧推定手段21からの出力である誘起電圧d軸成分推定値と、第二の誘起電圧推定手段22からの出力である誘起電圧d軸成分推定値とにそれぞれ乗じる重み係数を、変調率演算部25による変調率の算出結果に応じて、すなわち電流制御手段12からの出力であるd軸電圧指令の2乗とq軸電圧指令の2乗との和の平方根(電圧ベクトル振幅)の、インバータ2の出力可能最大電圧に対する比率(変調率)の大きさに応じて可変設定する。
【0159】
次に、以上のように構成した本実施の形態によるモータ制御装置の作用について説明する。
【0160】
図11において、変調率演算部25では、電流制御手段12から出力されるd軸電圧指令、q軸電圧指令VdRef、VqRefと、インバータ2の入力直流電圧Vdcとを入力として、次のような演算により、変調率ALを求めて出力される。
【0161】
すなわち、まず、電圧ベクトル振幅V1Refが求められる。
【0162】
【数19】
【0163】
次に、インバータ2の出力可能最大電圧V1Maxが、次のような演算により求められる。
【0164】
【数20】
また、変調率ALが、次のような演算により求められる。
【0165】
AL=V1Ref/V1Max
回転子位置推定手段23では、第一の誘起電圧推定演算手段21から出力されるd軸誘起電圧推定値Ed1と、第二の誘起電圧推定演算手段22から出力されるd軸誘起電圧推定演算手段Ed2と、変調率演算部25から出力される変調率ALとを入力として、次のような演算により、モータ回転子角速度推定値ωhおよび回転子位置推定値θhを求めて出力される。
【0166】
【数21】
(KpSL:制御比例ゲイン、KiSL:制御積分ゲイン、s:ラプラス演算子)
【0167】
上記式中に現われるk1、k2は重み係数であり、変調率演算部25から出力される変調率ALに応じて、重み係数設定部19で次のように設定される。
【0168】
k1=1−AL
k2=AL
さらに、回転子角周波数ωhの積分値が、モータ回転子の位置推定値θhとして出力される。
【0169】
θh=1/s*ωh
(s:ラプラス演算子)
以上により、重み係数を連続的に変化させることで、前記第8の実施の形態で問題となる可能性のある重み係数の急激な切替えによる制御不連続を抑制することができる。
【0170】
上述したように、本実施の形態によるモータ制御装置では、重み係数の急激な切替えによる制御不連続を抑制することが可能となる。
(第10の実施の形態)
図11は、本実施の形態による直流電力を交流電力に変換するインバータからの出力が供給される永久磁石モータの制御装置の構成例を示す機能ブロック図であり、図7と同一要素には同一符号を付して示している。
すなわち、本実施の形態のモータ制御装置は、図11に示すように、電流制御手段31と、dq軸電圧指令発生手段32と、電圧指令座標変換手段13と、電流座標変換手段14と、誘起電圧推定演算手段33と、回転子位置推定手段34とから構成している。
【0171】
モータ1は、永久磁石モータ、永久磁石リラクタンスモータ等の、回転によって逆起電圧がモータ端子に現われるモータである。
【0172】
電流制御手段31は、d軸電流指令値およびq軸電流指令値と、電流座標変換手段14からの出力である永久磁石モータのd軸電流およびq軸電流の実際値とを入力として、トルク成分電流実際値がトルク成分電流指令値に追従するように電圧位相角を操作する。
【0173】
dq軸電圧指令発生手段32は、電流制御手段31からの出力である電圧位相角と、インバータ2の入力直流電圧とを入力として、インバータ2の出力可能最大電圧をd軸およびq軸に分配してd軸電圧指令およびq軸電圧指令を生成する。
【0174】
電圧指令座標変換手段13は、dq軸電圧指令発生手段32からの出力であるd軸電圧指令およびq軸電圧指令を、回転子位置推定手段34からの出力である永久磁石モータ1のモータ回転子の位置推定値を用いてインバータ2の3相電圧指令に変換する。
【0175】
電流座標変換手段14は、永久磁石モータの3相電流(3相のうちの2相の電流検出値)を、回転子位置推定手段34からの出力である永久磁石モータ1のモータ回転子の位置推定値を用いて、dq座標軸での値であるd軸電流およびq軸電流の実際値に変換する。
【0176】
誘起電圧推定演算手段33は、電流制御手段31からの出力であるd軸電圧指令およびq軸電圧指令と、電流座標変換手段14からの出力であるd軸電流およびq軸電流の実際値と、回転子位置推定手段34からの出力であるモータ回転子の回転速度推定値とを用いて、永久磁石モータ1の永久磁石によるモータ誘起電圧を推定演算する。
【0177】
回転子位置推定手段34は、誘起電圧推定手段33の出力である誘起電圧d軸成分推定値がゼロとなるように、モータ回転子の回転速度推定値を補正して出力すると共に、モータ回転子の回転速度推定値の時間積分値を上記モータ回転子の位置推定値として出力する。
【0178】
次に、以上のように構成した本実施の形態によるモータ制御装置の作用について説明する。
【0179】
図11において、電流制御手段31では、d軸電流指令、q軸電流指令IdRef、IqRefと、電流座標変換手段14から出力されるd軸電流、q軸電流の実際値Id、Iqとを入力として、次のような演算により、電圧位相角γを求めて出力される。
【0180】
【数22】
(Kp1p,Ki1p,Kd1pは制御ゲイン、sはラプラス演算子)
【0181】
dq軸電圧指令発生手段32では、電流制御手段31から出力される電圧位相角γと、インバータ2の入力直流電圧Vdcとを入力として、次のような演算により、d軸電圧指令、q軸電圧指令VdRef、VqRefを求めて出力される。
【0182】
すなわち、まず、電圧ベクトル振幅V1Refが求められる。
【0183】
【数23】
【0184】
次に、d軸電圧指令、q軸電圧指令VdRef、VqRefが、次のような演算により求められる。
【0185】
VdRef=V1Ref*cos(γ)
VqRef=V1Ref*sin(γ)
電圧指令座標変換手段13では、電流制御手段12から出力されるd軸電圧指令、q軸電圧指令VdRef、VqRefと、回転子位置推定手段23から出力される回転子位置推定値θhとを入力として、次のような演算により、3相電圧指令Vu、Vv、Vwを求めて出力される。
【0186】
【数24】
【0187】
電流座標変換手段14では、3相のうちの2相の電流検出値Iu、Iwと、回転子位置推定手段23から出力される回転子位置推定値θhsを入力として、次のような演算により、d軸電流、q軸電流の実際値Id、Iqを求めて出力される。
【0188】
【数25】
【0189】
誘起電圧推定演算手段33では、dq軸電圧指令発生手段32から出力されるd軸電圧指令、q軸電圧指令VdRef、VqRefと、電流座標変換手段14から出力されるd軸電流、q軸電流の実際値Id、Iqと、回転子位置推定手段34から出力される回転子回転角速度推定値ωhとを入力として、次のような演算により、d軸誘起電圧推定値Edを求めて出力される。
【0190】
【数26】
(R:モータ巻線抵抗、Ld、Lq:モータdq軸インダクタンス)
【0191】
回転子位置推定手段34では、誘起電圧推定演算手段83から出力されるd軸誘起電圧推定値Edを入力として、次のような演算により、モータ回転子角速度推定値ωhおよび回転子位置推定値θhを求めて出力される。
【0192】
【数27】
(KpSL:制御比例ゲイン、KiSL:制御積分ゲイン、s:ラプラス演算子)
【0193】
さらに、回転子角周波数ωhの積分値が、モータ回転子の位置推定値θhとして出力される。
【0194】
θh=1/s*ωh
(s:ラプラス演算子)
以上により、インバータ2の出力可能最大電圧での電圧位相角操作による電流制御、いわゆる1パルスベクトル制御を、回転子位置センサなしに実現することができる。
【0195】
上述したように、本実施の形態によるモータ制御装置では、インバータ2の出力可能最大電圧での電圧位相角操作による電流制御、いわゆる1パルスベクトル制御を、回転子位置センサなしに実現することが可能となる。
(第11の実施の形態)
図12は、本実施の形態によるモータ制御装置の構成例を示す機能ブロック図であり、図7と同一要素には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【0196】
すなわち、本実施の形態のモータ制御装置は、図12に示すように、図7における回転子位置推定手段23に、下記の手段を付加して新たな回転子位置推定手段42を構成し、さらに電圧位相角回転速度演算手段41を別途付加した構成としている。
【0197】
電圧位相角回転速度演算手段41は、前記電流制御手段12からの出力であるd軸電圧指令およびq軸電圧指令を入力として、dq軸電圧ベクトルのd軸に対する位相角の時間変化率を算出して出力する。
【0198】
回転子位置推定手段42は、インバータ2の動作開始後一定時間は、電流制御手段12に入力するd軸電流指令値およびq軸電流指令値を共にゼロに設定すると共に、本回転子位置推定手段42から出力するモータ回転子の回転速度推定値および位置推定値を共にゼロに設定し、その間に電圧位相角回転速度演算手段41から出力される電圧位相角回転速度を、本回転子位置推定手段42のモータ回転子の回転速度推定値の初期値として設定する手段を付加している。
そして、このモータ回転子の回転速度推定値の初期値を設定した後に、回転子位置推定手段42の動作を開始して定常動作に移行するようにしている。
【0199】
次に、以上のように構成した本実施の形態によるモータ制御装置の作用について説明する。
【0200】
図12において、電流制御手段12に入力されるd軸電流指令、q軸電流指令IdRef、IqRefは、インバータ2の動作開始から一定時間ΔT経過するまでの間(フラグINITmode=1の間)は、両者共に強制的にゼロに設定される。
【0201】
(1)0<t<ΔTの時、
INITmode=1、IdRef=0、IqRef=0
(2)ΔT<tの時、
INITmode=0、IdRef、IqRefはトルク指令に応じてあらかじめパターン化された値。
【0202】
電圧位相角回転速度演算手段41では、フラグINITmodeと、電流制御手段12から出力されるd軸電圧指令、q軸電圧指令VdRef、VqRefとを入力として、INITmode=1の間の電圧べクトル回転速度ωinitを、次のような演算により演算して出力される。
【0203】
すなわち、まず、電圧位相角θinitが、次のような演算により求められる。
【0204】
【数28】
【0205】
次に、電圧ベクトル回転角速度ωinitが、次のような演算により求められる。
【0206】
ωinit=dθinit/dt
回転子位置推定手段43では、第一の誘起電圧推定演算手段21から出力されるd軸誘起電圧推定値Ed1と、第二の誘起電圧推定演算手段22から出力されるd軸誘起電圧推定値Ed2と、電圧位相角回転速度演算手段41から出力される電圧位相角回転角速度ωinitとを入力として、次のような演算により、モータ回転子角速度推定値ωhおよび回転子位置推定値θhを求めて出力される。
【0207】
(1)INITmode=0の時、
【数29】
(KpSL:制御比例ゲイン、KiSL:制御積分ゲイン、s:ラプラス演算子、k1、k2:正の定数)
【0208】
(2)INITmodeが0から1へ切り替わる時、
上記積分値が、電圧位相角回転角速度ωinitにプリセットされる。
【0209】
(3)INITmode=1の時、
ωh=0
さらに、回転子角周波数ωhの積分値が、モータ回転子の位置推定値θhとして出力される。
【0210】
θh=1/s*ωh
(s:ラプラス演算子)
以上により、回転中の永久磁石モータ1をインバータ2で再始動する時の過渡変動の抑制と、定常動作への速やかな移行を行なうことができる。
【0211】
上述したように、本実施の形態によるモータ制御装置では、回転中の永久磁石モータ1をインバータ2で再始動する時の過渡変動の抑制と、定常動作への速やかな移行との両立を図ることが可能となる。
(第12の実施の形態)
図13は、本実施の形態によるモータ回転子に磁気的突極性を有し、直流電力を交流電力に変換するインバータからの出力が供給される永久磁石モータの制御装置の構成例を示す機能ブロック図であり、図1および図7と同一要素には同一符号を付して示している。
すなわち、本実施の形態のモータ制御装置は、図13に示すように、高周波電流指令重畳手段11と、電流制御手段12と、電圧指令座標変換手段13と、電流座標変換手段14と、第一の誘起電圧推定演算手段21と、第二の誘起電圧推定演算手段22と、第一の回転子位置推定手段15と、第二の回転子位置推定手段23と、電圧ベクトル振幅演算手段51とから構成している。
【0212】
高周波電流指令重畳手段11は、永久磁石モータ1のモータ回転子の回転周波数と異なる高周波数成分の回転電流指令を、トルクを出力するために必要なd軸電流指令およびq軸電流指令(q軸:回転子突方向、d軸:回転子突方向と直角方向)にそれぞれ重畳する。
【0213】
電流制御手段12は、電流座標変換手段14からの出力である永久磁石モータ1のd軸電流およびq軸電流の実際値が高周波電流指令重畳手段11から出力される電流指令値に追従するように、インバータ2出力のd軸電圧指令およびq軸電圧指令を操作する。
【0214】
電圧指令座標変換手段13は、電流制御手段12からの出力であるd軸電圧指令およびq軸電圧指令を、第一の回転子位置推定手段15からの出力であるモータ回転子の位置推定値を用いて、インバータ2の3相電圧指令に変換する。
【0215】
電流座標変換手段14は、永久磁石モータ1の3相電流(3相のうちの2相の電流検出値)を、第一の回転子位置推定手段15からの出力であるモータ回転子の位置推定値を用いて、dq座標軸での値であるd軸電流およびq軸電流の実際値に変換する。
【0216】
第一の誘起電圧推定演算手段21は、電流制御手段12からの出力であるd軸電圧指令およびq軸電圧指令と、d軸電流指令値およびq軸電流指令値と、第二の回転子位置推定手段23からの出力であるモータ回転子の回転速度推定値とを用いて、永久磁石モータ1の永久磁石によるモータ誘起電圧を推定演算する。
【0217】
第二の誘起電圧推定演算手段22は、電流制御手段12からの出力であるd軸電圧指令およびq軸電圧指令と、電流座標変換手段14からの出力であるd軸電流およびq軸電流の実際値と、第二の回転子位置推定手段23からの出力であるモータ回転子の回転速度推定値とを用いて、永久磁石モータ1の永久磁石によるモータ誘起電圧を推定演算する。
【0218】
第一の回転子位置推定手段15は、電流制御手段12からの出力であるd軸電圧指令およびq軸電圧指令と、電流座標変換手段14からの出力であるd軸電流およびq軸電流の実際値とを用いて、それぞれの入力の値の高周波電流指令重畳手段11で重畳した高周波電流の周波数成分を抽出し、かつこのq軸電圧高周波成分とq軸電流高周波成分との積から、d軸電圧高周波成分とd軸電流高周波成分との積を減じた値を算出し、この算出値の直流成分がゼロとなるようにモータ回転子の回転速度推定値を補正して出力すると共に、モータ回転子の回転速度推定値の時間積分値を上記モータ回転子の位置推定値として出力する。
【0219】
第二の回転子位置推定手段23は、第一の誘起電圧推定手段21からの出力である誘起電圧d軸成分推定値に重み係数を乗じた値と、第二の誘起電圧推定手段22からの出力である誘起電圧d軸成分推定値に重み係数を乗じた値とを加算した値がゼロとなるように、モータ回転子の回転速度推定値を補正して出力すると共に、モータ回転子の回転速度推定値の時間積分値を上記モータ回転子の位置推定値として出力する。
【0220】
電圧ベクトル振幅演算手段51は、電流制御手段12からの出力であるd軸電圧指令およびq軸電圧指令のベクトル和の大きさ(電圧べクトル振幅)を算出して出力する。
【0221】
そして、インバータ2の動作開始後一定時間は、電流制御手段12に入力するd軸電流指令値およびq軸電流指令値を共にゼロに設定すると共に、第一および第二の回転子位置推定手段21および22から出力するモータ回転子の回転速度推定値および位置推定値を共にゼロに設定し、その間に電圧ベクトル振幅演算手段51からの出力である電圧ベクトル振幅の大きさに応じて、この電圧ベクトル振幅が一定値以上の場合には第二の回転子位置推定手段25からの出力を、また電圧ベクトル振幅が一定値未満の場合には第一の回転子位置推定手段15からの出力を、電圧指令座標変換手段13および電流座標変換手段14に対するモータ回転子の位置推定値としてそれぞれ出力するように切り替えるようにしている。
【0222】
次に、以上のように構成した本実施の形態によるモータ制御装置の作用について説明する。
【0223】
図13において、電圧指令座標変換手段13、および電流座標変換手段14の作用は、前記第1の実施の形態と同一であるが、入力されるモータ回転子の位置推定値θhは、電圧ベクトル振幅演算手段51から出力されるセンサレスモード切り替えフラグSLmodeの値に応じて、
SLmode=1の時は、第二の回転子位置推定手段23から出力される回転子位置推定値θhが用いられ、
SLmode=0の時は、第一の回転子位置推定手段15から出力される回転子位置推定値θhに切り替えて用いられる。
【0224】
高周波電流指令重畳手段11に入力されるd軸電流指令、q軸電流指令IdRef1、IqRef1は、インバータ2の動作開始から一定時間ΔT経過するまでの間(フラグINITmode=1の間)は、両者共に強制的にゼロに設定される。
【0225】
(1)0<t<ΔTの時、
INITmode=1、IdRef1=0、IqRef1=0
(2)ΔT<tの時、
INITmode=0、IdRef1、IqRef1はトルク指令に応じてあらかじめパターン化された値。
【0226】
高周波電流指令重畳手段11では、永久磁石モータ1の回転周波数に対して十分高い周波数、例えば500Hzの高周波回転電流指令IdRefHF、IqRefHFをそれぞれの電流指令に重畳して、新たなd軸電流指令、q軸電流指令IdRef2、IqRef2が出力される。
【0227】
この場合、入力されるd軸電流指令、q軸電流指令IdRef1、IqRef1は、例えば次のような式で与えられる。
【0228】
IdRef1=TrqRef*k*cos(3π/4)
IqRef1=TrqRef*k*sin(3π/4)
(TrqRef:トルク指令、kは定数)
また、重畳する高周波成分は、次のような式で与える。
【0229】
(1)INITmode=1の時、
IdRefHF=0
IqRefHF=0
(2)INITmode=0の時、
IdRefHF=I1HF*cos(2π*fHF*t)
IqRefHF=I1HF*sin(2π*fHF*t)
(I1HF:高周波電流振幅、fHF:重畳電流周波数500Hz、t:時刻)
さらに、出力する新たなd軸電流指令、q軸電流指令IdRef2、IqRef2は、次のような式で与える。
【0230】
IdRef2=IdRef1+IdRefHF
IqRef2=IqRef2+IqRefHF
電圧ベクトル振幅演算手段51では、電流制御手段12から出力されるd軸電圧指令、q軸電圧指令VdRef、VqRefを入力として、次のような演算により、電圧ベクトル振幅V1Refを求め、さらにその値の大きさに応じて、センサレス制御モード切り替えフラグSLmodeを切り替えて出力される。
【0231】
【数30】
【0232】
(1)V1Ref>V1RefSETの時、SLmode=1
(2)V1Ref<V1RefSETの時、SLmode=0
(V1RefSETは正の定数)
以上により、低速から高速までインバータ2再始動時の永久磁石モータ1の回転速度によらずに、再始動時の過渡変動の抑制と、定常動作への速やかな移行を行なうことができる。
上述したように、本実施の形態によるモータ制御装置では、インバータ2再始動時の永久磁石モータ1の回転速度によらずに、再始動時の過渡変動の抑制と、定常動作への速やかな移行との両立を図ることが可能となる。
(第13の実施の形態)
図14は、本実施の形態によるモータ制御装置の構成例を示す機能ブロック図であり、図12と同一要素には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【0233】
すなわち、本実施の形態によるモータ制御装置の構成は、図14に示すように、前記第11の実施の形態と同一であり、インバータ2の動作開始後一定時間は、インバータ2の3相出力電圧を相間電圧がそれぞれゼロとなるように設定出力し、その時に流れる永久磁石モータ1の電流の実際値から電流周波数を算出し、回転子位置推定手段42の初期値として設定する手段を付加している点のみが異なっている。
【0234】
次に、以上のように構成した本実施の形態によるモータ制御装置の作用について説明する。
【0235】
図14において、インバータ2の動作開始から一定時間ΔT経過するまでの間(INITmode=1の間)は、電圧指令座標変換手段13からの出力は、強制的にゼロに設定される。
【0236】
または、2レベルインバータ2の各相下側素子をU相、V相、W相すベてオンにし、各相上側素子をU相、V相、W相すベてオフにすることで、3相線間電圧をゼロにするようにしてもよい。
【0237】
以上により、回転中の永久磁石モータ1に対するインバータ2の再始動、特にモータ誘起電圧がインバータ2の直流電圧以上になる高速回転中の再始動時の過渡変動抑制と、定常動作への速やかな移行を行なうことができる。
【0238】
上述したように、本実施の形態によるモータ制御装置では、回転中の永久磁石モ一タ1に対するインバータ2再始動、特に永久磁石モータ1の誘起電圧線間電圧がインバータ2の直流電圧以上になる高速回転中の再始動時の過渡変動の抑制と、定常動作への速やかな移行との両立を図ることが可能となる。
(第14の実施の形態)
図15は、本実施の形態によるモータ制御装置の構成例を示す機能ブロック図であり、図7と同一要素には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【0239】
すなわち、本実施の形態のモータ制御装置は、図15に示すように、図7における回転子位置推定手段23に、下記の手段を付加して新たな回転子位置推定手段62を構成し、さらに電流位相角回転速度演算手段61と、遅延手段71とを別途付加した構成としている。
【0240】
また、インバータ主回路に、バッテリ等の安定な直流電源81と、直流電源81とインバータ2との間を電気的に接続/切り離しするスイッチ82と、インバータ2の入力直流を平滑する平滑コンデンサ83とを付加して構成している。
【0241】
遅延手段71は、インバータ主回路のスイッチ82の投入指令SWonを入力として、一定時間遅延させてインバータ動作開始フラグGstを出力する。
電流位相角回転速度演算手段61は、電流座標変換手段14から出力されるd軸電流、q軸電流の実際値Id,Iqと、遅延手段71から出力されるインバータ動作開始フラグGstとを入力として、電流位相角回転角速度ωinitを算出して出力する。
【0242】
回転子位置推定手段62は、永久磁石モータ1の回転誘起電圧のダイオード整流電圧が、直流電源81の電圧を上回るような高速回転状態からインバータ2を動作させる場合に、インバータ2の動作開始前に直流電源81とインバータ2との間のスイッチ82を投入し、その時永久磁石モータ1からインバータ2の図示しないスイッチング素子と逆並列に接続されたダイオードを介して流れる3相交流電流の実際値から電流周波数を算出し、本回転子位置推定手段62の初期値として設定した後にインバータ2の動作を開始する手段を付加している。
【0243】
次に、以上のように構成した本実施の形態によるモータ制御装置の作用について説明する。
【0244】
図15において、インバータ主回路のスイッチ82の投入指令SWonが0から1に変わると同時に、インバータ主回路のスイッチ82が投入される。
【0245】
スイッチ82の投入指令SWonに対して一定時間ΔTの遅れ時間を持って、インバータ動作開始指令フラグGstが0から1に切り替わる。
【0246】
回転子位置推定手段62では、第一の誘起電圧推定演算手段21から出力されるd軸誘起電圧推定値Ed1と、第二の誘起電圧推定演算手段22から出力されるd軸誘起電圧推定値Ed2と、電流位相角回転速度演算手段61から出力される電流位相角回転角速度ωinitと、インバータ動作開始指令フラグGstとを入力として、次のような演算により、モ一タ回転子角速度推定値ωhおよび回転子位置推定値θhを求めて出力される。
【0247】
(1)GSt=1の時、
【数31】
(KpSL:制御比例ゲイン、KiSL:制御積分ゲイン、s:ラプラス演算子、k1、k2:正の定数)
【0248】
(2)Gstが0から1へ切り替わる時、
上記積分値が、電流位相角回転角速度ωinitにプリセットされる。
【0249】
(3)Gst=0の時、
ωh=0
さらに、回転子角周波数ωhの積分値が、モータ回転子の位置推定値θhとして出力される。
【0250】
θh=1/s*ωh
(s:ラプラス演算子)
電流位相角回転速度演算手段61では、電流座標変換手段14から出力されるd軸電流、q軸電流の実際値Id,Iqと、インバータ動作開始フラグGstとを入力として、Gst=0の間、次のような演算により、電流位相角回転角速度ωinitを求めて出力される。
【0251】
すなわち、まず、電圧位相角θinitが、次のような演算により求められる。
【0252】
θinit=tan-1(Iq/Id)
次に、電圧ベクトル回転角速度ωinitが、次のような演算により求められる。
【0253】
ωinit=dθinit/dt
以上により、モータ誘起電圧線間電圧がインバータ2の直流電源81の電圧以上になる高速回転中の再始動に際して、直流電源81とインバータ2の直流入力とをスイッチ82で接続した際に流れる電流を検出するだけで、インバータ2再始動時の過渡変動の抑制と、定常動作への速やかな移行を行なうことができる。上述したように、本実施の形態によるモータ制御装置では、永久磁石モータ1の誘起電圧線間電圧がインバータ2の直流電源81電圧以上になる高速回転中の再始動に際して、直流電源81とインバ−タ2の直流入力とをスイッチ81で接続した際に流れる電流を検出するだけで、インバータ2再始動時の過渡変動の抑制と、定常動作への速やかな移行との両立を図ることが可能となる。
(第15の実施の形態)
本実施の形態によるモータ制御装置の構成は、前記第14の実施の形態と同一であり、前記スイッチ82の投入時、3相交流電流の実際値がすベてゼロの場合には、永久磁石モータ1の速度が低いと判断して、回転子位置推定手段62で得られる定常状態と同一のモータ回転子の位置推定値でインバータ2の動作を開始する手段を付加している点のみが異なっている。
【0254】
次に、以上のように構成した本実施の形態によるモータ制御装置の作用について、図16を用いて説明する。
【0255】
電流位相角回転速度演算手段61では、電流座標変換手段14から出力されるd軸電流、q軸電流の実際値Id,Iqと、インバータ動作開始フラグGstとを入力として、Gst=0の間、次のような演算により、電流位相角回転角速度ωinitを求めて出力される。
【0256】
すなわち、まず、電流ベクトル振幅I1が、次のような演算により求められる。
【0257】
【数32】
【0258】
ここで、電流ベクトル振幅I1の大ききが一定値I1setよりも小さい場合には、電流位相角回転角速度ωinitとして0が出力される。
【0259】
また、電流ベクトル振幅I1の大きさが一定値I1setよりも大きい場合には、次のような演算により、電流位相角回転角速度ωinitを求めて出力される。
【0260】
すなわち、まず、電圧位相角θinitが、次のような演算により求められる。
【0261】
θinit=tan-1(Iq/Id)
次に、電圧ベクトル回転角速度ωinitが、次のような演算により求められる。
【0262】
ωinit=dθinit/dt
以上により、モータ誘起電圧線間電圧の大小に関わらず、回転中の永久磁石モータ1の再始動時の過渡変動抑制と、定常動作ヘの速やかな移行を行なうことができる。
【0263】
上述したように、本実施の形態によるモータ制御装置では、永久磁石モータ1の誘起電圧線間電圧の大小にかかわらず、回転中の永久磁石モータ1の再始動時の過渡変動抑制と、定常動作への速やかな移行との両立を図ることが可能となる。
(その他の実施の形態)
尚、本発明は、上記各実施の形態に限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で、種々に変形して実施することが可能である。
また、各実施の形態は可能な限り適宜組合わせて実施してもよく、その場合には組合わせた作用効果を得ることができる。
さらに、上記各実施の形態には種々の段階の発明が含まれており、開示される複数の構成要件における適宜な組合わせにより、種々の発明を抽出することができる。
例えば、実施の形態に示される全構成要件から幾つかの構成要件が削除されても、発明が解決しようとする課題の欄で述べた課題(の少なくとも一つ)が解決でき、発明の効果の欄で述べられている効果(の少なくとも一つ)が得られる場合には、この構成要件が削除された構成を発明として抽出することができる。
【0264】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明のモータ制御装置によれば、回転子位置センサを用いることなくモータ回転子の位置を把握して、小型化、低コスト化、ならびにメンテナンスの容易化を図ることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明によるモータ制御装置の第1の実施の形態を示す機能ブロック図。
【図2】本発明によるモータ制御装置の第2の実施の形態を示す機能ブロック図。
【図3】本発明によるモータ制御装置の第3の実施の形態を示す機能ブロック図。
【図4】同第3の実施の形態のモータ制御装置におけるNS判別手段の動作を説明するための図。
【図5】本発明による第4の実施の形態のモータ制御装置における制御ゲイン変化を説明するための図。
【図6】本発明によるモータ制御装置の第5の実施の形態を示す機能ブロック図。
【図7】本発明によるモータ制御装置の第6の実施の形態を示す機能ブロック図。
【図8】本発明によるモータ制御装置の第7の実施の形態を示す機能ブロック図。
【図9】本発明によるモータ制御装置の第8の実施の形態を示す機能ブロック図。
【図10】本発明によるモータ制御装置の第9の実施の形態を示す機能ブロック図。
【図11】本発明によるモータ制御装置の第10の実施の形態を示す機能ブロック図。
【図12】本発明によるモータ制御装置の第11の実施の形態を示す機能ブロック図。
【図13】本発明によるモータ制御装置の第12の実施の形態を示す機能ブロック図。
【図14】本発明によるモータ制御装置の第13の実施の形態を示す機能ブロック図。
【図15】本発明によるモータ制御装置の第14の実施の形態を示す機能ブロック図。
【図16】本発明による第15の実施の形態のモータ制御装置における電流位相角回転角速度演算手段での出力切替えを説明するための図。
【図17】永久磁石同期モータの基本的な制御構成を示すブロック図。
【図18】ベクトル制御による従来の永久磁石同期モータの制御装置の構成例を示す機能ブロック図。
【符号の説明】
1…モータ
2…インバータ
11…高周波電流指令重畳手段
12…電流制御手段
13…電圧指令座標変換手段
14…電流座標変換手段
15…回転子位置推定手段
16…d軸直流電流指令重畳手段
17…NS判別手段
18…制御ゲイン設定手段
19…重み係数設定部
20…重み係数切替部
21…第一の誘起電圧推定演算手段
22…第二の誘起電圧推定演算手段
23…回転子位置推定手段
24…電圧最大超過判定部
25…変調率演算部
31…電流制御手段
32…dq軸電圧指令発生手段
33…誘起電圧推定演算手段
34…回転子位置推定手段
41…電圧位相角回転速度演算手段
42…回転子位置推定手段
51…電圧ベクトル振幅演算手段
61…電流位相角回転速度演算手段
62…回転子位置推定手段
71…遅延手段
81…直流電源
82…スイッチ
83…平滑コンデンサ
IdRef1、IqRef1…d軸電流指令、q軸電流指令
IdRefHF、IqRefHF…高周波回転電流指令
IdRef2、IqRef2…新たなd軸電流指令、q軸電流指令
VdRef、VqRef…d軸電圧指令、q軸電圧指令
Vu、Vv、Vw…3相電圧指令
Iu、Iw…電流検出値
θh…モータ回転子の位置推定値
ωh…モータ回転子の回転角速度推定値
BFP…バンドパスフィルタ
BFP2…バンドパスフィルタ
H…評価関数
IdRef3…新たなd軸電流指令
IdBias…d軸直流電流バイアス
ΔθNS…位相角修正値
LdM、LdP…サンプルホールド値
Kp…比例ゲイン
Ki…積分ゲイン
KpSL…制御比例ゲイン
KiSL…制御積分ゲイン
s…ラプラス演算子
R…モータ巻線抵抗
Ld、Lq…モータdq軸インダクタンス
Ed1…d軸誘起電圧推定値
Ed2…d軸誘起電圧推定値
Ed…d軸誘起電圧推定値
k1、k2…重み係数
Kexg…切替え関数
V1Ref…電圧ベクトル振幅
V1Max…インバータ2の出力可能最大電圧
Flg_V1Lim…最大電圧超過フラグ
Flg_V1Lim…電圧最大超過フラグ
AL…変調率
Kp1p,Ki1p,Kd1p…制御ゲイン
Vdc…インバータ2の入力直流電圧
INITmode…フラグ
ΔT…経過時間
θinit…電圧位相角
ωinit…電圧ベクトル回転角速度
SLmode…センサレスモード切り替えフラグ
SWon…スイッチ82の投入指令
Gst…インバータ動作開始フラグ
I1…電流ベクトル振幅

Claims (15)

  1. モータ回転子に磁気的突極性を有し、直流電力を交流電力に変換するインバータからの出力が供給される永久磁石モータの制御装置において、
    前記モータ回転子の回転周波数と異なる高周波数成分の回転電流指令を、トルクを出力するために必要なd軸電流指令およびq軸電流指令(q軸:回転子突方向、d軸:回転子突方向と直角方向)にそれぞれ重畳する高周波電流指令重畳手段と、
    前記モータのd軸電流およびq軸電流の実際値が前記高周波電流指令重畳手段から出力される電流指令値に追従するように、前記インバータ出力のd軸電圧指令およびq軸電圧指令を操作する電流制御手段と、
    前記電流制御手段からの出力であるd軸電圧指令およびq軸電圧指令を、前記モータ回転子の位置推定値を用いて、前記インバータの3相電圧指令に変換する電圧指令座標変換手段と、
    前記モータの3相電流を、前記モータ回転子の位置推定値を用いて、dq座標軸での値である前記d軸電流およびq軸電流の実際値に変換する電流座標変換手段と、
    前記電流制御手段からの出力であるd軸電圧指令およびq軸電圧指令と、前記電流座標変換手段からの出力であるd軸電流およびq軸電流の実際値とを用いて、それぞれの入力の値の前記高周波電流指令重畳手段で重畳した高周波電流の周波数成分を抽出し、かつ当該q軸電圧高周波成分とq軸電流高周波成分との積から、前記d軸電圧高周波成分とd軸電流高周波成分との積を減じた値を算出し、当該算出値の直流成分がゼロとなるように前記モータ回転子の回転速度推定値を補正して出力すると共に、前記モータ回転子の回転速度推定値の時間積分値を前記モータ回転子の位置推定値として出力する回転子位置推定手段と、
    を備えて成ることを特徴とするモータ制御装置。
  2. 前記請求項1に記載のモータ制御装置において、
    前記回転子位置推定手段に、前記q軸電圧高周波成分とq軸電流高周波成分との積から、前記d軸電圧高周波成分とd軸電流高周波成分との積を減じた結果を入力として、前記高周波電流指令重畳手段で重畳する高周波電流指令の周波数の2倍の周波数成分のみを選択的に遮断して出力するフィルタ手段を付加したことを特徴とするモータ制御装置。
  3. モータ回転子に磁気的突極性を有し、直流電力を交流電力に変換するインバータからの出力が供給される永久磁石モータの制御装置において、
    前記モータ回転子の回転周波数と異なる高周波数成分の回転電流指令を、トルクを出力するために必要なd軸電流指令およびq軸電流指令(q軸:回転子突方向、d軸:回転子突方向と直角方向)にそれぞれ重畳する高周波電流指令重畳手段と、
    前記永久磁石モータのd軸電流およびq軸電流の実際値が前記高周波電流指令重畳手段からの出力である電流指令値に追従するように、前記インバータ出力のd軸電圧指令およびq軸電圧指令を操作する電流制御手段と、
    前記電流制御手段からの出力であるd軸電圧指令およびq軸電圧指令を、前記モータ回転子の位置推定値を用いて、前記インバータの3相電圧指令に変換する電圧指令座標変換手段と、
    前記永久磁石モータの3相電流を、前記モータ回転子の位置推定値を用いて、dq座標軸での値である前記d軸電流およびq軸電流の実際値に変換する電流座標変換手段と、
    前記電流制御手段からの出力であるd軸電圧指令およびq軸電圧指令と、前記電流座標変換手段からの出力であるd軸電流検出値およびq軸電流検出値とを用いて、それぞれの入力の値の前記高周波電流指令重畳手段で重畳した高周波電流の周波数成分を抽出し、かつ当該q軸電圧高周波成分とq軸電流高周波成分との積から、前記d軸電圧高周波成分とd軸電流高周波成分との積を減じた値を算出し、当該算出値の直流成分がゼロとなるように前記モータ回転子の回転速度推定値を補正して出力すると共に、前記モータ回転子の回転速度推定値の時間積分値を前記モータ回転子の位置推定値として出力する回転子位置推定手段と、
    前記永久磁石モータの永久磁石のN極、S極を同定するように、前記高周波電流指令重畳手段からの出力であるd軸電流指令に一定時間で交番する正負の直流電流指令を重畳するd軸直流電流指令重畳手段と、
    前記電流制御手段からの出力であるd軸電圧指令と、前記電流座標変換手段からの出力であるd軸電流の実際値とを入力として、それぞれの入力の値の前記高周波電流指令重畳手段で重畳した高周波電流の周波数成分を抽出し、かつ当該d軸電圧高周波成分を前記d軸電流高周波成分で除した値を、前記d軸直流電流指令重畳手段で重畳したd軸直流電流が正の時と負の時とで大小関係を比較し、当該大小比較結果に応じて前記永久磁石のN極がd軸正方向であるか負方向であるかを判別し、位相角修正値を算出して出力するNS判別手段と、
    を備えて成ることを特徴とするモータ制御装置。
  4. 前記請求項1に記載のモータ制御装置において、
    前記回転子位置推定手段のモータ回転子位置補正の制御ゲインを、電源投入時やインバータ動作停止後の再起動時等のインバータ動作開始時と通常運転時とで異なる値として設定する手段を付加して成ることを特徴とするモータ制御装置。
  5. 前記請求項1に記載のモータ制御装置において、
    前記回転子位置推定手段に、
    前記モータ回転子位置補正の制御ゲインを、前記q軸電圧高周波成分とq軸電流高周波成分との積から、前記d軸電圧高周波成分とd軸電流高周波成分との積を減じた値の直流成分の絶対値の大きさに応じて可変設定する制御ゲイン設定手段を付加したことを特徴とするモータ制御装置。
  6. 直流電力を交流電力に変換するインバータからの出力が供給される永久磁石モータの制御装置において、
    前記永久磁石モータのd軸電流およびq軸電流の実際値がd軸電流指令値およびq軸電流指令値に追従するように、前記インバータ出力のd軸電圧指令およびq軸電圧指令を操作する電流制御手段と、
    前記電流制御手段からの出力であるd軸電圧指令およびq軸電圧指令を、前記永久磁石モータのモータ回転子の位置推定値を用いて、前記インバータの3相電圧指令に変換する電圧指令座標変換手段と、
    前記永久磁石モータの3相電流を、前記モータ回転子の位置推定値を用いて、dq座標軸での値である前記d軸電流およびq軸電流の実際値に変換する電流座標変換手段と、
    前記電流制御手段からの出力であるd軸電圧指令およびq軸電圧指令と、前記d軸電流指令値およびq軸電流指令値と、前記モータ回転子の回転速度推定値とを用いて、前記永久磁石モータの永久磁石によるモータ誘起電圧を推定演算する第一の誘起電圧推定演算手段と、
    前記電流制御手段からの出力であるd軸電圧指令およびq軸電圧指令と、前記電流座標変換手段からの出力であるd軸電流およびq軸電流の実際値と、前記モータ回転子の回転速度推定値とを用いて、前記永久磁石モータの永久磁石によるモータ誘起電圧を推定演算する第二の誘起電圧推定演算手段と、
    前記第一の誘起電圧推定手段からの出力である誘起電圧d軸成分推定値に重み係数を乗じた値と、前記第二の誘起電圧推定手段からの出力である誘起電圧d軸成分推定値に重み係数を乗じた値とを加算した値がゼロとなるように、前記モータ回転子の回転速度推定値を補正して出力すると共に、前記モータ回転子の回転速度推定値の時間積分値を前記モータ回転子の位置推定値として出力する回転子位置推定手段と、
    を備えて成ることを特徴とするモータ制御装置。
  7. 前記請求項6に記載のモータ制御装置において、
    前記回転子位置推定手段に、
    前記第一の誘起電圧推定手段からの出力である誘起電圧d軸成分推定値と、前記第二の誘起電圧推定手段からの出力である誘起電圧d軸成分推定値とにそれぞれ乗じる重み係数を、前記回転子位置推定手段からの出力であるモータ回転子の回転速度推定値の絶対値の大きさに応じて可変設定する重み係数設定手段を付加したことを特徴とするモータ制御装置。
  8. 前記請求項6に記載のモータ制御装置において、
    前記回転子位置推定手段に、
    前記電流制御手段からの出力である電圧指令が前記インバータの出力可能最大電圧を上回った場合には、前記第一の誘起電圧推定手段からの出力である誘起電圧d軸成分推定値を用いずに、前記第二の誘起電圧推定手段からの出力である誘起電圧d軸成分推定値のみを用いて前記モータ回転子の位置推定値補正を行なうように、前記重み係数を切り替える重み係数切替手段を付加したことを特徴とするモータ制御装置。
  9. 前記請求項6に記載のモータ制御装置において、
    前記回転子位置推定手段に、
    前記第一の誘起電圧推定手段からの出力である誘起電圧d軸成分推定値と、前記第二の誘起電圧推定手段からの出力である誘起電圧d軸成分推定値とにそれぞれ乗じる重み係数を、前記電流制御手段からの出力であるd軸電圧指令の2乗とq軸電圧指令の2乗との和の平方根(電圧ベクトル振幅)の、前記インバータの出力可能最大電圧に対する比率(変調率)の大きさに応じて可変設定する重み係数設定手段を付加したことを特徴とするモータ制御装置。
  10. 直流電力を交流電力に変換するインバータからの出力が供給される永久磁石モータの制御装置において、
    d軸電流指令値およびq軸電流指令値と、前記永久磁石モータのd軸電流およびq軸電流の実際値とを入力として、トルク成分電流実際値がトルク成分電流指令値に追従するように電圧位相角を操作する電流制御手段と、
    前記電流制御手段からの出力である電圧位相角と、前記インバータの入力直流電圧とを入力として、前記インバータの出力可能最大電圧をd軸およびq軸に分配してd軸電圧指令およびq軸電圧指令を生成するdq軸電圧指令発生手段と、
    前記dq軸電圧指令発生手段からの出力であるd軸電圧指令およびq軸電圧指令を、前記永久磁石モータのモータ回転子の位置推定値を用いて、前記インバータの3相電圧指令に変換する電圧指令座標変換手段と、
    前記永久磁石モータの3相電流を、前記モータ回転子の位置推定値を用いて、dq座標軸での値である前記d軸電流およびq軸電流の実際値に変換する電流座標変換手段と、
    前記電流制御手段からの出力であるd軸電圧指令およびq軸電圧指令と、前記電流座標変換手段からの出力であるd軸電流およびq軸電流の実際値と、前記モータ回転子の回転速度推定値とを用いて、前記永久磁石モータの永久磁石によるモータ誘起電圧を推定演算する誘起電圧推定演算手段と、
    前記誘起電圧推定手段からの出力である誘起電圧d軸成分推定値がゼロとなるように、前記モータ回転子の回転速度推定値を補正して出力すると共に、前記モータ回転子の回転速度推定値の時間積分値を前記モータ回転子の位置推定値として出力する回転子位置推定手段と、
    を備えて成ることを特徴とするモータ制御装置。
  11. 前記請求項6に記載のモータ制御装置において、
    前記電流制御手段からの出力であるd軸電圧指令およびq軸電圧指令を入力として、dq軸電圧ベクトルのd軸に対する位相角の時間変化率を算出して出力する電圧位相角回転速度演算手段と、
    前記インバータの動作開始後一定時間は、前記電流制御手段に入力するd軸電流指令値およびq軸電流指令値を共にゼロに設定すると共に、前記回転子位置推定手段から出力するモータ回転子の回転速度推定値および位置推定値を共にゼロに設定し、その間に前記電圧位相角回転速度演算手段から出力される電圧位相角回転速度を、前記回転子位置推定手段のモータ回転子の回転速度推定値の初期値として設定する手段とを付加し、
    前記モータ回転子の回転速度推定値の初期値を設定した後に前記回転子位置推定手段の動作を開始して定常動作に移行するようにしたことを特徴とするモータ制御装置。
  12. モータ回転子に磁気的突極性を有し、直流電力を交流電力に変換するインバータからの出力が供給される永久磁石モータの制御装置において、
    前記モータ回転子の回転周波数と異なる高周波数成分の回転電流指令を、トルクを出力するために必要なd軸電流指令およびq軸電流指令(q軸:回転子突方向、d軸:回転子突方向と直角方向)にそれぞれ重畳する高周波電流指令重畳手段と、
    前記永久磁石モータのd軸電流およびq軸電流の実際値が前記高周波電流指令重畳手段から出力される電流指令値に追従するように、前記インバータ出力のd軸電圧指令およびq軸電圧指令を操作する電流制御手段と、
    前記電流制御手段からの出力であるd軸電圧指令およびq軸電圧指令を、前記モータ回転子の位置推定値を用いて、前記インバータの3相電圧指令に変換する電圧指令座標変換手段と、
    前記永久磁石モータの3相電流を、前記モータ回転子の位置推定値を用いて、dq座標軸での値である前記d軸電流およびq軸電流の実際値に変換する電流座標変換手段と、
    前記電流制御手段からの出力であるd軸電圧指令およびq軸電圧指令と、前記電流座標変換手段からの出力であるd軸電流およびq軸電流の実際値とを用いて、それぞれの入力の値の前記高周波電流指令重畳手段で重畳した高周波電流の周波数成分を抽出し、かつ当該q軸電圧高周波成分とq軸電流高周波成分との積から、前記d軸電圧高周波成分とd軸電流高周波成分との積を減じた値を算出し、当該算出値の直流成分がゼロとなるように前記モータ回転子の回転速度推定値を補正して出力すると共に、前記モータ回転子の回転速度推定値の時間積分値を前記モータ回転子の位置推定値として出力する第一の回転子位置推定手段と、
    前記電流制御手段からの出力であるd軸電圧指令およびq軸電圧指令と、前記d軸電流指令値およびq軸電流指令値と、前記モータ回転子の回転速度推定値とを用いて、前記永久磁石モータの永久磁石によるモータ誘起電圧を推定演算する第一の誘起電圧推定演算手段と、
    前記電流制御手段からの出力であるd軸電圧指令およびq軸電圧指令と、前記電流座標変換手段からの出力であるd軸電流およびq軸電流の実際値と、前記モータ回転子の回転速度推定値とを用いて、前記永久磁石モータの永久磁石によるモータ誘起電圧を推定演算する第二の誘起電圧推定演算手段と、
    前記第一の誘起電圧推定手段からの出力である誘起電圧d軸成分推定値に重み係数を乗じた値と、前記第二の誘起電圧推定手段からの出力である誘起電圧d軸成分推定値に重み係数を乗じた値とを加算した値がゼロとなるように、前記モータ回転子の回転速度推定値を補正して出力すると共に、前記モータ回転子の回転速度推定値の時間積分値を前記モータ回転子の位置推定値として出力する第二の回転子位置推定手段と、
    前記電流制御手段からの出力であるd軸電圧指令およびq軸電圧指令のベクトル和の大きさ(電圧べクトル振幅)を算出して出力する電圧ベクトル振幅演算手段と、
    前記インバータの動作開始後一定時間は、前記電流制御手段に入力するd軸電流指令値およびq軸電流指令値を共にゼロに設定すると共に、前記第一および第二の回転子位置推定手段から出力するモータ回転子の回転速度推定値および位置推定値を共にゼロに設定し、その間に前記電圧ベクトル振幅演算手段からの出力である電圧ベクトル振幅の大きさに応じて、当該電圧ベクトル振幅が一定値以上の場合には前記第二の回転子位置推定手段からの出力を、また前記電圧ベクトル振幅が前記一定値未満の場合には前記第一の回転子位置推定手段からの出力を、前記電圧指令座標変換手段および電流座標変換手段に対するモータ回転子の位置推定値としてそれぞれ出力するように切り替える手段と、
    を備えて成ることを特徴とするモータ制御装置。
  13. 前記請求項6に記載のモータ制御装置において、
    前記インバータの動作開始後一定時間は、前記インバータの3相出力電圧を相間電圧がそれぞれゼロとなるように設定出力し、その時に流れる前記永久磁石モータの電流の実際値から電流周波数を算出し、前記回転子位置推定手段の初期値として設定する手段を付加したことを特徴とするモータ制御装置。
  14. 直流電源と、当該直流電源からの直流電力を交流電力に変換して永久磁石モータに供給するインバータと、前記直流電源と前記インバータとの間を電気的に接続/切り離しするスイッチとから構成される、前記請求項6に記載のモータ制御装置において、
    前記永久磁石モータの回転誘起電圧のダイオード整流電圧が、前記直流電源電圧を上回るような高速回転状態から前記インバータを動作させる場合に、前記インバータの動作開始前に前記直流電源とインバータとの間のスイッチを投入し、その時前記永久磁石モータから前記インバータのスイッチング素子と逆並列に接続されたダイオードを介して流れる3相交流電流の実際値から電流周波数を算出し、前記回転子位置推定手段の初期値として設定した後に前記インバータの動作を開始する手段を付加したことを特徴とするモータ制御装置。
  15. 前記請求項14に記載のモータ制御装置において、
    前記スイッチの投入時、前記3相交流電流の実際値がすベてゼロの場合には、前記永久磁石モータの速度が低いと判断して、前記回転子位置推定手段で得られる定常状態と同一のモータ回転子の位置推定値で前記インバータの動作を開始する手段を付加したことを特徴とするモータ制御装
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