JP5745105B2 - 交流回転機の制御装置 - Google Patents

Description

この発明は、誘導機や同期機といった交流回転機の回転子位置を、位置センサを用いることなく得ることができる交流回転機の制御装置に関するものである。

交流回転機の制御において、回転機を所望の出力や回転数で回転させるため、通常は速度センサや位置センサを用いて行う。しかし、これらのセンサを取り付ける方法は、コスト高、配線に伴う性能低下を伴い、耐故障性やメンテナンスの面で不利となる問題があった。そこで、センサを用いることなく、交流回転機の磁極位置や回転速度を検出する方法が提案されている。

これらの方法として、誘起電圧を利用した方法が公知であり、主に誘起電圧が大きい高速域での運転で有利である。一方、ゼロ速や低速域など誘起電圧を用いるのが困難な速度領域においては、交流回転機に基本周波数と異なる周波数の電圧や電流を重畳してインダクタンスの突極性を利用して磁極位置を推定する技術が知られている。
例えば特許文献１に記載の発明は、高周波交番電圧を印加し、その直交方向に流れる高周波電流の振幅が０となるように磁極位置を推定方法が開示されている。

また、特許文献２に記載の発明は、回転機に高周波交番電圧を印加し、得られる高周波電流値を、推定角から４５度ずらした位相でd-q軸座標に変換し、そこから得られる高周波インピーダンスZdmとZqmが一致するように磁極位置を推定し、高負荷時の補正には、電流指令値のトルク成分に比例定数を乗算することにより演算した補償角θ^rだけ推定した磁極位置から減算し、推定位置θ^cを演算する方法が開示されている。

特許第３３１２４７２号公報 特開２００２−２９１２８３号公報 特許第４６７２２３６号公報

特許文献１に記載の発明は、高周波交番電圧を印加する方向の直交成分の振幅が０となるように、高周波交番電圧を印加する軸を調整しているため、負荷電流が流れている時にインダクタンスが磁気飽和すると推定位置が実際の磁極位置からずれてしまう。
また、特許文献２に記載の発明は、高周波インピーダンスが一致するような軸に高周波交番電圧を印加するため、無負荷時は、高周波交番電圧を印加する軸と、トルクが発生しない軸とが一致するが、負荷時には高周波交番電圧を印加する軸が、トルクが発生しない軸からずれてしまい、振動や騒音の原因となる問題があった。

この発明に係る交流回転機の制御装置は、交流回転機の電流ベクトルを検出する電流ベクトル検出手段と、電流ベクトル指令と前記検出電流ベクトルを入力し、前記交流回転機を駆動するための基本波電圧ベクトル指令と任意の軸に交番する交番電圧ベクトル指令とを加算した電圧ベクトル指令を出力する制御手段と、前記電圧ベクトル指令に基づいて前記交流回転機に電圧を印加する電圧印加手段と、前記電流ベクトル検出手段で検出された電流ベクトルを入力し、前記交番電圧ベクトル指令に対する平行成分と直交成分の少なくとも一方の交番電流振幅を演算する交番電流振幅演算手段と、前記電流ベクトル指令から交番電流振幅指令を生成する交番電流振幅指令生成手段と、前記交流回転機の推定磁極位置を演算する磁極位置演算手段とを備え、前記磁極位置演算手段は、前記交番電流振幅が前記交番電流振幅指令に一致するようにして前記推定磁極位置を演算することを特徴としている。

この発明によれば、交番電流振幅を交番電流振幅指令に一致するように推定位置を演算することにより、磁極位置を推定するために印加する高周波交番電圧を常にトルクの発生しない軸に印加したまま磁極位置の推定を行うことができ、かつ磁気飽和による推定位置誤差の影響を受けないため、回転機の振動や騒音を抑制することができる。

実施の形態１における交流回転機の制御装置の全体構成を示す図である。 実施の形態１の制御手段３の内部構成を説明する概略構成図である。 実施の形態１の交番電流振幅演算手段５の内部構成を示す概略構成図である。 図３のフィルタ５１の内部構成を説明する説明図である。 図３の直交成分抽出器５２の内部構成を説明する説明図である。 実施の形態１の交流回転機の動作をベクトルで説明する図である。 実施の形態１の交流回転機の負荷時に現れるインダクタンス分布を無負荷時と比較して表した動作説明図である。 図７の状態をベクトルで説明する図である。 特許文献２の動作を説明するための説明図である。 実施の形態１の磁極位置演算手段６の内部構成を示す概略構成図である。 実施の形態２における交流回転機の制御装置の全体構成を示す図である。 実施の形態２の磁極位置演算手段６の内部構成を示す概略構成図である。 実施の形態２の偏差増幅部６４の内部構成を示す概略構成図である。 実施の形態２の偏差増幅部６４の他の構成例を示す概略構成図である。 実施の形態２の適応観測部６５の内部構成を示す概略構成図である。 実施の形態２の状態観測器６５２の内部構成を示す概略構成図である。 実施の形態２の動作をベクトルで説明するための説明図である。 実施の形態２の交番電流振幅演算手段５の内部構成を示す概略構成図である。 実施の形態２の交番振幅抽出器５３の内部構成を示す概略構成図である。 実施の形態３における交流回転機の制御装置の全体構成を示す図である。 実施の形態３における交流回転機の制御装置の他の構成例を示す図である。 実施の形態４における交流回転機の定トルク曲線を示す図である。 実施の形態４の動作を説明するための説明図である。 実施の形態４の動作を説明するための説明図である。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１における交流回転機の制御装置の全体構成を示すものである。図において、交流回転機１は同期電動機であって、ここでは、永久磁石を用いた同期機である。本実施の形態では、同期電動機を例に挙げて説明するが、他種類の回転機であっても同様の原理で構成することが可能である。

交流回転機１には、交流回転機１の電流ベクトルを検出する電流ベクトル検出手段２と、電圧を印加するインバータ等の電力変換器が相当する電圧印加手段４が接続されている。
電流ベクトル検出手段２は、交流回転機１の三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの電流を検出し、座標変換器２１において、後述する推定磁極位置θ０を用いて、交流回転機１の回転子に同期して回転する直交座標として公知であるｄ−ｑ軸上の電流に座標変換し、これを検出電流ベクトル（ｉｄｓ，ｉｑｓ）として出力する。
三相電流を検出するには、電流を三相とも検出するほか、２相分を検出して三相電流の和がゼロであることを利用して三相電流を求めてもよいし、インバータ母線電流やスイッチング素子に流れる電流とスイッチング素子の状態から三相電流を演算してもよい。

制御手段３は、詳細には図２の構成図のように、加減算器３１により、外部から与えられる電流ベクトル指令（ｉｄ＿ｒｅｆ,ｉｑ＿ｒｅｆ）から上記検出電流ベクトル(ｉｄｓ,ｉｑｓ）をそれぞれ減算する。電流制御器３２では、加減算器３１の出力である電流ベクトル指令と検出電流ベクトルの偏差が無くなるように、比例積分制御して基本波電圧ベクトル指令（ｖｄｆ,ｖｑｆ）を出力する。高周波交番電圧ベクトル発生器３３は、ｄ、ｑ軸上の高周波交番電圧ベクトル指令（ｖｄｈ,ｖｑｈ）を出力する。

本実施の形態では、ｖｑｈ＝０としてｄ軸方向のみに印加する交番電圧とする。加減算器３４では、上記基本波電圧ベクトル指令と高周波交番電圧ベクトル指令を加算した電圧ベクトル指令（ｖｄ,ｖｑ）を出力し、座標変換器３５では推定位置θ0を使って加減算器３４の出力である電圧ベクトル指令（ｖｄ,ｖｑ）をｄ-ｑ軸から静止座標の３相電圧ベクトル指令（ｖｕ,ｖｖ,ｖｗ）に変換し出力する。
なお、本実施の形態では、制御手段３は比例積分制御を用いて電圧指令ベクトルを生成する方法を取っているが、例えばＶ／ｆ制御などの制御方式であっても高周波交番電圧ベクトル指令を加算すれば同様の原理で構成することが可能である。

電圧印加手段４は、インバータ等の電力変換器であって、制御手段３から出力される電圧ベクトル指令に基づいて、交流回転機１に電圧を印加する。
交番電流振幅演算手段５は、詳しくは図３の構成図のように、検出電流ベクトルから、フィルタ５１を用いて得られる高周波電流ベクトルを抽出し、直交成分抽出器５２を用いて、高周波電流の直交成分の振幅を演算し、交番電流振幅として出力する。

上記フィルタ５１は、検出電流ベクトルから高周波電流ベクトルを抽出するフィルタであり、検出電流ベクトルから前記高周波交番電圧ベクトル指令（ｖｄｈ,ｖｑｈ）と同一周波数成分を抽出出来るものならどのようなものを用いてもよい。例えば、図４に示すように、狭帯域のバンドストップフィルタとして公知であるノッチフィルタ５１１を利用して、高周波電流ベクトルを抽出する。図４のノッチフィルタ５１１では、（１）式の高周波交番電圧ベクトルの角周波数ωｈを除去するノッチフィルタを検出電流ベクトルに施して、検出電流ベクトルから角周波数ωｈ成分を除去する。加減算器５１２では検出電流ベクトルからノッチフィルタ５１１の出力を減算することで、検出電流ベクトルから角周波数ωｈ成分の高周波電流ベクトルを演算する。なお、式（１）のｓはラプラス演算子、ｑｘはノッチの深さである。

図５は図３の直交成分抽出器５２の構成図である。直交成分抽出器５２では、直交成分選択器５２１で、高周波電流ベクトル(ｉｄｈ,ｉｑｈ)に行列（０,１）^Ｔを乗算することでｄ軸と直交方向の高周波電流ベクトルであるｉｑｈのみを選択する。振幅演算器５２２では式（２）の演算をすることで、ｉｑｈの大きさ（振幅）である｜ｉｑｈ｜を演算し出力する。なお、式（２）中のＴはｉｑｈの周期である。

以上が、交番電流振幅演算手段５の構成である。

図１に戻って、磁極位置演算手段６は、交番電流振幅と後述する交番電流振幅指令生成手段７が出力する交番電流振幅指令に基づいて推定磁極位置を演算する。
まず、高周波交番電圧を印加して磁極位置を演算する方法について説明する。 はじめに、前述した高周波交番電圧ベクトル発生器３３が高周波交番電圧ベクトルｖｄｈ,ｖｑｈを出力するときに、交流回転機１に流れる高周波電流ベクトルの数式について説明する。

図６のように、回転子磁束ベクトル方向をｄｍ軸、その直交方向をｑｍ軸とし、高周波交番電圧ベクトルを印加することで得られる推定磁極位置θ０が示す方向をｄ軸、その直交方向をｑ軸とする。また、ｄ軸とｄｍ軸との偏差がΔθであるとする。なお、図６では、交流回転機１が無負荷であるときの状態を示すもので、ｄ軸は定常的にはｄｍ軸と一致するよう動作する。図６は瞬時的にΔθの偏差が生じた場合の図である。このとき、高周波交番電圧ベクトルｖｄｈ,ｖｑｈをそれぞれ、ｄ軸、ｑ軸に印加するときの交流回転機１の数式は（３）式のように表現することが出来る。なお、式中のPは微分演算子を表す。

高周波交番電圧を用いて磁極位置を検出する場合、高回転域では高周波の電圧や電流が発生する分、運転効率や電圧利用率、最大電流といった点で不利であるため、ゼロ速や低速で使用する方がよく、高回転域では公知の適応観測器などを利用した磁極位置検出手段を用いるのがよい。そこで、ここではゼロ速〜低速において高周波電圧を用いることとし、回転速度ωｒ≒０とおくと式（３）より、式（４）を得ることができる。

更に右辺第２項は、高周波電流の微分であり、高周波電流の微分は高周波電圧の角周波数ωｈ倍されるため、右辺第２項≫右辺第１項となり、右辺第１項は無視することができ、その結果式（５）を得ることができる。

ここで、高周波電圧ベクトルを式（６）のように与えるとすると、高周波電流ベクトルｉｄｈ、ｉｑｈは式（５）に式（６）を代入し、両辺を積分することで、式（７）のようになる。

磁極位置推定には、偏差△θを０とするようなθ0を演算する。ここで、式（７）の高周波電流の振幅成分を利用すれば、△θを電流振幅の関数で表すことができる。ここでは、高周波電流の直交成分ｉｑｈの振幅｜ｉｑｈ｜を用いると、式（７）から式（８）を得ることができる。

また、式（８）を△θの式に直すと、式（９）となる。

式（９）より、△θをゼロに近づけることは、｜ｉｑｈ｜をゼロに近づけることに等しい。よって推定位置θ0は比例積分器を用いて式（１０）で表すことができる。

なお、高周波電圧の角周波数ωｈと高周波電圧振幅Ｖｈは高周波交番電圧ベクトル発生器３３で任意に設定出来るものであるため、既知、Ｌ、ｌは式（３）の但し書きからＬｄ、Ｌｑより求めることが出来るものであり、Ｌｄ、Ｌｑは事前に測定することで把握できるためＬ、ｌも既知である。
以上のように、高周波電圧ベクトルを印加した軸から偏差△θは｜ｉｑｈ｜に基づいて演算することができる。

次に、負荷時のインダクタンス磁気飽和による推定位置の誤差について説明する。
前述のとおり、負荷時には交流回転機のインダクタンスが磁気飽和するため、ある負荷時に位置誤差θｅが発生するとすれば、図７に示すように、ある負荷時のインダクタンス分布は、無負荷時の分布に比べてθｅだけ変化する。この変化を式（３）で表すため、Ｌｄｃ，Ｌｑｃ，Ｌｄｑｃを式（１１）で定義しなおす。

式（１１）を用いて式（３）を展開すると式（１２）が得られる。また、高周波電流ベクトルｉｑｈの大きさ｜ｉｑｈ｜は式（１３）となる。

ここで、｜ｉｑｈ｜がゼロに近づくように式（１０）の比例積分器を構成すると、式（１３）より、（△θ−θｅ）がゼロに近づく。すなわち、△θはθｅに収束するため、図８に示すように、推定磁極位置θ０の示すｄ軸は、実際の磁極位置ｄｍ軸からθｅずれた位置で検出される。

特許文献２に記載の発明は、補償角を用いて推定磁極位置を補償しているものの、図９に示すように、推定磁極位置θ０から±４５°離れた軸の高周波インピーダンスが一致するような軸に高周波電圧を印加するため、高周波電圧を印加する軸（ｄ軸）がトルクが発生しない軸（ｄｍ軸）からずれており、高周波電圧によるトルクによる回転機の振動や騒音の要因となっていた。

そこで、前記磁極位置演算手段６の推定磁極位置の演算では、高周波交番電圧ベクトルを印加する軸を常にｄｍ軸として、高周波電圧のトルクによる回転機の振動や騒音の発生を抑制する。これは、すなわち実際の磁極位置であるｄｍ軸と推定磁極位置であるｄ軸との偏差△θをゼロにすることを意味する。ここで式（１３）より、△θをゼロに近づけると、｜ｉｑｈ｜は式（１４）で表される。

つまり、｜ｉｑｈ｜の値が式（１４）の右辺の値に近づけば、△θはゼロに近づく。このとき、θｅは未知であるから式（１４）の右辺はリアルタイムに演算することはできないが、θｅが負荷電流の大きさに応じて変化する特徴があるため、あらかじめ測定しておくことは可能である。そこで、後述する交番電流振幅指令生成手段７の出力である交番電流振幅指令｜ｉｑｈ＿ｒｅｆ｜を式（１５）に設定し、｜ｉｑｈ＿ｒｅｆ｜に｜ｉｑｈ｜が一致するように、比例積分器を用いて、推定磁極位置θ０を式（１６）で構成することで、｜ｉｑｈ｜を指令値｜ｉｑｈ＿ｒｅｆ｜に近づけることができ、その結果、推定磁極位置であるｄ軸をｄｍ軸に一致させるとともに、高周波電圧ベクトルの印加される方向をｄｍ軸とし、トルクによる回転機の振動や騒音の発生を抑制できる。なお、｜ｉｑｈ＿ｒｅｆ｜の設定方法は後述する。

以上が、磁極位置演算手段６による磁極位置推定の演算方法についての説明である。

次に、磁極位置演算手段６の構成について説明する。
磁極位置演算手段６は、図１０のように、交番電流振幅指令と交番電流振幅の偏差を出力する加減算器６１と、上記偏差から推定磁極位置を出力する磁極位置推定器６２から構成する。磁極位置推定器６２は、加減算器６１から入力される偏差値に基づき、式（１６）を用いて推定磁極位置を出力する。
以上が、磁極位置演算手段６の構成である。

更に、交番電流振幅指令生成手段７は、電流ベクトル指令（ｉｄ＿ｒｅｆ，ｉｑ＿ｒｅｆ）に、増幅値（Ｋｄ，Ｋｑ）の転置行列である（Ｋｄ，Ｋｑ）^T（Ｔは転置行列の意味）を乗算し、交番電流振幅指令｜ｉｑｈ＿ｒｅｆ｜を生成する。増幅値（Ｋｄ，Ｋｑ）は、単純な一定値を取ることもできるし、テーブルを用いて、電流ベクトル指令に基づいて変更することで交流電流振幅指令値の精度を高めることもできる。また、Ｋｄ＝０とおくことで、電流ベクトル指令のトルク成分のみから交番電流振幅指令を生成してもよい。

なお、増幅値は、交流回転機１に高周波交番電圧ベクトルと、負荷電流とを印加したときに式（２）で得られる｜ｉｑｈ｜の値をあらかじめ測定しておき、前記電流ベクトル指令と｜ｉｑｈ｜とから増幅値を決定する。これにより、未知のθｅに係わらず、電流振幅指令値｜ｉｑｈ＿ｒｅｆ｜を求めることができる。測定には、例えば電磁界解析などから解析的に電流指令ベクトルに対する指令値を求めてもよいし、実機を用いて測定してもよい。これらは事前の測定を行っておけば、直ちにセンサレスでの運転に適用することができる。

以上のように、本実施の形態の構成により、推定磁極位置θ０は、交番電流振幅が交番電流振幅指令に一致するように高周波交番電圧ベクトルを印加することにより、常にトルクが発生しない軸に向けて交番電圧を印加することが可能となるため、回転機の振動や騒音を抑制することができる。

実施の形態２．
実施の形態１では、高周波電圧を用いて、負荷時であっても磁極位置誤差を発生させない磁極位置推定方法を示した。しかし、この方法は前述したように、高回転域で高周波電圧を与えることは運転効率や電圧利用率、最大電流といった点で不利である。
実施の形態２では、低〜高速の全速度領域で磁極位置推定を行うため磁極位置演算手段６に適応観測器６５を有し、全速度領域で適応観測器６を用いて磁極位置を演算する。その中で、誘起電圧が小さく磁束ベクトルを演算しにくい低速域では高周波交番電圧を用いて磁束ベクトルを演算し、適応観測器６が不利である低速域での磁極位置推定を補い、全速度領域で磁極位置推定を可能とする。

図１１は、本発明の実施の形態２における交流回転機の制御装置の全体構成を示すものである。本実施の形態では、磁極位置演算手段６に交番電流振幅と交番電流振幅指令と電圧指令ベクトルと検出電流ベクトルとを入力する。それ以外の構成は実施の形態１と同様であるため説明は省略する。図１２に本実施の形態における磁極位置演算手段６の構成を示す。

本実施の形態において、磁極位置演算手段６は、交番電流振幅指令と交番電流振幅とから回転子磁束ベクトルを検出し、検出磁束ベクトルとして出力する磁束ベクトル検出部６６と、推定電流ベクトルと検出電流ベクトルの偏差である電流偏差ベクトルと、推定磁束ベクトルと上記検出磁束ベクトルの偏差である磁束偏差ベクトルとを出力する偏差ベクトル演算部６３と、上記電流偏差ベクトルと磁束偏差ベクトルを増幅して増幅偏差ベクトルとして出力する偏差増幅部６４と、交流回転機１の推定電流ベクトルと推定磁束ベクトルと推定磁極位置を出力する適応観測部６５とを有している。

偏差ベクトル演算部６３は、加減算器６３１により後述する適応観測部６５の出力である推定電流ベクトル（ｉｄｓ０,ｉｑｓ０）から電流ベクトル検出手段２の出力である検出電流ベクトル（ｉｄｓ,ｉｑｓ）を減算した電流偏差ベクトル（ｅｉｄｓ,ｅｉｑｓ）を出力し、加減算器６３２により後述する適応観測部６５の出力である推定磁束ベクトル（φｄｒ０,φｑｒ０）から後述する磁束ベクトル検出部の出力である検出磁束ベクトル（φｄｒＤ,φｑｒＤ）を減算した磁束偏差ベクトル（ｅφｄｒ,ｅφｑｒ）を出力する。

図１３は偏差増幅部６４の構成図である。図１３のゲイン行列６４１は電流偏差ベクトル（ｅｉｄｓ,ｅｉｑｓ）の転置行列である（ｅｉｄｓ，ｅｉｑｓ）^Tに行列Ｈｃを乗算した結果を出力し、ゲイン行列６４２は磁束偏差ベクトル（ｅφｄｒ, ｅφｑｒ）^Ｔに行列Ｈｆを乗算した結果を出力する。ここで、行列Ｈｃ、Ｈｆは式（１７）で定義するゲイン行列であり、式（１７）のｈ１１〜ｈ４４は増幅ゲインである。ｈ１１〜ｈ４４は任意に設定可能な値であるが、例えば、行列Ｈｃのｈ１１〜ｈ４２は、特許文献３（特許４６７２２３６号）の第９図に記載されているように推定速度ωｒ０によって各増幅ゲインの値を変更するようにする。同様にゲイン行列Ｈｆのｈ１３〜ｈ４４の値も推定速度ωｒ０によって各増幅ゲインの値を変更するようにしてもよい。なおこの場合、図１４のように後述する適応観測部６５から推定速度ωｒ０も出力するようにし、偏差増幅部６４はゲイン行列６４４、６４５に推定速度ωｒ０を入力するようにする。

加減算器６４３は図１３のゲイン行列６４１とゲイン行列６４２または図１４のゲイン行列６４４とゲイン行列６４５の出力ベクトルとを加算し、増幅偏差ベクトル（ｅ１,ｅ２,ｅ３,ｅ４）^Tを出力する。

なお、後述する適応観測部６５が出力する推定速度や推定磁極位置は、高回転になると、検出磁束ベクトルと推定磁束ベクトルの偏差である磁束偏差ベクトルを用いなくても良好に速度や位置を推定出来るため、ゲイン行列６４２またはゲイン行列６４５において、推定速度の絶対値が大きい場合は、ｈ１３〜ｈ４４の値が零になるようにして、高回転域でゲイン行列６４２またはゲイン行列６４５の出力は零とする。その結果、磁束ベクトル検出部６６の演算を停止することで演算量低減出来るとともに、制御手段３内部の高周波電圧ベクトル発生器３３の出力ｖｄｈ、ｖｑｈもゼロにすることで、ｖｄｈ、ｖｑｈにより発生する高周波電流もなくなり、高周波電流による損失も無くすことが出来る。

適応観測部６５は図１５のように、座標変換器６５１と状態観測器６５２と積分器８５３から構成される。
まず、適応観測部６５の動作について説明する。交流回転機１の電機子抵抗をR、ｄ軸方向の電機子インダクタンスをLｄ、ｑ軸方向の電機子インダクタンスをＬｑ、推定速度をωｒ０、電源角周波数をωとし、行列Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、Ｃ１、Ｃ２を（１８）式で定義する。

また、ｄ−ｑ軸上の推定電機子反作用ベクトルのｄ軸成分をφｄｓ０、ｑ軸成分をφｑｓ０、ｄ−ｑ軸上の電圧指令ベクトルのｄ軸成分をｖｄｓ、ｑ軸成分をｖｑｓと定義すると、式（１９）のように推定電機子反作用ベクトルφｄｓ０,φｑｓ０と推定磁束ベクトルφｄｒ０,φｑｒ０を得ることができる。

また、ラプラス演算子（微分演算子）をｓ、ｋｐを比例ゲイン、ｋｉを積分ゲインと定義し、（１８）式の行列Ａの内部パラメータである推定速度ωｒ０は、電流偏差ベクトルΔｉｄｓ、Δｉｑｓと推定磁束ベクトルφｄｒ０、φｑｒ０を用いて（２０）式によって与える。

推定位置θ０は、（２１）式のように推定速度を積分することで得ることが出来る。

また、推定電流ベクトルｉｄｓ０, ｉｑｓ０は（２２）式より求めることが出来る。

同様に、推定磁束ベクトルφｄｒ０、φｑｒ０は（２３）式より求めることが出来る。

以上のように、式（１８）〜（２３）を用いれば、電圧指令ベクトルと増幅偏差ベクトルと電流偏差ベクトルに基づいて、推定位置と推定電流ベクトルと推定磁束ベクトルを算出することが可能である。

これを踏まえ、適応観測部６５の構成図である図１５について説明する。図１５において、座標変換器６５１は制御手段の出力である３相交流の電圧指令ベクトルを直交回転座標であるｄ−ｑ軸の電圧指令ベクトルｖｄｓ、ｖｑｓに変換し、状態観測器６５２へ出力する。

図１６に詳細を示す状態観測器６５２では、座標変換器６５１の出力である電圧指令ベクトル(ｖｄｓ、ｖｑｓ)^Ｔにゲイン行列演算器６５２１で行列Ｂを乗算した結果を出力する。加減算器６５２２はゲイン行列演算器６５２１の出力とゲイン行列演算器６５２３と偏差増幅ベクトル(ｅ１,ｅ２,ｅ３,ｅ４)^Ｔとを加減算したベクトルを出力する。積分器６５２４は加減算器６５２２が出力するベクトルを各要素毎に積分し、ベクトル(φｄｓ０,φｑｓ０,φｄｒ０,φｑｒ０)^Ｔとして出力する。以上が式（１９）の右辺に相当する部分である。なお、式（１９）の左辺は積分器６５２４の入力部分に相当する。

ゲイン行列演算器６５２５は行列Ｃ１をベクトル(φｄｓ０,φｑｓ０,φｄｒ０,φｑｒ０)^Ｔを乗算することで、推定電流ベクトル(φｄｓ０,φｑｓ０)^Ｔを出力する。この部分は式（２２）に相当する。ゲイン行列演算器６５２６は行列Ｃ２をベクトル(φｄｓ０,φｑｓ０,φｄｒ０,φｑｒ０)^Ｔを乗算することで、推定磁束ベクトル(φｄｒ０,φｑｒ０)^Ｔを出力する。この部分は式（２３）に相当する。
図１５の積分器６５３は式（２１）のように、状態観測器６５２の出力である推定速度ωｒ０を積分することで推定位置θ０を求める。
以上が適応観測部６５の動作である。

磁束ベクトル検出部６６は、前述したように、交番電流振幅と交番電流振幅指令から検出磁束ベクトルを演算するが、先ず検出磁束ベクトルについて説明する。
図１７のように、回転子磁束ベクトルΦｒはｄｍ軸と同一方向である。ここで、回転子磁束ベクトルΦｒを、高周波電圧ベクトルと平行方向、すなわちｄ軸方向のΦｄｒＤと、高周波電圧ベクトルと直交方向、すなわちｑ軸方向のΦｑｒＤに射影する。このｄ軸とｑ軸に射影したΦｄｒＤとΦｑｒＤを検出磁束ベクトルとし、数式で表すと式（２４）のように表現することが出来る。

式（２４）のφｆは回転子磁束ベクトルΦｒの大きさであり、これはあらかじめ測定しておくことができる。よって、式（２４）から検出磁束ベクトルを演算するためには、Δθが分かればよい。

実施の形態１において、回転子磁束方向ｄｍ軸と推定磁極位置ｄ軸との偏差△θは、式（９）で表される。適応観測部６５は、定常的には△θがゼロに近づくように動作するため、２△θ≒０であるからｓｉｎ２△θ≒２△θとしてよい。よって、式（９）から式（２５）が得られる。

よって、式（２４）、（２５）から、｜ｉｑｈ｜を用いて検出磁束ベクトルを演算することができる。

ここで負荷時の動作について考える。負荷時には負荷電流に応じてインダクタンス分布が変化し、推定磁極位置の示すｄ軸と回転子磁束方向のｄｍ軸との間に誤差が生じるため、式（８）は、式（１３）に変化することを前述した。ここで、式（１３）を展開すると式（２６）となる。

△θは定常的にゼロとなるように動作するとすれば、２△θ≒０であるからｓｉｎ２△θ≒２△θ、ｃｏｓ２△θ≒１として、式（２６）から式（２７）を得る。

ここで、式（２７）の右辺第二項は、式（１５）と等しい。そこで、式（１５）から式（２７）を減算すると、式（２８）となる。

式（２８）から△θの式（２９）を得ることができる。

式（２９）には、未知の値ｃｏｓ２θｅが残っているため、このまま式（２４）に適用することはできない。
そこで、高周波電流の平行成分ｉｄｈを用いてｃｏｓ２θｅを演算する。式（１２）より、高周波電流の平行成分ｉｄｈは、式（３０）で表すことができ、その大きさ（振幅）｜ｉｄｈ｜は式（３１）となる。

△θは定常的にゼロとなるように動作するとすれば、△θ≒０より式（３２）が得られる。

ここで、式（３２）における右辺は、ｃｏｓ２θｅを除いて既知であり、｜ｉｄｈ｜は｜ｉｑｈ｜と同様に検出電流ベクトルの高周波成分から演算することができる。すなわち、ｃｏｓ２θｅは、式（３３）を用いてオンラインで演算することができる。

よって、式（２９）、（３３）から△θを演算することで、式（２４）の検出磁束ベクトルを演算することができる。

なお、この場合、交番電流振幅演算手段５は図１８に示すように、交番振幅抽出器５３により高周波電流ベクトルから交番電流振幅行列（｜ｉｄｈ｜，｜ｉｑｈ｜）を出力し、交番振幅抽出器５３は、図１９に示すように、直交成分選択器５３１、振幅演算器５３２に加え、平行成分選択器５３３を持ち、平行成分選択器は高周波電流ベクトルに（１，０）^Ｔを乗算してｉｄｈを選択し、振幅演算器は式（３４）から振幅｜ｉｄｈ｜を算出するようにする。

以上より、高周波電流振幅と高周波電流振幅指令から回転子磁束方向ｄｍ軸と推定磁極位置ｄ軸との偏差△θを演算できるため、あらかじめ磁極位置を求めておくことなく検出磁束ベクトルを計算することができ、演算量を低減することができる。
また、推定磁極位置に誤差が現れる負荷時にあっても交番電流振幅が交番電流振幅指令から検出磁束ベクトルを求め、検出磁束ベクトルと推定磁束ベクトルの偏差である磁束偏差ベクトルと検出電流ベクトルと推定磁束ベクトルの偏差である電流偏差ベクトルを求め、磁束偏差ベクトルを増幅した増幅偏差ベクトルから適応観測部６５が磁極位置を推定することで、負荷による磁極位置推定誤差の影響を受けることなく全速度領域での磁極位置の推定ができる。

実施の形態３．
実施の形態１では、交番電流振幅指令生成手段７は、電流ベクトル指令から交番電流振幅指令を生成している。交流回転機１の検出電流ベクトルは、制御手段３により、定常的には電流ベクトル指令に一致するように制御されるので、交番電流振幅指令を検出電流ベクトルから作成してもよい。
本実施の形態の交流回転機の制御装置の構成を図２０に示す。図２０において、交番電流振幅指令生成手段７は検出電流ベクトルから交番電流振幅指令を生成する。その他の構成は、実施の形態１と同様である。

交番電流振幅指令生成手段７は、検出電流ベクトル（ｉｄｓ，ｉｑｓ）に増幅値（Ｋｄ，Ｋｑ）^Ｔを乗算して、交番電流振幅指令を生成する。増幅値（Ｋｄ，Ｋｑ）は、単純な一定値を取ることもできるし、電流ベクトル指令にもとづくテーブル値を持つことで交流電流振幅指令値の精度を高めることもできる。また、Ｋｄ＝０とおくことで、検出電流ベクトルのトルク成分のみから交番電流指令を生成してもよい。

以上のように、交番電流振幅指令生成手段７は、検出電流ベクトルを用いて交番電流振幅指令を生成することで、交流回転機の内部状態と一致する交番電流振幅指令を用いて、磁極位置を演算できる。
なお、実施の形態３に記載の交番電流振幅指令生成手段７は、実施の形態２にも同様に適用できる。その場合、図２１に示す構成をとり、交番電流振幅指令生成手段７は、実施の形態３と同様に構成される。

実施の形態４．
実施の形態１乃至３に係る交流回転機の制御装置では、交流回転機の回転子磁束であるｄｍ軸方向に高周波電圧を印加していた。しかし、ＬｄとＬｑの比（以下、突極比と称す）の大きい交流回転機において、高周波電圧によるトルクの発生を抑制する軸はｄｍ軸には限らない。
本実施の形態では、突極比の大きい交流回転機についても、高周波交番電圧によるトルクの発生を抑制する方向に高周波電圧を印加する交流回転機の制御装置について述べる。

まず、高周波交番電圧によってトルクが発生する原因およびトルクの発生を抑制する方法について述べる。
交流回転機１が、永久磁石を用いた同期機である場合、発生するトルクτは、式（３５）として公知である。

また、式（３５）を式（３６）に変形し、トルクτを一定値とおくと、ｉｑはｉｄの双曲線として表すことができる。このときの（ｉｄ，ｉｑ）軸上での電流ベクトルの軌跡（定トルク曲線）は図２２のようになる。

ここで、定トルク曲線とは、この曲線上のどの電流値においてもトルクが一定であり、曲線上を電流ベクトルが移動してもトルクは変化しない。すなわち、高周波交番電圧によって変動する電流ベクトルが、この曲線上にあれば、高周波交番電圧によるトルクは発生しないということである。

交流回転機１を駆動するために基本波電流ベクトルが印加され、トルクが発生しているとすると、そのトルクの定トルク曲線が存在する。このとき高周波交番電圧をｄｍ軸方向に印加すると、高周波電流ベクトルの軌跡は図２３に示す高周波電流ベクトルとなる。このベクトル軌跡は、定トルク曲線上にないためトルクが変動する。そのため回転機に振動や騒音が発生することがある。
そこで、図２４のように高周波電流のベクトル軌跡を定トルク曲線の接線に近づければ、高周波電流ベクトルによるトルクの変動を抑制することができる。式（３６）をｉｄで微分すると接線の傾きが式（３７）で得られ、さらに式（３５）を用いて変形すると式（３８）で表せる。

また、ｄｍ軸と定トルク曲線の接線の偏差をηとすると、ある基本波電流ベクトル（ｉｄ１，ｉｑ１）における偏差ηは式（３９）で表される。

すなわち、高周波電圧をｄｍ軸からηだけずらして印加することにより、高周波電流ベクトルによるトルクの発生を抑制することができる。
以上、高周波電圧によってトルクが発生する原因およびトルクの発生を抑制する方法について説明した。

実施の形態１乃至３の形態において、ｄｍ軸からηだけ離れた軸に高周波電圧を印加るには、高周波電圧ベクトル指令（ｖｄｈ，ｖｑｈ）を変更すればよい。具体的には、式（４０）で与えることで実現できる。

このとき、｜ｉｑｈ＿ｒｅｆ｜の設定方法について説明する。
高周波電圧ベクトル指令をｄｍ軸からηだけ離れたｄｃ軸に印加するとき、式（１３）中の△θは、ｄｃ軸からの瞬時的な偏差△θ１を用いて、（η＋△θ１）で置き換えることができ、ｑｍ軸の高周波電流振幅は式（４１）で表される。

瞬時的な誤差△θ１はゼロに収束するから、結局、式（４２）が得られる。

したがって式（４２）は、式（１４）の右辺の正弦項に（２η）が加わるだけで、その他の構成は、実施の形態１乃至３と同様であり、｜ｉｑｈ＿ｒｅｆ｜を電磁界解析や事前の実機測定などで把握することで、高周波電圧ベクトル指令を印加する方向をｄｍ軸から変更した場合でも、実施の形態１乃至３に適用することができる。これにより、高周波電圧をトルクの発生を抑制する方向に印加することができる。

以上のように、突極比の大きい交流回転機においても高周波電圧を印加する軸を定トルク曲線の接線方向にとることで、高周波電圧に起因するトルク変動による回転機の振動や騒音を抑制することができる。

１ 交流回転機、 ２ 電流ベクトル検出手段、 ３ 制御手段、
４ 電圧印加手段、 ５ 交番電流振幅演算手段、
６ 交番電流振幅指令生成手段、
７ 磁極位置演算手段、
２１、３５、６５１ 座標変換器、
３１、３４、５１２、６１、６４３、６５２２ 加減算器、
３２ 電流制御器、 ３３ 高周波電圧ベクトル発生器、
５１ フィルタ、 ５２、直交成分抽出器、 ５１１ ノッチフィルタ、
５２１、５３１ 直交成分選択器、
５２２、５３２、５３４ 振幅演算器、
５３３ 平行成分選択器、 ６２ 磁極位置推定器、
６３ 偏差ベクトル演算部、
６４ 偏差増幅部、 ６５ 適応観測部、 ６６ 磁束ベクトル検出部、
６４１、６４２、６４４、６４５ ゲイン行列、 ６５２ 状態観測器、
６５３ 積分器、 ６５２１、６５２３〜６５２６ ゲイン行列演算器、
６５２７ 速度推定器。

Claims (8)

1. 交流回転機の電流ベクトルを検出する電流ベクトル検出手段と、電流ベクトル指令と前記検出電流ベクトルを入力し、前記交流回転機を駆動するための基本波電圧ベクトル指令と任意の軸に交番する交番電圧ベクトル指令を加算した電圧ベクトル指令を出力する制御手段と、前記電圧ベクトル指令に基づいて前記交流回転機に電圧を印加する電圧印加手段と、前記電流ベクトル検出手段で検出された電流ベクトルを入力し、前記交番電圧ベクトル指令に対する平行成分と直交成分の少なくとも一方の交番電流振幅を演算する交番電流振幅演算手段と、前記電流ベクトル指令あるいは前記検出電流ベクトルから交番電流振幅指令を生成する交番電流振幅指令生成手段と、前記交流回転機の推定磁極位置を演算する磁極位置演算手段とを備え、前記磁極位置演算手段は、前記交番電流振幅が前記交番電流振幅指令に一致するようにして前記推定磁極位置を演算することを特徴とする交流回転機の制御装置。
2. 前記制御手段は、電流ベクトル指令から前記検出電流ベクトルを減算する加減算器と、前記加減算器の出力から前記電流ベクトル指令と前記検出電流ベクトルとの偏差がなくなるように制御して基本波電圧ベクトル指令を生成する電流制御器と、d―q軸上の交番電圧ベクトル指令を発生する交番電圧ベクトル発生器と、前記基本波電圧ベクトル指令と前記交番電圧ベクトル指令とを加算し電圧ベクトル指令を発生する加減算器とから構成されたことを特徴とする請求項１に記載の交流回転機の制御装置。
3. 前記磁極位置演算手段は、交番電流振幅指令と交番電流振幅の偏差を出力する加減算器と、上記偏差から推定磁極位置を出力する磁極位置推定器から構成されたことを特徴とする請求項１に記載の交流回転機の制御装置。
4. 前記磁極位置演算手段には、前記交番電流振幅と前記交番電流振幅指令と前記電圧ベクトル指令と前記検出電流ベクトルとが入力されることを特徴とする請求項1に記載の交流回転機の制御装置。
5. 前記磁極位置演算手段は、前記交番電流振幅と前記交番電流振幅指令から検出磁束ベクトルを演算する磁束ベクトル検出部と、前記交流回転機の推定電流ベクトルと推定磁束ベクトルと推定磁極位置を出力する適応観測部と、前記推定電流ベクトルと前記検出電流ベクトルの偏差である電流偏差ベクトルと前記推定磁束ベクトルと前記検出磁束ベクトルの偏差である磁束偏差ベクトルとを出力する偏差ベクトル演算部と、前記電流偏差ベクトルと前記磁束偏差ベクトルを増幅して増幅偏差ベクトルとして前記適応観測部に出力する偏差増幅部とを有し、前記適応観測部が出力する推定磁極位置は、前記推定電流ベクトルと前記推定磁束ベクトルと前記増幅偏差ベクトルと前記電圧ベクトル指令とに基づいて演算することを特徴とする請求項1に記載の交流回転機の制御装置。
6. 前記交番電流振幅指令生成手段は、前記検出電流ベクトルあるいは前記電流ベクトル指令のトルク成分から交番振幅電流指令を演算することを特徴とする請求項1あるいは請求項２に記載の交流回転機の制御装置。
7. 前記交番電圧ベクトル指令は、印加時にトルクが発生しない軸に交番することを特徴とする請求項１に記載の交流回転機の制御装置。
8. 前記制御手段は、任意の一定トルクを発生する際に、前記交番電圧ベクトル指令が、前記電流ベクトルのd-q軸上での軌跡の接線方向にとるようにしたことを特徴とする請求項７に記載の交流回転機の制御装置。
   

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