CN100422758C - 旋转机的常数测定装置 - Google Patents

Abstract

本发明的旋转机的常数测定装置具备：输出1～N的N种(N≥2)试验号n，同时，输出由根据该试验号n预先确定的预定条件所确定的相位信号q的试验号选择单元(1)；根据试验号n和相位信号q，在旋转机(感应电机)(5)上供给交变电压，同时，输出基于试验号n为1～N的上述相位信号q的基准相位增益和90度延迟相位增益的试验单元(8)；当输入了该基准相位增益和该90度延迟相位增益时，使用这些增益，运算旋转机(感应电机)(5)的预定常数的旋转机常数运算单元(7)。

Description

旋转机的常数测定装置

技术领域

本发明涉及旋转机的常数测定装置，特别是涉及不旋转地测定旋转机的电常数(例如，初级电阻Rs、次级电阻Rr、自感L、互感M等)的旋转机的常数测定装置。

背景技术

现有的旋转机的常数测定装置例如，如特开平2-304380号公报(特别是，第5-9页，第8-10图)(以下，作为专利文献1)公开的那样，在以逆变器作为驱动电源的感应电机(旋转机)中，发生逆变器输出电压，使得成为单相馈电状态或者与其等价的馈电状态，把其电压和频率以及在感应电机中流过的电流代入到感应电机的传递函数式中运算，求初级电阻、次级电阻、初级自感、次级自感以及互感。

另外，作为其它的现有例，例如，有在特开平6-273496号公报(特别是第4-9页，第1-5图)(以下，作为专利文献2。)中记载的装置。根据d轴电压指令和q轴电压指令以及初级角频率指令生成三相电压指令信号，与此成比例，控制电力变换器的输出电压，施加到旋转机上。另外，在检测逆变器的输出电流，根据该检测电流和初级角频率指令，检测d轴电流分量和q轴电流分量时，在使初级角频率指令和q轴电压指令的各指令值分别为0的条件下，作为d轴电压指令的指令值提供交流信号。接着，把遵从根据该信号生成的三相电压指令信号的变换器输出电压施加到旋转机上。这时，检测在旋转机中流过的d轴电流分量，根据以上述交流信号为基准的三角函数的付立叶展开分析该检测值，根据该基波分量的付立叶系数和上述交流信号值求旋转机的常数。

另外，作为其它的现有例，例如有在特开平7-55899号公报(特别是，第5～13页，第1～3图)(以下，作为专利文献3。)中记载的装置。根据d轴电压指令和q轴电压指令以及初级角频率指令，生成三相电压指令信号，与此成比例，控制电力变换器的输出电压施加到旋转机上。另外，在检测输出电流，根据该检测电流和初级角频率指令检测d轴电流分量和q轴电流分量时，在使初级角频率指令和q轴电压指令的各指令值分别为0的条件下，作为d轴电压指令值提供交流信号，把遵从根据该信号生成的三相电压指令信号的变换器输出电压施加到旋转机上。这时，检测在旋转机中流过的d轴电流分量，根据以上述交流电流为基准的付立叶展开分析该检测。为了得到该基波分量的付立叶系数，对于上述交流信号使用两个频率进行，从其付立叶系数与从旋转机模型中的输出电流/输入电流的频率特性得到的与上述付立叶系数相对应的电流分量值的关系求旋转机常数。

在上述现有的旋转机的常数测定装置的任一个中，通过求解与未知常数的数量相对应的联立方程式而测定常数，由于受到该联立方程式的制约，因此单相馈电时的交变电压的频率选择次数存在2次或者3次这样的制约，具有不能够多次进行反复试验提高常数的测定精度这样的问题点。

另外，上述现有的旋转机的常数测定装置由于根据与旋转机的增益有关的联立方程式测定常数，因此在增益一定的频带中不能够得到方程式的适当的解，从而具有在进行单相馈电时的交变电压的频带中受到制约的问题点。

另外，由于磁饱和，旋转机的电感值依赖于电流振幅，而上述现有的旋转机的常数测定装置由于没有考虑到电流振幅，因此具有不能够测定实际上为了驱动旋转机所需要的电感值这样的问题点。

发明内容

本发明是为解决上述的问题点而完成的，目的在于得到能够正确地获得为了驱动旋转机所需要的旋转机的常数的旋转机的常数测定装置。

本发明由于具备在输出1到N的N种(N≥2)试验号n的同时，输出由根据该试验号n预先确定的预定条件所确定的相位信号q的试验号选择单元；根据上述试验号n和上述相位信号q，通过向旋转机供给交变电压，求解基于上述试验号n为1～N的上述相位信号q的基准相位增益(a(1)、a(2)、......、a(N))和90度延迟相位增益(b(1)、b(2)、......、b(N))并输出的试验单元；当输入了上述基准相位增益(a(1)、a(2)、......、a(N))和上述90度延迟相位增益(b(1)、b(2)、......、b(N))时，使用这些增益，运算上述旋转机的常数的旋转机常数运算单元，因此不受到单相馈电时的交变电压的频率选择次数的制约，能够多次反复实施试验提高常数测定的精度。

附图说明

图1是表示本发明实施形态1的旋转机的常数测定装置的结构的框图。

图2是用于说明本发明实施形态1的旋转机的常数测定装置的试验号选择单元中的试验号n和相位信号q的变化状况的说明图。

图3是用于说明本发明实施形态1的旋转机的常数测定装置的电流抽取器的动作的说明图。

图4是表示本发明实施形态1的旋转机的常数测定装置的处理流程的流程图。

图5是用于说明本发明实施形态2的旋转机的常数测定装置的电流抽取器的动作的说明图。

图6是表示本发明实施形态3的旋转机的常数测定装置的电流抽取器的结构的框图。

图7是表示本发明实施形态4的旋转机的常数测定装置的电流抽取器的结构的框图。

图8是表示本发明实施形态5的旋转机的常数测定装置的结构的框图。

图9是用于说明本发明实施形态5的旋转机的常数测定装置的电压抽取器的动作的说明图。

具体实施方式

实施形态1

图1是表示本发明实施形态1的旋转机的常数测定装置的结构的框图。如图1所示，本实施形态的旋转机的常数测定装置由进行试验号的选择并输出的试验号选择单元1、把与从试验号选择单元1得到的试验号相对应的电压施加到感应电机(旋转机)5上进行试验的试验单元8、接收来自试验单元8的输出运算感应电机(旋转机)5的常数并输出的旋转机常数运算单元7构成。

试验号选择单元1根据预先设定了的时刻，顺序选择1到N的试验号n，对于试验单元8，输出N种试验号n，同时，输出后述的相位信号q。

试验单元8由逆变器2、电流抽取器3、传递特性存储器4和电流检测器6构成。

逆变器2把从试验号选择单元1得到的上述相位信号q作为基准相位，把与根据从试验号选择单元1得到的试验号n相对应预先设定的交变电压施加到感应电机(旋转机)5上。

电流检测器6检测逆变器2在感应电机5上施加了交变电压时的电流瞬时值。

电流抽取器3把从试验号选择单元1得到的上述相位信号q作为基准相位，从由电流检测器6检测出的电流瞬时值抽取与该基准电位同相位的同相位分量电流ia(n)和90度延迟相位分量电流ib(n)，按照试验号n的值变化的定时，把ia(n)、ib(n)输出到传递特性存储器4。

传递特性存储器4用预先设定的交变电压的振幅V(n)分别除根据试验号n得到的ia(n)和ib(n)，分别把除算后的值存储为基准相位增益a(n)、90度延迟相位增益b(n)。而且，在从试验号选择单元1输入了试验号N以后，如果经过用于使逆变器2的交变电压施加结束的预先设定的预定时间，则该传递特性存储器4向旋转机常数运算单元7输出基准相位增益(a(1)、a(2)、......a(N))和90度延迟相位增益(b(1)、b(2)、......b(N))。

旋转机常数运算单元7如果从传递特性存储器4输入上述基准相位增益(a(1)、a(2)、......a(N))和90度延迟相位增益(b(1)、b(2)、......b(N))，则使用这些值，按照预定的公式进行运算，输出感应电机(旋转机)5的常数，即，初级电阻Rs、次级电阻Rr、初级电感Ls，互感M。

另外，在试验号选择单元1内部，针对每个试验号n的值预先确定N种角频率ω(n)(n＝1、2、......、N)。该角频率ω(n)既可以用等比数列也可以用等差数列给出。而且，根据输出的试验号n选择角频率ω(n)，输出用下述的(1)式表示的相位信号q。

$q=\mathrm{\ω}\left(n\right)\×t-2\mathrm{\π}\×\mathrm{INT}\left(\frac{\mathrm{\ω}\left(n\right)\×t}{2\mathrm{\π}}\right)...\left(1\right)$

式中，t是时刻，INT(x)是舍弃了x的小数点后面的整数值。

图2表示N＝4时的试验号选择单元1输出的试验号n和相位信号q的一个例子。这里，作为一个例子，表示使ω(n)等比变化的同时，在相位信号q到达2个周期的时刻变更了n的值的情况。

一般，感应电机的传递特性的波特图按照对数曲线描绘，而通过使ω(n)这样等比变化，具有能够在波特图上角频率成为等间隔这样的条件下实施试验的效果。

另外，既可以使ω(n)等差变化，也可以给出任意的值。另外，既可以在相位信号q达到了其它周期的时刻变更n的值，也可以与相位信号q的周期不相关地变化n的值。

逆变器2预先设定N种交变电压的振幅V(n)(n＝1、2、......、N)。该交变电压的振幅V(n)例如既可以按照V(1)＝V(2)＝......V(N)，也可以按照等差数列或者等比数列给出。而且，根据相位信号q以及下述的(2)式以及(3)式，在感应电机5上设定静止正交双轴上的电压指令vd以及vq。

vd＝V(n)×sin(q)+C    …(2)

vq＝0                 …(3)

式中，

vd：静止正交双轴上的d轴电压指令

vq：静止正交双轴上的q轴电压指令

V(n)：预先设定的交变电压的振幅

ω(n)：对于预先设定的试验号n，唯一确定的角频率

t：时刻

C：任意的常数

关于常数C的值，在本实施形态中为了使说明容易，采用C＝0，而即使给出任意的值也能够得到相同的效果。另外，在vd、vq与三相电压vu、vv、vw之间存在(4)式的关系。

$\left(\begin{array}{c}\mathrm{vu}\\ \mathrm{vv}\\ \mathrm{vw}\end{array}\right)=\sqrt{\frac{2}{3}}\left(\begin{array}{cc}1& 0\\ -\frac{1}{2}& \frac{\sqrt{3}}{2}\\ -\frac{1}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}\mathrm{vd}\\ \mathrm{vq}\end{array}\right)...\left(4\right)$

而且，逆变器2把根据(2)～(4)式得到的三相电压vu、vv、vw施加到感应电机5上。根据(2)～(4)式得到的三相电压vu、vv、vw成为交变电压，而在施加交变电压的情况下，由于感应电机5不旋转，因此具有逆变器2把根据(2)～(4)式得到的交变电压施加到感应电机5上，能够使感应电机5不旋转的情况下在感应电机5中发生电流的效果。

电流抽取器3根据下述的(5)式把从电流检测器6得到的电流瞬时值iu、iv变换为正交双轴上的电流id。

$\mathrm{id}=\sqrt{\frac{2}{3}}(\mathrm{iu}-\frac{1}{2}\mathrm{iv}-\frac{1}{2}\mathrm{iw})...\left(5\right)$

另外，这时，在本实施形态中，由于电流检测器6仅能够检测iu和iv，因此用下述的(6)式提供iw。

iw＝-iu-iv                   …(6)

使用图3，说明电流抽取器3以上述相位信号q为基准相位，把上述id抽取为同相位分量电流ia(n)和90度延迟相位分量电流ib(n)的方法。在上述试验号为n的期间中，把上述相位信号q为π/2时的id作为ia1(n)，3π/2时的id作为ia2(n)。同样，把相位信号q为π时的id作为ib1(n)，2π时的id作为ib2(n)。这时，同相位分量ia(n)以及90度延迟相位分量ib(n)用下述的(7)、(8)式给出。

ia(n)＝(ia1(n)-ia2(n))×0.5  …(7)

ib(n)＝(ib1(n)-ib2(n))×0.5  …(8)

而且，在试验号n变化为n+1的时刻，电流抽取器3把ia(n)、ib(n)输出到传递特性存储器4。但是，在试验号为N的情况下，由于试验号不会成为N+1，因此经过预定的时间以后，把ia(N)、ib(N)输出到传递特性存储器4。

如上所述，电流抽取器3在试验号为n的期间中，在上述相位信号q是π/2、π、3π/2、2π时检测id，根据(7)、(8)式，把其检测值抽取为同相位分量ia(n)以及90度延迟相位分量ib(n)，因此具有按照加法和乘法这样非常简单的运算式而不必进行积分运算就能够进行电流抽取的效果。

下面，说明传递特性存储器4的动作。根据在从试验号选择单元1得到的试验号n变化为n+1的时刻从电流抽取器输入的ia(n)、ib(n)，传递特性存储器4根据用预先存储的V(n)分别除上述ia(n)、ib(n)的下述(9)、(10)式，计算a(n)、b(n)，存储试验号n和a(n)和b(n)。

a(n)＝ia(n)÷V(n)          …(9)

b(n)＝ib(n)÷V(n)          …(10)

而且，在试验号成为N以后经过了预定时间的时刻，把基准相位增益(a(1)、a(2)、......a(N))和90度延迟相位增益(b(1)、b(2)、......b(N))输出到旋转机常数运算单元7。

在旋转机常数运算单元7中，根据上述基准相位增益(a(1)、a(2)、......a(N))和90度延迟相位增益(b(1)、b(2)、......b(N))，运算旋转机常数Rs、Rr、Ls、M。说明该旋转机常数运算单元7的动作原理。

从交变电压到交变电流的传递函数如上述专利文献1的第6页所示，成为下述的(11)式。

$G\left(s\right)=\frac{\frac{1}{\mathrm{\σLs}}(s+\frac{\mathrm{Rr}}{\mathrm{Lr}})}{s^2+(\frac{\mathrm{Rs}}{\mathrm{\σLs}}+\frac{\mathrm{Rr}}{\mathrm{\σLr}})s+\frac{\mathrm{RsRr}}{\mathrm{\σLsLr}}}$

$=\frac{1}{\mathrm{Rs}}\frac{1+\mathrm{Trs}}{1+(\mathrm{Ts}+\mathrm{Tr})s+\mathrm{\σTsTr}{s}^2}...\left(11\right)$

$=\frac{\mathrm{\β}0+\mathrm{\β}1s}{1+\mathrm{\α}1s+\mathrm{\α}{2s}^2}$

式中，s：拉普拉斯算子，σ：漏泄系数

Ts＝Ls/Rs

Tr＝Lr/Rr

α1＝Ts+Tr

α2＝σTsTr

β0＝1/Rs

β1＝Tr/Rs

其次，由(13)、(14)式定义A(s)、B(s)。

A(s)＝1+α1×s+α2×s²…(13)

B(s)＝β0+β1×s      …(14)

试验号n中的基准相位增益是a(n)，90度延迟相位增益是b(n)。从而，试验号为n中的试验结果表示的传递特性G0(jω(n))成为下述的(15)式。

G0(jω(n))＝a(n)+j×b(n)       …(15)

另一方面，如果根据(11)式，则试验号n中的传递特性G(jω(n))成为(16)式。

G(jω(n))＝B(jω(n))÷A(jω(n))…(16)

如果把(16)式放大A(jω(n))倍，则成为下述的(17)式。

A(jω(n))G(jω(n))＝B(jω(n))                …(17)

因此，用(18)式定义偏差e(n)。

e(n)＝A(jω(n))G0(jω(n))-B(jω(n))

                                             …(18)

另外，由于(17)、(18)式中的G0(jω(n))、G(jω(n))是复数，因此偏差e(n)也是复数。因此，把偏差e(n)的实部和虚部分别定义为er(n)、ei(n)。

另外，作为与对于用试验号n确定的N种角频率运算的旋转机的传递特性增益、上述基准相位增益(a(1)、a(2)、......a(N))和上述90度延迟相位增益(b(1)、b(2)、......b(N))的偏差有关的误差，用以下的(19)式定义偏差矢量E。

$E=\left(\begin{array}{c}\mathrm{er}\left(1\right)\\ \mathrm{ei}\left(1\right)\\ \mathrm{er}\left(2\right)\\ \mathrm{ei}\left(2\right)\\ \·\\ \·\\ \·\\ \mathrm{er}\left(N\right)\\ \mathrm{ei}\left(N\right)\end{array}\right)...\left(19\right)$

这时，偏差矢量E与偏差矢量的转置E^T之积成为(20)式。

E·E^T＝er(1)²+ei(1)²+er(2)²+ei(2)²+…+er(N)²+ei(N)²

                                                …(20)

即，(20)式的左边是误差E的平方。另一方面，如果把(18)式代入到(19)式中，则成为(21)式。

$E=\left(\begin{array}{cccc}-\mathrm{\ω}\left(1\right)b\left(1\right)& -\mathrm{\ω}{\left(1\right)}^{2}a\left(1\right)& -1& 0\\ \mathrm{\ω}\left(1\right)a\left(1\right)& -\mathrm{\ω}{\left(1\right)}^{2}b\left(1\right)& 0& -\mathrm{\ω}\left(1\right)\\ -\mathrm{\ω}\left(2\right)b\left(2\right)& -\mathrm{\ω}{\left(2\right)}^{2}a\left(2\right)& -1& 0\\ \mathrm{\ω}\left(2\right)a\left(2\right)& -\mathrm{\ω}{\left(2\right)}^{2}b\left(2\right)& 0& -\mathrm{\ω}\left(2\right)\\ \·& \·& \·& \·\\ \·& \·& \·& \·\\ \·& \·& \·& \·\\ \mathrm{\ω}\left(N\right)b\left(N\right)& -\mathrm{\ω}{\left(N\right)}^{2}a\left(N\right)& -1& 0\\ \mathrm{\ω}\left(N\right)a\left(N\right)& -\mathrm{\ω}{\left(N\right)}^{2}b\left(N\right)& 0& -\mathrm{\ω}\left(N\right)\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}\mathrm{\α}1\\ \mathrm{\α}2\\ \mathrm{\β}0\\ \mathrm{\β}1\end{array}\right)-\left(\begin{array}{c}-a\left(1\right)\\ -b\left(1\right)\\ -a\left(2\right)\\ -b\left(2\right)\\ \·\\ \·\\ \·\\ -a\left(N\right)\\ -b\left(N\right)\end{array}\right)...\left(21\right)$

$=X1\left(\begin{array}{c}\mathrm{\α}1\\ \mathrm{\α}2\\ \mathrm{\β}0\\ \mathrm{\β}1\end{array}\right)-X2$

式中，

$X1=\left(\begin{array}{cccc}-\mathrm{\ω}\left(1\right)b\left(1\right)& -\mathrm{\ω}{\left(1\right)}^{2}a\left(1\right)& -1& 0\\ \mathrm{\ω}\left(1\right)a\left(1\right)& -\mathrm{\ω}{\left(1\right)}^{2}b\left(1\right)& 0& -\mathrm{\ω}\left(1\right)\\ -\mathrm{\ω}\left(2\right)b\left(2\right)& -\mathrm{\ω}{\left(2\right)}^{2}a\left(2\right)& -1& 0\\ \mathrm{\ω}\left(2\right)a\left(2\right)& -\mathrm{\ω}{\left(2\right)}^{2}b\left(2\right)& 0& -\mathrm{\ω}\left(2\right)\\ \·& \·& \·& \·\\ \·& \·& \·& \·\\ \·& \·& \·& \·\\ \mathrm{\ω}\left(N\right)b\left(N\right)& -\mathrm{\ω}{\left(N\right)}^{2}a\left(N\right)& -1& 0\\ \mathrm{\ω}\left(N\right)a\left(N\right)& -\mathrm{\ω}{\left(N\right)}^{2}b\left(N\right)& 0& -\mathrm{\ω}\left(N\right)\end{array}\right)$

$X2=\left(\begin{array}{c}-a\left(1\right)\\ -b\left(1\right)\\ -a\left(2\right)\\ -b\left(2\right)\\ \·\\ \·\\ \·\\ -a\left(N\right)\\ -b\left(N\right)\end{array}\right)$

N＞2时，使(20)式的左边为最小的(α1、α2、β0、β1)^T、即使误差E为最小的(α1、α2、β0、β1)^T用(22)式给出。

$\left(\begin{array}{c}\mathrm{\α}1\\ \mathrm{\α}2\\ \mathrm{\β}0\\ \mathrm{\β}1\end{array}\right)={\left({X1}^{T}X1\right)}^{-1}X1X2...\left(22\right)$

另外，在N＝2的情况下，(22)式的未知数是(α1、α2、β0、β1)的4个，误差矢量E是(er(1)、ei(1)、er(2)、ei(2))的4个。即，在N＝2的情况下，(22)式能够提供误差E为0的4元联立方程式的解。

通过以上所述，能够根据角频率(ω(1)、ω(2)、......ω(n))、基准相位增益(a(1)、a(2)、......a(N))和90度延迟相位增益(b(1)、b(2)、......b(N))，求把误差E进行最小二乘的(α1、α2、β0、β1)。

另外，为了唯一地确定未知数，进行使初级电感Ls与次级电感Lr相等、其值是L这样的近似(L＝Ls＝Lr)。因此，如果把计算出的(α1、α2、β0、β1)与(11)式的系数进行比较则可以得到(23)式。

$\mathrm{Rs}=\frac{1}{\mathrm{\β}0}$

$\mathrm{Rr}=\frac{\mathrm{\α}1\mathrm{\β}0-\mathrm{\β}1}{\mathrm{\β}0\mathrm{\β}1}$

$L=\frac{\mathrm{\α}1\mathrm{\β}0-\mathrm{\β}1}{{\mathrm{\β}0}^2}...\left(23\right)$

$M=\sqrt{\frac{{(\mathrm{\α}1\mathrm{\β}0-\mathrm{\β}1)}^2}{{\mathrm{\β}0}^4}-\frac{\mathrm{\α}2(\mathrm{\α}1\mathrm{\β}0-\mathrm{\β}1)}{{\mathrm{\β}0}^2\mathrm{\β}1}}$

如上所述，通过使用(22)式和(23)式，旋转机常数运算单元7根据对于由上述试验号n确定的N种角频率运算的旋转机的传递特性增益与上述基准相位增益与上述90度延迟相位增益的关系，输出旋转机的常数(初级电阻Rs、次级电阻Rr、自感L、互感M)。即，旋转机常数运算单元7由于不需要与未知常数的数量相对应的联立方程式，因此在单相馈电时的交变电压的频率选择次数方面不存在制约，具有能够多次进行反复试验提高常数的测定精度的效果。另外，旋转机常数运算单元7由于使用(22)式和(23)式得到旋转机的常数(初级电阻Rs、次级电阻Rr、自感L、互感M)，因此具有能够把与上述偏差有关的误差进行最小二乘的效果。

参照图4说明上述实施形态的动作。图4是表示实施形态1描述的旋转机的常数测定装置的动作的流程图。

在步骤S11中如果开始旋转机的常数测定，则试验号选择单元1在步骤S12中从1到N选择试验号n。在步骤S13中，逆变器2把交变电压施加到感应电机5上，同时，电流检测器6检测交变电流。

在步骤S14中，电流抽取器3从由电流检测器6得到的电流瞬时值抽取与逆变器2输出的交变电压的同相位分量ia(n)和90度延迟相位分量ib(n)。

在步骤S15中，传递特性存储器4根据从电流抽取器3输入的ia(n)、ib(n)，计算a(n)、b(n)，存储a(n)和b(n)。

在步骤S16中，如果n≠N，则反复进行步骤S12开始的动作，如果n＝N，则传递特性存储器4在经过了预定的时间以后，把基准相位增益(a(1)、a(2)、......a(N))和90度延迟相位增益(b(1)、b(2)、......b(N))输出到旋转机常数运算单元7。

在步骤S17中，根据上述基准相位增益(a(1)、a(2)、......a(N))和90度延迟相位增益(b(1)、b(2)、......b(N))，旋转机常数运算单元7求把误差矢量E进行最小二乘的传递函数的系数(α1、α2、β0、β1)。

在步骤S18中，根据上述计算出的(α1、α2、β0、β1)，旋转机常数运算单元7进行上述(23)式的运算，输出Rs、Rr、M、L，在步骤S19中结束。

另外，虽然示出了电流检测器6设置在U相和V相中，但也可以只在U相中设置电流检测器。当逆变器2在静止状态下施加以(2)～(4)式表示的交变电压时，由于成立iv＝iw的关系，因此可以分别用(24)式给出iv，用(6)式给出iw。

iv＝-0.5×iu            …(24)

如上所述，如果依据本实施形态，则由于试验单元8根据试验号n和相位信号q，在感应电机5上供给预定的交变电压，同时，输出基于上述相位信号q的基准相位增益(a(1)、a(2)、......a(N))和90度延迟相位增益(b(1)、b(2)、......b(N))，能够多次实施基于感应电机5的传递函数的实部和虚部的旋转机的电常数(初级电阻Rs、次级电阻Rr、自感L、互感M)的测定，因此能够提高常数测定的精度。另外，在本实施形态中，由于不需要与旋转机的增益有关的联立方程式，因此即使包括增益为恒定的频带，也可以使基准相位增益与90度相位增益不同，具有能够任意地选择交变电压的频带的效果。

实施形态2

在上述实施形态1的电流抽取器3中，说明了电流抽取器3从试验号选择单元1得到的相位信号q成为π/2、π、3π/2、2π时，抽样id，抽取同相位分量ia(n)以及90度延迟相位分量ib(n)的方法，而也可以置换为基于id的最大值、最小值和相位的电流抽取器3a(未图示)。

在本实施形态中，说明该置换的例子。另外，本实施形态中的旋转机的常数测定装置由于基本上是与实施形态1相同的结构，因此参照图1，把图1的电流抽取器3置换为3a。

图5表示电流抽取器3a的动作原理。在试验号n中，上述正交双轴上的d轴电压指令vd的交变电压与sin(q)同相位，其振幅是V(n)。因此，电流抽取器3a存储试验号n的期间中的id的最大值Imax(n)和id的最小值Imin(n)。这时，用(25)式给出交变电流的振幅In。

I(n)＝(Imax(n)-Imin(n))×0.5       …(25)

另外，电流抽取器3a存储id穿过0时的q的值，即，符号从负变化到正的时刻的q值，作为q0(n)。根据(26)、(27)式输出ia(n)、ib(n)。

ia(n)＝I(n)cos(q0(n))              …(26)

ib(n)＝-I(n)sin(q0(n))             …(27)

而且，在试验号n变化为n+1的时刻，把ia(n)、ib(n)输出到传递特性存储器4。

如上所述，电流抽取器3a在试验号为n的期间中，根据id的最大值Imax(n)、id的最小值Imin(n)和id穿过0的q的值，抽取同相位分量ia(n)以及90度延迟相位分量ib(n)，因此具有以不需要积分运算的简单运算就能够进行电流抽取的效果。

实施形态3

当施加了正弦波交变电压时，虽然交变电流的正弦波波形只要是为了抽取同相位分量ia(n)以及90度延迟相位分量ib(n)而充分的波形即可，但是有时夹杂噪声。因此，代替上述实施形态1的电流抽取器3，也可以置换为基于互相关函数的图6所示的电流抽取器3b。

在本实施形态中，说明该置换的例子。另外，本实施形态中的旋转机的常数测定装置的整体结构由于基本上是与实施形态1相同的结构，因此参照图1，把图1的电流抽取器3置换为3b。图6中，20、21是函数运算器，22是id运算器，23、24是乘法器，25、26是开关，27、28是积分器，29、30是增益放大器。

首先，说明动作原理。与上述实施形态1相同，根据(2)、(3)式，在感应电机5上提供了正交双轴上的轴电压指令vd的情况下，上述id是(28)式。

id＝I×sin(ω(n)×t+ψ)+ξ(t)          …(28)

式中，ζ是噪声。

另外，用(29)式定义与上述vd同相位的信号γ。

γ(t)＝sin(ω(n)×t)                   …(29)

这时，如果求id与γ的互相关函数F(τ)则成为(30)式。

$F\left(\mathrm{\τ}\right)=\underset{T\→\∞}{\lim }\frac{1}{T}{\∫}_0^T(\mathrm{id}\·\mathrm{\γ}(t+\mathrm{\τ}))\mathrm{dt}$

$=\underset{T\→\∞}{\lim }\frac{1}{T}{\∫}_0^T\left(I\sin (\mathrm{\ω}\left(n\right)\·t+\mathrm{\ψ})\sin (\mathrm{\ωn}\·(t+\mathrm{\τ}))\right)\mathrm{dt}...\left(30\right)$

$+\underset{T\→\∞}{\lim }\frac{1}{T}{\∫}_0^T(\mathrm{\ξ}\left(t\right)\·\sin \{\mathrm{\ω}\left(n\right)\·(t+\mathrm{\τ})\left\}\right)\mathrm{dt}$

式中，γ(t+τ)＝sin(ω(n)×(t+τ))。

如果取充分长的时间的平均，则由于(30)式的第2项成为0，因此F(τ)成为(31)式。

F(τ)＝I×cos(ω(n)×τ-ψ)÷2         …(31)

根据(31)式，F(0)、F(q1)分别成为(32)、(33)式。

F(0)＝I×cosψ÷2             …(32)

F(q1)＝I×sinψ÷2            …(33)

式中，q1＝π/(2ω(n))。

从(32)、(33)式id的同相位分量ia(n)以及90度延迟相位分量ib(n)成为(34-1)、(34-2)式。

ia(n)＝2×F(0)                …(34-1)

ib(n)＝2×F(q1)               …(34-2)

另外，当τ＝q1时，γ(t+τ)成为(35)式。

γ(t+τ)＝γ(t+q1)

        ＝sin(ω(n)×t+π/2)

        ＝cos(ω(n)×t)       …(35)

接着，根据图6说明电流抽取器3b。在实际计算(30)式时，由于不可能使积分的期间T成为无穷大，因此按照比周期2π/ω(n)充分大的预定的时间给出T。也可以以期间2π/ω(n)的5～10倍左右为基准。

函数运算器20根据相位信号q(＝ω(n)×t)输出sin(q)(＝γ(t))。函数运算器21根据相位信号q(＝ω(n)×t)输出cos(q)(γ(t+q1))。

id运算器22根据(5)、(6)式，运算并输出id。

乘法器23把函数运算器20与id运算器22的输出相乘，输出id·γ(t)。

乘法器24把函数运算器21与id运算器22的输出相乘，输出id·(t+q1)。

开关25以及开关26在试验号从n-1变化为n以后到经过预定期间T进行短路动作，从经过预定期间T以后到试验号从n变化为n+1，进行释放动作。

积分器27在试验号从n-1刚刚变化为n以后进行复位动作，从复位到经过预定期间T的期间，作为积分动作输出∫id·γ(t)dt。

积分器28在试验号从n-1刚刚变化为n以后进行复位动作，在从复位到经过预定期间T的期间，作为积分动作输出∫id·γ(t+q1)dt。

增益放大器29把从积分器27输入的∫id·γ(t)dt放大2/T倍，作为ia(n)(＝2×F(0))输出。

增益放大器30把从积分器28输入的∫id·γ(t+q1)dt放大2/T倍，作为ib(n)(＝2×F(q1))输出。

根据基于以上互相关函数的结构，电流抽取器3b对于即使夹杂噪声的id也具有能够抽取同相位分量ia(n)以及90度延迟相位分量ib(n)的效果。

另外，在上述实施形态3中，作为期间T由于设定为任意的值，因此也可以设定为2π/ω(n)的整数倍。

另外，由于期间T是任意的值，因此，按照电流检测器6的抽样周期的关系，即使不能够得到2π/ω(n)的整数倍，但是通过设定为电流抽取器3b的电流抽样周期的整数倍，在id夹杂噪声的情况下，也可以得到能够抽取同相位分量ia(n)以及90度延迟相位分量ib(n)的效果。

如上所述，在本实施形态中，通过基于互相关函数的结构，由于电流抽取器3b即使在id夹杂噪声的情况下也能够抽取同相位分量ia(n)以及90度延迟相位分量ib(n)，因此在这样的情况下，能够正确地得到为了驱动旋转机所需要的旋转机的常数。

实施形态4

在上述实施形态3中，说明了根据互相关函数抽取交变电压vd和同相位分量ia(n)以及90度延迟相位分量ib(n)的方法，而代替上述实施形态3的电流抽取器3b，也可以置换为使用了图7所示的滤波器的电流抽取器3c。图7中，20～24由于与图6所示的部分相同或者相当，因此在这里省略说明。

在本实施形态中，说明该置换的例子。另外，本实施形态中的旋转机的常数测定装置的整体结构由于基本上是与实施形态1相同的结构，因此参照图1，把图1的电流出取器3置换为3c。图7中，31、32是增益放大器，33、34是滤波器。

增益放大器31把乘法器23的输出放大2倍，输出2·id·γ(t)。如果设用(28)式给出id，则增益放大器31的输出{2·id·γ(t)}能够变形为(36)式。

2·id·γ(t)＝Icosψ-Icos(2×ω(n)×t+ψ)

              +(t)sin(ω(n)×t)         …(36)

在(36)式的右边，第1项是常数，第2项是按照角频率2ω(n)变化的正弦波，第3项是噪声。

增益放大器32把乘法器23的输出放大2倍，输出2·id·γ(t+q1)。与上述相同，如果设用(28)式给出id，则放大器32的输出{2·id·γ(t+q1)}能够变形为(37)式。

2·id·γ(t+q1)＝Isinψ

                 +Isin(2×ω(n)×t+ψ)

                 +(t)cos(ω(n)×t)

                                        …(37)

在(37)式的右边，第1项是常数，第2项是按照角频率2ω(n)变化的正弦波，第3项是噪声。

滤波器33输入从增益放大器31输出的(36)式，通过低通滤波器或陷波滤波器，或者这两种滤波器，阻断角频率2ω(n)的信号分量和噪声的信号分量，仅使(36)式右边的第1项通过，输出为ia(n)。

滤波器34输入从增益放大器32输出的(37)式，通过低通滤波器或陷波滤波器，或者这两种滤波器，阻断角频率2ω(n)的信号分量和噪声的信号分量，仅使(37)式右边的第1项通过，输出为ib(n)。

电流抽取器3c由于通过低通滤波器或陷波滤波器，或者这两种滤波器，阻断角频率2ω(n)的信号分量和噪声的信号分量，仅使(37)式右边的第1项通过，输出为ib(n)，因此具有即使id夹杂噪声，也能够抽取同相位分量ia(n)以及90度延迟相位分量ib(n)的效果。

实施形态5

在上述实施形态4中，说明了施加交变电压，从检测出的电流id抽取同相位分量ia(n)以及90度延迟相位分量ib(n)，使用其结果，存储关于试验号n的传递特性，使用N种结果运算旋转机常数的例子。

然而，在施加交变电压的情况下，由于电流id的振幅根据试验号n而不同，因此在易于磁饱和的旋转机中，根据试验号，电感值不同。

在本实施形态中，谋求即使在由于饱和而电感的变动大的旋转机中，也与试验号n无关使交变电流的振幅恒定，提高电感值的测定精度。

图8说明用于实施本发明的本实施形态5的旋转机的常数测定装置。另外，图8中，标注与图1相同符号的部分由于是相同或者与其相当的部分，因此在这里省略说明。图8中，1d是试验号选择单元，4d是传递特性存储器，50是电流控制器，51是电压抽取器，8d是试验单元。

图8中，试验号选择单元1d根据预先设定的时刻，向试验单元8输出从1到N的N种试验号n，同时输出相位信号q。

试验单元8d由电流控制器50、电压抽取器51、传递特性存储器4d和电流检测器6构成。

电流控制器50与从试验号选择单元1d得到的试验号n相对应，根据从电流检测器6得到的电流瞬时值施加电压，使得在感应电机(旋转机)5中发生预先设定的交变电流，同时，向电压抽取器输出正交双轴上的交变电压指令vd^＊。另外，电流控制器50与试验号n相对应，根据从试验号选择单元得到的相位信号q和试验号n，如(38)式那样设定交变电流指令值。

id*＝I×sin(q)+C         …(38)

式中，C：任意的常数。

关于C的值，在本实施形态中为了容易说明取为C＝0，而即使给出任意的值也能够得到相同的效果。

根据从电流检测器6得到的iu、iv和(5)、(6)式，运算电流指令id。而且，根据(39)式，运算使id^＊与id一致的电压指令vd^＊。

vd*＝Kp(id*-id)+Ki∫(id*-id)dt

                            …(39)

式中，Kp：比例增益

Ki：积分增益。

而且，用(40)式给出三相电压vu、vv、vw。

$\left(\begin{array}{c}\mathrm{vu}\\ \mathrm{vv}\\ \mathrm{vw}\end{array}\right)=\sqrt{\frac{2}{3}}\left(\begin{array}{c}1\\ -\frac{1}{2}\\ -\frac{1}{2}\end{array}\right){\mathrm{vd}}^{*}...\left(40\right)$

电压抽取器51与试验号n相对应，根据从电流控制器得到的vd^＊抽取与交变电流指令的同相位分量va(n)和90度延迟相位分量vb(n)，在试验号n变化时，把va(n)、vb(n)输出到传递特性存储器4d。

在电压抽取器51中，在从试验号选择单元1得到的相位信号q成为π/2、π、3π/2、2π时，抽样vd^＊，抽取同相位分量va(n)以及90度延迟相位分量vb(n)。

使用图9，说明电压抽取器51按照从电流控制器50得到的vd^＊，与试验号n相对应，抽取与逆变器2输出的交变电压同相位的同相位分量va(n)和90度延迟相位分量vb(n)的方法。

在从试验号选择单元1得到的试验号为n的期间中，把从试验号选择单元1得到的相位信号q为π/2时的vd^＊作为va1(n)，3π/2时的vd^＊作为va2(n)。同样，把相位信号q为π时的vd^＊作为vb1(n)，2π时的vd^＊作为vb2(n)。这时，同相位分量va(n)以及90度延迟相位分量vb(n)用(41)、(42)式给出。

va(n)＝(va1(n)-va2(n))÷2    …(41)

vb(n)＝(vb1(n)-vb2(n))÷2    …(42)

而且，在试验号n变化为n+1的时刻，电压抽取器51把va(n)、vb(n)输出到传递特性存储器4d。其中，在试验号为N的情况下，电压抽取器51在经过了预定时间的时刻，把va(n)、vb(n)输出到传递特性存储器4d。

接着，说明传递特性存储器4d的动作。

传递特性存储器4d在从试验号选择单元得到的试验号n变化为n+1的时刻，根据从电压抽取器51输入的va(n)、vb(n)，运算vd^＊的振幅V(n)以及与id和vd^＊的相位差ψ有关的正弦和余弦。

$V\left(n\right)=\sqrt{\mathrm{va}{\left(n\right)}^2+\mathrm{vb}{\left(n\right)}^2}...\left(43\right)$

$\cos \mathrm{\ψ}=\frac{\mathrm{va}\left(n\right)}{V\left(n\right)}...\left(44\right)$

$\sin \mathrm{\ψ}=\frac{\mathrm{vb}\left(n\right)}{V\left(n\right)}...\left(45\right)$

根据上述V(n)、ψ和预先存储的交变电流指令的振幅I，传递特性存储器4d根据(46)、(47)式，计算a(n)、b(n)。

a(n)＝I÷V(n)×cosψ    …(46)

b(n)＝I÷V(n)×sinψ    …(47)

而且，在试验号成为N以后经过了预定时间的时刻，传递特性存储器4d把基准相位增益(a(1)、a(2)、......a(N))和90度延迟相位增益(b(1)、b(2)、......b(N))输出到旋转机常数运算单元7。

由于现有的旋转机的常数测定装置没有考虑电流振幅，因此存在不能够测定实际上为了驱动旋转机所需要的电感值的问题点，而如果依据本实施形态，则由于根据电流控制器50，与试验号n无关使电流id的振幅相等，因此能够与试验号n无关，使电感的磁饱和的影响成为恒定，从而，具有提高电感的测定精度的效果。

另外，在本实施形态5中，说明了电压抽取器51按照与电流抽取器3相同的原理进行动作的情况，而也可以按照与电流抽取器3a相同的原理进行动作，也具有与本实施形态5相同的效果。另外，电压抽取器51也可以按照与电流抽取器3b相同的原理进行动作，也具有与本实施形态5相同的效果。另外，电压抽取器51也可以按照与电流抽取器3c相同的原理进行动作，也具有与本实施形态5相同的效果。

实施形态6

在上述实施形态5中，把旋转机的未知常数取为Rs、Rr、M、L的4个，由旋转机常数运算单元运算把矢量误差E进行最小二乘的(α1、α2、β0、β1)。然而，关于初级电阻Rs如众所周知的那样(参照专利文献1)，能够通过预先在旋转机上施加直流电压测定。

因此，在本实施形态6中，说明Rs为已知，测定3个旋转机的未知常数Rr、M、L的情况。

在Rs为已知的情况下，在上述实施形态1～5中，也可以置换为旋转机常数运算单元7e(未图示)。在本实施形态中，说明该置换的例子。另外，本实施形态中的旋转机的常数测定装置的整体结构由于基本上是与实施形态1～5相同的结构，因此参照图1或图8，把图1和图8的旋转机常数运算装置7置换为7e。

旋转机常数运算单元7e如果从传递特性存储器4输入上述基准相位增益(a(1)、a(2)、......a(N))和90度延迟相位增益(b(1)、b(2)、......b(N))，则运算预定的公式，输出旋转机的常数Rr、L、M。

说明旋转机常数运算单元7e的动作原理。如果把从交变电压到交变电流的传递函数(11)式的两边放大Rs倍，则成为(48)式。

$\mathrm{RsG}\left(s\right)=\frac{1+\mathrm{Trs}}{1+(\mathrm{Ts}+\mathrm{Tr})s+\mathrm{\σTsTr}{s}^2}$

$=\frac{1+\mathrm{Trs}}{1+\mathrm{\α}1s+\mathrm{\α}{2s}^2}...\left(48\right)$

其次，用(49)、(50)式定义Ax(s)、Bx(s)。

Ax(s)＝1+α1s+α2s²       …(49)

Bx(s)＝1+Trs              …(50)

在试验号n的试验结果中，基准相位增益是a(n)，90度延迟相位增益是b(n)。从而，试验号n中的试验结果表示的传递特性G0(jω(n))成为(51)式。

G0(jω(n))＝a(n)+j×b(n)  …(51)

如果把(51)式的两边放大Rs倍，则成为(52)式。

Rs×G0(jω(n))＝Rs×a(n)+j×Rs×b(n)      …(52)

另一方面，试验号n中的(48)是(53)式。

Rs×G(jω(n))＝Bx(jω(n))÷Ax(jω(n))

                                          …(53)

如果把(53)式放大Ax(jω(n))倍，则成为(54)式。

Ax(jω(n))Rs×G(jω(n))＝Bx(jω(n))

                                          …(54)

这里，用(55)式定义偏差ex(n)。

ex(n)＝Ax(jω(n))RsG0(jω(n))-Bx(jω(n))

                                          …(55)

另外，由于G0(jω(n))、G(jω(n))是复数，因此偏差ex(n)也是复数，把偏差ex(n)的实部和虚部分别定义为exr(n)、exi(n)。

用(56)式定义偏差矢量Ex。

$\mathrm{Ex}=\left(\begin{array}{c}\mathrm{exr}\left(1\right)\\ \mathrm{exi}\left(1\right)\\ \mathrm{exr}\left(2\right)\\ \mathrm{exi}\left(2\right)\\ \·\\ \·\\ \·\\ \mathrm{exr}\left(N\right)\\ \mathrm{exi}\left(N\right)\end{array}\right)...\left(56\right)$

这时，Ex与其转置Ex^T的积成为(57)式。

Ex·Ex^T＝exr(1)²+exi(1)²+exr(2)²+exi(2)²+…

         +exr(N)²+exi(N)²                  …(57)

即，(57)式的左边是Ex的平方。另一方面，如果把(55)式代入到(56)式，则成为(58)式。

$\mathrm{Ex}=\left(\begin{array}{ccc}-\mathrm{Rs\ω}\left(1\right)b\left(1\right)& -\mathrm{Rs\ω}{\left(1\right)}^{2}a\left(1\right)& 0\\ \mathrm{Rs\ω}\left(1\right)a\left(1\right)& -\mathrm{Rs\ω}{\left(1\right)}^{2}b\left(1\right)& -\mathrm{\ω}\left(1\right)\\ -\mathrm{Rs\ω}\left(2\right)b\left(2\right)& -\mathrm{Rs\ω}{\left(2\right)}^{2}a\left(2\right)& 0\\ \mathrm{Rs\ω}\left(2\right)a\left(2\right)& -\mathrm{Rs\ω}{\left(2\right)}^{2}b\left(2\right)& -\mathrm{\ω}\left(2\right)\\ \·& \·& \·\\ \·& \·& \·\\ \·& \·& \·\\ \mathrm{Rs\ω}\left(N\right)b\left(N\right)& -\mathrm{Rs\ω}{\left(N\right)}^{2}a\left(N\right)& 0\\ \mathrm{Rs\ω}\left(N\right)a\left(N\right)& -\mathrm{Rs\ω}{\left(N\right)}^{2}b\left(N\right)& -\mathrm{\ω}\left(N\right)\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}\mathrm{\α}1\\ \mathrm{\α}2\\ \mathrm{Tr}\end{array}\right)-\left(\begin{array}{c}1-\mathrm{Rsa}\left(1\right)\\ -\mathrm{Rsb}\left(1\right)\\ 1-\mathrm{Rsa}\left(2\right)\\ -\mathrm{Rsb}\left(2\right)\\ \·\\ \·\\ \·\\ 1-\mathrm{Rsa}\left(N\right)\\ -\mathrm{Rsb}\left(N\right)\end{array}\right)$

$=Y1\left(\begin{array}{c}\mathrm{\α}1\\ \mathrm{\α}2\\ \mathrm{Tr}\end{array}\right)-Y2...\left(58\right)$

式中，

$Y1=\left(\begin{array}{ccc}-\mathrm{Rs\ω}\left(1\right)b\left(1\right)& -\mathrm{Rs\ω}{\left(1\right)}^{2}a\left(1\right)& 0\\ \mathrm{Rs\ω}\left(1\right)a\left(1\right)& -\mathrm{Rs\ω}{\left(1\right)}^{2}b\left(1\right)& -\mathrm{\ω}\left(1\right)\\ -\mathrm{Rs\ω}\left(2\right)b\left(2\right)& -\mathrm{Rs\ω}{\left(2\right)}^{2}a\left(2\right)& 0\\ \mathrm{Rs\ω}\left(2\right)a\left(2\right)& -\mathrm{Rs\ω}{\left(2\right)}^{2}b\left(2\right)& -\mathrm{\ω}\left(2\right)\\ \·& \·& \·\\ \·& \·& \·\\ \·& \·& \·\\ \mathrm{Rs\ω}\left(N\right)b\left(N\right)& -\mathrm{Rs\ω}{\left(N\right)}^{2}a\left(N\right)& 0\\ \mathrm{Rs\ω}\left(N\right)a\left(N\right)& -\mathrm{Rs\ω}{\left(N\right)}^{2}b\left(N\right)& -\mathrm{\ω}\left(N\right)\end{array}\right)$

$Y2=\left(\begin{array}{c}1-\mathrm{Rsa}\left(1\right)\\ -\mathrm{Rsb}\left(1\right)\\ 1-\mathrm{Rsa}\left(2\right)\\ -\mathrm{Rsb}\left(2\right)\\ \·\\ \·\\ \·\\ 1-\mathrm{Rsa}\left(N\right)\\ -\mathrm{Rsb}\left(N\right)\end{array}\right)$

当N≥2时，用(59)式给出使(58)式的左边为最小的(α1、α2、Tr)^T，即，把误差Ex进行最小二乘的(α1、α2、Tr)^T。

$\left(\begin{array}{c}\mathrm{\α}1\\ \mathrm{\α}2\\ \mathrm{Tr}\end{array}\right)={\left({Y1}^{T}Y1\right)}^{-1}Y1Y2...\left(59\right)$

通过以上的运算，根据电压角频率(ω(1)、ω(2)、......ω(n))、基准相位增益(a(1)、a(2)、......a(N))和90度延迟相位增益(b(1)、b(2)、......b(N))，能够求把误差矢量Ex进行最小二乘的(α1、α2、Tr)。

另外，为了唯一地确定未知数，进行初级电感和次级电感相等、其值是L这样的近似。因此，通过把计算出的(α1、α2、Tr)与(48)式的系数进行比较，能够得到(60)式。

$\mathrm{Rr}=\frac{\mathrm{Tr}}{\mathrm{Rs}(\mathrm{\α}1-\mathrm{Tr})}$

L＝Rs(α1-Tr)

$M=\mathrm{Rs}(\mathrm{\α}1-\mathrm{Tr})\sqrt{1-\frac{\mathrm{\α}2}{(\mathrm{\α}1-\mathrm{Tr})\mathrm{Tr}}}...\left(60\right)$

在实施形态1中，由于(22)式的X1^TX1是4行4列的矩阵，因此需要进行4行4列的逆矩阵的运算。而在本实施形态的旋转机常数运算单元7e中，由于(59)式的Y1^TY1是3行3列的矩阵，因此可以进行3行3列的逆矩阵的运算，不需要进行4行4列的逆矩阵的运算，具有能够使运算简单的效果。

Claims (4)

1. 一种旋转机的常数测定装置，其特征在于，具备：

输出从1到N的N种试验号n，同时输出由根据该试验号n预先确定的预定条件所确定的相位信号q的试验号选择单元，其中N≥2；

根据上述试验号n和上述相位信号q，在旋转机上供给交变电压，从而求解基于上述试验号n为从1到N的上述相位信号q的基准相位增益(a(1)、a(2)、......a(N))和90度延迟相位增益(b(1)、b(2)、......b(N))并输出的试验单元；

当输入了上述基准相位增益(a(1)、a(2)、......a(N))和上述90度延迟相位增益(b(1)、b(2)、......b(N))时，使用这些增益，运算上述旋转机的常数的旋转机常数运算单元。

2. 根据权利要求1所述的旋转机的常数测定装置，其特征在于，

上述旋转机常数运算单元根据针对按每一个上述试验号n预先设定的N种角频率所运算的旋转机的传递特性增益、上述基准相位增益(a(1)、a(2)、......a(N))和上述90度延迟相位增益(b(1)、b(2)、......b(N))而输出旋转机的上述常数。

3. 根据权利要求1或2所述的旋转机的常数测定装置，其特征在于，上述试验单元具备：

以从上述试验号选择单元得到的相位信号q为基准相位，与上述试验号n相对应地把预定振幅的交变电压施加到旋转机上的逆变器；

检测由上述逆变器施加交变电压时的上述旋转机的电流瞬时值的电流检测器；

以从上述试验号选择单元得到的上述相位信号q为基准相位，与上述试验号n相对应，从得自上述电流检测器的电流瞬时值抽取同相位分量电流ia(n)和90度延迟相位分量电流ib(n)的电流抽取器；

根据上述同相位分量电流ia(n)和上述90度延迟相位分量电流ib(n)，计算基准相位增益(a(1)、a(2)、......a(N))和90度延迟相位增益(b(1)、b(2)、......b(N))，并向上述旋转机常数运算单元输出的传递特性存储器。

4. 根据权利要求1或2所述的旋转机的常数测定装置，其特征在于，上述试验单元具备：

根据从上述试验号选择单元得到的相位信号q，与试验号n相对应地把预定振幅的交变电流供给到上述旋转机上的同时，输出此时的交变电压的电流控制器；

在从上述电流控制器供给上述交变电流时，检测上述旋转机的电流瞬时值的电流检测器；

根据从上述试验号选择单元得到的上述相位信号q，与上述试验号n相对应，从得自上述电流控制器的交变电压抽取同相位分量电压va(n)和90度延迟相位分量电压vb(n)的电压抽取器；

根据上述同相位分量电压va(n)和上述90度延迟分量电压vb(n)，计算以上述交变电压的相位为基准的基准相位增益(a(1)、a(2)、......a(N))和90度延迟相位增益(b(1)、b(2)、......b(N))，并向上述旋转机常数运算单元输出的传递特性存储器。

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