JPS60183953A - 交流電動機の定数測定方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 本発明は、交流電動機の電気定数の測定法に関し、特に
出力電流（電圧）の大きさ及び周波数を調節できる変換
装置を用いてその諸定数を測定する方法に関する。

〔発明の背景〕

周知のベクトル制御インバータなどの交流電動機制御装
置においては、電動機定数例えば漏れインピーダンス、
励磁インダクタンス及び回転子２次時定数などに基つい
て制御定数が設定される。

従来は電動機定数の設計値に基づいてその設定を行って
いるが、１史用する電！１ＩＪＩ磯毎に制御定数を変更
する必要がありはん雑なこと、また前述の設計値と実際
匝の不一致により制御演算誤差を生じることが問題であ
る。

ところで従来においては、直流−動機などの直流負荷の
インピーダンスを、その電動機に給シする変換装置の出
力電流及び電圧に基づいて計測する方法が周知である。

直流機の場合、その等何回路は各々、中−の抵抗、イン
ダクタンス及び逆起電力で表わされ、その抵抗値は、也
動磯に所定の電流を流した際における電動機電圧と電流
の比の値（定常値）に基づいて測定される。またインダ
クタンスについては、電＃１機に所定の電圧をステップ
的に印加した際における電動機電流の立上り時定数から
一１定することができる。そしてその測定結果に基づい
て制御定数の設定が行われる。

一方、交流電動機の場合は、その等価回路は各各、複数
の抵抗、インダクタンス等で表わされ、それぞれを分離
して測定する必要があること、また文流亀動愼は一般に
多相巻線をもつため、測定時に各巻線に流す゛電流の位
相（直流の場合は電流の極性と大きさ）並びに電流の通
流により誘起される各巻線電圧の位相（直流の場合は電
圧の極性と大きさ）をも考慮する必要があり、前述した
従来の方法によっては応じられない。

〔発明の目的〕

本発明は前述した問題全解決することにあり、ベクトル
制御用などの変換装置においてはその出力電流の大きさ
、周波数及び位相を・精度よく制御できることに着目し
、これを用いて電動機に所定の電流を供給し、その際に
誘起する電動機電圧に基づいて交流ｄ動機の゛電気定数
を高精度に測定し、その測定結果に基づき変換装置（イ
ンバータなど）による父流嵯動機制御システムの制御演
算定数を決定する方法に関する。

〔発明の概要〕

本発明の特徴とするところは、直流及び交流を出力でき
る変換装置を用いて交流電動機に供給する電流の大きさ
及び周波数を所定値に制御し、その際の電動磯酸圧の検
出値に基づき電動機の各種インピーダンスを測定し、ま
たその測定結果に基ついて変換装置の制御演算定数を決
定し、各交流電動機に対して常に最適なｉｉ制御が行え
るようにしたことにある。

〔発明の実施例〕

第１図はＰＷＭインバータ制御誘導−動機システムに本
発明の市動歳足数測定方法を適用した場合の一実施例の
回路構成図を示す。１はＧ　Ｔ　Ｏ（Ｑａｔｅ　’ｌ’
ｗｒｎ−ｏｆｆ　Ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ　）あるいはトラ
ンジスタ及びダイオードなどで（１４成されるＰＷＭイ
ンバータ、２は測定対象である誘導電動機、３は周波数
指令信号ωげに比例した周波数の２相正弦波信号を発生
する発振器、４は電流指令信号ｉ−及びｉ、＊と発振器
３の出力信号に基づいて、インバータの出力電流の指令
パターン信号１１傘を出力する座標変換器、５はインダ
クタ出力電流の瞬時値ｉ１を検出する電流検出器、６は
ｉ−と１１の偏差に応じてＧ　Ｔ　Ｏをオン・オフ制御
し、’＋ｔｌ−に比例するように制御する電流調節器、
７はＵＴＯにゲート信号を供給するゲート回路である。

なお５〜７については全体で３相分あるが、他の２相分
は図示を省略しである。、８は電動機電圧の直交回転座
標系の各軸成分Ｖ、ａ及びＶｌｑを検出する電圧成分検
出器、９はｉｄ＊。

ｉ−１ω！１などの各指令信号を出力し、インバータの
出力電流を所定値に保ち、その際に得られる検出信号■
−及び％ｒｌｑ並びに前述のｉ、＊、　＋ｑ＊及びω−
に基づいて電動機の電気定数を測＞１する電動機定数演
算器である。なお１．３〜７はインバータ装置の構成費
素を利用するため、本発明全実施する上で新しく必要と
なるものは電圧成分検出器８及び電動機定数演算器９で
ある。

次に上記装置の動作を説明する。座標変換器４は′ｉ４
Ｌ流指令信号ｉｄ率及びｉ、中並びに発振器３の信号に
基づいて次式の演算を行い、２相の１Ｅ流指令パタ一ン
信号ｉ−及びｉｐ傘を出力する。

さらに次式に使い３相の電流指令信号ＩＩＩ（ｉＵ”、
　ｉｖ”、ｉｗ”）が取り出すレル。

このときｉＵネ〜ｉｗ＊は次式で示される。

ここに、■＝レノ−「−“。

菫ｄ” これら１１＊と電流検出信号１１が各相において比較さ
れ、その偏差に応じてインバータのＧＴＯはオンオフ制
御される。その結果インバータ出力電流は！−に比例す
るように制御さ几る。

一方、電圧成分検出器８において、次式に従い電動機電
圧の直交２軸成分Ｖ、ｄ及びＶｌｑが検出される。

ここに、■！α＝ｖｇ ＶＵ−ＶＷ：胤動磯各相電圧 ここで、゛板圧の■１α、■１β＋　■ｌ　＋ｖｌｄ及
びＶｌｑに対する関数並びに電流のＩＩα＋”Ｉｔ、１
１゜１１ｄ及びＩｌｑに対する関係を第２図のベクトル
図に示す。α軸及びβ軸は直交回転座標軸、α軸及びｑ
軸は角周波数ωｌで回転する直交回転座標軸である。い
ｌ　ｉ、中及び皿、＊を所定値に設定すれば前述したよ
うに（３）式の関係に従いインバータ出力ｔ（Ｍ、　ｊ
　ｌが流れる（第２図はｉ、＊＝：Ｑの場合をボす）、
、このとき亀動截には誘起電圧が発生する。その電圧ベ
クトル■１は図示のようにｄｌＩＩＩＩｊ成分ｖ　１ｄ
とｑｑｊｌ成分Ｖ、ｑに分解して考えることかでさる。

次に杢光明の眠ｍＪ戦足数測疋法の原」里につき述６る
り以ト＼誘尋直動１戒の１次抵抗ｒ１．２次抵抗ｒｚ’
、０４れインダクタンスｔｌ＋ｔ２′、励磁インダクタ
ンスＬ１及び２次時足数゛１゛２の測定法について順に
述べる。

Ｃｒ＋の測定〕 定富時におけるｖｌｄ及びＶｌｑは次式で与えられる。

・・・・・・・・・（５） ここに、’ｌｄ＋　ｌＩＱ　’　１次電流のα軸及びｑ
軸成分 ｉ２ｄ　、　ｉ□ｑ：２次酸流のα軸及びｑ軸成分 ここで、２次電流１２ｄ及びｊ＋ｑはかご形誘導機の場
合は測定できない量でおるため、これらを消去する。足
′Ｉδ時には２次′亀１５１ｔ、と１次電流に関して次
式が成立する。

・・・・・・・・・（６） ここに、ω、：すべり川向ｆ反数 （６）式を用いて（５）式の夏２ｄ及’　２　ｑ＜＝消
去すれば、Ｖ、ｄは次式でボされる。

・・・・・・・・・（力 ここで、ｉ、ｑ＝＝Ｑ、ω１＝０及びω、−０（直流励
磁）の条件を設定すれば、 ｖｌｄ工ｒ１１１ｄ・・・・・・・・・（８）ｖｌｄは
前述した′電圧成分恢出器８を用いて構出でき、またｉ
Ｉｄは前述したように電流指令信号ｉ％に比例して制御
されるため既知である。したがつてｒｌは（８）式に基
づいて測定できる。

〔ｒ２′の測定〕 次に、１Ｉｑ＝０．ω１＝ω、すなわち回転停止にて一
定周波数で励磁する条件を設定すれば、・・・・・・・
・・（９） ここで、１次角周波叔ω１に対してｒ２２＜ωｌ”（Ａ
２＋　Ｌ　２）２　である条件を設定すれば、：　（ｒ
１＋　ｒ２’　）　Ｉｔ　ｄ　−−−（１０）ここで、
ｒｌは前述より既知であるから、２次抵抗の１次換算値
ｒ２′が測定できる。

［１，＋１２’の測定〕 （５ｉｆ６１式よりＶｌｑをめると、 ・・・・・・・・・αＤ ここで、１．ｑ＝Ｑ、ω１＝ω１である条件を設定すれ
ば ・・・・・・・・・０ さらに、ｒ２＜ωｔ　（ｔｚ＋ｒＬ２　）がある条件で
はここで、Ｖ＋ｑは前述した電圧成分恢出器８ヶ用いて
検出でき、またｉＩｑ及びω１はそれらの設定信号ｉｑ
＊及びωげに比例して制御されるため既知である。した
がってンノ雨れインダクタンスｔＩ＋ｔ２′がイ則定で
きる。

〔Ｌｌの測定〕

ｊ＋ｑ＝ｏ、ω重＝０．ω、＝０かつｉ、ｄをステップ
変化させる条件を設定する。なお、インバータ出力電流
は電流制御回路の動作に従い高速応答制御できる。した
がってステップ変化のｉｔを与えることによＬ’＋’を
ステップ的に変化させることができる。上述の条件にお
いては次式が成立する。

Ｖ＋　ｄ＝　（’＋＋Ｐ　（ｔ＋＋Ｌ＋＋　））　ｉ　
ｒ　ｄ、１＋ＰＭ　ｉ２ｄ・・・・・・・・・Ｉ Ｏ＝　ＰＭｉＩｄ　ｌ　＋　（ｒ２＋Ｐ　（ｔ２＋Ｌ２
））　ｉ２ｄ・・・・・・・・・ａ扮 （１５）式を用いて１式の１２ｄを消去すればＶ、ｃｌ
−（ｒ、＋ｐ　（／：１＋Ｌ＋　））　＋　＋　ｄ　１
ここで、ｒｌは前述より既知であるので、ｒＩｉｌｄを
消去しく１６）式の両辺を積分すると、ここに、Ｔ２＝
（７ｚ＋Ｌｚ）／ｒｚ 積分をＴｚより十分長い期間について行えば、ｆ　Ｍｌ
　ｄ　ｄ　ｔ＝　（ｔ＋＋Ｌ＋　）　ｊ　Ｉ　ｄ　’　
・”　・・・　・−ａＳここで、ｔＩはα３）式でめた
ｔ、＋ｔ、’に基づいて周知のように次式にて近似でき
る。

したがって０ｇ１式に従い、ｖＩｄの積分値をｉｌｄの
設定信号ｉｄ＊で割算してＬ　１＋　Ｌ　ｒをめ、それ
よりＬｌを差し引けばＬｌがめられる。

［Ｔｚの測定〕 ０９式において、Ｌｌ　＜Ｌｌ　のため、ｖｌｄの積分
値はｉｌｄのステップ変化に対して時だ数がほぼＴｚの
１次遅れ変化をするつしたがって積分値がその終期値に
対し６３％に達するまでの時間ケ計測すればヤれがめる
Ｔｚである。

以」二が測だ原理でりる。上述した演算はマイクロコン
ピュータ等で構成される電動磯定数演算器９により行わ
れる。その演算処理フローチャートを第３〜８図に示す
。

第３図は先述の原理に従いｒ、を測定するフローチャー
トである。先ず発振器への周波数指令信号ωげを零に設
定しく３１）、次にｉｄ＊を所定値にｌｑＩを零に設定
してｉＩｄを流し直流励磁を行う（３２）。そして電圧
成分検出器８により検出したｖｌｄをフィルタを通し、
次にＡＤ変換器によシデジタル信号に変換してマイクロ
コンピュータに取シ込む（、う３）、そしてｖｌｄｉｉ
ｌｄに比例のｉｄ＊で割算しｒｌをめる（３４）。

第４図はｒ、を別方式にて測定するフローチャートであ
る。上述のようにして直流励磁を行う場合、（■）式に
示すω−ｔをω、＊ｔ＝Σに設定しく第１図の発振器３
の出力酒号位相をプリセットする）、ｉｄ＊を所定値に
ｌｑＩを零に設定した場合、（１）なる。−万、（４）
式よりこの場合においては、したがってＶ−Ｗ相間電圧
ｖ　ｖ−ｗ　を検出し、ｉｄ＊で割算すれば抵抗１重が
めちれる。以上の演算内容を図示したものが第４図であ
る。

この方式は、電流を常に■相とＷ相に流す方式のため、
電圧検出はＶ相−Ｗ相間電圧（−電極性の直流）を検出
すればよく、電圧センナ（フォトカプラ等）が１個で済
み、センサ周辺が前述の方式よシ簡単なことが特長であ
る。

第５図は先述の原理に従いｒ２′を測定するフローチャ
ートである。先ずω蔦＊を例えば３１４　ｒａｄ／５（
５０１１ｚ）に設定しく５１）、次にｌｄＩを所定値に
１１本を零に設定してＩｌｄを流し交流励磁を行う（５
２）、この場行、’ｌｄは電動機が回転しない程度の小
さな値とし、ω１＝ω、である条件を設足する。前述と
同４永にＶｌ（１４：マイクロコンピュータに取り込み
（’）３）、ｖｌｄをｉｄ”で割算しｒ１＋１２′をめ
る（５４）、そして先にめた「１を引算し、ｒ２′全演
ｎする（５５）。

第６図は先述の原理に従いｔｌ　＋ｔ２’を測疋するフ
ローチャートである。先ず第５図と同様にω１＊を設足
しく６１）、交流励磁を何う（６２）。

Ｖ＋Ｑ’ｅ取り込み（６３）、Ｖｌｑをω＋”　及Ｕ　
ｉ　ａ”　テ割算してｔ、　＋ｔ２’をめる。

第７図は先述の原理に従いＬ＋　を測定するフローチャ
ートである。先ずωｌ＊を零に設定しく７１）、次にス
テップ変化の１　ａｌを座標変換器４に与えｉＩｄをス
テップ的に流す（７２）。このとき発生するＶ、ｄを恢
出しマイクロコンピュータにｔｔｘｂ込む（７３）。な
お、この取込みは後述の累積加算中はΔを秒毎に行う。

次に今回取シ込んだｖＩｄと前回記憶したｖ　Ｈ’　ｄ
を比較し、その比が１に近い所定値以上となるまでｖ、
ｃｔをΔを秒毎に取り込み累積加算を行う（７４及び７
５）、、もし上述の比が所定値以上となった際には累積
ｉｒ＋ｒ４を完了し、その加算結果を１６本で割算して
ｔ１＋Ｌ１　を演算する（７６）。さらにＡ＋＋Ｌ＋か
らＵ■式に従いｔｌを引算しＬｌを偵−拝する（７７）
。

なお第４図の場合と同様にω＋　＊　ｉ　＝＝に設定す
ると、Ｖ−Ｗ相間曲用ｖｖ−ｗに基づいてＬ＋を演算で
きるつなぜならω−１ｚ７の場合、（２１式が成立する
からである。当然であるがこの場合はフローチャートは
第７図と同様である。

第８図は先述の原理に従いＴ２を測定するフローチャー
トである。先ずωＩ＊を零に設定しく８１）、次に第７
図と同一のｌｄＩを与える（８２）。セしてΔを秒毎に
ｖＩｄを取り込み（８３）、ｖＩｄの累積加算ΣＶ、ｄ
Δｔを演算する（８４）。加算値が８ｇ７図においてめ
た終期値の６３％に到達する捷でΔを秒毎に上述の累積
加算を続ける（８５）。６３％に達すれば加算を完了し
、それまでのｉｔの累積値ΣΔｔよりＴ２をめる（８６
）。なおＴ２は、であるため、先に測定したＩＩＩ　を
ｒ２′で割詩、してボめゐこともできる。

上述のようにして屓算さＩした各電動機定数は、記憶要
素に記憶さｉｔ、次に述べるインバータ制御装置の制御
演算定数の設定に使用される。

第９図は誘導機ベクトル制御装置の回路構成図であり本
発明の適用例を示す。１〜７は第１図と同一物であるの
で説明を省略する。１ｏは回転速度を指令するための速
度指令器、１１は速度検出器、１２はトルク分電流指令
ｉ−を出力する速度偏差構巾器、１３は電動機の磁束指
令φ車を出力する磁束指舎器、１４は磁束指令に基づい
て励磁電流指令ｉ−を出力する励磁電流指令演算器、１
５はｉ−を１−で割算しすベシ角周波数指令ω−を出力
するすべり周波以指令演尊器、１６はω１′と回転速度
ω１を刀目算しインバータの周波数指令１ｄ号ωＩ＊全
出力する加算器である。

ベクトル制御の原理は周矧であるので詳細な説明は省略
するが、次式に従いインバータの出力電流の大きさ１ｉ
ｆｔと位相０及び周波数ω１を制御することにより重速
応答高精度な制御を行うものである。

ｚ＋＋ｃｙ−ｖ’口耳〒ｙ　・・・・・・・・・＠ここ
に、ωＩ　：１次角周波数 ω７　：回転角周波数 ω、：すベシ角周波数 ここで０式及び（至）式の関係を満足させる制御は、前
述した座標変換器４及び電流調節器６の動作に従い行な
われる。また（ハ）式の関係の制御は演算器１５及び加
算器１６の動作に従い行われる。

ところで、ｉ事は演算器１４において次式に従い取シ出
される。

φ傘 、　、　−°°°−°−Ｑ！５ すなわちこのとき前述の測定されたＬｌが演算定数とし
て用いられる。葦た演算器１５に２いて（至）式の演算
を何う際ＶＣは前述のＴ２が用いられる。

この上ワな演鐸定数の設定は、インバータ制御装置がマ
イクロコンピュータで構成される場曾には、前述のよう
に測定記憶された電動機定数に基づいて演算プログラム
の定数設定を行うことにより、”また制御装置ばがアナ
ログ回路で構成される場合には、割算器あるいは乗算器
を用いて（ハ）式及び（至）式の演算を行うことにより
可能である。

第１０図は誘導機ベクトル制御装置の回路構成図でおり
、本発明の他の適用例を示す。１〜８゜１０〜１２及び
１５は、第１図及び第９図と同一物でめるので説明を省
略する。１６は電圧成分検出信号ｖＩｄ及びｖＩｑから
電動機の漏れインピーダンス降下を差し引き誘導起電力
成分ｅｄ及びｅｑを検出する漏れインピーダンス補償器
、１７は誘導起電力ｅｑの指令器、１８は励磁電流指令
ｌ−′を出力する＠尋起電力偏差瑠巾益、１９はｅｄに
基づいてすベシ用向彼数の補己信号Δω−を出力する増
巾器、２０は前述のω−９Δω−及びω。

を加算し周波数指令悟号ω１車を出力するカー漬でおる
。

第９図の装置との違いは、２次時足数Ｔ２　（２次抵抗
ｒｚ　ｌの２次巻線ｌｌ１ｉ塵による変動を補償するた
めにｅｄに応じて周波数（すべり周波数）を修正するよ
うにしたこと、また磁束弱め制御を行う際の電動機の鉄
心飽和による影響を防止するために誘導起電力ｅｑを指
令直Ｅ本に一致するように励磁電流１１を調節する制御
ループを設けたところにある。

漏れインピーダンス補償器１６は次式に示す演算を行い
ｅａ及びｅｑを検出する。

すなわちこのとき先に測定されたｒｌ　、　ｔ、。

Ｌ１２の各奄８１ＸｌＪ截足数が用いられる。各′４動
機だ数のこれら演算への取り込牟は、第９図の場合と同
様ニ、マイクロコンピュータの演算プログラムの定数設
定らるいはアナログ回路においては乗算器を用いて行え
る。

また電流調−器６などで徊底さｉする血流制御系の′Ｉ
ｔｒｌｊ御定数設定に際しては、測定したＬ＋　十Ｌ２
’が用いられるが、七の詳細については上述と本発明の
軛囲において同様であるので説明を省略する。

〔発明の効果〕

以上述べたＬうに本発明によれば、電動機定数の測定が
簡便かつ高梢度に行え、またその唄１］定結果に基づい
て制御系の定数設定が自動的に行えるため、−動義足数
の設計値と実際値の不一致による前述の不具合を防止で
き、また制御系の調節に要する手間を大幅に削減するこ
とができる。

なお本発明は訪導ｔｈＬｉｊｂ截を対象とするものに限
らず、同期電動機が対象でβつでも同様に適用できる。

また変換器は前述の工うにＰＷＭインノ（−タに限らず
他方式のものであってもより。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一笑鬼νり會示す区動慎定数測定装置
の回船構成図、第２図は本発明の動作原理を説明するだ
めのベクトル図、第３〜８図は本発明における屓藷−内
容のフローチャー１−１ｆＪ９゜１０図は本発明の通用
例を示す誘導機ベクトル制御装置の回船構成図である。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １、交流電動機と、該電動機に直流及び交流を供給する
   変換器と、該変換器の出力電流の周波数及び位相を制御
   するための制御装置を備え、前記変換器より前記軍９ｉ
   ＪＪ磯に所定の周波数及び位相の電流（直流の場合は各
   巻線に対して所定の極性と大きさの電流）を供給し、そ
   の際に発生する電動機電圧と前記電流に基づいて前記′
   電動機の電気定数を演算側ボするようにしたことを特徴
   とする交流電動機の定数測定方法。