WO2016199444A1 - 誘導機の電力変換装置と二次時定数測定方法及び速度制御方法 - Google Patents

誘導機の電力変換装置と二次時定数測定方法及び速度制御方法 Download PDF

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induction machine
time constant
axis
command value
axis current
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Inventor
昭範 神谷
戸張　和明
岩路　善尚
雄作 小沼
Original Assignee
株式会社 日立産機システム
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/14—Estimation or adaptation of machine parameters, e.g. flux, current or voltage
    • H02P21/16—Estimation of constants, e.g. the rotor time constant

Definitions

  • the present invention relates to a power converter capable of measuring a secondary time constant of an induction machine with high accuracy.
  • Patent Document 1 Japanese Patent Laid-Open No. 6-265607
  • the primary resistance is measured by DC excitation, and then the resistance sum of the primary resistance and the secondary resistance converted to the primary side is obtained by single-phase AC excitation.
  • the secondary resistance is measured by subtracting the primary resistance from the resistance sum.
  • a control constant is set according to a measurement result, and an induction machine is controlled.
  • the error in the measured value of the primary resistance due to the voltage error due to dead time to prevent a short circuit of the power converter (inverter), and the resistance sum is measured
  • the secondary resistance is calculated from the information including these errors, and the secondary time constant is obtained by obtaining the ratio between the secondary resistance and the secondary inductance.
  • the slip of the induction motor is calculated using the obtained secondary time constant, the primary frequency command is calculated, and the speed control is performed. Therefore, if the measurement accuracy of the measured secondary resistance is poor, there has been a problem that the deviation of the actual speed with respect to the speed command becomes large. Therefore, it is necessary to measure the secondary resistance with high accuracy.
  • the present invention aims to measure the secondary time constant of the induction machine with high accuracy and to perform speed control with a small deviation with respect to the speed command, and to provide a measuring method and apparatus thereof.
  • the present invention includes a plurality of means for solving the above-mentioned problems.
  • the secondary of the induction machine used in the control device for controlling the magnitude and frequency of the output voltage of the power converter that drives the induction machine.
  • a method for measuring a time constant in which a control device outputs an output current of a power converter that drives an induction machine to a current command value of a d axis that is a magnetic flux axis of a rotating magnetic field coordinate system and a q axis that is a torque axis of the rotating coordinate system
  • a d-axis current control unit and a q-axis current control unit that control according to the current command value, set the q-axis current command value to zero, and set the d-axis current command value to zero during rotation of the induction machine.
  • the second time constant of the induction machine is measured from the attenuation waveform of the output of the q-axis current control unit when the step is changed.
  • the secondary time constant of the induction machine can be measured with high accuracy.
  • FIG. FIG. 4 is an explanatory diagram showing a d-axis current command value in Example 1. It is explanatory drawing which showed the output of the q-axis current control part when changing the d-axis current command value in Example 1 in steps. It is a block diagram of the power converter device which showed the control structure which measures the secondary time constant when the leakage inductance in Example 2 is considered. It is a block diagram of the power converter device which concerns on Example 3, and is explanatory drawing which showed setting the measured secondary time constant to speed sensorless vector control.
  • FIG. 1 It is a block diagram of the power converter device which concerns on Example 4, and is explanatory drawing which showed switching a tuning mode and an operation mode. It is the current waveform of the U, V, W phase before and after step-changing Id * which concerns on Example 1.
  • FIG. 1 It is a block diagram of the power converter device which concerns on Example 4, and is explanatory drawing which showed switching a tuning mode and an operation mode. It is the current waveform of the U, V, W phase before and after step-changing Id * which concerns on Example 1.
  • FIG. 1 shows a configuration diagram of a power conversion apparatus according to the present embodiment.
  • the power conversion device includes a power converter 2 that drives the induction machine 1 and a control device that controls the magnitude and frequency of the output voltage of the power converter 2.
  • parts other than the induction machine 1, the power converter 2, and the current detector 3 correspond to the control device.
  • the induction machine 1 generates torque by a magnetic flux generated by a current of a magnetic flux axis (d-axis) component and a current of a torque axis (q-axis) component orthogonal to the magnetic flux axis.
  • the power converter 2 outputs a voltage value proportional to the three-phase AC voltage command values Vu *, Vv *, and Vw *, and varies the output voltage value and the rotation frequency value of the induction machine 1.
  • the current detector 3 outputs detected values Iu, Iv, and Iw of the three-phase alternating current of the induction machine 1.
  • the coordinate conversion unit 4 in the control device outputs three-phase AC voltage command values Vu *, Vv *, Vw * from the voltage command values Vd *, Vq * and the phase estimation value ⁇ *.
  • the coordinate conversion unit 5 outputs d-axis and q-axis current detection values Id and Iq from the detected values Iu, Iv and Iw of the three-phase alternating current and the phase ⁇ *.
  • the d-axis current generator 6 outputs a d-axis current command value Id * that is “positive polarity”.
  • the q-axis current generator 7 outputs a q-axis current command value Iq *.
  • the speed command generator 8 outputs a speed command ⁇ r *.
  • the d-axis current control unit 9 outputs the d-axis voltage command value Vd * from the deviation (Id * ⁇ Id) between the d-axis current command value Id * and the current detection value Id.
  • the q-axis current control unit 10 outputs a q-axis voltage correction value ⁇ Vq * from the deviation (Iq * ⁇ Iq) between the q-axis current command value Iq * and the current detection value Iq.
  • the phase calculator 13 integrates the output frequency value ⁇ r * and outputs the control phase ⁇ *.
  • the constant measurement unit 14 measures and stores the waveform of the output ⁇ Vq of the q-axis current control unit.
  • the constant calculation unit 15 calculates a secondary time constant T2 from the waveform stored in the constant measurement unit 14 using the least square method.
  • the overall control is controlled by a control unit (not shown), and the above control device may be executed by software using a microcomputer, for example.
  • a predetermined d-axis current command value Id * and a zero q-axis current command value Iq * are set.
  • the voltage command values Vd * and Vq * are calculated by (Equation 1).
  • the secondary time constant T2 can be calculated from the response waveform of the output ⁇ Vq of the q-axis current control unit.
  • FIG. 3 shows the attenuation waveform of the output ⁇ Vq of the q-axis current control unit and the U-phase voltage of the induction machine 1 when the d-axis current command value Id * is step-changed when Iq * is zero.
  • FIG. 7 shows currents of U, V, and W phases before and after the step change of Id *.
  • Id1 * and Id2 * are not fixed, but can be set arbitrarily according to the target motor.
  • the attenuation waveform of ⁇ Vq is stored, and a second-order time constant is calculated by using the least square method. (Equation 5) shows the sum of squares. A second-order time constant T2 is obtained so that the sum of squares is minimized.
  • yi measurement waveform
  • a q-axis current control output [V] before step change
  • b coefficient
  • n number of data.
  • the secondary side of the induction machine may be cut and broken due to repeated stress due to high-speed rotation, or the insulating film may be broken due to mechanical vibration.
  • the secondary conductors are short-circuited or conducted to the iron core of the induction machine, so that the secondary resistance value becomes sufficiently small or the secondary resistance becomes sufficiently large.
  • the measured secondary time constant T2 also becomes sufficiently small or large, so that the failure can be diagnosed using this secondary time constant.
  • the measurement of the secondary time constant is preferably performed when the power conversion device is started or finished.
  • this embodiment is a method for measuring a secondary time constant of an induction machine used in a control device that controls the magnitude and frequency of the output voltage of a power converter that drives the induction machine.
  • D-axis current control unit that controls the output current of the power converter that drives the motor according to the d-axis current command value that is the magnetic flux axis of the rotating magnetic field coordinate system and the q-axis current command value that is the torque axis of the rotating coordinate system Q-axis current control unit, setting the q-axis current command value to zero, and stepping the d-axis current command value to other than zero during rotation of the induction machine
  • the second-order time constant of the induction machine is measured from the decay waveform of the output.
  • the secondary time constant of the induction machine can be measured with high accuracy.
  • FIG. 4 is a configuration diagram of the power conversion apparatus according to the present embodiment. 4, a low-pass filter 11 and a leakage inductance 12 are added to FIG. 1, and the other configurations are the same as those in FIG.
  • the low-pass filter 11 is a low-pass filter having a current control delay time constant TACR equivalent.
  • the leakage inductance 12 outputs a leakage inductance constant L ⁇ .
  • the voltage drop is not calculated in advance, but this embodiment takes into account the case where the L ⁇ of the leakage inductance 12 is sufficiently large.
  • the second-order time constant is calculated.
  • this embodiment is a method for measuring a secondary time constant of an induction machine used in a control device that controls the magnitude and frequency of the output voltage of a power converter that drives the induction machine.
  • D-axis current control unit that controls the output current of the power converter that drives the motor according to the d-axis current command value that is the magnetic flux axis of the rotating magnetic field coordinate system and the q-axis current command value that is the torque axis of the rotating coordinate system
  • a q-axis current control unit further calculates a non-interference term from the d-axis current command value to generate a q-axis voltage command value, sets the q-axis current command value to zero.
  • the second-order time constant of the induction machine is measured from the attenuation waveform of the output of the q-axis current control unit when the d-axis current command value is changed to a step other than zero.
  • the secondary time constant of the induction machine can be measured with high accuracy.
  • FIG. 5 is a configuration diagram of the power conversion apparatus according to the present embodiment. A configuration when the secondary time constant T2 calculated in the embodiment of FIG. 1 or FIG. 4 is utilized for sensorless vector control is shown.
  • the speed estimation calculation unit 22 outputs a speed estimation value ⁇ r ⁇ according to (Equation 6).
  • Tobs a speed estimation delay time constant set in the disturbance observer
  • r 2 ′ a primary side converted value of the secondary resistance.
  • the speed control unit 17 calculates and outputs the q-axis current command value Iq * so that the estimated speed value ⁇ r ⁇ follows the speed command value ⁇ r *.
  • the slip calculation unit 16 sets the secondary time constant T2 calculated by the constant calculation unit (secondary time constant calculation unit) 15 and outputs the slip angular frequency command value ⁇ s * according to (Equation 7).
  • the adder 23 adds the estimated speed value ⁇ r ⁇ and the slip angular frequency command value ⁇ s * by (Equation 8), and outputs the primary frequency command value ⁇ 1 *.
  • the primary frequency command value ⁇ 1 * is integrated by the phase calculator 13 to output the phase angle ⁇ 1.
  • the vector calculation unit 18 creates the output ⁇ Vd of the d-axis current control unit and the output ⁇ Vq of the q-axis current control unit from the current command values Id * and Iq * and the current detection values Id and Iq, and this voltage correction value and the vector
  • the calculation shown in (Equation 9) is performed to add the control voltage reference value.
  • the present embodiment is a speed control method for an induction machine using the secondary time constant obtained by the secondary time constant measurement method for the induction machine, and the control device uses the speed at which the speed estimation value is estimated. Equipped with an estimation unit, calculate the slip frequency estimation value of the motor from the secondary time constant, the q-axis current command value and the d-axis current command value, add the slip frequency estimation value to the speed estimation value estimated by the speed estimation unit, The primary frequency of the control device is controlled according to the added value.
  • FIG. 6 is a configuration diagram of the power conversion apparatus according to the present embodiment.
  • the present embodiment is applied to an induction machine drive system.
  • the tuning mode 19 uses the configuration of FIG. 4, and the operation mode 20 is the same as that of FIG. 5.
  • the tuning mode 19 and the operation mode 20 can be switched with the switch 21. After calculating the secondary time constant T2 in the tuning mode 19, the operation mode 20 is selected, and power is supplied from the general-purpose inverter 24 to the induction machine 1.
  • the present invention is not limited to the above-described embodiments, and includes various modifications. Moreover, it is not necessarily limited to what has all the structures demonstrated. Further, a part of the configuration of one embodiment can be replaced with the configuration of another embodiment, and the configuration of another embodiment can be added to the configuration of one embodiment. Moreover, it is also possible to add, delete, and replace other configurations for a part of the configuration of each embodiment.
  • 24 ... general-purpose inverter, Id * ... d axis Current command value, Iq * ... q-axis current command value, ⁇ r * ... speed command value, ⁇ r ⁇ ... speed estimation value, ⁇ s * ... slip angular frequency command value, ⁇ 1 * ... primary frequency command value, ⁇ * ... control Phase, Vd * ... d-axis voltage command value, Vq * ... q-axis voltage command value, ⁇ Vd ... d-axis current control output, ⁇ Vq The output of the q-axis current control

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Abstract

誘導機の二次時定数を電力変換装置で精度良く測定する。　誘導機を駆動する電力変換器の出力電圧の大きさと周波数を制御する制御装置で用いる誘導機の二次時定数測定方法であって、制御装置は誘導機を駆動する電力変換器の出力電流を、回転磁界座標系の磁束軸であるd軸の電流指令値と回転座標系のトルク軸であるq軸の電流指令値とに従って制御するd軸電流制御部とq軸電流制御部とを備え、q軸の電流指令値を零に設定し、誘導機の回転中に、d軸の電流指令値を零以外にステップ変化させた際のq軸電流制御部の出力の減衰波形から、誘導機の二次時定数を測定するように構成する。

Description

誘導機の電力変換装置と二次時定数測定方法及び速度制御方法
　本発明は、誘導機の二次時定数を高精度に測定可能な電力変換装置に関するものである。
　誘導機の二次時定数測定法における従来技術として、特開平６－２６５６０７号公報（特許文献１）に記載されている単相交流励磁を用いた方式がある。
　単相交流励磁を用いた方式では、始めに直流励磁によって一次側抵抗を測定し、次に単相交流励磁により一次側抵抗と一次側に換算した二次側抵抗の抵抗和を求める。二次側抵抗は、抵抗和から一次側抵抗を減ずることによって測定する。そして、測定結果に従って制御定数を設定し、誘導機を制御する。
特開平６－２６５６０７号公報
　従来技術では、一次抵抗を測定する際に、電力変換器（インバータ）の短絡防止のためのデッドタイムによる電圧誤差により、一次抵抗の測定値に誤差が発生する点や、さらに、抵抗和を測定するときは、数十Hzの交流電圧を印加するので表皮効果の影響を受け、周波数依存性による誤差も発生するという点について考慮されていなかった。これら誤差が含まれた情報から二次抵抗を算出し、二次抵抗と二次インダクタンスとの比率を求めることで二次時定数を求めていた。そして、求めた二次時定数を用いて誘導モータのすべりを計算し、一次周波数指令の演算し、速度制御を行っていた。従って、この測定した二次抵抗の測定精度が悪いと、速度指令に対して実速度のずれが大きくなってしまう問題があった。そのため、二次抵抗を高精度に測定する必要がある。
　本発明は、誘導機の二次時定数を高精度に測定し、速度指令に対してずれが小さな速度制御を行うことを目的とし、その測定方法及びその装置を提供することにある。
　上記課題を解決するために、例えば特許請求の範囲に記載の構成を採用する。本発明は上記課題を解決する手段を複数含んでいるが、その一例を挙げるならば、誘導機を駆動する電力変換器の出力電圧の大きさと周波数を制御する制御装置で用いる誘導機の二次時定数測定方法であって、制御装置は誘導機を駆動する電力変換器の出力電流を、回転磁界座標系の磁束軸であるd軸の電流指令値と回転座標系のトルク軸であるq軸の電流指令値とに従って制御するd軸電流制御部とq軸電流制御部とを備え、q軸の電流指令値を零に設定し、誘導機の回転中に、d軸の電流指令値を零以外にステップ変化させた際のq軸電流制御部の出力の減衰波形から、誘導機の二次時定数を測定するように構成する。
　本発明によれば、誘導機の二次時定数を高精度に測定することができる。
実施例１における二次時定数を測定する制御構成を示した電力変換装置の構成図である。 実施例１におけるd軸電流指令値を示した説明図である。 実施例１におけるd軸電流指令値をステップ変化させたときのq軸電流制御部の出力を示した説明図である。 実施例２における漏れインダクタンスを考慮した場合の二次時定数を測定する制御構成を示した電力変換装置の構成図である。 実施例３に係る電力変換装置の構成図であり、測定した二次時定数を速度センサレスベクトル制御に設定することを示した説明図である。 実施例４に係る電力変換装置の構成図であり、チューニングモードと運転モードを切り替えることを示した説明図である。 実施例１に係るId*をステップ変化させた前後のU、V、W相の電流波形である。
　以下、図面を用いて本実施例を説明する。
　図１に、本実施例における電力変換装置の構成図を示す。ここで、電力変換装置は、誘導機１を駆動する電力変換器２と電力変換器２の出力電圧の大きさと周波数を制御する制御装置からなる。図１において、誘導機１、電力変換器２、電流検出器３以外の部分が制御装置に対応する。
　図１において、誘導機１は、磁束軸（ｄ軸）成分の電流により発生する磁束と、磁束軸に直交するトルク軸（ｑ軸）成分の電流によりトルクを発生する。　電力変換器２は、３相交流の電圧指令値Vu*、Vv*、Vw*に比例した電圧値を出力し、誘導機１の出力電圧値と回転周波数値を可変する。電流検出器３は、誘導機１の３相の交流電流の検出値Iu、Iv、Iwを出力する。電流検出器３は、誘導機１の３相の内の２相、例えば、U相とW相の線電流を検出し、V相の線電流は、交流条件（Iu＋Iv＋Iw＝0）から、Iv=－(Iu＋Iw)として求めてもよい。
　制御装置の内の、座標変換部４は、電圧指令値Vd*、Vq*と位相推定値θ*から3相交流の電圧指令値Vu*、Vv*、Vw*を出力する。座標変換部５は、３相の交流電流の検出値Iu、Iv、Iwと位相θ*からｄ軸およびｑ軸の電流検出値Id、Iqを出力する。ｄ軸電流生成部６は、「正極性」であるd軸の電流指令値Id*を出力する。ｑ軸電流生成部７は、ｑ軸の電流指令値Iq*を出力する。速度指令生成部８は、速度指令ωr*を出力する。d軸電流制御部９は、d軸の電流指令値Id*と電流検出値Idとの偏差(Id*－Id)からd軸の電圧指令値Vd*を出力する。q軸電流制御部１０は、q軸の電流指令値Iq*と電流検出値Iqとの偏差(Iq*－Iq)からq軸の電圧補正値ΔVq*を出力する。位相演算部１３は、出力周波数値ωr*を積分演算して制御位相θ*を出力する。定数計測部１４は、ｑ軸電流制御部の出力ΔVqの波形を計測し保管する。定数演算部１５は、定数計測部１４で保管された波形から、最小二乗法を用いて二次時定数T2を演算する。なお、これらの全体制御は、図示しない制御部によって制御され、以上の制御装置は、例えば、マイコンによるソフトウエアで実行しても良い。
　本実施例は、二次時定数を高精度に測定することを目的に、特許文献１とは異なる原理を用いている。以下、この原理について述べる。
　まず、ｄ軸およびｑ軸の回転座標系において、所定のｄ軸電流指令値Id*と、零であるｑ軸電流指令値Iq*を設定する。これら電流指令値Id*,Iq*と、電流検出値Id、Iqおよび速度指令ωr*に基づき、(数１)により電圧指令値Vd*、Vq*を演算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000001
ここで、φ2d：d軸の二次磁束値、ΔVd：ｄ軸電流制御の出力[V]、ΔVq：ｑ電流制御の出力[V]、TACR：電流制御遅れ時定数[s]、Lσ：漏れインダクタンス、Ｍ：相互インダクタンス、L2：２次側自己インダクタンス、s：微分演算子、*：指令値を示す。なお、本実施例における図１では、漏れインダクタンスLσが十分小さい場合を想定し、その電圧降下分である、（数１)のVq*の演算式の第１項である非干渉項を予め演算しない構成とした。
　一方、誘導機1のd軸およびq軸の電圧Vd、Vqの定常状態における電圧方程式は(数２)で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000002
　ここで、r1：一次抵抗[Ω] である。
(数２)において、ｑ軸電圧成分に着目すると、（指令電圧）＝（出力電圧）の関係から、(数１)=(数２)となるため、ｑ軸電流制御の出力ΔVqについて整理すると、(数３)を得ることができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000003
　ここで、d軸およびq軸電流制御の動作により、Id*＝Id、Iq*＝Iq＝0となる。また、速度指令ωr*をインバータ周波数ω1としているため、ω1＝ωr*であり、(数３)は、(数４)として表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000004
　この場合、ΔVqは、ωrが一定であれば、ｄ軸電流指令値Id*の一次遅れ応答となるので、ΔVqの過渡応答波形より二次時定数T2を演算することができる。
　つまり、ｄ軸電流指令値Id*を図２に示すようにステップ変化させれば、q軸電流制御部の出力ΔVqの応答波形から、二次時定数T2を演算することができる。
　図３には、Iq*が零の場合の、ｄ軸電流指令値Id*をステップ変化させたときの、ｑ軸電流制御部の出力ΔVqと誘導機1のU相電圧の減衰波形を示す。また、図７には、Id*をステップ変化させた前後のU、V、W相の電流を示す。
　図３において、ｄ軸電流指令値Id*を、時間t1でステップ値Id1*からId2*にステップ変化させれば、誘導機1の起電力は時間t1から減衰し、それに応じて、電流検出器３での検出電流Iu、Iwもステップ応答波形となり、ｑ軸電流制御部の出力ΔVqもΔVq1からΔVq2に変化する。ここで、Id2*を零にすると速度変動が起きてしまうため零以外の値とし、Idを定格電流より十分に大きくした場合には、磁気飽和が発生し、二次時定数T2の測定精度が悪化してしまうため、Id1*とId2*は固定とせず、対象モータに応じて任意に設定できるようにする。このΔVqの減衰波形を保管し、最小二乗法を用いることにより二次時定数を演算する。（数５）に二乗和を示す。二乗和が最小となるように二次時定数T2を求める。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000005
　ここで、yi：測定波形、a：ステップ変化前のｑ軸電流制御の出力[V]、b：係数、n：データ数である。
　なお、誘導機の二次側は、高速回転による繰り返し応力などにより切断破壊したり、機械振動などにより絶縁皮膜が破壊されることがある。このため、二次側の導体同士が短絡したり、誘導機の鉄心に導通して、二次抵抗値が十分に小さくなる、または二次抵抗が十分に大きくなる。この時に、測定した二次時定数T2も、十分に小さくなったり、大きくなったりするため、この二次時定数を用いて故障の診断をすることができる。この二次時定数の測定は、電力変換装置の起動時あるいは終了時に行うことが望ましい。
　以上のように、本実施例は、誘導機を駆動する電力変換器の出力電圧の大きさと周波数を制御する制御装置で用いる誘導機の二次時定数測定方法であって、制御装置は誘導機を駆動する電力変換器の出力電流を、回転磁界座標系の磁束軸であるd軸の電流指令値と回転座標系のトルク軸であるq軸の電流指令値とに従って制御するd軸電流制御部とq軸電流制御部とを備え、q軸の電流指令値を零に設定し、誘導機の回転中に、d軸の電流指令値を零以外にステップ変化させた際のq軸電流制御部の出力の減衰波形から、誘導機の二次時定数を測定するように構成する。
　よって、本発明によれば、誘導機の二次時定数を高精度に測定することができる。
　図４は、本実施例に係る電力変換装置の構成図である。図４においては、図１に対して、ローパスフィルタ１１と漏れインダクタンス１２を追加しており、他の構成は図１と同じである。
　ローパスフィルタ１１は、電流制御遅れ時定数TACR相当を持つローパスフィルタである。また、漏れインダクタンス１２は、漏れインダクタンスの定数Lσを出力する。
　図１の実施例では、漏れインダクタンス１２のLσが十分小さい場合にその電圧降下分を予め演算しない構成としたが、本実施例は、漏れインダクタンス１２のLσが十分大きい場合を考慮し、図４に示すように、二次時定数を演算する構成としている。
　以上のように、本実施例は、誘導機を駆動する電力変換器の出力電圧の大きさと周波数を制御する制御装置で用いる誘導機の二次時定数測定方法であって、制御装置は誘導機を駆動する電力変換器の出力電流を、回転磁界座標系の磁束軸であるd軸の電流指令値と回転座標系のトルク軸であるq軸の電流指令値とに従って制御するd軸電流制御部とq軸電流制御部とを備え、さらに、d軸の電流指令値から非干渉項を演算してq軸電圧指令値を生成し、q軸の電流指令値を零に設定し、誘導機の回転中に、d軸の電流指令値を零以外にステップ変化させた際のq軸電流制御部の出力の減衰波形から、誘導機の二次時定数を測定するように構成する。
　これにより、実施例１と同様に、誘導機の二次時定数を高精度に測定することができる。
　図５は、本実施例に係る電力変換装置の構成図である。図１または図４の実施例で演算した二次時定数T2を、センサレスベクトル制御に活用した場合の構成を示す。
　図５の構成要素において、座標変換部４、ｄ軸電流生成部６、ｑ軸電流生成部７、位相演算部１３、定数演算部１５は、図１と同一である。
　図５において、速度推定演算部２２では、（数６）により速度推定値ωr^を出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000006
　ここで、Tobs：外乱オブザーバに設定する速度推定遅れ時定数、r2´：二次抵抗の一次側換算値である。
　速度制御部１７では、速度推定値ωr＾が速度指令値ωr*に追従するように、q軸の電流指令値Iq*を演算し、出力する。
　すべり演算部１６では、定数演算部（二次時定数演算部）１５で演算した二次時定数T2を設定し、（数７）により、すべり角周波数指令値ωs*を出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000007
加算部２３では、（数８）により、速度推定値ωr＾とすべり角周波数指令値ωs*を加算して、一次周波数指令値ω1*を出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000008
この一次周波数指令値ω1*を位相演算部１３で積分し、位相角θ1を出力する。
　ベクトル演算部18では、電流指令値Id*、Iq*と電流検出値Id、Iqから、ｄ軸電流制御部の出力ΔVd、ｑ軸電流制御部の出力ΔVqを作成し、この電圧補正値とベクトル制御の電圧基準値を加算する(数９)に示す演算を行う。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000009
　以上のように、本実施例は、誘導機の二次時定数測定方法で得られた二次時定数を用いた誘導機の速度制御方法であって、制御装置は速度推定値を推定する速度推定部を備え、二次時定数とq軸電流指令値とd軸電流指令値から電動機のすべり周波数推定値を演算し、速度推定部で推定した速度推定値にすべり周波数推定値を加算し、加算値に応じて制御装置の一次周波数を制御するように構成する。
　これにより、誘導機の速度制御を高精度に実施できる。
　図６は、本実施例に係る電力変換装置の構成図である。本実施例は、誘導機駆動システムに本実施例を適用したものである。
　図６の構成要素において、チューニングモード１９は図４の構成を用いており、運転モード２０は図５と同一である。
　図６において、チューニングモード１９と運転モード２０をスイッチ２１で切り替えることができる。チューニングモード１９で、二次時定数T2を演算した後に、運転モード２０を選択し、汎用インバータ２４から誘導機１に電力を供給する。
　本実施例を誘導モータ駆動システムに適用すれば、高精度な速度制御特性を実現することができる。
　以上、実施例について説明したが、本発明は上記した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。また、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施例の構成の一部を他の実施例の構成に置き換えることが可能であり、ある実施例の構成に他の実施例の構成を加えることも可能である。また、各実施例の構成の一部について、他の構成の追加、削除、置換をすることも可能である。
１…誘導機、２…電力変換器、３…電流検出器、４…座標変換部、５…座標変換部、６…ｄ軸電流生成部、７…ｑ軸電流生成部、８…速度指令生成部、９…ｄ軸電流制御部、１０…ｑ軸電流制御部、１１…ローパスフィルタ、１２…漏れインダクタンス、１３…位相演算部、１４…定数計測部、１５…定数演算部、１６…すべり演算部、１７…速度部、１８…ベクトル演算部、１９…チューニングモード、２０…運転モード、２１…切替スイッチ、２２…速度推定演算部、２３…加算部、２４…汎用インバータ、Id*…d軸の電流指令値、Iq*…q軸の電流指令値、ωr*…速度指令値、ωr^…速度推定値、ωs*…すべり角周波数指令値、ω1*…一次周波数指令値、θ*…制御位相、Vd*…d軸の電圧指令値、Vq*…q軸の電圧指令値、ΔVd…d軸電流制御の出力、ΔVq…q軸電流制御の出力

Claims (15)

  1. 誘導機を駆動する電力変換器の出力電圧の大きさと周波数を制御する制御装置で用いる誘導機の二次時定数測定方法であって、
    前記制御装置は前記誘導機を駆動する電力変換器の出力電流を、回転磁界座標系の磁束軸であるd軸の電流指令値と回転座標系のトルク軸であるq軸の電流指令値とに従って制御するd軸電流制御部とq軸電流制御部とを備え、
    前記q軸の電流指令値を零に設定し、前記誘導機の回転中に、前記d軸の電流指令値を零以外にステップ変化させた際の前記q軸電流制御部の出力の減衰波形から、前記誘導機の二次時定数を測定することを特徴とする誘導機の二次時定数測定方法。
  2. 請求項１に記載の誘導機の二次時定数測定方法であって、
    最小二乗法を用いて前記二次時定数を測定することを特徴とする誘導機の二次時定数測定方法。
  3. 請求項１に記載の誘導機の二次時定数測定方法であって、
    前記制御装置の起動あるいは終了時に前記二次時定数を測定することを特徴とする誘導機の二次時定数測定方法。
  4. 請求項１に記載の誘導機の二次時定数測定方法であって、
    前記ステップ変化させる前記d軸の電流指令値のステップ値を任意に設定できることを特徴とする誘導機の二次時定数測定方法。
  5. 請求項１に記載の誘導機の二次時定数測定方法であって、
    前記d軸の電流指令値から非干渉項を演算してq軸電圧指令値を生成することを特徴とする誘導機の二次時定数測定方法。
  6. 請求項１に記載の誘導機の二次時定数測定方法で得られた二次時定数を用いた誘導機の速度制御方法であって、
    前記制御装置は速度推定値を推定する速度推定部を備え、
    前記二次時定数と前記q軸電流指令値と前記d軸電流指令値から電動機のすべり周波数推定値を演算し、前記速度推定部で推定した速度推定値に前記すべり周波数推定値を加算し、該加算値に応じて前記制御装置の一次周波数を制御することを特徴とする誘導機の速度制御方法。
  7. 請求項６に記載の誘導機の速度制御方法であって、
    運転モードの前のチューニングモードで前記誘導機の二次時定数を得、運転モードで前記制御装置の一次周波数を制御することを特徴とする誘導機の速度制御方法。
  8. 誘導機を駆動する電力変換器と該電力変換器の出力電圧の大きさと周波数を制御する制御装置からなる誘導機の電力変換装置であって、
    前記制御装置は、
    前記誘導機を駆動する電力変換器の出力電流を、回転磁界座標系の磁束軸であるd軸の電流指令値と回転座標系のトルク軸であるq軸の電流指令値とに従って制御するd軸電流制御部とq軸電流制御部と、
    前記ｑ軸電流制御部の出力波形を保管する定数計測部と、
    定数演算する定数演算部と、
    それらを制御する制御部を備え、
    前記制御部は、前記q軸の電流指令値を零に設定し、前記誘導機の回転中に、前記d軸の電流指令値を零以外にステップ変化させた際の前記定数計測部に保管された前記q軸電流制御部の出力の減衰波形から、前記定数演算部により前記誘導機の二次時定数を測定することを特徴とする電力変換装置。
  9. 請求項８に記載の電力変換装置であって、
    前記制御部は、前記電力変換装置の起動あるいは終了時に前記二次時定数を測定することを特徴とする電力変換装置。
  10. 請求項８に記載の電力変換装置であって、
    前記制御部は、前記ステップ変化させる前記d軸の電流指令値のステップ値を任意に設定できることを特徴とする電力変換装置。
  11. 請求項８に記載の電力変換装置であって、
    前記二次時定数から、前記誘導機の二次側の故障診断を行うことを特徴とする電力変換装置。
  12. 請求項８に記載の電力変換装置であって、
    前記制御部は、前記d軸の電流指令値から非干渉項を演算してq軸電圧指令値を生成することを特徴とする電力変換装置。
  13. 請求項８に記載の電力変換装置であって、
    前記電力変換装置は速度推定値を推定する速度推定部を備え、
    　前記制御部は、前記二次時定数と前記q軸の電流指令値と前記d軸の電流指令値から誘導機のすべり周波数推定値を演算し、前記速度推定部で推定した速度推定値に前記すべり周波数推定値を加算し、該加算値に応じて前記電力変換装置の一次周波数を制御することを特徴とする電力変換装置。
  14. 請求項１３に記載の電力変換装置であって、
    運転モードの前のチューニングモードで前記二次時定数を取得し、運転モードで前記電力変換装置の一次周波数を制御することを特徴とする電力変換装置。
  15. 誘導機を駆動する電力変換器の出力電圧の大きさと周波数を制御する制御装置で用いる誘導機の二次時定数測定方法であって、
    運転モードの前のチューニングモードで、前記誘導機の３相の交流電流がステップ応答波形となるように制御することで、前記誘導機の二次時定数を測定することを特徴とする誘導機の二次時定数測定方法。
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