JPH07298697A - 電動機の電気的定数のオートチューニング方法 - Google Patents
電動機の電気的定数のオートチューニング方法Info
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- JPH07298697A JPH07298697A JP8080594A JP8080594A JPH07298697A JP H07298697 A JPH07298697 A JP H07298697A JP 8080594 A JP8080594 A JP 8080594A JP 8080594 A JP8080594 A JP 8080594A JP H07298697 A JPH07298697 A JP H07298697A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 ＩＭのすべての電気的定数を精度良くチュー
ニングできるようにしたものである。 【構成】 ベクトル制御系オートチューニング法におい
て、チューニングする制御ゲインは次式のようになる。
スリップゲインＫs＊＝Ｒr／Ｌr：（Ｒrは回転子抵抗、
Ｌrは回転子インダクタンス）、トルクゲインＫt＊＝Ｌ
r／Ｍ2：（Ｍは相互インダクタンス）。ステップＳ１で
はＲs＊，Ｋs＊（0）（初期スリップゲイン）のチュー
ニングを行い、その後、ステップＳ２でＫs＊のチュー
ニングを行う。このチューニングが正確であればステッ
プＳ３からステップＳ４の処理を行う。ステップＳ４は
Ｌσ＊，Ｌs＊，Ｋt＊のチューニングを行う。ステップ
Ｓ３でチューニングが不正確ならば処理はステップＳ２
に戻る。ステップＳ４の処理でＫt＊をチューニングし
たなら、ステップＳ５に進み、すべてのＩＭの電気的定
数の同定を行う。
ニングできるようにしたものである。 【構成】 ベクトル制御系オートチューニング法におい
て、チューニングする制御ゲインは次式のようになる。
スリップゲインＫs＊＝Ｒr／Ｌr：（Ｒrは回転子抵抗、
Ｌrは回転子インダクタンス）、トルクゲインＫt＊＝Ｌ
r／Ｍ2：（Ｍは相互インダクタンス）。ステップＳ１で
はＲs＊，Ｋs＊（0）（初期スリップゲイン）のチュー
ニングを行い、その後、ステップＳ２でＫs＊のチュー
ニングを行う。このチューニングが正確であればステッ
プＳ３からステップＳ４の処理を行う。ステップＳ４は
Ｌσ＊，Ｌs＊，Ｋt＊のチューニングを行う。ステップ
Ｓ３でチューニングが不正確ならば処理はステップＳ２
に戻る。ステップＳ４の処理でＫt＊をチューニングし
たなら、ステップＳ５に進み、すべてのＩＭの電気的定
数の同定を行う。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は誘導電動機ベクトル制
御系における電動機の電気的定数のオートチューニング
方法に関する。
御系における電動機の電気的定数のオートチューニング
方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】誘導電動機ベクトル制御では、誘導電動
機（以下ＩＭと称す）の電気的定数（一次抵抗、二次抵
抗、励磁インダクタンス、漏れインダクタンス）に基づ
いて制御ゲインを設定することが行われている。ＩＭの
電気的定数を同定するためには、ＪＥＣ３７に基づいた
方式（この方式はインバータを用いて拘束試験、無負荷
試験を実行し、電気的定数を同定するものである。）
は、既にいくつか報告されている。（例えば、「速度セ
ンサレス制御用電動機定数の自動測定」、平成４年電気
学会全国大会Ｎｏ．６１９）
機（以下ＩＭと称す）の電気的定数（一次抵抗、二次抵
抗、励磁インダクタンス、漏れインダクタンス）に基づ
いて制御ゲインを設定することが行われている。ＩＭの
電気的定数を同定するためには、ＪＥＣ３７に基づいた
方式（この方式はインバータを用いて拘束試験、無負荷
試験を実行し、電気的定数を同定するものである。）
は、既にいくつか報告されている。（例えば、「速度セ
ンサレス制御用電動機定数の自動測定」、平成４年電気
学会全国大会Ｎｏ．６１９）
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかし、ＪＥＣ３７に
よるＩＭの電気的定数の同定方法は手間がかかる欠点が
ある。また、拘束試験（又は、単相ロック試験）では、
同定できるのは静止状態のＩＭの電気的定数であり、運
転状態における定数は把握できないとともに、拘束試験
では、印加電圧も小さくなり、正確な定数を測定するこ
とは困難となる。このような背景から、拘束試験を用い
ないでＩＭの電気的定数を測定する方式が要求されてい
る。さらに、ＩＭの設計定数は既知の場合もあるが、加
工精度のばらつきもあり不正確である。
よるＩＭの電気的定数の同定方法は手間がかかる欠点が
ある。また、拘束試験（又は、単相ロック試験）では、
同定できるのは静止状態のＩＭの電気的定数であり、運
転状態における定数は把握できないとともに、拘束試験
では、印加電圧も小さくなり、正確な定数を測定するこ
とは困難となる。このような背景から、拘束試験を用い
ないでＩＭの電気的定数を測定する方式が要求されてい
る。さらに、ＩＭの設計定数は既知の場合もあるが、加
工精度のばらつきもあり不正確である。
【０００４】この発明は上記の事情に鑑みてなされたも
ので、実際にＩＭが運転されているベクトル制御の回転
座標系において、二次磁束の過渡応答を用いてＩＭのす
べての電気的定数を精度良くチューニングできるように
した電動機の電気的定数のオートチューニング方法を提
供することを目的とする。
ので、実際にＩＭが運転されているベクトル制御の回転
座標系において、二次磁束の過渡応答を用いてＩＭのす
べての電気的定数を精度良くチューニングできるように
した電動機の電気的定数のオートチューニング方法を提
供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段および作用】この発明は、
上記の目的を達成するために、第１発明はインバータ装
置により誘導電動機をベクトル制御するシステムにおい
て、励磁分電流とトルク分電流のステップ指令に対する
誘導電動機の端子電圧を測定し、この測定値をチューニ
ングして電気的定数を算出することを特徴とするもので
ある。
上記の目的を達成するために、第１発明はインバータ装
置により誘導電動機をベクトル制御するシステムにおい
て、励磁分電流とトルク分電流のステップ指令に対する
誘導電動機の端子電圧を測定し、この測定値をチューニ
ングして電気的定数を算出することを特徴とするもので
ある。
【０００６】第２発明は測定値をチューニングする手段
が、固定子抵抗指令値と初期スリップゲイン指令値のチ
ューニングを行った後、次にスリップゲインのチューニ
ングを行い、そのチューニングが不正確なら正確になる
まで行ってから、漏れインダクタンス、固定子インダク
タンスおよびトルクゲインの各指令値のチューニングを
行ってすべての誘導電動機の電気的定数を同定する工程
からなるものである。
が、固定子抵抗指令値と初期スリップゲイン指令値のチ
ューニングを行った後、次にスリップゲインのチューニ
ングを行い、そのチューニングが不正確なら正確になる
まで行ってから、漏れインダクタンス、固定子インダク
タンスおよびトルクゲインの各指令値のチューニングを
行ってすべての誘導電動機の電気的定数を同定する工程
からなるものである。
【０００７】第３発明はトルク分電流を零とし、励磁分
電流をステップ状に流し、そのときの固定子ｄ軸分電圧
Ｖdsを測定して初期スリップゲインと固定子抵抗指令値
を算出することを特徴とするものである。
電流をステップ状に流し、そのときの固定子ｄ軸分電圧
Ｖdsを測定して初期スリップゲインと固定子抵抗指令値
を算出することを特徴とするものである。
【０００８】第４発明は励磁分電流を流している状態
で、ステップ状のトルク分電流を流し、トルク分電流を
零に急変した後、固定子ｄ軸分電圧Ｖdsを測定して、ス
リップゲイン指令値を算出することを特徴とするもので
ある。
で、ステップ状のトルク分電流を流し、トルク分電流を
零に急変した後、固定子ｄ軸分電圧Ｖdsを測定して、ス
リップゲイン指令値を算出することを特徴とするもので
ある。
【０００９】第５発明はスリップゲイン指令値算出工程
を数回繰り返し行ったことを特徴とするものである。
を数回繰り返し行ったことを特徴とするものである。
【００１０】第６発明はスリップゲイン指令値を算出し
た後、ステップ状のトルク分電流を流し、そのときの電
気角速度ｑωrと固定子ｄ軸分電圧Ｖdsの関係より漏れ
インダクタンスＬσ＊と固定子、回転子インダクタンス
Ｌs＊，Ｌr＊を算出することを特徴とするものである。
た後、ステップ状のトルク分電流を流し、そのときの電
気角速度ｑωrと固定子ｄ軸分電圧Ｖdsの関係より漏れ
インダクタンスＬσ＊と固定子、回転子インダクタンス
Ｌs＊，Ｌr＊を算出することを特徴とするものである。
【００１１】第７発明はトルクゲインＫt＊、回転子抵
抗Ｒr＊および相互インダクタンスＭ＊を次式により算
出したことを特徴とする。
抗Ｒr＊および相互インダクタンスＭ＊を次式により算
出したことを特徴とする。
【００１２】Ｋt＊＝１／（Ｌs＊−Ｌσ＊） Ｒr＊＝Ｋs＊・Ｌr＊ Ｍ＊＝√（Ｌｒ＊／Ｋｔ＊）
【００１３】
【実施例】以下この発明の一実施例を図面に基づいて説
明する。図１はこの発明の一実施例であるベクトル制御
系オートチューニングシステム構成図で、図１におい
て、１１はＩＭ、１２はＰＷＭインバータ装置、１３は
タコジェネレータからなる回転数検出器である。１４は
偏差検出器で、この偏差検出器１４はＩＭ１１の回転数
指令値ωr＊と、回転数検出器１３が検出した回転数実
測値ωrとの偏差出力を得るものである。偏差検出器１
４で得られた偏差出力はＰＩ制御器１５に入力され、そ
の出力にはトルク指令値が得られる。このトルク指令値
はトルク電流演算部１６で演算され、その演算値は除算
器１７で励磁分電流指令値Ｉds＊で除算されてトルク分
電流指令値Ｉqs＊として電流制御部１８に入力される。
電流制御部１８には励磁分電流指令値Ｉds＊が入力され
る。１９はトルク分電流指令値を励磁分電流指令値で除
算する除算器で、この除算器１９の出力はスリップゲイ
ンＫs＊（二次時定数の逆数）演算部２０に入力され
る。スリップゲインＫs＊演算部２０の出力には滑り角
周波数ωs＊を送出する。この滑り角周波数は加算部２
１の一方の入力に供給され、加算部２１の他方の入力に
は乗算部２２の出力が供給される。乗算部２２は極対数
ｑと回転数実測値ωrとを乗算するものである。加算部
２１の加算出力は積分部２３に与えられ、積分部２３の
出力には二次磁束の角度θが得られる。この角度θは電
流制御部１８とｄ，ｑ軸回転座標変換部２４に供給され
る。回転座標変換部２４にはＰＷＭインバータ１２の出
力電流が供給され、前記角度θによって出力にトルク分
電流と励磁分電流ＩqsとＩdsを得る。両電流は電流制御
部１８に供給される。
明する。図１はこの発明の一実施例であるベクトル制御
系オートチューニングシステム構成図で、図１におい
て、１１はＩＭ、１２はＰＷＭインバータ装置、１３は
タコジェネレータからなる回転数検出器である。１４は
偏差検出器で、この偏差検出器１４はＩＭ１１の回転数
指令値ωr＊と、回転数検出器１３が検出した回転数実
測値ωrとの偏差出力を得るものである。偏差検出器１
４で得られた偏差出力はＰＩ制御器１５に入力され、そ
の出力にはトルク指令値が得られる。このトルク指令値
はトルク電流演算部１６で演算され、その演算値は除算
器１７で励磁分電流指令値Ｉds＊で除算されてトルク分
電流指令値Ｉqs＊として電流制御部１８に入力される。
電流制御部１８には励磁分電流指令値Ｉds＊が入力され
る。１９はトルク分電流指令値を励磁分電流指令値で除
算する除算器で、この除算器１９の出力はスリップゲイ
ンＫs＊（二次時定数の逆数）演算部２０に入力され
る。スリップゲインＫs＊演算部２０の出力には滑り角
周波数ωs＊を送出する。この滑り角周波数は加算部２
１の一方の入力に供給され、加算部２１の他方の入力に
は乗算部２２の出力が供給される。乗算部２２は極対数
ｑと回転数実測値ωrとを乗算するものである。加算部
２１の加算出力は積分部２３に与えられ、積分部２３の
出力には二次磁束の角度θが得られる。この角度θは電
流制御部１８とｄ，ｑ軸回転座標変換部２４に供給され
る。回転座標変換部２４にはＰＷＭインバータ１２の出
力電流が供給され、前記角度θによって出力にトルク分
電流と励磁分電流ＩqsとＩdsを得る。両電流は電流制御
部１８に供給される。
【００１４】２５はＰＷＭインバータ１２の出力電圧が
供給されるｄ，ｑ軸回転座標変換部で、この回転座標変
換部２５の出力はローパスフィルタ２６を通してオート
チューニングシステム２７に入力される。このオートチ
ューニングシステム２７により出力に電気的定数である
スリップゲインＫs、トルクゲインＫt，固定子抵抗
Ｒs、回転子抵抗Ｒr、固定子インダクタンスＬs、回転
子インダクタンスＬr、相互インダクタンスＭを得る。
供給されるｄ，ｑ軸回転座標変換部で、この回転座標変
換部２５の出力はローパスフィルタ２６を通してオート
チューニングシステム２７に入力される。このオートチ
ューニングシステム２７により出力に電気的定数である
スリップゲインＫs、トルクゲインＫt，固定子抵抗
Ｒs、回転子抵抗Ｒr、固定子インダクタンスＬs、回転
子インダクタンスＬr、相互インダクタンスＭを得る。
【００１５】次に、上記実施例のオートチューニングシ
ステム２７によりＩＭの電気的定数を得る作用について
述べる。オートチューニングは回転座標系（ｄｑ座標
系）上において実行される。図１において、外側の制御
ループは、それより内側の制御ループの影響を受けるの
で、内側の制御ループから順にチューニングを行う。図
２はモータドライブのオートチューニングの手順を示す
フローチャートで、内側のステップＳ１から順に外側の
ステップＳ４の処理を行うことを示している。この実施
例はステップＳ３のベクトル制御系チューニングの処理
を行うものである。
ステム２７によりＩＭの電気的定数を得る作用について
述べる。オートチューニングは回転座標系（ｄｑ座標
系）上において実行される。図１において、外側の制御
ループは、それより内側の制御ループの影響を受けるの
で、内側の制御ループから順にチューニングを行う。図
２はモータドライブのオートチューニングの手順を示す
フローチャートで、内側のステップＳ１から順に外側の
ステップＳ４の処理を行うことを示している。この実施
例はステップＳ３のベクトル制御系チューニングの処理
を行うものである。
【００１６】図３は、ベクトル制御系オートチューニン
グに用いるチューニング信号である。
グに用いるチューニング信号である。
【００１７】これらの信号を指令したときに二次磁束変
動により生じるＩＭの端子電圧応答を測定してオートチ
ューニングを行う。一般に二次時定数は１ｍｓ〜１ｓで
あり、図３のＡ期間、Ｃ（Ｃ１あるいはＣ２）期間はそ
れよりも十分長い２ｓとする。Ｂ（Ｂ１あるいはＢ２）
期間は、それぞれ次の（１）及び（２）式を満足する期
間とする。
動により生じるＩＭの端子電圧応答を測定してオートチ
ューニングを行う。一般に二次時定数は１ｍｓ〜１ｓで
あり、図３のＡ期間、Ｃ（Ｃ１あるいはＣ２）期間はそ
れよりも十分長い２ｓとする。Ｂ（Ｂ１あるいはＢ２）
期間は、それぞれ次の（１）及び（２）式を満足する期
間とする。
【００１８】 ｑωr＋ωs＊≦０.５ω0 ……（１） ｑωr＋ωs＊≧−０.５ω0 ……（２） 但し、ｑは極対数、ωrは回転子速度、ωs＊は滑り周波
数の設定値 ω0は電源角周波数 （１）および（２）式は、オートチューニング時におい
て、スリップゲインＫs＊の設定ミスに伴う磁束レベル
の上昇により生じる電源容量の不足を避けるためのもの
である。
数の設定値 ω0は電源角周波数 （１）および（２）式は、オートチューニング時におい
て、スリップゲインＫs＊の設定ミスに伴う磁束レベル
の上昇により生じる電源容量の不足を避けるためのもの
である。
【００１９】ベクトル制御系オートチューニング法の基
本式であるＩＭの回転座標系における電圧電流方程式を
（３）式として示す。
本式であるＩＭの回転座標系における電圧電流方程式を
（３）式として示す。
【００２０】
【数１】
【００２１】図４はベクトル制御系オートチューニング
法のフローチャートで、図４において、チューニングす
る制御ゲインを示すと次式のようになる。
法のフローチャートで、図４において、チューニングす
る制御ゲインを示すと次式のようになる。
【００２２】 スリップゲイン Ｋs＊＝Ｒr／Ｌr ………（５） トルクゲイン Ｋt＊＝Ｌr／Ｍ2 ………（６） ステップＳ１では上記（５）、（６）式のＲs＊，Ｋs＊
（0）（初期スリップゲイン）のチューニングを行い、
その後、ステップＳ２でＫs＊のチューニングを行う。
このチューニングが正確であればステップＳ３からステ
ップＳ４の処理を行う。ステップＳ４はＬσ＊，Ｌ
s＊，Ｋt＊のチューニングを行うものである。
（0）（初期スリップゲイン）のチューニングを行い、
その後、ステップＳ２でＫs＊のチューニングを行う。
このチューニングが正確であればステップＳ３からステ
ップＳ４の処理を行う。ステップＳ４はＬσ＊，Ｌ
s＊，Ｋt＊のチューニングを行うものである。
【００２３】ステップＳ３でチューニングが不正確なら
ば処理はステップＳ２に戻る。ステップＳ４の処理でＫ
t＊をチューニングしたなら、ステップＳ５に進み、す
べてのＩＭの電気的定数の同定を行う。これによりＩＭ
の電気的定数のすべてを同定することができる。このチ
ューニング法は電流制御系チューニングが終了している
ことを仮定し、電流整定後に行う、すなわち、Ｉds＝Ｉ
ds＊，Ｉqs＝Ｉqs＊，ＰＩds＊＝0，ＰＩqs＊＝0が成立
する。
ば処理はステップＳ２に戻る。ステップＳ４の処理でＫ
t＊をチューニングしたなら、ステップＳ５に進み、す
べてのＩＭの電気的定数の同定を行う。これによりＩＭ
の電気的定数のすべてを同定することができる。このチ
ューニング法は電流制御系チューニングが終了している
ことを仮定し、電流整定後に行う、すなわち、Ｉds＝Ｉ
ds＊，Ｉqs＝Ｉqs＊，ＰＩds＊＝0，ＰＩqs＊＝0が成立
する。
【００２４】次にＳｔｅｐ１としてＲs＊，Ｋs＊（0）
（初期スリップゲイン）のチューニングについて述べ
る。Ｒs＊，Ｋs＊（0）のチューニングは、図３に示し
たＡ期間において行う。Ｒs＊は二次磁束が定常状態の
とき、また、Ｋs＊（0）は二次磁束が過渡状態のときの
ＩＭにおける端子電圧応答を測定することによりチュー
ニングする。
（初期スリップゲイン）のチューニングについて述べ
る。Ｒs＊，Ｋs＊（0）のチューニングは、図３に示し
たＡ期間において行う。Ｒs＊は二次磁束が定常状態の
とき、また、Ｋs＊（0）は二次磁束が過渡状態のときの
ＩＭにおける端子電圧応答を測定することによりチュー
ニングする。
【００２５】Ａ期間において、Ｉqs＊＝0、ω0＝ｑωr
＋ωs＊＝0であるから（３）式より次式が成り立つ。
＋ωs＊＝0であるから（３）式より次式が成り立つ。
【００２６】
【数２】
【００２７】Ａ期間終了直前（ｔ＝ｔB1-）において、
二次磁束は定常状態（Ｐφdr＝0）で次式となる。な
お、Ｖdsは固定子ｄ軸分電圧である。
二次磁束は定常状態（Ｐφdr＝0）で次式となる。な
お、Ｖdsは固定子ｄ軸分電圧である。
【００２８】Ｖds（ｔB1-）＝ＲsＩds＊ ……（８） （ａ）Ｒs＊のチューニング Ａ期間終了時直前（ｔB1-）のＶdsを何点かサンプルし
て、その平均を取る。したがって、（８）式より、Ｒs
のチューニング値Ｒs＊は次式で求めることができる。
て、その平均を取る。したがって、（８）式より、Ｒs
のチューニング値Ｒs＊は次式で求めることができる。
【００２９】
【数３】
【００３０】（ｂ）Ｋs＊（0）のチューニング Ａ期間開始直後（電流整定後）にＶdsをいくつかサンプ
ルし、それぞれについて次式に示すΔＶdsを計算する。
ルし、それぞれについて次式に示すΔＶdsを計算する。
【００３１】
【数４】
【００３２】ここで、Ａ期間はＩqs＊＝0、ωs＊＝0で
あるので、この条件を（３）式の第３行目に代入する
と、二次磁束φdsは次式となる。
あるので、この条件を（３）式の第３行目に代入する
と、二次磁束φdsは次式となる。
【００３３】
【数５】
【００３４】（１１）式を（１０）式に代入すると、
（１２）式のようになる。
（１２）式のようになる。
【００３５】
【数６】
【００３６】次に（１２）式の対数をとると、（１３）
式のようになる。
式のようになる。
【００３７】
【数７】
【００３８】（１３）式において最小二乗法を用い、そ
の傾きＲr／ＬrをＫs＊（0）とする。
の傾きＲr／ＬrをＫs＊（0）とする。
【００３９】Ａ期間におけるＩＭの端子電圧応答を図５
に示す。しかし、Ｋs＊（0）は精度良く検出することは
難しい。そこでＫs＊を正確にチューニングするため
に、次のＳｔｅｐ２を行う。
に示す。しかし、Ｋs＊（0）は精度良く検出することは
難しい。そこでＫs＊を正確にチューニングするため
に、次のＳｔｅｐ２を行う。
【００４０】Ｓｔｅｐ２：Ｋs＊のチューニング ここでは、Ｋs＊のチューニングを速く行うために、Ｓ
ｔｅｐ１で求めた平均値Ｖds（ｔB1-）とＫs＊（0）を
用いる。この方法はスリップゲインＫs＊の設定ミスに
よる二次磁束の過渡現象から生じるＩＭの端子電圧応答
に着目する。
ｔｅｐ１で求めた平均値Ｖds（ｔB1-）とＫs＊（0）を
用いる。この方法はスリップゲインＫs＊の設定ミスに
よる二次磁束の過渡現象から生じるＩＭの端子電圧応答
に着目する。
【００４１】Ｃ（Ｃ１あるいはＣ２）期間の電圧電流方
程式は、この期間においてＩqs＊＝0、ω0＝ｑωr（ωs
＊＝0）であるから、（３）式より次式となる。
程式は、この期間においてＩqs＊＝0、ω0＝ｑωr（ωs
＊＝0）であるから、（３）式より次式となる。
【００４２】
【数８】
【００４３】ここで、Ｖds_errを次式で定義する。
【００４４】
【数９】
【００４５】Ｋs＊が正しい値のとき、ｐφdr＝0、φqr
＝0（二次磁束は定常状態でｄ軸に一致）より、Ｖds_
err＝0となる。したがって、Ｖds_err→0とすることに
よりＫs＊を正確にチューニングできることになる。
＝0（二次磁束は定常状態でｄ軸に一致）より、Ｖds_
err＝0となる。したがって、Ｖds_err→0とすることに
よりＫs＊を正確にチューニングできることになる。
【００４６】（ａ）Ｃ（Ｃ１あるいはＣ２）期間のＫs
＊／ＫsとＶds_errとの相関関係 まず、Ｃ期間における二次磁束ベクトルφdqr（以下二
次磁束は表示しないがベクトル値である）の挙動につい
て考察する。Ｃ期間直前ｔC-（ｔ＝ｔC1-，ｔC2-）の二
次磁束φdqr（ｔC-）は定常状態に近い状態なので
（３）式において微分演算子ｐをｐ＝0として二次磁束
のｄ軸成分φdrとｑ軸成分φqrについてそれぞれ解き、
極座標表示すると、φdqr（ｔ＝C-）は次式となる。
＊／ＫsとＶds_errとの相関関係 まず、Ｃ期間における二次磁束ベクトルφdqr（以下二
次磁束は表示しないがベクトル値である）の挙動につい
て考察する。Ｃ期間直前ｔC-（ｔ＝ｔC1-，ｔC2-）の二
次磁束φdqr（ｔC-）は定常状態に近い状態なので
（３）式において微分演算子ｐをｐ＝0として二次磁束
のｄ軸成分φdrとｑ軸成分φqrについてそれぞれ解き、
極座標表示すると、φdqr（ｔ＝C-）は次式となる。
【００４７】
【数１０】
【００４８】また、Ｃ期間の終了時ｔB-（ｔ＝B2-，ｔ
＝B1-）には、二次磁束は理想状態（二次磁束がｄ軸に
一致）となり、Ｉqs＊＝0，ωs＊＝0という条件により
（３）式の第３および第４行より次式が得られる。
＝B1-）には、二次磁束は理想状態（二次磁束がｄ軸に
一致）となり、Ｉqs＊＝0，ωs＊＝0という条件により
（３）式の第３および第４行より次式が得られる。
【００４９】
【数１１】
【００５０】したがって、Ｃ期間において、二次磁束は
φdqr（ｔC-）からφdqr（ｔB-）となる。Ｋs＊が正確
な値のとき、Ｃ期間直前ｔC-（ｔ＝ｔC1-，ｔ＝ｔC2-）
の二次磁束φdqr（ｔ＝C-）は次式のような理想状態に
ある。
φdqr（ｔC-）からφdqr（ｔB-）となる。Ｋs＊が正確
な値のとき、Ｃ期間直前ｔC-（ｔ＝ｔC1-，ｔ＝ｔC2-）
の二次磁束φdqr（ｔ＝C-）は次式のような理想状態に
ある。
【００５１】
【数１２】
【００５２】したがって、二次磁束φdqrは変化しない
（１９式）。
（１９式）。
【００５３】
【数１３】
【００５４】Ｋs＊がミス設定のとき、Ｃ期間において
二次磁束φdqrは変化する。
二次磁束φdqrは変化する。
【００５５】
【数１４】
【００５６】したがって、二次磁束の過渡現象が生じ、
Ｃ期間のおいて二次磁束の誤差分「φdqr（ｔ＝C-）−
φdqr（ｔ＝B-）」は、二次時定数の一次遅れで0に近づ
く。（１６）および（１７）式より、二次磁束の誤差分
は次式となる。
Ｃ期間のおいて二次磁束の誤差分「φdqr（ｔ＝C-）−
φdqr（ｔ＝B-）」は、二次時定数の一次遅れで0に近づ
く。（１６）および（１７）式より、二次磁束の誤差分
は次式となる。
【００５７】
【数１５】
【００５８】Ｋs＊／Ｋsと二次磁束の誤差分Δφdr，Δ
φqrとの関係を図６に示す。図６において、Ｃ１期間直
前とＣ２期間直前において、Δφqrは大きさが等しく符
号が反対である。そして、Ｃ１期間では回転子速度ωr
はωr＞0，Ｃ２期間ではωr＜0となっている。Ｃ期間に
おいて、Ｋs＊がミス設定のとき、二次磁束は二次時定
数の一次遅れで（１７）式に示す二次磁束の理想状態に
なる。したがって、Δφdr＞0のとき二次磁束のｄ軸成
分は、二次時定数の一次遅れで減少し、（１７）式に示
す二次磁束の理想状態に近づき、ｐφdr＜0となる。
（Δφdr＜0のときはｐφdr＞0となる。）以上のことよ
り、（１５）式のＶds_errは表１に示すようにまとめら
れる。
φqrとの関係を図６に示す。図６において、Ｃ１期間直
前とＣ２期間直前において、Δφqrは大きさが等しく符
号が反対である。そして、Ｃ１期間では回転子速度ωr
はωr＞0，Ｃ２期間ではωr＜0となっている。Ｃ期間に
おいて、Ｋs＊がミス設定のとき、二次磁束は二次時定
数の一次遅れで（１７）式に示す二次磁束の理想状態に
なる。したがって、Δφdr＞0のとき二次磁束のｄ軸成
分は、二次時定数の一次遅れで減少し、（１７）式に示
す二次磁束の理想状態に近づき、ｐφdr＜0となる。
（Δφdr＜0のときはｐφdr＞0となる。）以上のことよ
り、（１５）式のＶds_errは表１に示すようにまとめら
れる。
【００５９】
【表１】
【００６０】表１よりＫs＊／Ｋs＝１を境にしてＶds_
errの符号が変わる。例としてこの表に対応するＩＭの
端子電圧応答を図７に示す。
errの符号が変わる。例としてこの表に対応するＩＭの
端子電圧応答を図７に示す。
【００６１】（ｂ）Ｋs＊の修正法 図７よりＩＭの端子電圧値にはリプルがあり、またＣ期
間において時間が経過するとＶds_errは0となる。した
がって、Ｖds_errのサンプルしたその瞬時値をＫs＊の
修正に用いるのには問題がある。この問題点を克服する
ため、Ｃ期間においてＶds_errの積分を計算し、これを
Ｋs＊の設定ミスの特徴量Ｆとして用いるとＦは（２
２）式のようになる。
間において時間が経過するとＶds_errは0となる。した
がって、Ｖds_errのサンプルしたその瞬時値をＫs＊の
修正に用いるのには問題がある。この問題点を克服する
ため、Ｃ期間においてＶds_errの積分を計算し、これを
Ｋs＊の設定ミスの特徴量Ｆとして用いるとＦは（２
２）式のようになる。
【００６２】
【数１６】
【００６３】さらに、Ｋs＊を次式で修正することにし
た。これはＫs＊を特徴量Ｆが0になる方向に修正するこ
とを示している（表１参照）。つまり、（２３）式は、
Ｆ＞０（Ｋs＊／Ｋs＞１）のときに０＜Ｎ-F＜１となり
Ｋs＊を小さくする方向へ、また、Ｆ＜０（Ｋs＊／Ｋs
＜１）のときに１＜Ｎ-FとなりＫs＊を大きくする方向
へ修正する。
た。これはＫs＊を特徴量Ｆが0になる方向に修正するこ
とを示している（表１参照）。つまり、（２３）式は、
Ｆ＞０（Ｋs＊／Ｋs＞１）のときに０＜Ｎ-F＜１となり
Ｋs＊を小さくする方向へ、また、Ｆ＜０（Ｋs＊／Ｋs
＜１）のときに１＜Ｎ-FとなりＫs＊を大きくする方向
へ修正する。
【００６４】 Ｋs＊［ｎ］＝Ｎ-FＫs＊［ｎ−１］ ……（２３） 但し、Ｎ：修正ゲイン（Ｎ＞１） （２３）式を用いることにより、修正されたＫs＊は負
の値をもつことはない。（Ｋs＊は二次時定数の逆数で
あるので、Ｋs＊が負の値をもつことは不合理であ
る。） Ｓｔｅｐ３ Ｌσ＊，Ｌs＊，Ｋt＊のチューニング Ｓｔｅｐ３では、Ｂ（Ｂ１あるいはＢ２）期間のＩＭの
端子電圧の測定値（時間領域）を電気角速度ｑωrと端
子電圧との関係（電気角速度領域）に直し、最小二乗法
でその傾きを求めることにより、Ｋt＊をチューニング
する。Ｋs＊が正しい値のとき、二次磁束は理想状態に
ある。したがって、ｐφdr＝0，ｐφqr＝0，φqr＝0が
成り立ち、（３）式より、（２４）、（２５）式が得ら
れる。
の値をもつことはない。（Ｋs＊は二次時定数の逆数で
あるので、Ｋs＊が負の値をもつことは不合理であ
る。） Ｓｔｅｐ３ Ｌσ＊，Ｌs＊，Ｋt＊のチューニング Ｓｔｅｐ３では、Ｂ（Ｂ１あるいはＢ２）期間のＩＭの
端子電圧の測定値（時間領域）を電気角速度ｑωrと端
子電圧との関係（電気角速度領域）に直し、最小二乗法
でその傾きを求めることにより、Ｋt＊をチューニング
する。Ｋs＊が正しい値のとき、二次磁束は理想状態に
ある。したがって、ｐφdr＝0，ｐφqr＝0，φqr＝0が
成り立ち、（３）式より、（２４）、（２５）式が得ら
れる。
【００６５】
【数１７】
【００６６】（２４）および（２５）式において、右辺
第１項目かっこ内は定数、第２項目の−ＬσＩqs＊、Ｌ
sＩds＊は電気角速度領域において、それぞれの傾きを
示す。ここで、時間と電圧の関係（時間領域）を図８
に、電気角速度ｑωrと電圧の関係（電気角速度領域）
を図９に示す。この図９に示す電気角速度領域におい
て、最小二乗法を用いてそれぞれの傾きの絶対値Ｇ（Ｖ
ds＊）、Ｇ（Ｖqs＊）を求めれば、次式のようになる。
なお、Ｖqsは固定子ｑ軸分電圧である。
第１項目かっこ内は定数、第２項目の−ＬσＩqs＊、Ｌ
sＩds＊は電気角速度領域において、それぞれの傾きを
示す。ここで、時間と電圧の関係（時間領域）を図８
に、電気角速度ｑωrと電圧の関係（電気角速度領域）
を図９に示す。この図９に示す電気角速度領域におい
て、最小二乗法を用いてそれぞれの傾きの絶対値Ｇ（Ｖ
ds＊）、Ｇ（Ｖqs＊）を求めれば、次式のようになる。
なお、Ｖqsは固定子ｑ軸分電圧である。
【００６７】 Ｇ（Ｖds＊）＝Ｌσ＊Ｉqs＊ ……（２６） Ｇ（Ｖqs＊）＝Ｌs＊Ｉds＊ ……（２７） となり、これよりＬσ，Ｌsのチューニング値Ｌσ＊，
Ｌs＊は次式により求めることができる。
Ｌs＊は次式により求めることができる。
【００６８】
【数１８】
【００６９】以上の結果を用いて、トルクゲインＫt＊
は（４）式より次式となる。
は（４）式より次式となる。
【００７０】
【数１９】
【００７１】Ｓｔｅｐ４ＩＭのすべての電気的定数の同
定 すでに求めたＬr＊，Ｌs＊，Ｋt＊より、Ｒr，Ｍのチュ
ーニング値Ｒr＊，Ｍ＊を計算する。
定 すでに求めたＬr＊，Ｌs＊，Ｋt＊より、Ｒr，Ｍのチュ
ーニング値Ｒr＊，Ｍ＊を計算する。
【００７２】
【数２０】
【００７３】この方法でＳｔｅｐ１〜Ｓｔｅｐ４によ
り、ＩＭのすべての電気的定数を求めることができる。
り、ＩＭのすべての電気的定数を求めることができる。
【００７４】次にシミュレーション結果を示すと、Ｋs
＊／Ｋsと特徴量Ｆとの関係は図１０のようになる。オ
ートチューニングの結果をしめすと、次のようになっ
た。Ｋs＊の修正回数を２０回としてシミュレーション
を行った。また、修正ゲインＮはＮ＝２.０とした。Ｋs
＊のチューニング状態を図１１、図１２および表２に示
す。
＊／Ｋsと特徴量Ｆとの関係は図１０のようになる。オ
ートチューニングの結果をしめすと、次のようになっ
た。Ｋs＊の修正回数を２０回としてシミュレーション
を行った。また、修正ゲインＮはＮ＝２.０とした。Ｋs
＊のチューニング状態を図１１、図１２および表２に示
す。
【００７５】
【表２】
【００７６】初期スリップゲインＫs＊（0）が正確にチ
ューニングできているため、Ｋs＊の修正量は図１１に
示すように少ない。したがって、図１２に示すように少
ない修正回数で二次磁束は理想状態になっていることが
分かる。表２に示すように、すべてのＩＭの電気的定数
を２％未満の精度でチューニングできている。
ューニングできているため、Ｋs＊の修正量は図１１に
示すように少ない。したがって、図１２に示すように少
ない修正回数で二次磁束は理想状態になっていることが
分かる。表２に示すように、すべてのＩＭの電気的定数
を２％未満の精度でチューニングできている。
【００７７】次に、初期スリップゲインＫs＊（0）のチ
ューニング精度が悪い場合を考える。
ューニング精度が悪い場合を考える。
【００７８】Ｋs＊（0）が実際値の0.１倍（誤差率＝−
９０％）のときのオートチューニングの状態を図１３、
図１４および表３に示す。
９０％）のときのオートチューニングの状態を図１３、
図１４および表３に示す。
【００７９】
【表３】
【００８０】図１３より５回程度の修正回数でＫs＊良
好な精度でチューニングができている。また、少ない修
正回数のとき、Ｋs＊は正確にチューニングされていな
いので、二次磁束の過渡応答が生じているが、修正回数
が増えるにつれて徐々に小さくなり、図１４に示すよう
に理想状態に近づいている。表３が示すように、すべて
のＩＭの電気的定数を２％未満の精度でチューニングで
きている。
好な精度でチューニングができている。また、少ない修
正回数のとき、Ｋs＊は正確にチューニングされていな
いので、二次磁束の過渡応答が生じているが、修正回数
が増えるにつれて徐々に小さくなり、図１４に示すよう
に理想状態に近づいている。表３が示すように、すべて
のＩＭの電気的定数を２％未満の精度でチューニングで
きている。
【００８１】
【発明の効果】以上述べたように、この発明によれば、
ベクトル制御を行う座標系において、二次磁束の過渡応
答に着目したので、ベクトル制御系の制御ゲイン、およ
びＩＭのすべての電気的定数を精度良くチューニングで
きる利点がある。特に、運転中のＩＭの電気的定数が測
定でき、しかも、拘束試験を用いないで、漏れインダク
タンスや二次定数が測定できるので、運転モードに近い
ＩＭ定数が測定できる。また、電動機を回転させて定数
を測定するため、印加電圧も高くできるので測定精度が
向上する。
ベクトル制御を行う座標系において、二次磁束の過渡応
答に着目したので、ベクトル制御系の制御ゲイン、およ
びＩＭのすべての電気的定数を精度良くチューニングで
きる利点がある。特に、運転中のＩＭの電気的定数が測
定でき、しかも、拘束試験を用いないで、漏れインダク
タンスや二次定数が測定できるので、運転モードに近い
ＩＭ定数が測定できる。また、電動機を回転させて定数
を測定するため、印加電圧も高くできるので測定精度が
向上する。
【図１】この発明の一実施例を示すベクトル制御系オー
トチューニングシステムのブロック図。
トチューニングシステムのブロック図。
【図２】電動機駆動のオートチューニングの手順のフロ
ーチャート。
ーチャート。
【図３】実施例の動作を述べるチューニング信号説明
図。
図。
【図４】ベクトル制御系オートチューニングのフローチ
ャート。
ャート。
【図５】図３のＡ期間におけるＩＭの端子電圧応答説明
図。
図。
【図６】Ｋs＊／Ｋsと二次磁束の誤差分との関係を示す
特性図。
特性図。
【図７】図３のＣ期間におけるＩＭの端子電圧応答説明
図。
図。
【図８】図３のＢ期間におけるＩＭの端子電圧応答（時
間領域）説明図。
間領域）説明図。
【図９】図３のＢ期間におけるＩＭの端子電圧応答（電
気角速度領域）説明図。
気角速度領域）説明図。
【図１０】Ｋs＊／Ｋsと特徴量Ｆとの関係を示す特性図
【図１１】Ｋs＊のチューニング結果を示す特性図。
【図１２】チューニング時の二次磁束応答を示す特性
図。
図。
【図１３】Ｋs＊のチューニング結果を示す特性図。
【図１４】チューニング時の二次磁束応答を示す特性
図。
図。
１１…誘導電動機 １２…ＰＷＭインバータ装置 １３…回転数検出器 １８…電流制御部 ２０…スリップゲイン演算部 ２１…加算部 ２２…乗算部 ２３…積分部 ２４、２５…回転座標変換部 ２７…オートチューニングシステム
Claims (7)
- 【請求項１】 インバータ装置により誘導電動機をベク
トル制御するシステムにおいて、励磁分電流とトルク分
電流のステップ指令に対する誘導電動機の端子電圧を測
定し、この測定値をチューニングして電気的定数を算出
することを特徴とする電動機の電気的定数のオートチュ
ーニング方法。 - 【請求項２】 前記測定値をチューニングする手段は、
固定子抵抗指令値と初期スリップゲイン指令値のチュー
ニングを行った後、次にスリップゲインのチューニング
を行い、そのチューニングが不正確なら正確になるまで
行ってから、漏れインダクタンス、固定子インダクタン
スおよびトルクゲインの各指令値のチューニングを行っ
てすべての誘導電動機の電気的定数を同定する工程から
なる請求項１記載の電動機の電気的定数のオートチュー
ニング方法。 - 【請求項３】 トルク分電流を零とし、励磁分電流をス
テップ状に流し、そのときの固定子ｄ軸分電圧Ｖdsを測
定して初期スリップゲインと固定子抵抗指令値を算出す
ることを特徴とする請求項２記載の電動機の電気的定数
のオートチューニング方法。 - 【請求項４】 励磁分電流を流している状態で、ステッ
プ状のトルク分電流を流し、トルク分電流を零に急変し
た後、固定子ｄ軸分電圧Ｖdsを測定して、スリップゲイ
ン指令値を算出することを特徴とする請求項２記載の電
動機の電気的定数のオートチューニング方法。 - 【請求項５】 スリップゲイン指令値算出工程を数回繰
り返し行ったことを特徴とする請求項４記載の電動機の
電気的定数のオートチューニング方法。 - 【請求項６】 スリップゲイン指令値を算出した後、ス
テップ状のトルク分電流を流し、そのときの電気角速度
ｑωrと固定子ｄ軸分電圧Ｖdsの関係より漏れインダク
タンスＬσ＊と固定子、回転子インダクタンスＬs＊，
Ｌr＊を算出することを特徴する請求項４、５記載の電
動機の電気的定数のオートチューニング方法。 - 【請求項７】 トルクゲインＫt＊、回転子抵抗Ｒr＊お
よび相互インダクタンスＭ＊を次式により算出したこと
を特徴とする請求項６記載の電動機の電気的定数のオー
トチューニング方法。 Ｋt＊＝１／（Ｌs＊−Ｌσ＊） Ｒr＊＝Ｋs＊・Ｌr＊ Ｍ＊＝√（Ｌｒ＊／Ｋｔ＊）
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8080594A JPH07298697A (ja) | 1994-04-20 | 1994-04-20 | 電動機の電気的定数のオートチューニング方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8080594A JPH07298697A (ja) | 1994-04-20 | 1994-04-20 | 電動機の電気的定数のオートチューニング方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07298697A true JPH07298697A (ja) | 1995-11-10 |
Family
ID=13728689
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8080594A Pending JPH07298697A (ja) | 1994-04-20 | 1994-04-20 | 電動機の電気的定数のオートチューニング方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07298697A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2000342000A (ja) * | 1999-03-24 | 2000-12-08 | Yaskawa Electric Corp | 誘導電動機の制御装置およびその制御方法 |
| KR101300305B1 (ko) * | 2012-04-13 | 2013-08-28 | 엘에스산전 주식회사 | 인버터에서 전동기 파라미터 검출방법 |
| WO2016199444A1 (ja) * | 2015-06-12 | 2016-12-15 | 株式会社 日立産機システム | 誘導機の電力変換装置と二次時定数測定方法及び速度制御方法 |
| CN110347041A (zh) * | 2019-07-12 | 2019-10-18 | 上海大学 | 一种电动客车用多盘轴向磁通永磁同步电机效率优化方法 |
| CN111082711A (zh) * | 2020-01-13 | 2020-04-28 | 南京信息工程大学 | 一种无刷直流电机反步法控制方法及系统 |
| CN114183297A (zh) * | 2021-11-26 | 2022-03-15 | 明阳智慧能源集团股份公司 | 一种减小风电机组变桨系统换向齿间隙振动的方法及系统 |
-
1994
- 1994-04-20 JP JP8080594A patent/JPH07298697A/ja active Pending
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2000342000A (ja) * | 1999-03-24 | 2000-12-08 | Yaskawa Electric Corp | 誘導電動機の制御装置およびその制御方法 |
| KR101300305B1 (ko) * | 2012-04-13 | 2013-08-28 | 엘에스산전 주식회사 | 인버터에서 전동기 파라미터 검출방법 |
| WO2016199444A1 (ja) * | 2015-06-12 | 2016-12-15 | 株式会社 日立産機システム | 誘導機の電力変換装置と二次時定数測定方法及び速度制御方法 |
| JP2017005920A (ja) * | 2015-06-12 | 2017-01-05 | 株式会社日立産機システム | 誘導機の電力変換装置と二次時定数測定方法及び速度制御方法 |
| CN107615641A (zh) * | 2015-06-12 | 2018-01-19 | 株式会社日立产机系统 | 感应电机的功率转换装置、二次时间常数测量方法和速度控制方法 |
| CN110347041A (zh) * | 2019-07-12 | 2019-10-18 | 上海大学 | 一种电动客车用多盘轴向磁通永磁同步电机效率优化方法 |
| CN111082711A (zh) * | 2020-01-13 | 2020-04-28 | 南京信息工程大学 | 一种无刷直流电机反步法控制方法及系统 |
| CN114183297A (zh) * | 2021-11-26 | 2022-03-15 | 明阳智慧能源集团股份公司 | 一种减小风电机组变桨系统换向齿间隙振动的方法及系统 |
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