CN103650331B - 用于估计电机的电感和/或磁通链的方法和系统 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种估计电机的电感和磁通链的方法，该电机经由电流调节器而被提供驱动电流，并且测量该驱动电流的实际值并将其反馈回至电流调节器从而提供闭环控制。该方法包括步骤：针对机器电流矢量的直轴电流基准i*_d或者针对交轴电流基准i*_q而向电流调节器中的一个电流调节器提供交流（AC）值，同时向电流调节器中的另一个电流调节器提供两个电流基准i*_d和i*_q中的剩余的一个的预定直流（DC）值。随后，在预定时间段过去之后，将变化信号叠加到由电流调节器响应于AC值所生成的输出信号上。最后，确定与所叠加的变化信号对驱动电流的贡献相对应的贡献信号，并且基于该贡献信号估计机器电感和磁通链。

Description

用于估计电机的电感和/或磁通链的方法和系统

技术领域

本发明总体上涉及一种估计电机的电感和磁通链的方法和系统。

背景技术

对于同步磁阻电机的关注由于其可能成为替代常规感应电机的候选而有所增加。为了对完全开发同步磁阻电机的容量，需要频率转换器并且应当执行闭环控制。然而，闭环控制(特别是无速度传感器的控制)必须设有适当参数以避免不稳定并且正常工作。通常，通过一系列实验性测试而获得控制所需的参数。

现在，这些测试由频率转换器自动执行并且具有外部操作人员的最少介入。采用机器上的不同测试信号以及后期处理方法以便估计并完成参数的设置。这些自动执行的测试一般被称作“自调试”或“辨识运行(ID-run)”。

ID运行的主要好处之一是可能进行静止测试(standstilltest)，机器在静止测试期间完全静止并且不同信号得以被注入。在这种操作模式中，获得了最大的安全性并且能够利用到机械负载的直接连接而对电机进行现场测试。这在应用被改造并且仅替换频率转换器而留下现有电机时是非常有利的。在这种情况下，无需从车间中移除电机。

在同步磁阻电机的具体情况下，会出现一些问题。机器在电流和磁通链之间具有强的非线性关联，其中饱和效应和正交磁化效应更为突出。

图1中示出了一个示例，其图示了从有限元法分析所获得的同步磁阻电机的电流-磁通链曲线。

在图1中，λ_d和λ_q分别是d和q轴中的磁通链，而i_d和i_q是相对应的电流，即分别是电机电流矢量的直轴电流分量和正交轴电流分量。λ_d和λ_q分别关于i_d和i_q的偏移返回了电感L_d和L_q的值。d和q轴上的电感L_d和L_q分别取决于两个电流i_d和i_q。特别地，L_d将最大程度地取决于i_d但是也较小程度地取决于i_q。这被称作正交耦合的正交磁化效应。

对于机器的正确的闭环(无速度传感器的)控制而言，了解任意操作点的电感是有利的。该电感通常被定义为磁通链与电流的比率；根据所采用的控制策略，可能需要视在电感(大信号值之间的比率)或差分电感(小信号值之间的比率)。在任意情况下，从图1清楚看到，电感作为操作点的函数而变化。

图1的左侧示出了d轴上的磁通链，而图1的右侧则示出了q轴上的磁通链。由于在磁性路径中存在更多铁质材料，所以d轴上的饱和更为明显，而q轴则因为磁性路径中更多的空气材料而具有更为“线性的”轮廓。

从图1能够推导出，确实有效的ID运行应当能够估计任意操作点中的电感。其缺陷在于，对于两个电流i_d和i_q都不为零的每个操作点，根据以下转矩和机械等式产生电磁转矩并且电机开始旋转(如果机械负载允许)：

$\mathrm{\τ}=\frac{3}{2}p({\mathrm{\λ}}_d{i}_q-{\mathrm{\λ}}_q{i}_d)$

$\mathrm{\τ}={\mathrm{\τ}}_L+J_m\frac{{\mathrm{d\ω}}_m}{dt}+B_m{\mathrm{\ω}}_m$

其中p是机器中极对的数量，τ是转矩，τ_L是负载转矩，J_m是机械惯性，B_m是黏性摩擦而ω_m是机械速度。

当前的自调试过程能够在i_d或i_q为零的情况下静止地估计电感，因此是在不产生转矩时进行估计。对于所有其它操作点而言，在电机中引起转矩斜坡，并且在速度瞬变期间估计电感。这样的操作条件并非是静止的，并且可能需要将电机从机械负载断开连接。

发明内容

本发明的总体目标是解决或至少缓解本领域中以上所描述的问题。

在本发明的第一方面，该目标通过一种用于估计电机中的电感和/或磁通链的方法而实现，该电机经由第一电流调节器和第二电流调节器而被提供以驱动电流，并且测量该驱动电流的实际值并将其反馈回两个电流调节器从而提供闭环控制。该方法包括步骤：针对机器电流矢量的直轴电流基准i*_d或者针对交轴电流基准i*_q而向第一电流调节器提供交流(AC)值，同时向第二电流调节器提供两个电流基准i*_d和i*_q中剩余的一个的预定直流(DC)值。随后，在预定时间段过去之后，将变化信号叠加到提供AC树脂的控制路径中。最后，确定与所叠加的变化信号对驱动电流的贡献相对应的贡献信号，并且基于该贡献信号估计电感和/或磁通链。

在本发明的第二方面，该目标进一步通过一种用于估计电机中的电感和/或磁通链的系统而实现，该系统包括电机经由其而被提供以驱动电流的第一电流调节器和第二电流调节器。所述两个电流调节器被布置为接收驱动电流的测量值从而提供闭环控制。该第一电流调节器进一步被配置为针对机器电流矢量的直轴电流基准i*_d或者针对交轴电流基准i*_q而被提供以AC值，而该第二电流调节器被布置为针对两个电流基准i*_d和i*_q中剩余的一个而被提供以预定DC值。该系统进一步包括信号注入设备，其被布置为在预定时间段过去之后在提供AC值的控制路径中叠加变化信号，以及计算设备，其被布置为确定与所叠加的变化信号对驱动电流的贡献相对应的贡献信号。该计算设备进一步被布置为基于该贡献信号估计电感和/或磁通链。

因此，本发明有利地为连接至电机的频率转换器提供了一种自调试过程，其在考虑到饱和与正交磁化效应的情况下对该电机中的电感和磁通链进行估计。利用本发明，电机操作在静止或准静止条件中，同时对电感和磁通链进行估计。

当任一个电流调节器被提供以AC信号并且其余一个被提供以预定DC信号时，电机产生振荡转矩。该AC信号的频率优选地足够高以防止电机旋转(即，以静止条件为准)，或者至少对旋转进行控制而使得电机接近于静止(即，以准静止条件为准)。与此同时，频率应当足够低以允许电流调节器跟踪提供至该调节器的(多个)AC信号。

AC信号具有与电流调节器之后所叠加的信号不同的频率。该叠加信号通常是频率高于AC信号的正弦信号。较低的频率意味着产生足够快速的交变转矩以防止电机旋转，或者将电机振荡保持在准静止条件。第二频率被用于小的信号扰动并且用于进行电感估计。

在本发明的一个实施例中，使用戈泽尔(Goertzel)算法，这意味着AC信号和叠加信号的频率应当没有公约数以便避免在感兴趣信号中检测到AC信号的虚假谐波。

在本发明的方法的一个实施例中，利用AC值的多个不同幅度值来执行该方法的步骤。有利地，因此而获得了多个操作点。

在本发明的方法的另外的实施例中，利用多个不同的预定DC值来执行该方法的步骤。有利地，因此获得了多个操作点。

在本发明的又另一个实施例中，利用针对直轴电流基准i*_d和交轴电流基准i*_q二者所提供的AC值执行所述方法的步骤。为了能够随后关于正交耦合、饱和与正交磁化效应对电机进行控制，有利地在手边关于以上所描述的参数而具有尽可能多的信息。因此，有利的是，关于直轴电流基准i*_d和交轴电流基准i*_q二者而对大量电机操作点进行访问。利用对不同操作点特别是针对两个电流矢量分量的不同操作点的了解，通过控制程序自动执行的电机操作将更为有效和精确。

另外，所要理解的是，电流基准中的一个电流基准能够被设置为零而另一个基准则在值范围上变化，反之亦然。这在电流调节器是需要关于比例和整体增益进行调谐的PI调节器的情况下是特别有用的。

在本发明再一个的实施例中，使用磁滞调节器而不是PI调节器。在使用磁滞调节器作为电流调节器的情况下，在应用AC值的控制路径中所叠加的信号通常为AC。

在本发明又一个的实施例中，速度调节器设有电机速度基准，其中测量电机速度的实际值并且将其反馈回该速度调节器从而提供闭环控制。最后，第一电流调节器被提供以该速度调节器的输出作为AC值。

本发明另外的实施例以及另外的特征和优势将在下文中有所公开。

附图说明

现在将参考附图通过非限制性示例对本发明的实施例及其优势进行描述，其中：

图1示出了作为直轴和交轴电流的函数的磁通链，在左侧示图中示出了d轴上的磁通链并且在右侧示图中示出了q轴上的磁通链，

图2示出了根据本发明实施例的用于估计电机的电感和磁通链的系统，

图3图示了根据本发明实施例的提供至电机的信号，

图4示出了根据本发明另外的实施例的用于估计电机的电感和磁通链的系统，以及

图5示出了根据本发明又一个的实施例的用于估计电机的电感和磁通链的系统。

具体实施方式

图2示出了根据本发明实施例的用于对诸如同步磁阻电机的电机110进行控制的控制系统100。

在该实施例中，电机电流矢量的直轴电流基准i*_d被提供至PI调节器101，而电机电流矢量的交轴电流基准i*_q被提供至PI调节器102。控制系统100的直轴电流分量路径负责控制该机器中的磁通链，而交轴分量路径则负责控制机器转矩。

在有必要对PI调节器进行调谐的情况下，可以通过针对直轴电流基准i*_d向PI调节器101提供不同的预定DC值同时针对交轴电流基准i*_q向PI调节器102提供以零值来执行调谐。因此，没有转矩产生。然后可以通过分析直轴电流分量的瞬时响应对PI调节器101进行调谐。随后通过针对交轴电流基准i*_q向PI调节器102提供不同预定DC值同时针对直轴电流基准i*_d向PI调节器101提供以零值而重复该过程，用于对PI调节器102进行调谐。

另外，在利用i*_d≠0且i*_q≠0产生电机操作点之前，可能期望利用使得两个电流基准之一处于零水平而改变另一电流基准的电平来估计电感和磁通链，反之亦然。因此，针对直轴电流基准i*_d向PI调节器101提供不同的预定DC值，而PI调节器102则针对交轴电流基准i*_q设有零值。在PI调节器之后，由信号注入单元(未示出)将小的正弦电压信号u*_d,OSC叠加到PI调节器101所生成的电压u*_d上。也就是说，在提供预定DC值的控制路径中叠加正弦电压信号。在已经进行适当变换之后，从在计算模块107所测量的驱动电流信号确定与对应于所叠加的正弦信号对驱动电流的贡献的贡献信号i_d,OSC。特别地，该贡献信号通过使用所谓的戈泽尔算法来确定，其有效地为离散傅里叶变换的单频版本。此后，能够通过执行|u*_d,OSC|/(ω_OSC|i_d,OSC|)而在计算模块107确定差分电感，其中ω_OSC是所叠加电压的角频率。随后可以针对不同操作点详细制定针对i_q＝0的曲线λ_d＝f(i_d,i_q)。也就是说，由于所采用的闭环控制，实际的直轴电流分量i_d将理想地跟随提供至PI调节器101的预定DC值。分别地，该特定测量中实际的交轴电流分量i_q将理想地跟随提供至PI调节器102的零值。具有在PI调节器101的输出处叠加的频率ω_OSC的小的电压信号u*_d,OSC将导致生成小的电流信号i_d,OSC，该小电流信号i_d,OSC在直轴电流分量i_d的顶端具有频率ω_OSC。典型地，所叠加信号的频率ω_OSC被选择为使得PI调节器将不能消除该小规模的正弦信号。

此后，通过针对直轴电流基准i*_d向PI调节器101提供零值而重复该过程，这有助于针对i_d＝0的曲线λ_q＝f(i_d,i_q)针对不同操作点发生偏移。

在进入对其它操作点中的电感的估计进行描述之前，将对图2中控制系统100的其余功能模块进行描述。大多数功能模块应对各种类型的矢量变换。执行这些变换是因为它们大幅简化了系统的数学模型的复杂度。首先，模块103执行逆向派克(Park)变换，这是来自将(d,q,θ)旋转至静止的(α,β)基准帧的变换，其中θ是转子角度。

逆向派克变换模块130之后为空间矢量调制(SVM)模块104。空间矢量调制(SVM)能将来自两相位α、β坐标系统的定子电压矢量直接变换为脉冲宽度调制(PWM)信号。SVM通常涉及逆向克拉克(Clarke)变换。

此后，电机110被提供以一组PWM驱动信号。通过控制路径向后追踪至PI调节器，能够看到，这组驱动信号是经由以上所描述的变换而从和值信号u*_d+u*_d,OSC以及来自PI调节器102的经调节的交轴电压分量即u*_q所得出的。

三个电机电流被测量并且经由克拉克变换模块105和派克变换模块106而被反馈回PI调节器。实际上，三个电流值的瞬时和为零。因此，通过获知两个电流，能够确定第三个电流。如图2中所指示的，电流i_c是可选的但是实际上通常被忽略，这是因为能够避免第三个电流传感器的成本。克拉克变换将电机定子所参照的三条轴线(i_a,i_b,i_c)、二维坐标系统变换至两条轴线(i_α,i_β)的系统上，同时保持相同的基准。

这随后是派克变换模块106，其将静态基准帧(α,β)变换为旋转基准帧(d,q,θ)。

最后，电机电流矢量的实际值i_d,i_q被反馈回相应PI调节器101、102，由此完成闭环控制。

当在i_d≠0且i_q≠0的各个操作点处估计电感和磁通链时，可以根据本发明的实施例采取以下过程。首先，将针对直轴电流基准i*_d的交变方波电流值提供至PI调节器101，同时将针对交轴电流基准i*_q的预定DC值提供至PI调节器102。与指代并不改变符号并且优选为恒定的电流信号的“预定直流(DC)值”相比，“交流(AC)值”是指不断改变符号的电流信号。在PI调节器之后，在预定时间段过去之后，小的正弦电压信号u*_d,OSC被叠加到PI调节器101所生成的电压u*_d上。

参考图3，该时间段在一个实施例中为0.1s，但是时间段的选择取决于本发明所应用的具体情形。如能够在图示出电机的实际驱动电流(在这种情况下是电机电流矢量的直轴电流分量i_d)的图3中所看到的，电流在0.1s内是“清晰的”方波，其追踪提供至控制系统的直轴路径的直轴电流基准i*_d。在0.1s过去之后，能够看到贡献信号i*_d,OSC为叠加到方波电流分量i_d上的小规模正弦信号的形式。

贡献信号i*_d,OSC从在已经采取适当变换之后在计算模块107处所测量的驱动电流信号而确定。同样，该贡献信号使用戈泽尔算法来确定。此后，能够通过执行|u*_d,OSC|/(ω_OSC|i_d,OSC|)而在计算模块107处确定差分电感，其中ω_OSC是所叠加电压的角频率。同样，由于所采用的闭环控制，实际的直轴电流分量i_d将理想地跟随提供至PI调节器101的AC值，该AC值已经被设置为方波。实际的交轴电流分量i_q将理想地采取提供至PI调节器102的预定DC值。有利地，以方波的不同幅度重复该过程，以使得获得大量电机操作点。随后可以利用对应于提供至PI调节器102的预定DC值的i_q详细制定曲线λ_d＝f(i_d,i_q)。进一步有利的是，利用多个不同预定DC值来重复该过程。随后可以针对多个不同操作点而详细制定曲线λ_d＝f(i_d,i_q)。

此后，通过针对直轴电流基准i*_d向PI调节器101提供预定DC值，并且通过针对交轴电流基准i*_q向PI调节器102提供交变方波电流值而重复该过程。同样，有利地利用多个不同方波幅度和多个不同预定DC值来重复该过程。

图4示出了本发明另外的实施例，其中控制系统100采用磁滞调节器109、111、112而不是参考图2所图示的系统中所使用的PI调节器。如果到磁滞调节器的输入信号低于第一阈值A，则输出为零；而如果输入信号超过第二阈值B(B>A)，则输出为1。应当注意的是，在更为精密的磁滞调节器中可能有0和1以外的输出。与PI调节器相比，磁滞调节器的差别之一在于磁滞调节器的响应时间明显更短。

在使用磁滞调节器的情况下，无需进行结合图2所描述的针对PI调节器而采用的调谐过程。

同样，在这种情况下，针对直轴电流基准i*_d向执行反向派克变换的模块103提供交变方波电流值。针对交轴电流基准i*_q的预定DC值同样被提供至模块103。如参考图2所描述的实施例的情况那样，在预定时间段过去之后，变化信号i_d,OSC被信号注入单元(未示出)叠加至提供AC值的控制路径。在该特定实施例中，该变化信号被提供至反向派克变换模块103的输入。此后，电流经由反向克拉克变换模块108被提供至磁滞调节器109、111、112。在电机110被提供以一组驱动信号之前，在模块113执行电压反转。

测量三个电机电流并且将其提供至克拉克变换模块105和派克变换模块106。实际上，三个电流值的瞬时和值为零。因此，通过获知两个电流，能够确定第三个电流。如图4中所指示的，电流i_c是可选的但是实际上通常被忽略，这是因为能够避免第三个电流传感器的成本。克拉克变换将电机定子所参照的三条轴线(i_a,i_b,i_c)、二维坐标系统变换至两条轴线(i_α,i_β)系统，同时保持相同的基准。

这随后是派克变换模块106，其将静态基准帧(α,β)变换为旋转基准帧(d,q,θ)。

在采用磁滞调节器109、111、112的特定实施例中，电机电流的实际值i_a,i_b被反馈回至磁滞调节器，由此完成闭环控制。

贡献信号i*_d,OSC从在计算模块107处所测量的驱动电流信号所确定。同样，该贡献信号使用戈泽尔算法来确定。此后，能够通过执行|u*_d,OSC|/(ω_OSC|i_d,OSC|)而在计算模块107处确定差分电感，其中ω_OSC是所叠加电压的角频率。为了获得确定该差分电感所需的电压u*_d,OSC，测量从磁滞调节器输出的电压u*_a、u*_b、u*_c并且经由克拉克变换模块114和派克变换模块115将它们提供至计算模块107。对所产生的电压信号再次应用戈泽尔算法以便获得电压u*_d,OSC。

有利地，以方波的不同幅度重复该过程，使得获得大量电机操作点。随后可以利用对应于针对交轴电流基准i*_q而提供至派克变换模块103的预定DC值的i_q详细制定曲线λ_d＝f(i_d,i_q)。进一步有利的是，利用多个不同预定DC值来重复该过程。随后可以针对多个不同操作点而详细制定曲线λ_d＝f(i_d,i_q)。此后，通过针对直轴电流基准i*_d向派克变换模块103提供预定DC值，并且通过针对交轴电流基准i*_q向相同的派克变换模块103提供交变方波电流值而重复该过程。同样，有利地利用多个不同方波幅度和多个不同预定DC值来重复该过程。

图5图示了本发明另外的实施例，其示出了与图2相同的系统100，区别在于使用另外的PI调节器116来控制电机110的速度。电机速度基准ω*_m被提供至PI调节器116，同时测量电机的实际速度ω_m并且将其反馈回至PI调节器116。在该特定示例性实施例中，针对直轴电流基准i*_d，PI调节器116的输出用作任意一个电流基准的AC值。因此，PI调节器116能够被用来修改跟随防方波模式的AC值。如果PI调节器116被配置为是动态缓慢的，则其能够缓慢改变AC值，这能够将电机速度的平均值保持为零或者接近于零。PI调节器116能够另外在根据图4的采用磁滞控制器的系统中实施。

所要理解的是，本发明的方法通常利用包括处理器单元的设备来执行，该处理单元被配置为在适当程序代码被下载到该处理单元时执行本发明的步骤。该处理单元可以以通用或专用计算机、ASIC、FPGA等的形式来实现。另外，本发明的系统的功能可以利用一个或多个这样的处理单元来实施。

本领域技术人员意识到，本发明绝非被局限于以上所描述的示例。相反地，在所附权利要求的范围内可能有许多修改和变化。

Claims (15)

1.一种用于估计电机(110)的电感和/或磁通链的方法，其中所述电机经由第一电流调节器(101)和第二电流调节器(102)而被提供以驱动电流，并且测量驱动电流的实际值并将其反馈回至两个电流调节器从而提供闭环控制，所述方法包括以下步骤：

针对电机电流矢量的直轴电流基准i*_d或者针对交轴电流基准i*_q而向所述第一电流调节器提供AC值，同时向所述第二电流调节器提供针对两个所述电流基准i*_d和i*_q中剩余的一个的预定DC值；

在预定时间段过去之后，将变化信号叠加到提供有所述AC值的控制路径中；

确定与所叠加的变化信号对所述驱动电流的贡献相对应的贡献信号；

基于所述贡献信号估计所述电感和/或所述磁通链。

2.根据权利要求1所述的方法，其中利用所述AC值的多个不同幅度值来执行所述方法的步骤。

3.根据权利要求1或2所述的方法，其中利用多个不同的预定DC值来执行所述方法的步骤。

4.根据权利要求1或2所述的方法，其中在所述方法的步骤之后，向所述第一电流调节器提供预定DC值，同时向所述第二电流调节器提供AC值，并且重复所述叠加、所述确定和所述估计的步骤。

5.根据权利要求1或2所述的方法，其中提供至所述第一电流调节器的所述AC值是方波电流。

6.根据权利要求1或2所述的方法，其中两个所述电流调节器是PI调节器并且所述所叠加的变化信号是叠加在由所述第一电流调节器响应于所述AC值而生成的输出信号上的交变电压。

7.根据权利要求1或2所述的方法，其中所述电流调节器包括磁滞调节器(109、111、112)，并且所述所叠加的变化信号是交变电流。

8.根据权利要求1或2所述的方法，进一步包括以下步骤：

向速度调节器(116)提供电机速度基准ω*_m；

测量所述电机速度的实际值ω_m，并且将所测量的实际速度值反馈至所述速度调节器从而提供闭环控制；以及

向所述第一电流调节器(101)提供所述速度调节器的输出作为AC值。

9.根据权利要求1或2所述的方法，其中所述电机是同步磁阻电机。

10.根据权利要求1或2所述的方法，其中所述贡献信号使用戈泽尔算法确定。

11.一种用于估计电机(110)中的电感和/或磁通链的系统(100)，所述系统包括：

第一电流调节器(101)和第二电流调节器(102)，所述电机经由其而被提供以驱动电流，所述两个电流调节器被布置为接收所述驱动电流的测量值从而提供闭环控制，其中所述第一电流调节器进一步被布置为针对电机电流矢量的直轴电流基准i*_d或者针对交轴电流基准i*_q而被提供以AC值，而所述第二电流调节器被布置为针对两个所述电流基准i*_d和i*_q中剩余的一个而被提供以预定DC值；

信号注入设备，其被布置为在预定时间段过去之后在提供有所述AC值的控制路径中叠加变化信号；以及

计算设备(107)，其被布置为确定与所叠加的变化信号对所述驱动电流的贡献相对应的贡献信号，并且进一步被布置为基于所述贡献信号估计所述电感和/或所述磁通链。

12.根据权利要求11所述的系统(100)，其中向所述第一电流调节器(101)提供方波AC值。

13.根据权利要求11或12所述的系统(100)，其中所述两个电流调节器(101、102)是PI调节器并且所述所叠加的变化信号是叠加在由所述第一电流调节器响应于所述AC值而生成的输出信号上的交变电压。

14.根据权利要求11或12所述的系统(100)，其中所述电流调节器包括磁滞调节器(109、111、112)，并且所述所叠加的变化信号是交变电流。

15.根据权利要求11或12所述的系统(100)，进一步包括：

速度调节器(116)，其被布置为被提供有电机速度基准ω*_m，并且进一步被布置为被提供有电机速度的实际值ω_m从而提供闭环控制，所述第一电流调节器(101)被布置为被提供有所述速度调节器的输出作为AC值。