CN106814637A - 无刷直流电机的仿真控制方法以及仿真系统 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种无刷直流电机的仿真控制方法以及仿真系统，其包括S1、获取BLDCM本体模块中的反电动势；S2、采用PI控制器来建立速度控制模块；S3、建立霍尔信号生成模块；S4、建立参考电流模块以及电流滞环控制模块；以及S5、建立逆变电路模块。本发明在分析了无刷直流电机数学模型的基础上，结合传统PI控制和模糊控制的优点，将模糊PI控制和电流滞环控制应用于电动车用永磁无刷直流电机双闭环控制系统中，仿真验证了该控制策略使直流无刷电机转速响应迅速且无超调，对负载扰动具有较强的抑制性，具有良好的动、静态特性，从而可改善电动车的加速性能和行驶稳定性。

Description

无刷直流电机的仿真控制方法以及仿真系统

技术领域

本发明涉及电机控制领域，尤其涉及一种无刷直流电机的仿真控制方法以及仿真系统。

背景技术

电动车用轮毂电机为无刷直流电机(brushless DC motor，BLDCM)，该电机利用电子换向器取代了机械电刷和机械换向器，采用永磁体转子，没有励磁损耗，具有高的能量密度和效率，适合电动车的运行特性，因此成为了直接轮式驱动电动汽车较为理想的驱动电机。但无刷直流电机一直存在转矩脉动和转速不稳定的问题，传统PID控制已经较成熟的应用于电机的速度控制中，但受电机负载和不同工况等非线性因素的影响，传统的控制策略在实际应用中难以保持设计时的理想性能。

针对这一问题，现有技术中提出采用传统PI控制器来控制无刷直流电机的方案，但由于无刷直流电机在运行过程中由于存在电枢反应、相电阻变化等，所以是时变、多变量、强耦合的非线性系统，因此，采用经典PI控制难于实现高效控制。

因此，有必要提供一种新的无刷直流电机控制方法，以此来克服采用传统PI进行无刷直流电机控制中存在的诸多问题。

发明内容

针对上述现有技术中存在的问题，本发明提供了一种无刷直流电机的仿真控制方法以及仿真系统，其将模糊控制和PI控制相结合应用于电机转速环的控制中，电流环采用滞环控制，由转速外环和电流内环组成的双闭环控制系统能改善电机的调速性能和抑制转矩脉动，从而提高电动汽车的动、静态性能。

本发明就上述技术问题而提出的技术方案如下：

一方面，提供了一种无刷直流电机的仿真控制方法，其包括如下步骤：

S1、根据电机转子位置以及电机转速，获取BLDCM本体模块中的反电动势；

S2、采用PI控制器来建立速度控制模块，用于输出参考电流的幅值；

S3、建立霍尔信号生成模块，用于生成模拟霍尔信号，并通过所述模拟霍尔信号来实现电机换相；

S4、建立参考电流模块以及电流滞环控制模块，所述参考电流模块用于根据所述参考电流的幅值以及所述模拟霍尔信号给出参考电流，并将所述参考电流输入所述电流滞环控制模块；所述电流滞环控制模块用于接收所述参考电流以及输入的实际电流，并对所述实际电流进行调节，产生逆变器控制信号并输出；

S5、建立逆变电路模块，其用于接收所述逆变器控制信号，并输出电压信号。

优选的，所述电机为两相导通三相六状态星形连接的永磁无刷直流电机。

优选的，其特征在于，步骤S1包括：

S31、根据公式(1)-(4)分别搭建电压方程模块、反电动势求取模块、电磁转矩模块和机械转矩模块；所述公式(1)-(4)分别如下：

所述公式(1)-(4)中，u_a，u_b，u_c为定子绕组相电压；i_a，i_b，i_c为定子绕组相电流；e_a，e_b，e_c为定子绕组感应电动势；r为定子相电阻；L为每相绕组的自感；M为每两相绕组间的互感；P为微分算子且P＝d/dt；u_n为中性点电压；w为电机的转动角速度；T_e为电磁转矩；T_L为负载转矩；J为电机转动惯量；B为阻尼系数；

S32、将所述电机转子位置分为六个区域：0～π/3，π/3～2π/3，2π/3～π，π～4π/3，4π/3～5π/3，5π/3～2π；

S33、根据所述电机转子位置和电机转速信号，分别求出各相反电动势在所述六个区域的对应的直线方程；

S34、利用MATLAB/Simulink中S函数来求取三相反电动势。

优选的，其特征在于，步骤S2中，所述PI控制器包括模糊PI控制器以及包括能进行积分运算的PI控制器；所述模糊PI控制器以预设电机转速和实际电机转速的偏差e和偏差的变化率ec作为输入，经量化和模糊化处理后得到模糊输出量，并经过解模糊和量化因子分别输出比例、积分常数的精确量Kp、Ki至所述包括能进行积分运算的PI控制器；所述包括能进行积分运算的PI控制器输出三相参考电流的幅值。

优选的，步骤S4中，所述逆变电路模块为Simulink/Simpower systerms Toolbox工具箱中Universal Bridge模块，且将功率电子元件设置为IGBT，用于根据所述电流滞环控制器输出的逆变器控制信号确定导通相，并输出相应的三相端电压信号。

优选的，根据所述电流滞环控制器输出的逆变器控制信号确定导通相的过程包括：

当所述实际电流值与参考电流值之差达到滞环宽度正边缘的瞬间时，其相应相的逆变器模块的上桥臂的IGBT开通，下桥臂断开；

当所述实际电流值与参考电流值之差达到滞环宽度负边缘的瞬间时，其相应相的逆变器模块的下桥臂的IGBT开通，上桥臂断开。

优选的，所述滞环宽度正边缘值为0.05，所述滞环宽度负边缘值为-0.05。

另一方面，还提供一种能实现上述控制方法的无刷直流电机仿真系统，其包括：

能模拟真实电机运行特性的BLDCM本体模块；

速度控制模块，其用于输出参考电流的幅值；

霍尔信号生成模块，其用于生成模拟霍尔信号，并通过所述模拟霍尔信号来实现电机换相；

参考电流模块，其连接所述速度控制模块以及霍尔信号生成模块，用于根据所述参考电流的幅值以及所述模拟霍尔信号给出参考电流，并将所述参考电流输出；

电流滞环控制模块，其链接所述参考电流模块，用于接收所述参考电流以及输入的实际电流，并对所述实际电流进行调节，产生逆变器控制信号并输出；

以及逆变电路模块，其用于接收所述逆变器控制信号，并输出电压信号。

本发明的技术方案具有如下技术效果：

本发明在分析了无刷直流电机数学模型的基础上，结合传统PI控制和模糊控制的优点，将模糊PI控制和电流滞环控制应用于电动车用永磁无刷直流电机双闭环控制系统中，仿真验证了该控制策略使直流无刷电机转速响应迅速且无超调，对负载扰动具有较强的抑制性，具有良好的动、静态特性，从而可改善电动车的加速性能和行驶稳定性。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是本发明实施例一中无刷直流电机的仿真控制方法步骤流程图；

图2是本发明实施例一中的反电动势与电机转子位置关系图；

图3是本发明实施例一中的模糊PI控制系统结构图；

图4是本发明实施例一中的电流滞环控制模块仿真模型示意图；

图5是本发明实施例二中的无刷直流电机仿真系统的结构示意图；

图6是本发明仿真结果中的A相感应电动势变化示意图；

图7是本发明仿真结果中的A相电流变化示意图；

图8是本发明仿真结果中的电磁转矩变化示意图；

图9是本发明仿真结果中的传统PI控制的电机转速曲线变化示意图；

图10是本发明仿真结果中的模糊PI控制的电机转速曲线变化示意图。

具体实施方式

本发明针对现有技术中存在的缺陷，提供了一种无刷直流电机的仿真控制方法以及仿真系统。

实施例一：

无刷直流电机由定子三相绕组、永磁转子、转子位置检测器等组成，本实施例中的电机优选为两相导通三相六状态星形连接的永磁无刷直流电机，而对于两相导通三相六状态星形连接的永磁无刷直流电机，为了便于分析其数学模型及电磁转矩等特性，作如下假设以简化分析：1)不计电枢反应，其气隙磁场感应的反电动势近似认为120°电角度的梯形波；2)忽略齿槽、换相过程的影响，电枢导体连续分布于定子内表面；3)忽略电机磁路饱和，不计涡流和磁滞损耗；4)电机驱动系统中逆变电路的功率管和续流二极管均具有理想的开关特性。

图1示出了本发明中的无刷直流电机控制系统的仿真方法步骤，其包括：

S1、根据电机转子位置以及电机转速，获取BLDCM本体模块中的反电动势；所述BLDCM本体模块具体包括电压方程模块、反电动势求取模块、电磁转矩模块和机械转矩模块，用于模拟真实电机的运行特性；

具体的，步骤S1包括：

S31、根据公式(1)-(4)在MATLAB/Simulink分别搭建电压方程模块、反电动势求取模块、电磁转矩模块和机械转矩模块；所述公式(1)-(4)分别如下：

所述公式(3)也即电磁转矩方程；

所述公式(3)也即运动方程；

因为本实施例中的电机为两相导通三相六状态星形连接的永磁无刷直流电机，因此，其三相绕组的电压平衡方程可表示为：

对于星形连接的三相绕组，没有中线，有：

i_a+i_b+i_c＝0 (6)

Mi_a+Mi_b+Mi_c＝0 (7)

将式(6)和式(7)代入式(5)，经简化，可得电压方程，也即公式(2)；

所述公式(1)-(7)中，u_a，u_b，u_c为定子绕组相电压；i_a，i_b，i_c为定子绕组相电流；e_a，e_b，e_c为定子绕组感应电动势；r为定子相电阻；L为每相绕组的自感；M为每两相绕组间的互感；P为微分算子且P＝d/dt；u_n为中性点电压；w为电机的转动角速度；T_e为电磁转矩；T_L为负载转矩；J为电机转动惯量；B为阻尼系数；

BLDCM本体模块建模过程中，最难解决的问题是梯形波反电动势的求取，反电动势波形不合理会造成转矩脉动增大，从而将影响左右两侧驱动轮的转矩分配，不利于电动车安全合理地实现差速和保持直线行驶，甚至造成电动车失控。因此，获得理想的反电动势波形是BLDCM建模仿真的关键问题之一。本实施例中，获取反电动势方法包括：有限元法、傅里叶变换法、分段线性法，其中特别优选分段线性法。

S32、对于两相导通三相六状态星形连接的无刷直流电机，可在0°～360°空间角度内将所述电机转子位置分为六个区域：0～π/3，π/3～2π/3，2π/3～π，π～4π/3，4π/3～5π/3，5π/3～2π；且反电动势与转子位置关系如图2所示；

S33、根据所述电机转子位置和电机转速信号，分别求出各相反电动势在所述六个区域的对应的直线方程；

具体的，以第一区域0～π/3为例，此时A相正向导通，B相反向导通，C相不导通，A相反电动势处于正向最大值Em，B相反电动势处于负向最大值-Em，C相反电动势处于换向阶段，由正相最大值Em沿斜线规律变化到负相最大值-Em。根据所述电机转子位置和电机转速信号，可求出各相反电动势在第一区域的直线方程，其他5个区域以此类推。据此规律，可推出转子位置和反电动势之间的线性关系，如表1所示。

表1转子位置与反电动势间线性关系表

表中：k为反电动势系数，pos为角度信号，w为电机角速度。

S34、根据电机转过的电角度和电机的角速度，利用MATLAB/Simulink中S函数来求取三相反电动势。

S2、采用PI控制器来建立速度控制模块，用于输出参考电流的幅值；

常规PI控制器(即能进行积分运算的PI控制器)，其控制效果的优良取决于选取合适的Kp、Ki参数，随着系统工作环境的不断变化，PI参数需要不断的重新调整，控制效果和自适应性较差。而模糊控制器不依赖于被控对象精确的数学模型，其本身相当于一种非线性PD控制器，但由于缺少积分作用，因此会引起系统的稳态误差。而常规PI控制器具有积分环节，可以很好地消除系统稳态误差。

因此，如图3所示，步骤S2中的所述PI控制器包括模糊PI控制器以及能进行积分运算的PI控制器(即常规PI控制器，也即图3中的PI控制器)；所述模糊PI控制器以预设电机转速和实际电机转速的偏差e和偏差的变化率ec作为输入，经量化和模糊化处理后，查询模糊控制规则表，如表2所示，得到模糊输出量，并经过解模糊和量化因子分别输出比例、积分常数的精确量Kp、Ki至所述能进行积分运算的PI控制器；所述能进行积分运算的PI控制器输出三相参考电流的幅值。由此可见，模糊PI控制器可结合两者的优势，利用模糊算法对常规PI控制器的参数进行在线整定，从而获得较好的控制性能，因此，速度环采用模糊PI控制。

表2模糊PI控制规则表

S3、建立霍尔信号生成模块，用于生成模拟霍尔信号，并通过所述模拟霍尔信号来实现电机换相；

具体的，实际的电机换相是根据电机的霍尔位置传感器生成的三路霍尔信号经过逻辑换向电路实现的，本文为了仿真验证控制策略的可行性，需通过模拟霍尔信号来实现电机换相。模拟霍尔信号与转子位置的关系如表3所示。

表3霍尔信号与转子位置关系表

S4、建立参考电流模块以及电流滞环控制模块(如图4所示)，所述参考电流模块用于根据所述参考电流的幅值以及所述模拟霍尔信号给出参考电流，并将所述参考电流输入所述电流滞环控制模块；所述电流滞环控制模块用于接收所述参考电流以及输入的实际电流，并对所述实际电流进行调节，产生逆变器控制信号并输出；

具体的，参考电流是指根据电流的幅值信号I_ref和所述模拟霍尔信号给出三相参考电流，然后输入所述电流滞环控制模块。参考电流与霍尔位置信号关系如表4所示。

表4参考电流与模拟霍尔信号关系表

电流环采用滞环控制原理来实现对电流的调节，使得实际电流跟随参考电流值变化。电流滞环控制模块的输入为三相参考电流和实际电流，输出为逆变器控制信号。

S5、建立逆变电路模块，其用于接收所述逆变器控制信号，并输出电压信号。优选的，所述逆变电路模块为Simulink/Simpower systerms Toolbox工具箱中UniversalBridge模块，且将功率电子元件设置为IGBT，用于根据所述电流滞环控制器输出的逆变器控制信号(如斩波信号)确定导通相，并输出相应的三相端电压信号。

所述根据所述电流滞环控制器输出的逆变器控制信号确定导通相的过程包括：

当所述实际电流值与参考电流值之差达到滞环宽度正边缘的瞬间时，其相应相的逆变器模块的上桥臂的IGBT开通，下桥臂断开，电动机接通直流母线的正端，于是电流开始上升；

当所述实际电流值与参考电流值之差达到滞环宽度负边缘的瞬间时，其相应相的逆变器模块的下桥臂的IGBT开通，上桥臂断开。

因此选择合适的滞环宽度,可以使实际电流不断的跟踪参考电流的波形，实现电流闭环控制。本实施例中，选取滞环宽度正边缘值为0.05，滞环宽度负边缘值为-0.05。

实施例二：

图5示出了能实现上述控制方法的无刷直流电机仿真系统，其包括：

能模拟真实电机运行特性的BLDCM本体模块1；

速度控制模块2，其用于输出参考电流的幅值；

霍尔信号生成模块3，其用于生成模拟霍尔信号，并通过所述模拟霍尔信号来实现电机换相；

参考电流模块4，其连接所述速度控制模块以及霍尔信号生成模块，用于根据所述参考电流的幅值以及所述模拟霍尔信号给出参考电流，并将所述参考电流输出；

电流滞环控制模块5，其链接所述参考电流模块，用于接收所述参考电流以及输入的实际电流，并对所述实际电流进行调节，产生逆变器控制信号并输出；

以及逆变电路模块6，其用于接收所述逆变器控制信号，并输出电压信号。

需要说明的是，上述各模块的作用实施例一相同，在此不再赘述，本领域技术人员可将实施例一和二中的技术特征进行任意组合，其得到的技术方案均落入本发明的保护范围之类。

实施例一和二的仿真结果如下：

根据上述直流无刷电机仿真控制方法和仿真模型进行转速调节仿真试验。其电机仿真参数如下：电压：96V；电枢电阻：2.875Ω；电感L-M：7.5×10^-3H；极对数：2；转动惯量：8×10^-4kg·m²；阻尼系数B：0.001m·s/rad；反电动势系数k：0.4536V/(rad·s^-1)；额定转速：800r/min。

为了检测所设计的BLDCM控制系统在仿真过程中的动、静态性能，当系统以给定转速n₀＝800r/min空载启动时，待电机进入稳定状态后，在t＝0.1s将负载扭矩增至2N·m，可得电机的A相感应电动势、A相电流和电磁转矩曲线分别如图6-图8所示。

在t＝0.1s时将电机给定转速n₀由800r/min增大至1000r/min，测得PI控制和模糊PI控制下电机的转速曲线分别如图9-图10所示。

由仿真结果可以看出，在n₀＝800r/min时，系统从零速以最大转矩启动，响应迅速而平稳，反电动势、相电流和电磁转矩波形较理想，在t＝0.1s将负载扭矩增大后，电磁转矩增大但脉动较小；在t＝0.1s时将电机给定转速n₀由800r/min增大至1000r/min，双闭环控制系统使电机转速响应快，系统尽早达到稳定状态，但在传统PI控制下，电机在达到稳定的低转速时转速波动较大，在达到高转速时转速波动相对较小，而模糊PI控制，电机无论是低速还是高速运转，电机转速几乎没有波动，稳态运行时电机转速无静差。

综上所述，由于模糊PI控制不依赖于被控对象的数学模型，设计算法简单，易于实现，且适应能力好、抗干扰能力强、鲁棒性好；传统PI控制则具有控制精度高，能很好地消除静态误差的特点。因此，本发明在分析了无刷直流电机数学模型的基础上，结合传统PI控制和模糊控制的优点，将模糊PI控制和电流滞环控制应用于电动车用永磁无刷直流电机双闭环控制系统中，仿真验证了该控制策略使直流无刷电机转速响应迅速且无超调，对负载扰动具有较强的抑制性，具有良好的动、静态特性，从而可改善电动车的加速性能和行驶稳定性。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，且所述实施例中的技术特征均可进行任意组合，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种无刷直流电机的仿真控制方法，其特征在于，包括：

S1、根据电机转子位置以及电机转速，获取BLDCM本体模块中的反电动势；

S2、采用PI控制器来建立速度控制模块，用于输出参考电流的幅值；

S3、建立霍尔信号生成模块，用于生成模拟霍尔信号，并通过所述模拟霍尔信号来实现电机换相；

S4、建立参考电流模块以及电流滞环控制模块，所述参考电流模块用于根据所述参考电流的幅值以及所述模拟霍尔信号给出参考电流，并将所述参考电流输入所述电流滞环控制模块；所述电流滞环控制模块用于接收所述参考电流以及输入的实际电流，并对所述实际电流进行调节，产生逆变器控制信号并输出；

S5、建立逆变电路模块，其用于接收所述逆变器控制信号，并输出电压信号。

2.如权利要求1所述的建模方法，其特征在于，所述电机为两相导通三相六状态星形连接的永磁无刷直流电机。

3.如权利要求2所述的建模方法，其特征在于，步骤S1包括：

S31、根据公式(1)-(4)分别搭建电压方程模块、反电动势求取模块、电磁转矩模块和机械转矩模块；所述公式(1)-(4)分别如下：

$u_n=\frac{1}{3}\[u_a+u_b+u_c-(e_a+e_b+e_c)\]---\left(1\right)$

$\left[\begin{array}{c}{u}_a\\ u_b\\ u_c\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccc}r& 0& 0\\ 0& r& 0\\ 0& 0& r\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_a\\ i_b\\ i_c\end{array}\right]+\left[\begin{array}{ccc}L-M& 0& 0\\ 0& L-M& 0\\ 0& 0& L-M\end{array}\right]P\left[\begin{array}{c}{i}_a\\ i_b\\ i_c\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{e}_a\\ e_b\\ e_c\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{u}_n\\ u_n\\ u_n\end{array}\right]---\left(2\right)$

$T_e=\frac{1}{w}(e_a{i}_a+e_b{i}_b+e_c{i}_c)---\left(3\right)$

$T_e-T_L-Bw=J\frac{dw}{dt}---\left(4\right)$

所述公式(1)-(4)中，u_a，u_b，u_c为定子绕组相电压；i_a，i_b，i_c为定子绕组相电流；e_a，e_b，e_c为定子绕组感应电动势；r为定子相电阻；L为每相绕组的自感；M为每两相绕组间的互感；P为微分算子且P＝d/dt；u_n为中性点电压；w为电机的转动角速度；T_e为电磁转矩；T_L为负载转矩；J为电机转动惯量；B为阻尼系数；

S32、将所述电机转子位置分为六个区域：0～π/3，π/3～2π/3，2π/3～π，π～4π/3，4π/3～5π/3，5π/3～2π；

S33、根据所述电机转子位置和电机转速信号，分别求出各相反电动势在所述六个区域的对应的直线方程；

S34、利用MATLAB/Simulink中S函数来求取三相反电动势。

4.如权利要求2所述的建模方法，其特征在于，步骤S2中，所述PI控制器包括模糊PI控制器以及包括能进行积分运算的PI控制器；所述模糊PI控制器以预设电机转速和实际电机转速的偏差e和偏差的变化率ec作为输入，经量化和模糊化处理后得到模糊输出量，并经过解模糊和量化因子分别输出比例、积分常数的精确量Kp、Ki至所述包括能进行积分运算的PI控制器；所述包括能进行积分运算的PI控制器输出三相参考电流的幅值。

5.如权利要求2所述的建模方法，其特征在于，步骤S4中，所述逆变电路模块为Simulink/Simpower systerms Toolbox工具箱中Universal Bridge模块，且将功率电子元件设置为IGBT，用于根据所述电流滞环控制器输出的逆变器控制信号确定导通相，并输出相应的三相端电压信号。

6.如权利要求5所述的建模方法，其特征在于，根据所述电流滞环控制器输出的逆变器控制信号确定导通相的过程包括：

当所述实际电流值与参考电流值之差达到滞环宽度正边缘的瞬间时，其相应相的逆变器模块的上桥臂的IGBT开通，下桥臂断开；

当所述实际电流值与参考电流值之差达到滞环宽度负边缘的瞬间时，其相应相的逆变器模块的下桥臂的IGBT开通，上桥臂断开。

7.如权利要求6所述的建模方法，其特征在于，所述滞环宽度正边缘值为0.05，所述滞环宽度负边缘值为-0.05。

8.一种能实现权利要求1-7任一项所述控制方法的无刷直流电机仿真系统，其特征在于，包括：

能模拟真实电机运行特性的BLDCM本体模块；

速度控制模块，其用于输出参考电流的幅值；

霍尔信号生成模块，其用于生成模拟霍尔信号，并通过所述模拟霍尔信号来实现电机换相；

参考电流模块，其连接所述速度控制模块以及霍尔信号生成模块，用于根据所述参考电流的幅值以及所述模拟霍尔信号给出参考电流，并将所述参考电流输出；

电流滞环控制模块，其链接所述参考电流模块，用于接收所述参考电流以及输入的实际电流，并对所述实际电流进行调节，产生逆变器控制信号并输出；

以及逆变电路模块，其用于接收所述逆变器控制信号，并输出电压信号。