WO2010073865A1 - センサレス電動機制御装置 - Google Patents

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WO2010073865A1
WO2010073865A1 PCT/JP2009/069869 JP2009069869W WO2010073865A1 WO 2010073865 A1 WO2010073865 A1 WO 2010073865A1 JP 2009069869 W JP2009069869 W JP 2009069869W WO 2010073865 A1 WO2010073865 A1 WO 2010073865A1
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current
motor
torque
frequency current
control device
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PCT/JP2009/069869
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圭亮 西村
志謙 陳
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アイシン・エィ・ダブリュ株式会社
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    • H02P6/14—Electronic commutators
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    • H02P6/185—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements using inductance sensing, e.g. pulse excitation
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
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    • B60L15/02—Methods, circuits, or devices for controlling the traction-motor speed of electrically-propelled vehicles characterised by the form of the current used in the control circuit
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    • H02P21/18—Estimation of position or speed
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    • Y02T10/64—Electric machine technologies in electromobility

Definitions

  • the present invention relates to a drive control device for an electric motor, and more particularly to a sensorless vector control device that calculates a position angle of a rotor based on a high-frequency current and a high-frequency voltage flowing through the motor and uses the position angle for vector control calculation.
  • the sensorless motor control device of the present invention can be used, for example, in an electric vehicle (EV) that drives wheels with an electric motor and an electric vehicle (HEV) that includes an electric motor that is driven by an engine and charges a battery.
  • EV electric vehicle
  • HEV electric vehicle
  • Japanese Patent Laid-Open No. 11-299299 Japanese Patent Laid-Open No. 2007-236015 discloses that the harmonic current generated by the harmonic current generator 10 is superimposed (added) on one of the two-axis target currents id and iq of the motor vector control, and the motor voltage is calculated. The calculation of the position angle focusing on the gap magnetic flux is described, in which the q-axis voltage is calculated from the voltage and is differentiated and the position difference is calculated by the position difference detector 15.
  • Patent Document 2 describes position calculation that calculates an induced voltage of a motor based on a d-axis voltage command for motor vector control, a d-axis current and a q-axis current of the motor, and calculates a position angle ⁇ based on the induced voltage. Has been.
  • the position angle using the high frequency In the calculation of the position angle using the high frequency, attention is paid to the orthogonal L-axis inductances Ld and Lq.
  • the high frequency current injected into the motor or the harmonic component of the motor current causes power loss in the motor, and noise is generated. It is preferable to reduce the high-frequency current or the harmonic current, but if it is reduced, the S / N ratio for calculating Ld and Lq is lowered and the error in calculating the position angle is increased.
  • the accuracy of is reduced. That is, the orthogonal biaxial inductances Ld and Lq with respect to the high-frequency current or the harmonic current are dynamic inductances that are tangent angles of the stator I / ⁇ curve shown in FIG.
  • An object of the present invention is to increase the accuracy of position angle calculation from low torque (low current) to high torque (high current) and suppress power loss at low torque (low current).
  • a sensorless motor control device comprising magnetic pole position estimating means (45) for estimating a magnetic pole position; High-frequency current control means (33A to 33C) for changing the magnitude of the high-frequency current based on the torque or current magnitude of the electric motor (10); ).
  • the high-frequency current control means (33A to 33C) increases the high-frequency current (idh * , iqh * ) as the torque or current of the electric motor (10) increases, thereby increasing the torque or current of the electric motor.
  • the high-frequency current control means (33A to 33C) is a set of high-frequency generation means (34) for generating a high-frequency current signal, and a set of current level designation data corresponding to torque or current values of the motor (10). And a means for amplifying the high frequency current signal to a level represented by the current level designation data in the table corresponding to the current torque or current to generate the high frequency current (idh * , iqh * )
  • a sensorless motor control device according to (2) above (FIGS. 2 to 4);
  • current level designation data can be obtained by table access, and high-frequency currents (idh * , iqh * ) can be easily generated.
  • Each current level designation data in the table is amplitude designation data; the high frequency current control means (33A, 33C) amplifies the amplitude of the high frequency current signal to an amplitude designated by the amplitude designation data.
  • the high frequency current command value is generated; the sensorless motor control device according to (3) above (FIGS. 2 and 4).
  • current level designation data can be obtained by table access, and high-frequency current command values (idh * , iqh * ) can be easily generated.
  • Each current level designation data in the table is gain designation data; the high-frequency current control means (33B) amplifies the high-frequency current signal by a gain designated by the gain designation data, and the high-frequency current command A sensorless motor control device according to (3) above (FIG. 3).
  • the table includes a set of current level designation data corresponding to each value of the target torque (T * ); the sensorless motor control device according to any one of (3) to (5) above (FIG. 2).
  • the table includes a set of current level designation data corresponding to each value of the orthogonal two-axis target current (io); the sensorless motor according to any one of (3) to (5) above Control device (FIG. 3).
  • the table includes a set of current level designation data corresponding to each value of the orthogonal biaxial feedback current (if); the sensorless motor according to any one of (3) to (5) above Control device (FIG. 4).
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an electric system of a wheel driving device according to one embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a block diagram showing a functional configuration of the first embodiment of the motor control device 30 shown in FIG.
  • FIG. 3 is a block diagram showing a functional configuration of the second embodiment of the motor control device 30 shown in FIG.
  • FIG. 4 is a block diagram showing a functional configuration of the third embodiment of the motor control device 30 shown in FIG.
  • FIG. 5 is a graph showing an outline of the relationship between the energization current value of the stator and the magnetic flux in the permanent magnet embedded synchronous motor.
  • FIG. 1 shows an outline of the first embodiment of the present invention.
  • an electric motor 10 that is a motor to be controlled is a permanent magnet embedded synchronous motor that is mounted on a vehicle and rotationally drives wheels, and has a permanent magnet built in a rotor. Includes three-phase coils 11 to 13 of U phase, V phase and W phase.
  • a voltage type inverter 16 supplies electric power of a battery 17 on the vehicle to the electric motor 10.
  • a primary capacitor 18 is connected to the battery 17, which is a storage battery on the vehicle, with a primary side capacitor 18 connected to the battery 17 when an electrical component on the vehicle is turned on.
  • Voltage sensor 19 provides voltage detection signal Vdc representing the voltage of primary side capacitor 18 (the voltage of on-vehicle battery 17) to motor control device 30.
  • a voltage dividing resistor is used for the voltage sensor 19.
  • One end of the reactor 21 of the converter 20 is connected to the positive electrode (+ line) of the primary side DC power supply.
  • the converter 20 further includes a step-up semiconductor switch 22 that is a step-up switching element for turning on and off between the other end of the reactor 21 and the negative electrode ( ⁇ line) of the primary side DC power supply, and the positive electrode of the secondary capacitor 27. And the other end are a regenerative semiconductor switch 23 which is a regenerative switching element for turning on and off, and respective diodes 24 and 25 connected in parallel to the respective semiconductor switches 22 and 23.
  • step-up semiconductor switch 22 When the step-up semiconductor switch 22 is turned on (conductive), a current flows from the primary DC power supply (17, 18) to the switch 22 via the reactor 21, whereby the reactor 21 stores electricity and the switch 22 is turned off (non-conductive). ), The reactor 21 discharges high voltage to the secondary capacitor 27 through the diode 25. That is, a voltage higher than the voltage of the primary side DC power supply is induced to charge the secondary side capacitor 27. By repeatedly turning on and off the switch 22, high voltage charging of the secondary capacitor 27 is continued. That is, the secondary side capacitor 27 is charged with a high voltage.
  • the electric power stored in the reactor 21 increases according to the length of the ON period, so the ON time during the fixed cycle (ON duty: ON time ratio with respect to the fixed cycle) , Ie, by PWM control, the speed at which power is supplied from the primary side DC power supplies 17 and 18 to the secondary capacitor 27 via the converter 20 (powering speed for powering) can be adjusted.
  • the regenerative semiconductor switch 23 When the regenerative semiconductor switch 23 is turned on (conductive), the power stored in the secondary capacitor 27 is supplied to the primary DC power sources 17 and 18 through the switch 23 and the reactor 21 (reverse power supply: regeneration).
  • the ON time of the switch 23 during a certain period that is, by PWM control, the speed at which power is reversely supplied from the secondary capacitor 27 to the primary DC power supplies 17 and 18 via the converter 20 ( The power supply speed for regeneration) can be adjusted.
  • the voltage type inverter 16 includes six switching transistors Tr1 to Tr6, and the transistors Tr1 to Tr6 are turned on (conducted) by each series of six series of drive signals generated in parallel by the drive circuit 29, so that the secondary is achieved.
  • the DC voltage of the side capacitor 27 (the output voltage of the converter 20, that is, the secondary voltage) is converted into a triple AC voltage having a phase difference of 2 ⁇ / 3, that is, a three-phase AC voltage. (Phase, V phase, W phase) stator coils 11-13.
  • the respective phase currents iU, iV, iW flow through the stator coils 11 to 13 of the electric motor 10, and the rotor of the electric motor 10 rotates.
  • the secondary output line of the converter 20, which is the input line of the inverter 16 A large-capacity secondary capacitor 27 is connected.
  • the primary side capacitor 18 constituting the primary side DC power supply is small and low-cost and has a small capacity, and the capacity of the primary side capacitor 18 is considerably larger than the capacity of the secondary side capacitor 27. small.
  • Voltage sensor 28 detects secondary voltage Vuc of converter 20 and provides it to motor control device 30.
  • Current sensors 14 and 15 using Hall ICs are attached to power supply lines connected to the stator coils 11 and 12 of the electric motor 10, respectively, and detect phase currents iV and iW to detect current signals (analog voltage). Is supplied to the motor control device 30.
  • FIG. 2 shows a functional configuration of the motor control device 30.
  • the motor control device 30 is an electronic control device mainly composed of a DSP (Digital Signal Processor), and includes a drive circuit 29, current sensors 14 and 15, a primary voltage sensor 19, and a secondary voltage sensor 28. And an interface (communication circuit) (not shown) with the main controller of the vehicle travel control system (not shown) on the vehicle.
  • DSP Digital Signal Processor
  • the position calculation 45 calculates the rotation angle (magnetic pole position) ⁇ of the rotor of the electric motor 10, and the speed calculation 46 calculates the rotation speed (angular velocity) ⁇ based on the rotation angle ⁇ .
  • the rotation angle of the rotor of the electric motor 10 and the magnetic pole position are not the same, but they are in a proportional relationship, and the proportionality coefficient is determined by the number of magnetic poles p of the electric motor 10.
  • the rotation angle ⁇ means the magnetic pole position.
  • the rotational speed ⁇ means an angular speed, but sometimes means a rotational speed.
  • a main controller of the vehicle travel control system gives the motor target torque TM * to the motor control device 30.
  • the main controller calculates a vehicle required torque TO * based on the vehicle speed and the accelerator opening of the vehicle, generates a motor target torque TM * corresponding to the vehicle required torque TO * , and controls the control device 30.
  • the control device 30 outputs the rotation speed ⁇ rpm of the electric motor 10 to the main controller.
  • the motor control device 30 reads the upper limit value Vmax of the output voltage (secondary voltage) of the converter 20 and the limit torque TM * max corresponding to the rotational speed ⁇ from the limit torque table (lookup table) by the torque command limit 31. , when the target torque TM * exceeds the TM * max, determines the TM * max to the target torque T *. When TM * max or less, the motor target torque TM * is determined as the target torque T * . The motor target torque T * generated by adding such a restriction is given to the output calculation 32 and used for calculating the secondary target voltage.
  • each value of the upper limit value Vmax of the secondary voltage and the voltage within the rotation speed range is used as an address, and the maximum torque that can be generated in the electric motor 10 at each value is set as the limit torque TM * max.
  • This is a written memory area, and in this embodiment means one memory area of a RAM (not shown) in the control device 30.
  • the limit torque TM * max is larger as the upper limit value Vmax of the secondary voltage is higher, and is smaller as it is lower. Further, the lower the rotation speed ⁇ , the larger the value, and the smaller the rotation speed ⁇ .
  • the motor control device 30 there is a non-volatile memory in which the limit torque table data TM * max is written.
  • the control device 30 When the operating voltage is applied to the control device 30, the control device 30 itself and the motor drive shown in FIG. In the process of initializing the system, data is read from the nonvolatile memory and written to the RAM.
  • the control device 30 has a plurality of other similar look-up tables, which will be described later. These, like the torque limit table, also mean the memory area on the RAM in which the reference data in the nonvolatile memory is written. To do.
  • the motor control device 30 determines whether it is “powering” or “regeneration” based on the target torque T * and the rotational speed ⁇ , and if it is “powering”, if it is “regeneration” in the “powering” group,
  • the secondary target voltage Vuc * assigned to the rotational speed ⁇ of the motor 10 is read from the secondary target voltage table assigned to the target torque T * in the “regeneration” group, and the secondary voltage detected by the sensor 28 is the target.
  • the drive circuit 26 is disconnected to control the converter 20 so as to match the voltage Vuc * .
  • the motor control device 30 takes the d-axis in the direction of the magnetic pole pair in the rotor of the electric motor 10 and the q-axis in the direction perpendicular to the d-axis by the output calculation 32, the motor current control 42, and the voltage conversion 43.
  • Motor current feedback control is performed by a vector control calculation on a known dq axis model. Therefore, the control device 30 digitally converts and reads the current detection signals iV and iW of the current sensors 14 and 15, and uses a three-phase / two-phase conversion which is a known fixed / rotational coordinate conversion in the current feedback calculation 49.
  • the first high efficiency torque curve table A which is one lookup table, is included in the output calculation 32, and each of the first high efficiency torque curve tables A is associated with the motor speed ⁇ and the motor target torque T *. Each d-axis current value id for generating each target torque T * at the motor speed is written.
  • the output torque of the electric motor is determined corresponding to each value of the d-axis current id and the q-axis current iq, but id for outputting the same torque for one rotation speed value, that is, at the same motor rotation speed.
  • Iq are innumerable and are on a constant torque curve.
  • On the constant torque curve there is a combination of id and iq with the highest power usage efficiency (lowest power consumption), which is the high efficiency torque point.
  • a curve connecting high efficiency torque points on a plurality of torque curves is a high efficiency torque curve and exists for each rotation speed.
  • the electric motor 10 By energizing the electric motor 10 with the d-axis current id and the q-axis current iq at the position of the given motor target torque T * on the high efficiency torque curve addressed to the rotation speed of the motor as the target current values, The electric motor 10 outputs the torque T *, and the power use efficiency of motor energization is high.
  • the high-efficiency torque curve is divided into two systems: a first high-efficiency torque curve A that represents the d-axis value and a second high-efficiency torque curve B that represents the q-axis value.
  • the high-efficiency torque curve A is a pair of the one applied to the power running region and the one applied to the regeneration region, and both represent the d-axis target current with respect to the motor rotation speed and the target torque.
  • the first high-efficiency torque curve table A is a memory area in which a d-axis target current for generating the target torque with the minimum power consumption, which is addressed to the target torque T *, is written.
  • a pair of regeneration tables A2 for regeneration is configured. Whether to use a table for power running or regeneration is determined according to the determination result by determining whether the table is power running or regeneration based on the rotational speed ⁇ of the electric motor and the target torque T * to be given.
  • the second high efficiency torque curve table B in the output calculation 32 is used.
  • the second high-efficiency torque curve table B further includes a second high-efficiency torque curve B representing the q-axis value of the high-efficiency torque curve, and a d-axis field weakening current ⁇ id and a pair of q-axis field weakening current ⁇ iq.
  • the data is corrected to a curve representing the subtracted q-axis target current, and the data of the corrected second high efficiency torque curve B is stored.
  • the second high-efficiency torque curve table B is the d-axis target current for generating the target torque with the lowest power consumption, which is addressed to the target torque T * and the d-axis field weakening current ⁇ id, that is, the corrected second axis.
  • This is a memory area in which the target current value of the high-efficiency torque curve B is written, and this is also composed of a pair of a power running table B1 for power running and a regeneration table B2 for regeneration. Whether to use powering or regenerative power is determined based on the determination result by determining whether it is powering or regenerating based on the rotational speed ⁇ of the electric motor and the target torque T * .
  • the target torque T * and the q-axis target current iq * addressed to the d-axis field weakening current ⁇ id are read from the second high efficiency torque curve table B and used as the q-axis current command.
  • the motor control device 30 calculates a current deviation ⁇ id between the d-axis target current id * and the d-axis current id and a current deviation ⁇ iq between the q-axis target current iq * and the q-axis current iq by motor current control, Proportional control and integral control (PI calculation for feedback control) are performed based on the current deviations ⁇ id and ⁇ iq, and based on the output, the voltage conversion 43 performs d-axis voltage command values Vd * and q as output voltages. A shaft voltage command value Vq * is calculated.
  • the target voltages Vd * and Vq * on the rotation coordinates are changed to the three-phase target voltage VU * on the fixed coordinates according to the two-phase / three-phase conversion . , VV * , VW * , and sent to the PWM pulse generator 48.
  • the voltage control mode is two-phase modulation, it is modulated to a two-phase target voltage and sent to the PWM pulse generator 48.
  • the PWM pulse generator 48 converts the voltage of each value into PWM pulses MU, MV, and MW, and outputs them to the drive circuit 29 shown in FIG. .
  • the drive circuit 29 generates six series of drive signals in parallel based on the PWM pulses MU, MV, and MW, and turns on / off each of the transistors Tr1 to Tr6 of the voltage type inverter 16 with each series of drive signals. .
  • each phase target voltage is applied to each of the stator coils 11 to 13 of the electric motor 10, and the phase currents iU, iV and iW flow.
  • the PWM pulse generator When each phase target voltage in the two-phase modulation mode is given, the PWM pulse generator generates a PWM pulse for two phases and an on or off (constant voltage output) signal for the remaining one phase.
  • an energization section signal for making each phase a rectangular wave energization is output.
  • a voltage saturation index m that is a parameter for field weakening control is calculated. That is, based on the d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * , the voltage saturation calculation value ⁇ V is calculated as a value representing the degree of voltage saturation, and the field adjustment allowance is calculated.
  • the field adjustment allowance when ⁇ V is integrated and the integrated value ⁇ V takes a positive value, the integrated value ⁇ V is multiplied by a proportional constant to calculate a d-axis field weakening current ⁇ id for performing field weakening control.
  • the adjustment value ⁇ id and the integrated value ⁇ V are set to zero.
  • the adjustment value ⁇ id is used in the calculation of the d-axis current command and the q-axis current command.
  • the rotor rotation angle (magnetic pole position) ⁇ which is the position angle of the rotor, is orthogonal 2 corresponding to the high frequency based on the high frequency voltages Vdh * and Vqh * that the position calculation 45 injects (superimposes) on the three-phase current of the motor 10. It is calculated by position angle calculation via the shaft inductances Ld and Lq.
  • the calculated position angle ⁇ is used for calculating the motor rotation speed ⁇ in the speed calculation 46, and is also used for phase conversion in the 2-phase / 3-phase conversion 47 and 3-phase / 2-phase conversion.
  • the high-frequency current control 33A in order to inject a high-frequency current into the motor 10, the high-frequency current control 33A is a low level at a low target torque (low current value) and becomes a high level as the target torque increases.
  • Iqh * are generated and added to the orthogonal biaxial target current values id * , iq * by addition / subtraction 41d, 41q.
  • the output of the voltage conversion 43 includes the high frequency voltages Vdh * and Vqh * corresponding to the injected high frequency current. This is extracted by the band pass filter 44.
  • the high frequency voltages Vdh * and Vqh (instantaneous values) extracted by the filter 44 are given to the position calculation 45, and the position calculation 45 calculates and outputs the position angle ⁇ corresponding to these values.
  • the high-frequency current control 33A of the present embodiment includes a pair of high-frequency generation 34 for generating constant-amplitude current signals ido and iqo at high frequencies (500 Hz in this example) addressed to the d and q axes, and target torque values.
  • the high frequency amplitude (target amplitude) associated with the target torque T * is read from the table 35a, and the multiplication (amplification) 36 amplifies the constant amplitude current signals ido and iqo to the target amplitude and adds / subtracts 41d. , 41q.
  • the higher the value, the lower the high-frequency amplitude is written corresponding to each value of the target torque, and the accuracy of the position angle calculation at high torque (high current) is written.
  • the power loss at low torque (low current) becomes small.
  • the data of the high frequency amplitude table 35a is not the high frequency amplitude but the amplification gain, and the multiplication (amplification) 36 amplifies the constant amplitude current signals ido and iqo with the amplification gain read from the table 35a.
  • the multiplication (amplification) 36 amplifies the constant amplitude current signals ido and iqo with the amplification gain read from the table 35a.
  • FIG. 3 shows a functional configuration of the motor control device 30 of the second embodiment.
  • the vector composite value of the d-axis current id and q-axis current obtained by converting the three-phase current of the motor into the orthogonal two-axis value by three-phase / two-phase conversion, that is, the target current value io in the orthogonal two-axis coordinates.
  • the table 35b stores high-frequency amplitude (target amplitude) that is current level designation data with each value of the target current value io corresponding to the target torque T * as an address.
  • the high frequency amplitude (target amplitude) associated with the current target current value io is read from the table 35b, and the multiplication (amplification) 36 amplifies the constant amplitude current signals ido and iqo to the target amplitude. Output to addition / subtraction 41d, 41q.
  • Other configurations and functions of the second embodiment are the same as those of the first embodiment.
  • FIG. 4 shows a functional configuration of the motor control device 30 of the third embodiment.
  • the table 35c of the high-frequency current control 33C stores high-frequency amplitude (target amplitude) that is current level designation data with each value of the motor current value (feedback value) as an address.
  • a vector composite value of the d-axis current id and q-axis current obtained by converting the three-phase current of the motor into a quadrature biaxial value by the three-phase / two-phase conversion 49, that is, the motor current value (feedback current value) if in the orthogonal biaxial coordinates
  • the vector calculation 50 is used.
  • the calculated value (instantaneous value) is smoothed (DC converted) by the low-pass filter 51, the high frequency amplitude (target amplitude) corresponding to the calculated value (motor current value) is read from the table 35 c, and multiplied (amplified) 36.
  • the constant amplitude current signals ido and iqo are amplified to the target amplitude and output to the addition / subtraction 41d and 41q.
  • Other configurations and functions of the third embodiment are the same as those of the first embodiment described above.

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Abstract

　低トルク（低電流）から高トルク（高電流）にわたって位置角θ算出の精度を高くし低トルクでの電力損失は抑制する。 　突極性を有する回転子を有する電動機１０の磁極位置を検出するセンサを用いずに、電動機に高周波電流ｉｄｈ*，ｉｑｈ*を重畳して、前記電動機の回転子の磁極位置を推定する磁極位置推定手段４５；を備えるセンサレス電動機制御装置において、電動機１０のトルクまたは電流の大きさに基づいて、高周波電流の大きさを変更する、高周波電流制御手段３３；を備える。該制御手段３３は、電動機１０のトルクまたは電流の大きさが大きいほど高周波電流を大きくし、電動機のトルクまたは電流の大きさが小さいほど高周波電流を小さくする。電動機のトルクまたは電流をアドレスとするテーブルアクセスにより、高周波電流値指定データを読み出して、高周波電流値を定める。

Description

センサレス電動機制御装置
　本発明は、電動機の駆動制御装置に関し、特に、電動機に流れる高周波電流および高周波電圧に基づいて回転子の位置角を算出してベクトル制御演算の位置角に用いるセンサレスベクトル制御装置に関する。本発明のセンサレス電動機制御装置は例えば、電動機で車輪を駆動する電気自動車（ＥＶ）、および、更にエンジンで駆動されてバッテリを充電する電動機を備える電気自動車（ＨＥＶ）に使用することができる。
特開平１１－２９９２９９号公報 特開２００７－２３６０１５号公報　特許文献１は、高調波電流発生器１０が発生する高調波電流を、電動機ベクトル制御の２軸目標電流ｉｄ，ｉｑの一方ｉｄに重畳（加算）し、電動機電圧を検出して該電圧からｑ軸電圧を算出し、それを微分して位置差検出器１５で位置差を算出する、ギャップ磁束に着目した位置角の算出を記載している。特許文献２は、電動機ベクトル制御のｄ軸電圧指令，電動機のｄ軸電流およびｑ軸電流に基づいて電動機の誘起電圧を算出し、該誘起電圧に基づいて位置角θを算出する位置演算が記載されている。
　高周波利用の位置角算出では、直交２軸のインダクタンスＬｄ，Ｌｑに着目するが、電動機に注入する高周波電流、あるいは電動機電流の高調波成分、によって電動機に電力損失を生じ、ノイズが発生するため、高周波電流又は高調波電流は小さくするのが好ましいが、小さくするとＬｄ，Ｌｑ算出のＳ／Ｎ比が低下し、位置角算出の誤差が大きくなる。
　また、車載用モータに多い小型高出力モータにおいては、高トルク（高電流）駆動になるほど磁気飽和がおこり、突極比（Ｌｑ／Ｌｄ）が小さくなる（１に近くなる）ため、位置角算出の精度が低下する。すなわち、高周波電流又は高調波電流に対する直交２軸インダクタンスＬｄ，Ｌｑは、図５に示す、ステータのＩ／φカーブの接線角度となるダイナミックインダクタンスであるが、Ｉ／φカーブの飽和域近くでは、すなわち高トルク（高電流）領域では、Ｌｄ，Ｌｑともに０近くになり、電流Ｉの高低変化に対してＬｄ，Ｌｑの変化量が小さく、高周波電流又は高調波電流と電圧に基くＬｄ，Ｌｑ算出値のＳ／Ｎ比が低下し、Ｌｄ，Ｌｑをパラメータとする位置角算出の精度が低下する。
　本発明は、低トルク（低電流）から高トルク（高電流）にわたって位置角算出の精度を高くし低トルク（低電流）での電力損失は抑制することを目的とする。
　（１）突極性を有する回転子を有する電動機(10)の磁極位置を検出するセンサを用いずに、前記電動機に高周波電流(idh*,iqh*)を重畳して、前記電動機の回転子の磁極位置を推定する磁極位置推定手段(45)；を備えるセンサレス電動機制御装置において、
　前記電動機(10)のトルクまたは電流の大きさに基づいて、前記高周波電流の大きさを変更する、高周波電流制御手段(33A～33C)；を備えることを特徴とする、センサレス電動機制御装置(30)。
　なお、理解を容易にするためにカッコ内には、図面に示し後述する実施例の対応又は相当要素又は事項の符号を、例示として参考までに付記した。以下も同様である。
　電動機の電流値が大きい高トルクでは、磁気飽和によって突極比（Ｌｑ／Ｌｄ）が小さくなるため位置角の検出精度が悪化し、逆に電動機の電流値が小さい低トルクでは、突極比（Ｌｑ／Ｌｄ）が大きいため位置角の検出精度を確保できる。このため、電動機のトルクまたは電流の大きさに基づいて、位置角算出のために用いる高周波又は高調波の電流(idh*,iqh*)を大きさを変更することによって、位置角算出精度の向上と、電力損失およびノイズの抑制を両立させることができる。
　（２）前記高周波電流制御手段(33A～33C)は、前記電動機(10)のトルクまたは電流の大きさが大きいほど前記高周波電流(idh*,iqh*)を大きくし、前記電動機のトルクまたは電流の大きさが小さいほど前記高周波電流(idh*,iqh*)を小さくする；上記（１）に記載のセンサレス電動機制御装置(30)。
　電動機の電流値が大きい高トルクでは、位置角算出のために用いる高周波又は高調波の電流(idh*,iqh*)を大きくすることによって、電力損失およびノイズが増えるが、位置角算出精度を向上させることができる。逆に、電動機の電流値が小さい低トルクでは、高周波又は高調波の電流(idh*,iqh*)を小さくしても位置角の検出精度を確保できるため、電力損失およびノイズが小さくすることができる。
　（３）前記高周波電流制御手段(33A～33C)は、高周波電流信号を発生する高周波発生手段(34)，前記電動機(10)のトルクまたは電流の各値に対応した各電流レベル指定データの集合でなるテーブル、および、現在のトルクまたは電流に対応する該テーブルにある電流レベル指定データが表すレベルに高周波電流信号を増幅して前記高周波電流(idh*,iqh*)を生成する手段、を含む；上記（２）に記載のセンサレス電動機制御装置（図２～図４）。
　これによれば、テーブルアクセスにより電流レベル指定データを得ることが出来、高周波電流(idh*,iqh*)を容易に生成することができる。
　（４）前記テーブルの各電流レベル指定データは、振幅指定データであり；前記高周波電流制御手段(33A,33C)は、前記高周波電流信号の振幅を前記振幅指定データが指定する振幅に増幅して前記高周波電流指令値を生成する；上記（３）に記載のセンサレス電動機制御装置（図２，図４）。
　これによれば、テーブルアクセスにより電流レベル指定データを得ることが出来、高周波電流指令値(idh*,iqh*)を容易に生成することができる。
　（５）前記テーブルの各電流レベル指定データは、ゲイン指定データであり；前記高周波電流制御手段(33B)は、前記高周波電流信号を前記ゲイン指定データが指定するゲインで増幅して前記高周波電流指令値を生成する；上記（３）に記載のセンサレス電動機制御装置（図３）。
　（６）前記テーブルは、目標トルク(T*)の各値、に対応した各電流レベル指定データの集合でなる；上記（３）乃至（５）のいずれか１つに記載のセンサレス電動機制御装置（図２）。
　（７）前記テーブルは、直交２軸目標電流(io)の各値、に対応した各電流レベル指定データの集合でなる；上記（３）乃至（５）のいずれか１つに記載のセンサレス電動機制御装置（図３）。
　（８）前記テーブルは、直交２軸フィードバック電流(if)の各値、に対応した各電流レベル指定データの集合でなる；上記（３）乃至（５）のいずれか１つに記載のセンサレス電動機制御装置（図４）。
図１は、本発明の１実施例の車輪駆動装置の電気系統の構成を示すブロック図である。 図２は、図１に示すモータ制御装置３０の第１実施例の機能構成を示すブロック図である。 図３は、図１に示すモータ制御装置３０の第２実施例の機能構成を示すブロック図である。 図４は、図１に示すモータ制御装置３０の第３実施例の機能構成を示すブロック図である。 図５は、永久磁石埋込み形同期電動機のステータの通電電流値と磁束との関係の概略を示すグラフである。
１０：電気モータ
１１～１３：３相のステータコイル
１４，１５：電流センサ
１７：車両上のバッテリ
１８：１次側コンデンサ
１９：１次電圧センサ
２１：リアクトル
２２：スイッチング素子（昇圧用）
２３：スイッチング素子（降圧用）
２４，２５：ダイオード
２７：２次側コンデンサ
２８：２次電圧センサ
Ｖｄｃ：１次電圧（バッテリ電圧）
Ｖｕｃ：２次電圧（昇圧電圧）
　本発明の他の目的および特徴は、図面を参照した以下の実施例の説明より明らかになろう。
　図１に、本発明の第１実施例の概要を示す。制御対象電動機である電気モータ１０は、この実施例では、車両に搭載されており車輪を回転駆動するための永久磁石埋込み形同期電動機であって、ロータに永久磁石を内蔵したものであり、ステータにはＵ相，Ｖ相及びＷ相の３相コイル１１～１３がある。電気モータ１０には、電圧型インバータ１６が、車両上のバッテリ１７の電力を供給する。
　車両上の蓄電池であるバッテリ１７には、車両上の電装部が電源オンのときには、１次側コンデンサ１８が接続されて、バッテリ１７と共に１次側直流電源を構成する。電圧センサ１９が、１次側コンデンサ１８の電圧（車両上バッテリ１７の電圧）を表わす電圧検出信号Ｖｄｃをモータ制御装置３０に与える。この実施例では、電圧センサ１９に、分圧抵抗を用いた。１次側直流電源の正極（＋ライン）には、コンバータ２０のリアクトル２１の一端が接続されている。
　コンバータ２０には更に、該リアクトル２１の他端と１次側直流電源の負極（－ライン）の間をオン，オフする昇圧用スイッチング素子である昇圧用半導体スイッチ２２，２次側コンデンサ２７の正極と前記他端との間をオン，オフする回生用スイッチング素子である回生用半導体スイッチ２３、および、各半導体スイッチ２２，２３に並列に接続された各ダイオード２４，２５がある。
　昇圧用半導体スイッチ２２をオン（導通）にすると１次側直流電源（１７，１８）からリアクトル２１を介してスイッチ２２に電流が流れ、これによりリアクトル２１が蓄電し、スイッチ２２がオフ（非導通）に切換るとリアクトル２１がダイオード２５を通して２次側コンデンサ２７に高圧放電する。すなわち１次側直流電源の電圧よりも高い電圧を誘起して２次側コンデンサ２７を充電する。スイッチ２２のオン，オフを繰り返すことにより、２次側コンデンサ２７の高圧充電が継続する。すなわち、高い電圧で２次側コンデンサ２７が充電される。一定周期でこのオン，オフを繰り返すと、オン期間の長さに応じてリアクトル２１が蓄積する電力が上昇するので、該一定周期の間のオン時間（オンデューティ：該一定周期に対するオン時間比）を調整することによって、すなわちＰＷＭ制御によって、１次側直流電源１７，１８からコンバータ２０を介して２次側コンデンサ２７に給電する速度（力行用の給電速度）を調整することが出来る。
　回生用半導体スイッチ２３をオン（導通）にすると、２次側コンデンサ２７の蓄積電力が、スイッチ２３およびリアクトル２１を通して、１次側直流電源１７，１８に与えられる（逆給電：回生）。この場合も、一定周期の間のスイッチ２３のオン時間を調整することによって、すなわちＰＷＭ制御によって、２次側コンデンサ２７からコンバータ２０を介して１次側直流電源１７，１８に逆給電する速度（回生用の給電速度）を調整することができる。
　電圧型インバータ１６は、６個のスイッチングトランジスタＴｒ１～Ｔｒ６を備え、ドライブ回路２９が並行して発生する６連の駆動信号の各連によってトランジスタＴｒ１～Ｔｒ６をオン（導通）駆動して、２次側コンデンサ２７の直流電圧（コンバータ２０の出力電圧すなわち２次電圧）を３連の、位相差が２π／３の交流電圧、すなわち３相交流電圧に変換して、電気モータ１０の３相（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）のステータコイル１１～１３のそれぞれに印加する。これにより電気モータ１０のステータコイル１１～１３のそれぞれに各相電流ｉＵ，ｉＶ，ｉＷが流れ、電気モータ１０のロータが回転する。ＰＷＭパルスによるトランジスタＴｒ１～Ｔｒ６のオン／オフ駆動（スイッチング）に対する電力供給能力を高くしかつ電圧サージを抑制するために、インバータ１６の入力ラインである、コンバータ２０の２次側出力ラインには、大容量の２次側コンデンサ２７が接続されている。これに対して１次側直流電源を構成する１次側コンデンサ１８は、小型かつ低コストの小容量のものであり、１次側コンデンサ１８の容量は、２次側コンデンサ２７の容量よりもかなり小さい。電圧センサ２８が、コンバータ２０の２次電圧Ｖｕｃを検出してモータ制御装置３０に与える。電気モータ１０のステータコイル１１，１２に接続した給電線には、ホールＩＣを用いた電流センサ１４，１５が装着されており、それぞれ、相電流ｉＶ，ｉＷを検出し電流検出信号（アナログ電圧）を発生し、モータ制御装置３０に与える。
　図２に、モータ制御装置３０の機能構成を示す。モータ制御装置３０は、本実施例では、ＤＳＰ(Digital Signal Processer)を主体とする電子制御装置であり、ドライブ回路２９，電流センサ１４，１５，１次電圧センサ１９および２次電圧センサ２８との間の、図示しないインターフェイス（信号処理回路）を含み、さらに、前記車両上の図示しない車両走行制御システムのメインコントローラとの間の、図示しないインターフェイス（通信回路）も含む。
　図２を参照すると、位置演算４５が、電気モータ１０のロータの回転角度（磁極位置）θを算出し、速度演算４６が回転角度θに基づいて回転速度（角速度）ωを算出する。なお、正確にいうと、電気モータ１０のロータの回転角度と磁極位置とは同一ではないが、両者は比例関係にあり比例係数が電気モータ１０の磁極数ｐによって定まる。また、回転速度と角速度とは同一ではないが、両者も比例関係にあり比例係数が電気モータ１０の磁極数ｐによって定まる。本書においては、回転角度θは磁極位置を意味する。回転速度ωは角速度を意味するが、回転速度を意味する場合もある。
　図示しない車両走行制御システムのメインコントローラが、モータ目標トルクＴＭ*をモータ制御装置３０に与える。なお、該メインコントローラは、前記車両の車速及びアクセル開度に基づいて車両要求トルクＴＯ*を算出し、該車両要求トルクＴＯ*に対応してモータ目標トルクＴＭ*を発生して、制御装置３０に与える。制御装置３０は、電気モータ１０の回転速度ωrpmをメインコントローラに出力する。
　モータ制御装置３０は、トルク指令制限３１によって、コンバータ２０の出力電圧（２次電圧）の上限値Ｖmaxおよび回転速度ωに対応する制限トルクＴＭ*maxを制限トルクテーブル（ルックアップテーブル）から読み出して、目標トルクＴＭ＊がＴＭ*maxを超えていると、ＴＭ*maxを目標トルクＴ*に定める。ＴＭ*max以下のときには、モータ目標トルクＴＭ*を目標トルクＴ*に定める。このような制限を加えて生成したモータ目標トルクＴ*が、出力演算３２に与えられ、また、２次目標電圧算出に用いられる。
　なお、制限トルクテーブルは、２次電圧の上限値Ｖmaxおよび回転速度範囲内の電圧の各値をアドレスとし、該各値で電気モータ１０に生起させることができる最大トルクを制限トルクＴＭ＊maxとして書込んだメモリ領域であり、本実施例では制御装置３０内の図示しないＲＡＭの１メモリ領域を意味する。制限トルクＴＭ*maxは、２次電圧の上限値Ｖmaxが高いほど大きく、低いほど小さい。また、回転速度ωが低いほど大きく、高いほど小さい。
　モータ制御装置３０内には、該制限トルクテーブルのデータＴＭ*maxを書込んだ不揮発性メモリがあり、制御装置３０に動作電圧が印加されて制御装置３０が、自身および図１に示すモータ駆動システムを初期化する過程で、不揮発性メモリから読み出してＲＡＭに書き込む。制御装置３０にはその他の同様なルックアップテーブルが複数あり後に言及するが、これらも、制限トルクテーブルと同様に、不揮発性メモリにあった参照データが書き込まれた、ＲＡＭ上のメモリ領域を意味する。
　モータ制御装置３０は、目標トルクＴ*と回転速度ωに基づいて「力行」か「回生」かを判定して、「力行」であると「力行」グループ内の、「回生」であると「回生」グループ内の、目標トルクＴ*に割り当てられた２次目標電圧テーブルから、電動機１０の回転速度ωに割り当てられた２次目標電圧Ｖｕｃ*を読み出し、センサ２８が検出する２次電圧が目標電圧Ｖｕｃ*に合致するように、ドライブ回路２６を解してコンバータ２０を制御する。
　モータ制御装置３０は、出力演算３２，モータ電流制御４２および電圧変換４３によって、電気モータ１０のロータにおける磁極対の方向にｄ軸を、該ｄ軸と直角の方向にｑ軸をそれぞれ採った、公知のｄ－ｑ軸モデル上のベクトル制御演算、による、モータ電流のフィードバック制御を行う。そこで制御装置３０は、電流センサ１４，１５の電流検出信号ｉＶ，ｉＷをデジタル変換して読込み、電流帰還演算４９にて、公知の固定／回転座標変換である３相／２相変換を用いて、固定座標上の３相電流値ｉＵ，ｉＶ，ｉＷを、回転座標上のｄ軸およびｑ軸の２相電流値ｉｄ，ｉｑに変換する。なお、ｉＵ＋ｉＶ＋ｉＷ＝０であるので、これに基づいてｉＵは算出される。
　１つのルックアップテーブルである第１高効率トルク曲線テーブルＡが出力演算３２にあり、この第１高効率トルク曲線テーブルＡには、モータ速度ωおよびモータ目標トルクＴ＊に対応付けられた、各モータ速度で各目標トルクＴ*を発生するための各ｄ軸電流値ｉｄが書き込まれている。
　ｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑの各値に対応して電気モータの出力トルクが定まるが、１つの回転速度値に対して、すなわち同一のモータ回転速度において、同一トルクを出力するためのｉｄ，ｉｑの組合せが無数にあり、定トルクカーブ上にある。定トルクカーブ上に、最も電力使用効率が高い（最低電力消費の）ｉｄ，ｉｑの組合せがあり、そこが高効率トルク点である。複数のトルクカーブ上の高効率トルク点を連ねる曲線が、高効率トルク曲線であって各回転速度に対して存在する。モータの回転速度宛ての高効率トルク曲線上の、与えられたモータ目標トルクＴ*の位置のｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑを目標電流値として電気モータ１０の付勢を行うことにより、目標トルクＴ＊を電気モータ１０が出力し、しかもモータ付勢の電力使用効率が高い。
　本実施例では、高効率トルク曲線を、ｄ軸の値を表す第１高効率トルク曲線Ａと、ｑ軸の値を表わす第２高効率トルク曲線Ｂの、２系統に分け、しかも、第１高効率トルク曲線Ａは、力行領域に適用するものと回生領域に適用するものを対にしたものとし、いずれもモータ回転速度と目標トルクに対するｄ軸目標電流を表すものである。
　第１高効率トルク曲線テーブルＡは、目標トルクＴ＊に宛てられた、最低電力消費で目標トルクを発生するためのｄ軸目標電流を書込んだメモリ領域であり、力行用の力行テーブルＡ１と、回生用の回生テーブルＡ２をあわせた１対で構成されている。力行用と回生用のいずれのテーブルを用いるかは、電気モータの回転速度ωと与えられる目標トルクＴ*に基づいて、力行か回生かを判定し、判定結果に従って決定する。
　制御装置３０は、「出力演算」３２の中のｄ軸電流指令の算出では、トルク指令制限によって決定した目標トルクＴ*に対応して第１高効率トルク曲線テーブルＡから読出したｄ軸電流値ｉｄから、ｄ軸弱め界磁電流Δｉｄを減算して、ｄ軸目標電流ｉｄ*を、ｉｄ*＝ｉｄ－Δｉｄ、と算出する。
　ｑ軸電流指令の算出では、出力演算３２にある第２高効率トルク曲線テーブルＢを用いる。第２高効率トルク曲線テーブルＢは、高効率トルク曲線の、ｑ軸の値を表わす第２高効率トルク曲線Ｂを更に、ｄ軸弱め界磁電流Δｉｄと対のｑ軸弱め界磁電流Δｉｑを減算したｑ軸目標電流を表わす曲線に補正し、補正後の第２高効率トルク曲線Ｂのデータ、を格納したものである。第２高効率トルク曲線テーブルＢは、目標トルクＴ*およびｄ軸弱め界磁電流Δｉｄに宛てられた、最低電力消費で目標トルクを発生するためのｄ軸目標電流、すなわち、補正後の第２高効率トルク曲線Ｂの目標電流値、を書込んだメモリ領域であり、これも、力行用の力行テーブルＢ１と、回生用の回生テーブルＢ２をあわせた１対で構成されている。力行用と回生用のいずれを用いるかは、電気モータの回転速度ωと目標トルクＴ*に基づいて、力行か回生かを判定し、判定結果にしたがって決定する。
　ｑ軸電流指令の算出では、目標トルクＴ*およびｄ軸弱め界磁電流Δｉｄに宛てられたｑ軸目標電流ｉｑ*を、第２高効率トルク曲線テーブルＢから読み出してｑ軸電流指令とする。
　モータ制御装置３０は、モータ電流制御にて、ｄ軸目標電流ｉｄ*とｄ軸電流ｉｄとの電流偏差δｉｄ、及びｑ軸目標電流ｉｑ*とｑ軸電流ｉｑとの電流偏差δｉｑを算出し、各電流偏差δｉｄ，δｉｑに基づいて、比例制御及び積分制御（フィードバック制御のＰＩ演算）を行い、その出力に基づいて、電圧変換４３にて、出力電圧としてのｄ軸電圧指令値Ｖｄ*およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ*を算出する。
　次に、回転／固定座標変換である２相／３相変換４７にて、回転座標上の目標電圧Ｖｄ*及びＶｑ*を、２相／３相変換に従って固定座標上の３相目標電圧ＶＵ*，ＶＶ*，ＶＷ*に変換して、ＰＷＭパルス発生器４８に送る。電圧制御モードが２相変調であるときには、２相目標電圧に変調してＰＷＭパルス発生器４８に送る。ＰＷＭパルス発生器４８は、各相目標電圧が与えられると、それら各値の電圧を出力するための、ＰＷＭパルスＭＵ，ＭＶ，ＭＷに変換して、図１に示されるドライブ回路２９に出力する。ドライブ回路２９は、ＰＷＭパルスＭＵ，ＭＶ，ＭＷに基づいて６連の駆動信号を並行して発生し、各連の駆動信号で、電圧型インバータ１６のトランジスタＴｒ１～Ｔｒ６のそれぞれをオン／オフする。これにより、電気モータ１０のステータコイル１１～１３のそれぞれに、各相目標電圧が印加され、相電流ｉＵ，ｉＶおよびｉＷが流れる。２相変調モードの各相目標電圧が与えられると、ＰＷＭパルス発生器は、２相はＰＷＭパルスを発生し残りの１相はオン又はオフ（定電圧出力）信号とする。１pulse変調モードの各相目標電圧が与えられると、各相を矩形波通電とする通電区間信号を出力する。
　なお、弱め界磁電流演算では、弱め界磁制御のためのパラメータである電圧飽和指標ｍを算出する。すなわち、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ*及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ*に基づいて、電圧飽和の程度を表す値として、電圧飽和算定値ΔＶを算出し、界磁調整代を算出する。界磁調整代の算出では、ΔＶを積算し、積算値ΣΔＶが正の値を採る場合、積算値ΣΔＶに比例定数を乗算して弱め界磁制御を行うためのｄ軸弱め界磁電流Δｉｄを算出し、正の値に設定し、電圧飽和算定値ΔＶ又は積算値ΣΔＶが零以下の値を採る場合、前記調整値Δｉｄおよび積算値ΣΔＶを零にする。調整値Δｉｄは、ｄ軸電流指令の算出およびｑ軸電流指令の算出において使用する。
　回転子の位置角であるロータの回転角度（磁極位置）θは、位置演算４５が、モータ１０の３相電流に注入（重畳）する高周波電圧Ｖｄｈ*，Ｖｑｈ*に基く、高周波対応の直交２軸インダクタンスＬｄ，Ｌｑを介する位置角演算によって算出する。算出された位置角θは、速度演算４６においてモータ回転速度ωの算出に用いられ、また、２相／３相変換４７および３相／２相変換においても相変換に用いられる。
　モータ１０に高周波電流を注入するために本実施例では、高周波電流制御３３Ａで、低目標トルク（低電流値）では低レベルで、目標トルクが高くなるに連れて高レベルとなる高周波電流指令ｉｄｈ*，ｉｑｈ*を生成して、加減算４１ｄ，４１ｑによって直交２軸の目標電流値ｉｄ*，ｉｑ*に加算する。これにより、電圧変換４３の出力には、注入した高周波電流対応の高周波電圧Ｖｄｈ*，Ｖｑｈ*が含まれている。これを、バンドパスフィルタ４４が抽出する。フィルタ４４が抽出した高周波電圧Ｖｄｈ*，Ｖｑｈ（瞬時値）が位置演算４５に与えられ、これらの値に対応する位置角θを位置演算４５が算出し、出力する。
　本実施例の高周波電流制御３３Ａには、１対の、ｄ，ｑ軸宛の高周波数（本例では５００Ｈｚ）の定振幅電流信号ｉｄｏ，ｉｑｏを発生する高周波生成３４、ならびに、目標トルク各値をアドレスとし各目標トルクに対応付けた高周波振幅を電流レベル指定データとする高周波振幅テーブル（ＲＡＭの一領域のデータ群）３５ａがある。テーブル３５ａからは、目標トルクＴ*に対応付けられている高周波振幅（目標振幅）が読み出され、乗算（増幅）３６が、定振幅電流信号ｉｄｏ，ｉｑｏを、目標振幅に増幅して加減算４１ｄ，４１ｑに出力する。

　高周波振幅テーブル３５ａには、目標トルク各値に対応して、それが高いほど高レベル、低いほど低レベルの高周波振幅を書き込んでいるので、高トルク（高電流）での位置角算出の精度が高くなり、低トルク（低電流）での電力損失が小さくなる。
　なお、変形実施態様では、高周波振幅テーブル３５ａのデータは、高周波振幅ではなく、増幅ゲインとし、乗算（増幅）３６が、テーブル３５ａから読み出した増幅ゲインで、定振幅電流信号ｉｄｏ，ｉｑｏを増幅して加減算４１ｄ，４１ｑに出力する。後述の実施例２および３の変形実施態様でも同様である。
　図３に、第２実施例のモータ制御装置３０の機能構成を示す。この第２実施例では、モータの３相電流を３相／２相変換で直交２軸値に変換したｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流のベクトル合成値すなわち直交２軸座標での目標電流値ｉｏを、ベクトル演算３７で算出する。テーブル３５ｂには、目標トルクＴ*対応の目標電流値ｉｏの各値をアドレスとして、電流レベル指定データである高周波振幅（目標振幅）が格納されている。テーブル３５ｂからは、現在の目標電流値ｉｏに対応付けられている高周波振幅（目標振幅）が読み出され、乗算（増幅）３６が、定振幅電流信号ｉｄｏ，ｉｑｏを、目標振幅に増幅して加減算４１ｄ，４１ｑに出力する。第２実施例のその他の構成および機能は、上述の第１実施例と同じである。
　図４に、第３実施例のモータ制御装置３０の機能構成を示す。この第３実施例では、高周波電流制御３３Ｃのテーブル３５ｃには、モータ電流値（フィードバック値）の各値をアドレスとして、電流レベル指定データである高周波振幅（目標振幅）が格納されている。モータの３相電流を３相／２相変換４９で直交２軸値に変換したｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流のベクトル合成値すなわち直交２軸座標でのモータ電流値（フィードバック電流値）ｉｆを、ベクトル演算５０で算出する。算出値（瞬時値）を低域フィルタ５１で平滑化（ＤＣ変換）して、テーブル３５ｃから算出値（モータ電流値）に対応する高周波振幅（目標振幅）を読み出して、乗算（増幅）３６で、定振幅電流信号ｉｄｏ，ｉｑｏを目標振幅に増幅して、加減算４１ｄ，４１ｑに出力する。第３実施例のその他の構成および機能は、上述の第１実施例と同じである。

Claims (5)

  1. 　突極性を有する回転子を有する電動機の磁極位置を検出するセンサを用いずに、前記電動機に高周波電流を重畳して、前記電動機の回転子の磁極位置を推定する磁極位置推定手段；を備えるセンサレス電動機制御装置において、
    　前記電動機のトルクまたは電流の大きさに基づいて、前記高周波電流の大きさを変更する、高周波電流制御手段；を備えることを特徴とする、センサレス電動機制御装置。
  2. 　前記高周波電流制御手段は、前記電動機のトルクまたは電流の大きさが大きいほど前記高周波電流を大きくし、前記電動機のトルクまたは電流の大きさが小さいほど前記高周波電流を小さくする；請求項１に記載のセンサレス電動機制御装置。
  3. 　前記高周波電流制御手段は、高周波電流信号を発生する高周波発生手段，前記電動機のトルクまたは電流の各値に対応した各電流レベル指定データの集合でなるテーブル、および、現在のトルクまたは電流に対応する該テーブルにある電流レベル指定データが表すレベルに高周波電流信号を増幅して前記高周波電流を生成する手段、を含む；請求項２に記載のセンサレス電動機制御装置。
  4. 　前記テーブルの各電流レベル指定データは、振幅指定データであり；前記高周波電流制御手段は、前記高周波電流信号の振幅を前記振幅指定データが指定する振幅に増幅して前記高周波電流指令値を生成する；請求項３に記載のセンサレス電動機制御装置。
  5. 　前記テーブルの各電流レベル指定データは、ゲイン指定データであり；前記高周波電流制御手段は、前記高周波電流信号を前記ゲイン指定データが指定するゲインで増幅して前記高周波電流指令値を生成する；請求項３に記載のセンサレス電動機制御装置。
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