JP2012034449A - 回転機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】モータジェネレータ１０の制御量の制御のための電流の振幅が大きくなる状況下、高周波電圧ｖｄｈの重畳に伴ってモータジェネレータ１０に実際に流れる高周波電流ｉｄｈ，ｉｑｈの振動方向に基づき電気角θを推定すると、ノイズが大きくなること。
【解決手段】高周波電圧発生部５２の発生する高周波電圧ｖｄｈと、モータジェネレータ１０を実際に流れる高周波電流ｉｄｈ，ｉｑｈとの外積値ｏｐは、電気角θの誤差信号として角度推定部５６に入力される。角度推定部５６では、外積値ｏｐをゼロにフィードバック制御すべく電気角θを操作する。高周波電圧発生部５２では、要求トルクＴｒが大きくなるほど高周波電圧ｖｄｈの振幅ｖｈを小さくする。
【選択図】 図１

Description

本発明は、突極性を有する回転機の制御量を制御すべく前記回転機の端子に電圧を印加する電圧印加手段を操作する手段と、前記回転機の電気角とは異なる周期を有して且つ任意の位相角方向に振動する電圧信号を前記回転機の端子に印加される電圧に重畳する重畳手段と、前記重畳された電圧信号によって前記回転機を実際に流れる電流信号に基づき、前記回転機の回転角度を推定する角度推定手段とを備え、前記回転機の制御量を制御するに際し前記推定された回転角度を用いる回転機の制御装置に関する。

この種の制御装置としては、例えば下記特許文献１に見られるように、３相電動機の推定ｄ軸の正方向および負方向に振動する電圧信号を印加した際に電動機に実際に伝播する電流信号に基づき電動機の電気角を推定するものも提案されている。

特許第３３１２４７２号公報

ところで、上記態様にて３相電動機に電圧信号を印加する場合、３相電動機の制御量の制御のための電流の振幅が大きくなることでノイズが大きくなる現象が発明者らによって見出された。この現象は、３相電動機の体格の割りにトルクを大きくする高トルク密度化を推し進めることで顕在化したものである。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、回転機の制御量の制御のための電流の振幅が大きくなる状況下、電圧信号の印加によって電気角を推定する際のノイズを好適に抑制することのできる回転機の制御装置を提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、およびその作用効果について記載する。

請求項１記載の発明は、突極性を有する回転機の制御量を制御すべく前記回転機の端子に電圧を印加する電圧印加手段を操作する手段と、前記回転機の電気角とは異なる周期を有して且つ任意の位相角方向に振動する電圧信号を前記回転機の端子に印加される電圧に重畳する重畳手段と、前記重畳された電圧信号によって前記回転機を実際に流れる電流信号に基づき、前記回転機の回転角度を推定する角度推定手段とを備え、前記回転機の制御量を制御するに際し前記推定された回転角度を用いる回転機の制御装置において、前記重畳手段は、前記制御量の制御のために前記回転機に流す電流の振幅が大きい場合、前記電圧信号の周期、前記電圧信号の所定周期における平均値および前記電圧信号の周波数スペクトルの最大値の少なくとも１つを低減する低減処理を行う低減手段を備えることを特徴とする。

制御量の制御のために回転機に流す電流の振幅が大きい場合、回転機のインダクタンスが小さくなる。そして、インダクタンスが小さくなるにもかかわらず、電圧信号を一定とすると、上記電流信号の振幅が大きくなる。そしてこの振幅は、回転機および電圧印加手段によって生じる音圧との間に正の相関を有する。上記発明では、この点に鑑み、制御量の制御のための上記電流振幅が大きい場合に、電流信号の振幅や、電流信号の周波数スペクトルの最大値の増大を抑制または回避する処理を行うことで、音圧の上昇を抑制または回避する。すなわち、電流信号の振幅が小さい場合、電流信号の周波数に応じて定まるノイズの強度が小さくなる。また、電流信号の周波数スペクトルの最大値を低減するなら、ノイズの最大値を低減することができる。

ここで、電流信号の振幅の増大は、電圧信号の所定周期における平均値や、電圧信号の周期を低減することで抑制または回避することができる。また、電流信号の周波数スペクトルの最大値の増大は、電圧信号の所定周期における平均値や、電圧信号の周波数スペクトルの最大値を低減するによって抑制または回避することができる。

請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記低減処理は、前記電圧信号の振幅を低減する処理を含むことを特徴とする。

電圧信号の振幅を低減すると、電流信号の変化速度が低下することから、電流信号の振幅の増大を抑制または回避することができる。

請求項３記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記低減処理は、前記電圧信号の重畳を間歇的に行う処理を含むことを特徴とする。

電圧信号の重畳を間歇的に行うと、回転機を電流信号が流れる頻度が低下するため、電流信号の周波数スペクトルの最大値の増大を抑制または回避することができる。

請求項４記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記低減手段は、前記電圧信号の周波数を拡散させる処理を含むことを特徴とする。

電圧信号の周波数を拡散させると、各周波数の電流信号の出現頻度が低下するため、電流信号の周波数スペクトルの最大値の増大を抑制または回避することができる。

請求項５記載の発明は、請求項１〜４のいずれか１項に記載の発明において、前記低減手段は、前記電流の振幅が大きいために前記回転機のインダクタンスが低下する場合に前記低減処理を行うことを特徴とする。

請求項６記載の発明は、請求項１〜５のいずれか１項に記載の発明において、前記回転機は、前記制御量の制御のために前記回転機に流す電流の振幅が大きくなることで、インダクタンスが最小となる方向がｄ軸方向からずれるものであり、前記角度推定手段は、前記制御量の制御のために前記回転機に流す電流情報を入力として前記回転角度を推定する手段を備え、前記低減処理は、前記角度推定手段が前記電流情報を入力として回転角度を推定する際に行なわれることを特徴とする。

上記発明では、制御量の制御のために回転機に流れる電流の振幅が大きくなることでノイズが大きくなる状況下、電流信号がｄ軸方向に偏向することを前提とした推定手法による回転角度の推定精度が低下する。一方、制御量の制御のために回転機に流す電流は、回転機のインダクタンスに関する情報を含むことから、電流信号の振動方向（偏向方向）や、振幅についての情報を含む。このため、制御量の制御のために回転機に流す電流によって、推定される回転角度が正しい場合の電流信号がどうなるかについての情報を取得することができる。上記発明では、この点に鑑み、制御量の制御のための電流情報を用いて回転角度を推定する。

請求項７記載の発明は、請求項１〜６のいずれか１項に記載の発明において、前記電圧印加手段は、前記回転機の端子を直流電源の正極および負極のそれぞれに接続するためのスイッチング素子を備えて構成される直流交流変換回路であり、前記重畳手段による前記電圧信号の重畳された前記直流交流変換回路の出力線間電圧の基本波振幅は、前記直流電源の電圧よりも小さいことを特徴とする。

請求項８記載の発明は、請求項１〜７のいずれか１項に記載の発明において、前記重畳手段は、前記回転機の電気角速度が小さいことを条件に前記電圧信号を重畳することを特徴とする。

請求項９記載の発明は、請求項１〜８のいずれか１項に記載の発明において、前記回転機は、車両に搭載されるものであることを特徴とする。

車両に搭載される回転機では、搭載スペースの制約から高トルク密度化の要求が極めて大きいため上記ノイズが顕著となりやすい反面、乗員の快適性の観点から低騒音化が強く望まれている。このため、上記低減手段の利用価値が特に大きい。

第１の実施形態にかかるシステム構成図。 角度推定処理に伴う問題点を説明するための図。 上記実施形態の効果を示す図。 第２の実施形態にかかるシステム構成図。 第３の実施形態にかかるシステム構成図。 第４の実施形態にかかる電圧信号の設定を示す図。 第５の実施形態にかかる電圧信号の設定を示す図。 磁気飽和に伴う電流信号の振動方向の変化を示す図。 第６の実施形態にかかるシステム構成図。 上記各実施形態の変形例を示す図。

＜第１の実施形態＞
以下、本発明にかかる回転機の制御装置を車載主機としての回転機の制御装置に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。

図示されるモータジェネレータ１０は、３相の永久磁石同期モータである。また、モータジェネレータ１０は、突極性を有する回転機（突極機）である。詳しくは、モータジェネレータ１０は、埋め込み磁石同期モータ（ＩＰＭＳＭ）である。モータジェネレータ１０は、車載主機であり、その回転軸は、駆動輪に機械的に連結されている。

モータジェネレータ１０は、インバータ１２を介して高電圧バッテリ１４に接続されている。インバータ１２は、モータジェネレータ１０の各端子を高電圧バッテリ１４の正極および負極のそれぞれに選択的に接続するスイッチング素子の直列接続体を備えて構成される直流交流変換回路である。

本実施形態では、モータジェネレータ１０の制御量を制御すべくインバータ１２を操作するに際し、モータジェネレータ１０の回転角度（電気角θ）を推定する処理を行う。以下では、まず「モータジェネレータ１０の制御量の制御」について説明した後、「モータジェネレータ１０の電気角θの推定処理」について説明する。
「モータジェネレータ１０の制御量の制御」
モータジェネレータ１０を流れる電流は、電流センサ１６によって検出される。電流センサ１６によって検出される３相の実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは、αβ変換部２０において固定座標系の実電流ｉα、ｉβに変換される。ここで、α軸の正方向は、Ｕ相に一致し、β軸はこれに対して「π／２」だけ進角した方向とする。αβ軸上の実電流ｉα、ｉβは、ｄｑ変換部２２においてモータジェネレータ１０の電気角θに基づき回転座標系の実電流ｉｄ，ｉｑに変換される。これら実電流ｉｄ，ｉｑは、ローパスフィルタ２４によって高周波成分が除去される。

一方、指令電流設定部２６は、指令トルクＴｒに基づき、モータジェネレータ１０を流れる電流のｄｑ軸上の指令値（指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒ）を設定する。偏差算出部２８では、指令電流ｉｄｒから上記高周波成分の除去された実電流ｉｄを減算し、偏差算出部３０では、指令電流ｉｑｒから上記高周波成分の除去された実電流ｉｑを減算する。

指令電圧設定部３２では、高周波成分の除去された実電流ｉｄを指令電流ｉｄｒにフィードバック制御するための操作量として指令電圧ｖｄｒを算出するとともに、高周波成分の除去された実電流ｉｑを指令電流ｉｑｒにフィードバック制御するための操作量として指令電圧ｖｑｒを算出する。ここで、フィードバック制御器は、比例要素および積分要素によって構成することが望ましい。なお、これら指令電圧ｖｄｒ、ｖｑｒの算出に際しては、周知の非干渉制御や誘起電圧補償等のフィードフォワード項を上記フィードバック制御器の出力に加算することで行うことが望ましい。

αβ変換部３６は、モータジェネレータ１０の電気角θに基づき、指令電圧ｖｄｒ，ｖｑｒを、α軸上の指令電圧ｖαｒとβ軸上の指令電圧ｖβｒとに変換するものである。３相変換部３８は、指令電圧ｖαｒ、ｖβｒを、３相の指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒに変換する。ＰＷＭ信号生成部４０は、インバータ１２の出力電圧が３相の指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒとなるように、インバータ１２のスイッチング素子を操作する操作信号を生成して出力する。この操作信号の生成に際しては、電圧センサ４２によって検出される高電圧バッテリ１４の電圧が用いられる。
「モータジェネレータ１０の電気角θの推定処理」
本実施形態では、モータジェネレータ１０の高回転速度領域においてはモータジェネレータ１０の誘起電圧に基づき電気角θを推定し、低回転速度領域においてはモータジェネレータ１０に高周波電圧を重畳した際にモータジェネレータ１０を実際に流れる高周波電流に基づき電気角θを推定する。ここで、高周波電圧や高周波電流における「高周波」とは、モータジェネレータ１０の電気角速度ωに応じて定まる電気角周波数よりも高周波という意味である。また、高周波電流に基づく電気角θの推定時における変調率は「１」よりも小さい。一方、高回転速度領域における電気角θの推定には、拡張誘起電圧オブザーバ４４を用いる。なお、拡張誘起電圧オブザーバについては、例えば「突極型ブラシレスＤＣモータのセンサレス制御のための拡張誘起電圧オブザーバ 平成１１年電気学会全国大会 Ｎｏ．１０２６」に記載されている手法を用いればよい。以下では、低回転速度領域における電気角θの推定処理について説明する。

ｄｑ変換部２２の出力する実電流ｉｄ，ｉｑは、ハイパスフィルタ５０によって高周波成分（高周波電流ｉｄｈ，ｉｑｈ）が抽出される。一方、高周波電圧発生部５２では、高周波電圧ｖｄｈを生成する。高周波電圧ｖｄｈは、ｄ軸の正方向と負方向との間を振動する周期的なパルス状の信号（矩形波信号）である。この高周波電圧ｖｄｈは、重畳部３４において、ｄ軸の指令電圧ｖｄｒに重畳される。

外積算出部５４では、高周波電流ｉｄｈ，ｉｑｈと高周波電圧ｖｄｈとの外積値ｏｐを算出する。外積値ｏｐは、高周波電流ｉｄｈ，ｉｑｈと高周波電圧ｖｄｈとのなす角度と相関を有するものである。このため、外積値ｏｐがゼロとなるように電気角θを操作するなら、操作された電気角θをモータジェネレータ１０の真の電気角とすることができる。すなわち、モータジェネレータ１０のインダクタンスが最小となる方向はｄ軸方向であるため、高周波電流ｉｄｈ，ｉｑｈは、ｄ軸に偏向したものとなる。このため、高周波電圧ｖｄｈの重畳方向がｄ軸方向であるなら外積値ｏｐをゼロとすることができる。

角度推定部５６では、外積値ｏｐを入力とする比例要素の出力および積分要素の出力の和として電気角速度ωを算出し、これを積分することで電気角θを算出する。こうして算出された電気角θは、上記αβ変換部３６やｄｑ変換部２２によって利用される。

ところで、モータジェネレータ１０のトルクが大きくなる状況下、上記高周波電圧ｖｄｈを重畳すると、これに伴って生じるノイズが大きくなることが発明者らによって見出された。図２に、高周波電圧の振幅ｖｈ、高周波電流の振幅ｉｈ、および音圧のそれぞれとトルクとの関係を示す。

図示されるように、高周波電圧の振幅ｖｈを固定した状態でトルクを大きくすると、高周波電流の振幅ｉｈが増大し、これに伴って音圧が大きくなる。これは、モータジェネレータ１０に流れる電流が大きくなることで磁気飽和が生じ、磁気飽和によってインダクタンスが小さくなったためであると考えられる。すなわち、インダクタンスが小さくなると、同一の印加電圧であっても高周波電流の振幅ｉｈは大きくなる。

そこで本実施形態では、先の図１に示すように、高周波電圧発生部５２において、指令トルクＴｒを入力とし、指令トルクＴｒが大きいほど高周波電圧ｖｄｈの振幅ｖｈを小さくする。これにより、トルクの増大に起因した高周波電流の振幅ｉｈの増大を好適に抑制することができる。

図３に、本実施形態の効果を示す。図示されるように、トルクの増大に伴って高周波電圧の振幅ｖｈを小さくすることで、高周波電流の振幅ｉｈの増大を抑制（図では、一定値に保っている例を示した）することができ、ひいては音圧の増大を好適に抑制することができる。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）指令トルクＴｒが大きいほど、高周波電圧の振幅ｖｈを低減した。これにより、音圧の上昇を抑制または回避することができる。

（２）車載主機としてのモータジェネレータ１０の制御量を制御する場合に電気角θを推定した。この場合、搭載スペースの制約等に起因してモータジェネレータ１０に対する高トルク密度化の要求が非常に大きくなるため、電気角θの推定に際してノイズが大きくなりやすい反面、乗員の快適性の観点から低騒音化が強く望まれる。このため、上記振幅ｖｈの低減処理の利用価値が特に大きい。
＜第２の実施形態＞
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図４に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図４において、先の図１に示した処理に対応する処理や部材については便宜上同一の符号を付している。

本実施形態では、高周波電圧の振幅ｖｈを可変設定するうえでの入力パラメータとして、実電流ｉｄ，ｉｑの振幅Ｉを用いる。すなわち、電流振幅算出部６０では、ローパスフィルタ２４によって高周波成分が除去された実電流ｉｄ，ｉｑの振幅Ｉを算出し、これを高周波電圧発生部５２に出力する。この振幅Ｉは、モータジェネレータ１０の制御量の制御のための電流の振幅であり、モータジェネレータ１０の磁気飽和度合いと相関を有するパラメータである。

以上説明した本実施形態によっても、先の第１の実施形態に準じた効果を得ることができる。
＜第３の実施形態＞
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図５に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図５において、先の図１に示した処理に対応する処理や部材については便宜上同一の符号を付している。

本実施形態では、高周波電圧の振幅ｖｈを可変設定するうえでの入力パラメータとして、モータジェネレータ１０のインダクタンスＬを用いる。すなわち、電流振幅算出部６０では、ローパスフィルタ２４によって高周波成分が除去された実電流ｉｄ，ｉｑの振幅Ｉを算出し、これをインダクタンス推定部６２に出力する。インダクタンス推定部６２では、振幅Ｉが大きいほどインダクタンスＬが小さい値であると推定し、推定したインダクタンスＬを高周波電圧発生部５２に出力する。

以上説明した本実施形態によっても、先の第１の実施形態に準じた効果を得ることができる。
＜第４の実施形態＞
以下、第４の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、図６に示すように、トルクが大きくなる場合に、高周波電圧ｖｄｈの重畳処理を一時的に中断する。図６（ａ）は、高周波電圧ｖｄｈの推移を示し、図６（ｂ）は、中断期間Ｔと指令トルクＴｒとの関係を示す。図示されるように、本実施形態では、高周波電圧ｖｄｈを一周期にわたって重畳する毎に中断期間Ｔの間、重畳を中断する。このように、高周波電圧ｖｄｈの重畳を間歇的に行うことで、ノイズの発生頻度を低下させることができ、ひいては音圧の上昇を抑制することができる。

なお、中断期間Ｔは、指令トルクＴｒが大きいほど長く設定される。

以上説明した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（３）指令トルクＴｒが大きい場合に、高周波電圧ｖｄｈの重畳を間歇的に行った。これにより、高周波電流ｉｄｈ，ｉｑｈの流れる頻度を低下させることができ、ひいてはこれに伴うノイズの頻度を低下させることができる。このため、音圧の上昇を好適に抑制することができる。
＜第５の実施形態＞
以下、第５の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、図７に示すように、トルクが大きくなる場合に、高周波電圧ｖｄｈの周波数を拡散する。図７（ａ）は、高周波電圧ｖｄｈの推移を示し、図７（ｂ）は、高周波電流のスペクトルを示し、図７（ｃ）は、周波数を可変とする幅と指令トルクＴｒとの関係を示す。図示されるように、本実施形態では、高周波電圧ｖｄｈの周波数を拡散させることで、高周波電流のスペクトル（周波数に応じた強度）を低減することができる。このため、音圧の最大値の上昇を好適に抑制することができる。

なお、周波数を可変とする幅は、指令トルクＴｒが大きいほど大きく設定される。

以上説明した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（４）指令トルクＴｒが大きい場合に、高周波電圧ｖｄｈの周波数を拡散させた。これにより、音圧の最大値の上昇を好適に抑制することができる。
＜第６の実施形態＞
以下、第６の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

モータジェネレータ１０に磁気飽和が生じると、図８に示すように、モータジェネレータ１０のインダクタンスが最小となる方向がｄ軸方向から乖離する。ここで、図８（ｂ）は、図８（ａ）に示すように振幅を一定としつつあらゆる方向に高周波電圧を重畳したときにモータジェネレータ１０を実際に流れる高周波電流を示している。詳しくは、図８（ｂ）は、モータジェネレータ１０の制御量の制御用の電流ベクトル（指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒ）がｑ軸上の電流ベクトルとなったとき、インダクタンスが最小となる方向がｄ軸方向から上記制御用の電流ベクトル方向側にずれる現象が生じる例を示している。この場合、高周波電圧の重畳によってモータジェネレータ１０を実際に流れる高周波電流のベクトルが上記制御用の電流ベクトル側に偏向する。

本実施形態では、この点を考慮して電気角θを推定する。これは、高周波電流の振幅を想定される振幅にフィードバック制御するための操作量を電気角θとすることで行うことができる。詳しくは、特開２００８−２２００８９号公報に記載されているように、推定ｄ軸方向と推定ｑ軸方向とのそれぞれに高周波電圧を重畳した際にモータジェネレータ１０に流れる電流信号の振幅ｉｈ（ｄ）、ｉｈ（ｑ）の乗算値を目標値にフィードバック制御すべく電気角θを操作することで行うことができる。

図９に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図９では、電気角θの推定処理については、低回転速度時における処理のみを明記している。また、図９において、先の図１に示した処理に対応する処理や部材については便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、高周波電圧発生部５２によって生成される高周波電圧ｖｄｈ、ｖｑｈのそれぞれは、重畳部３４，３５のそれぞれにおいて、指令電圧ｖｄｒ、ｖｑｒのそれぞれに加算される。

一方、高周波振幅算出部６８では、高周波電流ｉｄｈ，ｉｑｈを入力とし、高周波電圧ｖｄｈが重畳される際の電流信号の振幅ｉｈ（ｄ）と、高周波電圧ｖｑｈが重畳される際の電流信号の振幅ｉｈ（ｑ）とをそれぞれ算出して出力する。これら各振幅ｉｈ（ｄ），ｉｈ（ｑ）は、乗算部７０によって乗算される。一方、目標値設定部７２では、実電流ｉｄ，ｉｑと電気角速度ωとを入力として、上記振幅ｉｈ（ｄ），ｉｈ（ｑ）同士の乗算値の目標値を算出する。ここで、実電流ｉｄ，ｉｑは、モータジェネレータ１０のインダクタンスに関する情報を有するパラメータである。換言すれば、高周波電流ｉｄｈ，ｉｑｈの振幅に関する情報を有するパラメータである。偏差算出部７４では、目標値設定部７２によって設定された目標値から乗算部７０の出力する乗算値を減算することで誤差信号Δθを算出する。この誤差信号Δθは、電気角θの推定誤差と相関を有するパラメータである。速度推定部７６では、誤差信号Δθを入力として速度を推定する。ここでは、例えば誤差信号Δθを入力とする比例要素の出力と積分要素の出力との和として電気角速度ωを算出すればよい。こうして推定された電気角速度ωに基づき、積分器７８によって電気角θが推定される。

以上説明した本実施形態によれば、上記第１の実施形態の上記効果に加えて、さらに以下の効果が得られるようになる。

（５）電気角θの推定に際して、モータジェネレータ１０の制御量の制御のための電流情報（ローパスフィルタ２４の出力）を用いた。これにより、磁気飽和にかかわらず、電気角θを高精度に推定することができる。
＜その他の実施形態＞
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

「低減手段について」
高周波電流の振幅の増大を抑制する手法としては、上記各実施形態において例示したものに限らない。例えば図１０に示されるように、ｄ軸正方向、負方向のそれぞれとなる各１回の期間を短縮するものであってもよい。これにより、高周波電流の振幅値が磁気飽和に起因して増大することを抑制または回避することができる。

なお、低減処理としては、上記第１の実施形態において例示した処理、第４の実施形態において例示した処理、第５の実施形態において例示した処理等の１つのみを行うものにも限らない。

「角度推定手段について」
高周波電圧を重畳した際に回転機を実際に流れる高周波電流の振動方向に基づく回転角度の推定手法としては、外積演算を行うものに限らない。例えば上記特許文献１に記載のものであってもよい。

回転機の制御量の制御のために回転機に流れる電流情報を入力として回転角度を推定する手段としては、上記第６の実施形態において例示したものに限らない。例えば、特開２００８−１２５２６０号公報に記載されているように、高周波電圧の重畳に伴う高周波電流の振動方向に基づき推定される回転角度を、上記電流情報から推定される高周波電流信号の振幅の目標値へのフィードバック制御によって補正するものであってもよい。この際、特開２００９−１４８０１７号公報に記載されているように、高周波電圧の振動方向を可変設定してもよい。さらに例えば、特開２００８−２２００８９号公報に記載されているように、高周波電圧の重畳に伴う高周波電流の振動方向に基づき推定される回転角度を、上記第６の実施形態にかかる乗算値のフィードバック制御によって補正するものであってもよい。

なお、上記第１〜第５の実施形態においても、高周波電圧の振幅ｖｈを低減する処理等の本願特有の処理を行うに際しては、磁気飽和に起因してインダクタンスが最小となる方向がｄ軸方向からずれるため、角度の推定精度を高く維持するうえでは、高周波電流の振幅に基づく上記補正処理を追加することが望ましい。逆に、上記高周波電圧の重畳に伴う高周波電流の振動方向に基づき推定される回転角度を、上記電流情報に基づき補正する処理を行う手段を備える場合には、この補正処理が起動される際に上記低減処理を行うことが特に有効である。

ちなみに、回転機の制御量の制御のために回転機に流す電流情報を入力として回転角度を推定する手段としては、上記電流情報に応じた電流信号の振幅値と実際の振幅値との差を縮めるように推定される電気角θを操作するものにも限らない。例えば、電流情報に基づきインダクタンスが最小となる位相角を特定するものであってもよい。

また、高周波電流に基づき算出される電気角θの誤差（外積値ｏｐや誤差信号Δθ）を入力としてこれをゼロに制御すべく電気角θを操作するフィードバック制御器としては、比例要素の出力と積分要素の出力との和の積分値をフィードバック操作量とするものに限らない。例えば上記和自体をフィードバック操作量（電気角θ）とするものであってもよい。また、比例要素の出力と積分要素の出力との和に限らず、例えば比例要素、積分要素および微分要素の各出力の和や、比例要素、積分要素および２重積分要素の各出力の和をフィードバック操作量（または電気角速度ω）とするものであってもよい。

「高回転速度領域における角度推定について」
高回転速度領域における角度推定手法としては、拡張誘起電圧オブザーバを用いるものに限らない。例えば上記高周波電流を用いるものであってもよい。

「電圧印加手段について」
電圧印加手段としては、インバータ１２に限らない。例えば３つ以上の互いに相違する値の電圧を印加する電圧印加手段であって、その出力端子のそれぞれと回転機の端子との間を開閉するスイッチング素子を備えるものであってもよい。回転機の各端子に３つ以上の互いに相違する値の電圧を印加するための電圧印加手段としては、例えば特開２００６−１７４６９７号公報に例示されているものがある。

「そのほか」
・モータジェネレータ１０の最終的な制御量としては、トルクに限らず、例えば回転速度等であってもよい。また、電流ベクトル制御を行うものにも限らず、例えばトルクフィードバック制御を行うものであってもよい。

・構造上、突極性を有する回転機としては、上記モータジェネレータ１０に限らない。例えば同期リラクタンスモータ（ＳｙｎＲＭ）でもよい。

・回転機としては、車載主機に限らない。例えば車載パワーステアリングに搭載される電動機であってもよい。

１０…モータジェネレータ、１２…インバータ、５２…高周波電圧発生部、５６…角度推定部。

Claims (9)

1. 突極性を有する回転機の制御量を制御すべく前記回転機の端子に電圧を印加する電圧印加手段を操作する手段と、前記回転機の電気角とは異なる周期を有して且つ任意の位相角方向に振動する電圧信号を前記回転機の端子に印加される電圧に重畳する重畳手段と、前記重畳された電圧信号によって前記回転機を実際に流れる電流信号に基づき、前記回転機の回転角度を推定する角度推定手段とを備え、前記回転機の制御量を制御するに際し前記推定された回転角度を用いる回転機の制御装置において、
   前記重畳手段は、前記制御量の制御のために前記回転機に流す電流の振幅が大きい場合、前記電圧信号の周期、前記電圧信号の所定周期における平均値および前記電圧信号の周波数スペクトルの最大値の少なくとも１つを低減する低減処理を行う低減手段を備えることを特徴とする回転機の制御装置。
2. 前記低減処理は、前記電圧信号の振幅を低減する処理を含むことを特徴とする請求項１記載の回転機の制御装置。
3. 前記低減処理は、前記電圧信号の重畳を間歇的に行う処理を含むことを特徴とする請求項１記載の回転機の制御装置。
4. 前記低減手段は、前記電圧信号の周波数を拡散させる処理を含むことを特徴とする請求項１記載の回転機の制御装置。
5. 前記低減手段は、前記電流の振幅が大きいために前記回転機のインダクタンスが低下する場合に前記低減処理を行うことを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
6. 前記回転機は、前記制御量の制御のために前記回転機に流す電流の振幅が大きくなることで、インダクタンスが最小となる方向がｄ軸方向からずれるものであり、
   前記角度推定手段は、前記制御量の制御のために前記回転機に流す電流情報を入力として前記回転角度を推定する手段を備え、
   前記低減処理は、前記角度推定手段が前記電流情報を入力として回転角度を推定する際に行なわれることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
7. 前記電圧印加手段は、前記回転機の端子を直流電源の正極および負極のそれぞれに接続するためのスイッチング素子を備えて構成される直流交流変換回路であり、
   前記重畳手段による前記電圧信号の重畳された前記直流交流変換回路の出力線間電圧の基本波振幅は、前記直流電源の電圧よりも小さいことを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
8. 前記重畳手段は、前記回転機の電気角速度が小さいことを条件に前記電圧信号を重畳することを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
9. 前記回転機は、車両に搭載されるものであることを特徴とする請求項１〜８のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。

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