JP2008220089A - 回転機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】磁気飽和が生じると、回転機を流れる電流に基づき回転機の回転角度についての情報を取得することが困難なこと。
【解決手段】高周波電圧設定部４０では、インバータ３４の出力信号にｄ軸方向に振動する電圧信号ｖｈｄｃとｑ軸方向に振動する電圧信号ｖｈｑｃを重畳する。高周波電流検出部４２では、この際に電動機１０を実際に伝播する高周波信号としての電流信号ｉｈα、ｉｈβを抽出する。位置検出部４４では、重畳する高周波信号ｖｈｄｃと実際に伝播する高周波信号との２つの信号の位相差がゼロとなるように仮回転角度θ１を算出する。位置補正部４６では、ｄ軸方向に振動する電圧信号ｖｈｄｃとｑ軸方向に振動する電圧信号ｖｈｑｃとを重畳した際のそれぞれについての実際の伝播する高周波信号の振幅の乗算値と、想定される乗算値との差を縮めるように仮回転角度θ１を補正する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、インバータのスイッチング素子を操作することで構造上突極性を有する回転機を駆動するに際し、前記回転機の電気的な状態量に基づき前記回転機の回転角度についての情報を取得する回転機の制御装置に関する。

この種の制御装置としては、例えば下記特許文献１に見られるように、突極性を有する３相電動機に対するインバータの出力信号の推定ｄ軸方向に高周波信号を重畳し、このとき実際に伝播する周波数信号に基づき回転角度を算出するものも提案されている。すなわち、３相電動機のインダクタンスはｄ軸方向が最小であるため、ｑ軸方向と比較してｄ軸方向には電流が流れやすい。このため、重畳される高周波信号の位相角にかかわらず、実際に伝播する電流信号はｄ軸方向に大きな値を有する信号となる。したがって、推定ｄ軸方向に高周波信号を重畳した際に実際に伝播する周波数信号が推定ｄ軸からずれているなら、推定ｄ軸が実際のｄ軸と異なることがわかる。上記制御装置では、この点に着目し、実際に伝播する周波数信号と推定ｄ軸との差を縮めるように推定ｄ軸を補正することで、回転角度についての情報を取得することができる。
特開２００４−２５４４２３号公報

ところで、電動機の出力するトルクが増大すると、３相電動機内において部分的な磁気飽和が生じることがある。これにより、インダクタンスが最小となるのがｄ軸方向から３相電動機の駆動のための電流のベクトル方向側へと変化する。更にはｄ軸方向とｑ軸方向とでインダクタンスの差がなくなることもある。こうした現象が生じると、上記制御装置では回転角度を適切に算出することができなくなる。特に近年、３相電動機の小型化、高トルク化の要求の高まりによって磁気飽和が生じやすくなってきているため、上記制御装置によっては回転角度を適切に算出することが益々困難なものとなってきている。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、回転機の電気的な状態量に基づき、回転機の回転角度についての情報をより適切に取得することのできる回転機の制御装置を提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。

請求項１記載の発明は、前記取得される回転角度についての情報に基づき、前記回転機の電気角の回転周期とは異なる周期を有して且つｄ軸方向及びｑ軸方向にそれぞれ振動する２つの周波数信号を前記インバータの出力信号に重畳する重畳手段と、前記ｄ軸方向への重畳によって実際に伝播する周波数信号の振動方向に基づき前記回転機の仮の回転角度を算出する仮角度算出手段と、前記周波数信号の少なくともｑ軸方向への重畳によって実際に伝播する周波数信号についての想定される振幅と実際の振幅との差を縮めるように前記仮の回転角度を補正する補正手段とを備えることを特徴とする。

上記発明では、回転機がその構造上、突極性を有するために、位相角によってインダクタンスが異なり、ひいては電流の流れやすさが異なる。このため、実際に伝播する周波数信号は、重畳した周波数信号の位相角にかかわらず電流の流れやすい方向に偏向したものとなる。上記仮角度算出手段は、この偏向態様に基づき、回転角度を算出する。

ただし、上記電流の流れやすさが回転機の構造上の性質に起因するとはいえ、回転機の磁気飽和が生じるときには、電流の流れやすい方向が変化する。このため、電流の流れやすい方向に基づき回転角度を高精度に算出することが困難となるおそれがある。

一方、インバータの出力信号に重畳された周波数信号によって回転機を実際に伝播する周波数信号の振幅は、回転角度に基づく回転機の駆動態様に応じて変化し得る。このため、実際に伝播する周波数信号の振幅が想定される振幅と相違するときには、駆動に際して回転角度として用いられた情報が実際の回転角度と相違すると考えられる。上記発明では、この点に着目し、少なくともｑ軸方向に周波数信号を重畳したときに実際に伝播する周波数信号の振幅と想定される振幅との差を縮めるように回転角度を補正する。このため、回転角度についての情報をより適切に取得することができる。

なお、回転機とは、電動機や発電機のことである。また、回転機を実際に伝播する周波数信号とは、インバータの出力信号に周波数信号を重畳すべく直接操作される電気的な状態量以外の状態量の検出値によって算出される周波数信号のこととする。すなわち、周波数信号を重畳すべくインバータの出力電圧（多相電動機の相電圧）を指令電圧に操作する場合、電圧以外の状態量（例えば電流）の検出値に基づき算出される周波数信号とする。

請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記重畳手段は、前記仮角度算出手段の算出する仮の回転角度に基づき前記周波数信号の重畳を行うことを特徴とする。

磁気飽和が生じているときには、電流の流れやすい方向が変化する。このため、補正手段によって補正された回転角度に基づき磁気飽和が生じていないとの前提でインダクタンスが最小となるｄ軸方向に（構造上インダクタンスが最小となる方向に）周波数信号を重畳したのでは、実際に伝播する周波数信号と重畳した周波数信号との位相角が相違することとなる。このため、仮角度算出手段は、補正手段によって補正される回転角度が正しいにもかかわらず、これを補正するように回転角度を算出することとなり、正確に回転角度を算出することができない。

ここで、上記発明では、仮角度算出手段によって算出される回転角度に基づき周波数信号の重畳を行う。これにより、仮角度算出手段が磁気飽和にかかわらずインダクタンスが最小となる方向をｄ軸方向とするように仮の回転角度を算出するなら、重畳される周波数信号と実際に伝播する周波数信号との位相角を一致させることができる。そして、補正手段では、磁気飽和の有無にかかわらず、仮角度算出手段によって算出される回転角度の誤差を補正するため、回転角度を高精度に算出することができる。

請求項３記載の発明は、請求項１又は２記載の発明において、前記補正手段は、前記ｄ軸方向及び前記ｑ軸方向への重畳によって実際に伝播する各周波数信号についての想定される振幅の乗算値である目標値と実際の乗算値との差を縮めるように前記補正を行うことを特徴とする。

ｄ軸方向やｑ軸方向への重畳によって実際に伝播する周波数信号の振幅よりも、これら振幅の乗算値の方が、回転角度に基づく回転機の駆動の態様の変化に応じた変化が顕著である。このため、回転角度に誤差がある場合、上記いずれかの振幅が想定される振幅からずれるずれ度合いよりも、実際の乗算値がその目標値からずれるずれ度合いの方が大きくなる。このため、上記発明によれば、実際の乗算値と目標値とのずれを用いることで、角度誤差を高精度に検出することができる。

請求項４記載の発明は、請求項３記載の発明において、前記補正手段は、前記実際の乗算値と前記目標値との差がゼロとなるように前記補正を行うことを特徴とする。

駆動に用いる回転角度が正しい値となっているなら、上記実際の乗算値と目標値とは一致すると考えられる。この点、上記発明では、実際の乗算値を目標値と一致させることで、回転角度を高精度に算出することができる。

請求項５記載の発明は、請求項３記載の発明において、前記補正手段は、前記実際の乗算値を前記目標値で除算した値が略「１」となるように前記補正を行うことを特徴とする。

回転機の都度の運転状態に応じて目標値が変化するため、実際の乗算値と目標値とのずれ量は、回転角度誤差のみならず、回転機の都度の運転状態に依存する。このため、実際の乗算値と目標値との差に基づきこれをゼロとするように制御する場合には、回転角度を真の値に制御する際のゲインが回転機の都度の運転状態に依存して変動するおそれがある。これに対し、実際の乗算値を目標値にて除算した除算値は、回転機の都度の運転状態にかかわらず回転角度の誤差がないときに「１」となる。このため、回転角度の誤差を、除算値と「１」との離間度合いとして定量化することができ、しかも、この離間度合いは、回転機の都度の運転状態による依存性が好適に抑制されたものとなる。このため、上記発明では、回転角度を真の値に制御する際のゲインの変動を極力抑制又は回避することができる。

請求項６記載の発明は、請求項１又は２記載の発明において、前記補正手段は、前記ｄ軸方向への重畳によって実際に伝播する周波数信号の振幅による前記ｑ軸方向への重畳によって実際に伝播する周波数信号の振幅の実際の除算値が前記想定される振幅の除算値である目標値となるように前記補正を行うことを特徴とする。

回転角度に誤差がないなら、ｄ軸方向への重畳によって実際に伝播する周波数信号の振幅と、ｑ軸方向への重畳によって実際に伝播する周波数信号の振幅との双方ともに、想定される値と一致すると考えられる。このため、回転角度に誤差がないなら、ｄ軸方向への重畳によって実際に伝播する周波数信号の振幅によるｑ軸方向への重畳によって実際に伝播する周波数信号の振幅の除算値についても想定される振幅の比によって定まる目標値と一致すると考えられる。上記発明では、この点に着目し、仮の回転角度を補正することができる。

請求項７記載の発明は、請求項６記載の発明において、前記重畳手段は、前記ｄ軸方向の周波数信号の振幅と前記ｑ軸方向の周波数信号の振幅とを互いに等しく設定するものであり、前記目標値を「０」より大きく「１」未満の値に設定する。

回転機にあってはその突極性が消失することがある。そしてこの場合には、回転機のインダクタンスの大きさが全ての方向において均一化される。このため、ｄ軸方向への重畳によって実際に伝播する周波数信号の振幅とｑ軸方向への重畳によって実際に伝播する周波数信号の振幅とが等しくなり、仮角度算出手段による仮の回転角度の算出ができなくなる。

ここで、上記発明では、「１」未満の目標値に基づき算出される回転角度を用いることで、ｄ軸方向への重畳によって実際に伝播する周波数信号の振幅とｑ軸方向への重畳によって実際に伝播する周波数信号の振幅とが等しくならないように回転機が制御されるようになる。このため、突極性が消失する運転状態となることを回避することができる。

請求項８記載の発明は、請求項１又は２記載の発明において、前記補正手段は、前記ｑ軸方向への重畳によって実際に伝播する周波数信号として想定される振幅である目標値と実際の振幅との差がゼロとなるように前記補正を行うことを特徴とする。

回転角度に誤差がないなら、ｑ軸方向への重畳によって実際に伝播する周波数信号の振幅が想定される値と一致すると考えられる。上記発明では、この点に着目し、ｑ軸方向への重畳によって実際に伝播する周波数信号の振幅と目標値との差をゼロとするように仮の回転角度を補正することで、回転角度を高精度に算出することができる。

請求項９記載の発明は、請求項３〜８のいずれかに記載の発明において、前記目標値は、前記回転機のトルク及びその相当量に基づき設定されてなることを特徴とする。

実際に伝播する周波数信号の振幅は、回転機のトルクに応じて変化する。この点、上記発明では、このトルク及びトルク相当量に基づき、想定される振幅によって定まる目標値を適切に設定することができる。

請求項１０記載の発明は、請求項９記載の発明において、前記目標値は、前記回転機のトルク及びその相当量のいずれかに加えて、前記回転機の駆動のための電流の位相角及び前記回転機の回転速度の少なくとも一方に基づき設定されてなることを特徴とする。

実際に伝播する周波数信号の振幅は、大きくは回転機のトルクに応じて変化するものの、トルクによっては一義的に定まらず、駆動のための電流の位相角や回転速度に依存する。この点、上記発明では、これらを加味することで、目標値をより高精度に定めることができる。

なお、振幅は、駆動のために実際に流れる電流に依存するものではあるが、駆動のための指令電流も駆動のために実際に流れる電流と相関を有するため、駆動のための電流には、駆動のための指令電流も含まれるものとする。

なお、請求項１〜１０のいずれかに記載の発明は、請求項１１記載の発明によるように、前記仮角度算出手段は、前記実際に伝播する周波数信号と前記重畳手段による周波数信号との２つのベクトル信号に基づき、角度誤差と相関を有するパラメータである角度誤差相関量を算出する手段と、該角度誤差相関量に基づき前記回転機の回転速度を算出する手段と、該算出される回転速度の積分値に基づき前記仮の回転角度を算出する手段とを備えることを特徴としてもよい。

請求項１２記載の発明は、前記取得される回転角度についての情報に基づき、前記回転機の電気角の回転周期とは異なる周期を有して且つ任意の位相角方向に振動する周波数信号を前記インバータの出力信号に重畳する重畳手段と、前記重畳によって前記回転機を実際に伝播する周波数信号と前記重畳した周波数信号との２つのベクトル信号の外積値が前記磁気飽和の度合いに応じて設定される所定値となるように前記回転角度を算出する算出手段とを備えることを特徴とする。

重畳によって実際に伝播する周波数信号と重畳した周波数信号との２つのベクトル信号の外積値は、これらベクトル信号の角度差と相関を有するパラメータである。ここで、実際に伝播する周波数信号であるベクトル信号は、重畳した周波数信号であるベクトル信号に対して、回転機のインダクタンスが最小となる方向に偏向したものとなる。そして、回転機のインダクタンスが最小となる方向は、回転機の磁気飽和度合いに応じて変化する。このため、回転角度が正しく算出されているときであっても、上記外積値は、磁気飽和度合いに応じて変化する。

ここで、上記発明では、磁気飽和度合いに応じて外積値が取るであろう所定値を設定し、外積値が所定値となるように回転角度を算出する。このため、外積値が所定値となるときには、回転角度は正しく算出されていると考えられる。

請求項１３記載の発明は、請求項１２記載の発明において、前記算出手段は、前記所定値を、前記回転機のトルク若しくは前記回転機を流れる電流又はそれらの指令値に応じて可変設定することを特徴とする。

回転角度が正しく算出されているときの上記外積値は、回転機のトルクに応じて変化する。一方、回転機を流れる電流によって回転機のトルクが定まる。この点、上記発明では、回転機のトルクやトルクと相関を有するパラメータを用いることで、回転角度が正しく算出されているときに想定される外積値として上記所定値を適切に設定することができる。

なお、請求項１２又は１３記載の発明は、請求項１４記載の発明によるように、前記算出手段は、前記外積値及び前記所定値に基づき前記回転機の回転速度を算出する手段と、該算出される回転速度の積分値に基づき回転角度を算出する手段とを備えることを特徴とするようにしてもよい。

（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる回転機の制御装置をハイブリッド車に搭載される３相電動機の制御装置に適用した第１の実施の形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に、本実施形態にかかる制御システムの全体構成を示す。

図示される電動機１０は、埋め込み磁石同期モータ（ＩＰＭＳＭ）である。すなわち、図２に示すように、電動機１０のロータ１０ａは、鉄のボディに永久磁石が埋め込まれて構成されている。

先の図１に示すαβ変換部２０は、電動機１０を実際に流れる電流のうちのＵ相の実電流ｉｕ及びＶ相の実電流ｉｖに基づき、電動機１０を流れる電流を、静止座標系の電流、すなわちα軸及びβ軸の電流ベクトル成分に変換する部分である。ここでは、例えば、Ｕ相をα軸と同位相角とし、これと直交するようにβ軸を定める。

ｄｑ変換部２２は、α軸上の実電流ｉα及びβ軸上の実電流ｉβを、回転座標系の電流、すなわちｄ軸上の実電流ｉｄ及びｑ軸上の実電流ｉｑに変換する部分である。この変換に際しては、電動機１０の出力軸の回転角度θを用いる。より正確には、回転角度θは、電気角であり、α軸を基準としたｄ軸正方向の回転角度である。この際、ローパスフィルタにより、上記αβ変換部２０の出力から後述する高周波成分を除去する処理をも行なう。このため、ｄｑ変換部２２は、電動機１０を実際に流れる電流のうち、駆動に使用されるｄ軸成分及びｑ軸成分の電流を抽出することとなる。

指令電流設定部２４は、電動機１０に対する要求トルクＴｄに基づき、ｄ軸上での指令電流ｉｄｃ及びｑ軸上での指令電流ｉｑｃを設定する部分である。

指令電圧設定部２６は、指令電流ｉｄｃ及び指令電流ｉｑｃ並びに実電流ｉｄ及び実電流ｉｑに基づき、ｄ軸上での指令電圧ｖｄｃ及びｑ軸上での指令電圧ｖｑｃを算出する部分である。この変換は、基本的には、ｄ軸上での実電流ｉｄの指令電流ｉｄｃへのフィードバック制御、及びｑ軸上での実電流ｉｑの指令電流ｉｑｃへのフィードバック制御によって行われる。このフィードバック制御は、例えば比例積分制御とすればよい。また、本実施形態では、周知の非干渉化制御を併用する。すなわち、本実施形態では、フィードバック制御及び非干渉化制御によって、指令電圧ｖｄｃ、ｖｑｃを設定する。なお、非干渉化制御に際しては、回転速度ωを用いる。

αβ変換部２７では、ｄ軸上での指令電圧ｖｄｃ及びｑ軸上での指令電圧ｖｑｃを、α軸上での指令電圧ｖαｃとβ軸上での指令電圧ｖβｃとに変換する。この変換に際しては、回転角度θが用いられる。

３相変換部２８は、α軸上の指令電圧ｖαｃに応じた加算器３０ａの出力と、β軸上の指令電圧ｖβｃに応じた加算器３０ｂの出力とを、ｕ相の指令電圧ｖｕｃ、ｖ相の指令電圧ｖｖｃ、及びｗ相の指令電圧ｖｗｃに変換する部分である。

ＰＷＭ信号生成部３２では、指令電圧ｖｕｃ、ｖｖｃ，ｖｗｃの電圧を電動機１０に印加するためのインバータ３４の操作信号を生成する部分である。これにより、インバータ３４のスイッチング素子ＳＷが操作され、高圧バッテリ３６の電圧が電動機１０に印加されるようになる。

次に、本実施形態にかかる電動機１０の回転角度θの取得にかかる処理について説明する。

本実施形態では、電動機１０を駆動する際、電動機１０の電気角の回転周期よりも短い周期の高周波信号をインバータ３４の出力に重畳する。換言すれば、上記指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃに応じて実際に電動機１０を流れる電流の周期よりも短い周期の高周波信号を重畳する。そして、これにより電動機１０を実際に伝播する高周波信号に基づき、電動機１０の回転角度θを算出する。これは、電動機１０が突極性を有することに鑑みてなされるものである。

すなわち、電動機１０は、その構造上、突極性を有するために、ｄ軸方向のインダクタンスが最小であり、ｑ軸方向のインダクタンスが最大となっている。したがって、ｑ軸方向よりもｄ軸方向の方が電流が流れやすいために、上記高周波信号を重畳する際、電動機１０を実際に伝播する高周波信号は、ｄ軸方向に偏向する。具体的には、図３（ａ）に示すように、推定されるｄ軸（推定ｄ軸）が実際のｄ軸（実ｄ軸）に対して進角している場合には、推定ｄ軸方向に高周波信号（図中、１点鎖線）を重畳する際、実際に伝播する高周波信号の方向（図中、実線）は、実ｄ軸側に偏向するために、推定ｄ軸に対して遅角側にずれる。また、図３（ｂ）に示すように、推定ｄ軸と実ｄ軸とが一致する場合には、推定ｄ軸方向に高周波信号（図中、１点鎖線）を重畳する際、実際に伝播する高周波信号の方向（図中、実線）は、推定ｄ軸と一致する。更に、図３（ｃ）に示すように、推定ｄ軸が実ｄ軸に対して遅角している場合には、推定ｄ軸方向に高周波信号（図中、１点鎖線）を重畳する際、実際に伝播する高周波信号の方向（図中、実線）は、実ｄ軸側に偏向するために、推定ｄ軸に対して進角側にずれる。

上記性質を利用すれば、ｄ軸を推定算出することができ、ひいては回転角度θを算出することができる。すなわち、実際に高周波信号が伝播する方向を推定ｄ軸方向としつつ高周波信号の重畳を繰り返すことで、重畳する高周波信号の位相角を実際に伝播する高周波信号の位相角に一致させることができ、ひいては、推定ｄ軸を実ｄ軸と一致させることができる。

具体的には、先の図１に示すように、高周波電圧設定部４０では、ｄ軸方向の高周波信号としての電圧信号ｖｈｄｃを、αβ変換部４１に出力する。αβ変換部４１では、電圧信号ｖｈｄｃを、α軸上の電圧信号ｖｈαｃとβ軸上の電圧信号ｖｈβｃとに変換し、上記加算器３０ａ，３０ｂに出力する。このため、３相変換部２８には、指令電圧ｖαｃ，ｖβｃに電圧信号ｖｈｄｃが重畳された信号が入力されることとなる。一方、高周波電流検出部４２は、α軸上の実電流ｉαとβ軸上の実電流ｉβとの高周波成分のみを抽出する。すなわち、電動機１０に実際に伝播する高周波信号としてのα軸上の電流信号ｉｈαとβ軸上の電流信号ｉｈβとを生成し出力する。位置検出部４４は、上記αβ変換部４１の出力する電圧信号ｖｈαｃ，ｖｈβｃと高周波電流検出部４２の出力する電流信号ｉｈα，ｉｈβとの位相角の差を低減するように仮回転角度θ１を算出する。図４に、位置検出部４４の構成を示す。

図示されるように、外積値算出部４４ｂは、α軸及びβ軸上での成分に基づき、電圧信号ｖｈｄｃのベクトル信号（電圧信号ｖｈαｃ，ｖｈβｃ）と電流信号ｉｈα，ｉｈβのベクトル信号との外積の値を算出する。この外積値は、電圧信号ｖｈｄｃと、これを重畳したときに電動機１０を実際に伝播する電流信号ｉｈｄとの位相角の差と相関を有するパラメータである。このため、この外積をゼロとすることができれば、高周波電圧設定部４０の出力する電圧信号ｖｈｄｃを、インダクタンスが最小の方向に重畳することができると考えられる。本実施形態では、ＰＩ制御部４４ｃによって外積値算出部４４ｂの出力に基づく比例項及び積分項の和を算出し、これを仮回転角度θ１として出力する。そして、αβ変換部４１では、仮回転角度θ１に基づき、αβ変換を行う。これにより、電圧信号ｖｈｄｃは、インダクタンスが最小となると想定される方向に重畳される。そして、電圧信号ｖｈｄｃの重畳方向が実際にインダクタンスが最小となる方向となるなら、上記外積値がゼロとなると考えられる。

ところで、電動機１０の出力トルクが増大すると、電動機１０における電流の流通態様によっては部分的に磁気飽和が生じることがある。以下、図５に基づきこれについて説明する。図５（ｂ）及び図５（ｃ）は、図５（ａ）に示すように振幅を一定としつつあらゆる方向に高周波信号を重畳したときに実際に伝播する高周波信号を示している。すなわち、図５（ｂ）は、電動機１０の駆動用の電流ベクトル（指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃ）がｑ軸上の電流ベクトルとなったとき、インダクタンスが最小となる方向がｄ軸方向から上記駆動用電流ベクトル方向側にずれる現象が生じる例を示している。この場合、高周波信号の重畳によって電動機１０を実際に伝播するベクトル信号が駆動用の電流ベクトル側に偏向する。また、図５（ｃ）は、電動機１０の駆動用の電流ベクトル（指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃ）がｑ軸上の電流ベクトルとなったとき、インダクタンスがどの方向でも同一となる現象が生じる例を示している。ここで、図５（ｃ）に示す現象よりも図５（ｂ）に示す現象の方が、出力トルクが大きい領域で生じる傾向にある。

図５（ｂ）に示す現象が生じると、仮回転角度θ１をｄ軸方向とすることはできない。また、図５（ｃ）に示す現象が生じると、インダクタンスの差を利用した回転角度の検出手法自体が無力化する。ここで、本実施形態において、図５（ｂ）に示した現象に対処する手法について説明する。

図６に、駆動用の実際の電流ベクトルの位相角と、ｄ軸方向及びｑ軸方向に高周波信号を重畳したときの電動機１０を実際に伝播する高周波信号の振幅及びこれらの乗算値との関係を示す。詳しくは、１点鎖線にて、ｄ軸方向に高周波信号を重畳したときの電動機１０を実際に伝播する高周波信号ｉｈｄの振幅を示し、２点鎖線にて、ｑ軸方向に高周波信号を重畳したときの電動機１０を実際に伝播する高周波信号ｉｈｑの振幅を示し、実線にて、これら２つの振幅の乗算値を示す。なお、高周波信号の振幅を、本実施形態では、αβ軸上での高周波信号ベクトルの長さとによって表現するが、これに限らず、例えばｄｑ軸上での高周波信号ベクトルの長さとしたり、ＵＶＷ相上での高周波信号の振幅としてもよい。

図示されるように、駆動用の電流ベクトルの位相角によって各高周波信号の振幅は変化する。このため、実際の振幅値が図６に示す値からずれるときには、駆動用の電流の位相角として実際の位相角からずれた値を認識していると考えられる。換言すれば、実際の回転角度に対してずれた回転角度を電動機１０の回転角度（正確には電気角）と認識していると考えられる。このため、実際の振幅値と図６に示す値との差を縮めるように、上記位置検出部４４の出力する仮回転角度θ１を補正するなら、補正後の回転角度θは、真の電気角度に高精度に追従したものとなると考えられる。

特に、図６に示されるように、上記乗算値は、各振幅と比較して、駆動用の電流ベクトルの位相角の変化に対する変化量が大きくなっている。このため、高周波信号の振幅と図６に示す値との差を検出するよりも、実際の乗算値と図６に示す乗算値との差を検出する方が、回転角度の誤差を高精度に検出することができると考えられる。

そこで、本実施形態では、ｄ軸方向及びｑ軸方向に高周波信号を重畳するとともに、これらの重畳によって実際に伝播する高周波信号の振幅の実際の乗算値と図６に示す乗算値（目標乗算値）との差をゼロとするように、上記仮回転角度θ１を補正する。すなわち、先の図１に示す高周波電圧設定部４０では、上記ｄ軸方向の電圧信号ｖｈｄｃを出力するのみならず、これと異なるタイミングにて、ｑ軸方向の電圧信号ｖｈｑｃをも出力する。また、先の図１に示すように、上記実際の乗算値と目標乗算値との差をゼロとするように仮回転角度θ１を補正する位置補正部４６を備える。図７に、位置補正部４６の構成を示す。

トルク推定部４６ａは、実電流ｉｄ，ｉｑに基づき、電動機１０の出力トルクの推定値Ｔｅを算出する部分である。位相角算出部４６ｂは、電動機１０の駆動用の電流ベクトル（実電流ｉｄ，ｉｑの作る電流ベクトル）の位相角φを算出する部分である。目標乗算値設定部４６ｃは、先の図６に示した関係情報に基づき、電動機１０の駆動用のベクトルの位相角φとトルクの推定値Ｔｅと回転速度ωとに基づき、目標乗算値を算出する部分である。すなわち、目標乗算値は、位相角φのみならず、出力トルクや回転速度ωに依存するために、これら３つのパラメータに基づき目標乗算値を設定する。

乗算値算出部４６ｄは、上記高周波電圧設定部４０によってｄ軸方向の電圧信号ｖｈｄｃが出力される際に高周波電流検出部４２によって抽出される高周波信号ｉｈｄの振幅ｉｈｎと、高周波電圧設定部４０によってｑ軸方向の電圧信号ｖｈｑｃが出力される際に高周波電流検出部４２によって抽出される高周波信号ｉｈｑの振幅ｉｈｎとの乗算値を算出する。ずれ量算出部４６ｅは、乗算値算出部４６ｄの出力する実際の乗算値と上記目標乗算値との差を算出する部分である。補正量算出部４６ｆは、実際の乗算値を目標乗算値に追従させるべく、仮回転角度θ１の補正量Δθを算出する部分である。ここでは例えば、上記ずれ量算出部４６ｅの出力信号の比例項及び積分項の和によって補正量Δθを算出すればよい。

図８に、本実施形態にかかる回転角度θの算出にかかる処理の手順を示す。この処理は、マイクロコンピュータ等により、例えば所定周期で繰り替えし実行される。

この一連の処理では、ステップＳ１０において、ｄ軸方向に電圧信号ｖｈｄｃを重畳する。続くステップＳ１２においては、上記ステップＳ１０において電圧信号ｖｈｄｃを重畳することで電動機１０を実際に伝播する高周波信号ｉｈｄ（電流信号ｉｈα、ｉｈβ）を検出する。続くステップＳ１４においては、重畳した高周波信号（電圧信号ｖｈｄｃ）及び検出される高周波信号（電流信号ｉｈα、ｉｈβ）に基づき、仮回転角度θ１を算出する。更に、ステップＳ１６においては、ｑ軸方向に電圧信号ｖｈｑｃを重畳する。続くステップＳ１８においては、上記ステップＳ１６において電圧信号ｖｈｑｃを重畳することで電動機１０を実際に伝播する高周波信号ｉｈｑ（電流信号ｉｈα、ｉｈβ）を検出する。

続くステップＳ２０においては、電動機１０の駆動用の電流ベクトル（実電流ｉｄ、ｉｑ）の位相角φ及び出力トルクＴｅの推定値に基づき、目標乗算値を算出する。そして、ステップＳ２２においては、ステップＳ１２において抽出された高周波信号の振幅とステップＳ１８において抽出された高周波信号の振幅との乗算値を算出する。すなわち、ステップＳ１２及びステップＳ１８において抽出されるベクトル信号（電流信号ｉｈα、ｉｈβ）の長さの最大値として振幅を算出し、次に、これら振幅の乗算値を算出する。そして、ステップＳ２４においては、ステップＳ２２において算出される実際の乗算値とステップＳ２０において算出される目標乗算値とに基づき、上記補正量Δθを算出する。そして、ステップＳ２６においては、回転角度θを、仮回転角度θ１と補正量Δθとの和として算出する。

上記処理により、電動機１０に磁気飽和が生じた場合であっても、回転角度θを高精度に算出することができる。すなわち、図９に示すように、磁気飽和が生じることでインダクタンスが最小となる位相角がｄ軸からずれたものとなるため、仮回転角度θ１がゼロとなる方向がｄ軸方向ではなくなる。しかし、上記補正量Δθによって仮回転角度θ１を補正することで、回転角度θがゼロとなる方向をｄ軸方向と一致させることができる。

この際、本実施形態では、仮回転角度θ１に基づき高周波信号（電圧信号ｖｈｄｃ，ｖｈｑｃ）を設定した。これにより、回転角度θを真の値として収束させることが可能となる。これに対し、最終的な回転角度θに基づき高周波信号（電圧信号ｖｈｄｃ）を設定する場合には、電動機１０に磁気飽和が生じているときであっても、高周波信号の重畳方向は真のｄ軸方向となり、インダクタンスが最小な方向ではなくなる。このため、重畳する高周波信号（電圧信号ｖｈｄｃ）と実際に伝播する高周波信号とには位相差が生じる。このため、位置検出部４４では、仮回転角度θ１を変更することとなり、ひいては回転角度θが正しい値にもかかわらず変更されることとなる。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）ｄ軸方向及びｑ軸方向への重畳によって実際に伝播する各高周波信号についての想定される振幅の乗算値である目標乗算値と実際の乗算値との差を縮めるように仮回転角度θ１を補正した。これにより、電動機１０に磁気飽和が生じるときであっても、回転角度θを高精度に算出することができる。特に、乗算値を用いることで、電動機１０の駆動のための電流ベクトルの位相角の変化に対する目標乗算値の変化量を大きくすることができ、ひいては角度誤差に対する実際の乗算値と目標乗算値との差の変化を大きくすることができる。このため、仮回転角度θ１の補正を高精度に行うことができる。

（２）仮回転角度θ１に基づき、高周波信号（電圧信号ｖｈｄｃ）の重畳を行った。これにより、重畳される電圧信号ｖｈｄｃと実際に伝播する高周波信号との位相角を一致させることができる。このため、位置補正部４６によって仮回転角度θ１が補正されることで算出される回転角度θが正しい値であるにもかかわらず、位置検出部４４によってこれが補正されることを回避することができる。

（３）実際の乗算値と目標乗算値との差がゼロとなるように仮回転角度θ１の補正を行った。これにより、回転角度θ１を高精度に算出することができる。

（４）目標乗算値を、電動機１０のトルクの推定値Ｔｅに基づき設定した。これにより、電動機１０のトルクに依存した変化を目標乗算値に反映させることができる。

（５）トルクの推定値Ｔｅに加えて、更に、電動機１０の駆動のための電流の位相角及び回転速度ωに基づき目標乗算値を設定した。これにより、目標値をより高精度に定めることができる。

（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１０に、本実施形態にかかる位置補正部４６の構成を示す。なお、図１０において、先の図７に示した処理と対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。

本実施形態では、目標乗算値による実際の乗算値の除算値を「１」とするように仮回転角度θ１を補正する。すなわち、除算部４６ｇにおいて、目標乗算値設定部４６ｃの設定する目標乗算値による乗算値算出部４６ｄの算出する乗算値の除算値を算出する。そして、偏差算出部４６ｈでは、除算値から「１」を減算した値を算出する。そして、補正量算出部４６ｆでは、この減算値に基づき、補正量Δθを算出する。なお、補正量算出部４６ｆは、例えば減算値の比例積分演算により補正量Δθを算出すればよい。

上記処理によれば、電動機１０の運転状態による補正量Δθの算出ゲインの変動を抑制することができる。すなわち、電動機１０を実際に伝播する高周波信号の振幅は、電動機１０の駆動のための電流の位相角や出力トルクに依存するため、目標乗算値もこれら位相角や出力トルクに応じて変化する。このため、仮回転角度θ１に含まれる誤差量が同一であっても、目標乗算値と実際の乗算値との差は一義的に定まらず、位相角や出力トルクに依存して変動する。このことは、補正量Δθの算出ゲインが、位相角や出力トルクによって変動することを意味する。

これに対し、本実施形態では、実際の乗算値を目標乗算値にて除算することでこれを「１」に規格化することができる。このため、仮回転角度θ１に含まれる誤差量が同一であるときにおける、上記除算値と「１」との差を略一定とすることができる。このため、補正量Δθの算出ゲインの変動を抑制することができる。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）、（２）、（４）、（５）に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（６）実際の乗算値を目標乗算値で除算した値が略「１」となるように仮回転角度θ１を補正した。これにより、回転角度θを真の値に制御する際のゲインの変動を極力抑制又は回避することができる。

（第３の実施形態）
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１１に、本実施形態にかかる位置補正部４６の構成を示す。なお、図１１において、先の図７に示した処理と対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。

本実施形態では、ｑ軸方向に高周波信号（電圧信号ｖｈｑｃ）を重畳した際に電動機１０を実際に伝播する高周波信号の振幅と先の図６に示した想定される振幅値との差を縮めるように仮回転角度θ１を補正する。すなわち、ｑ軸目標振幅値設定部４６ｉでは、トルクの推定値Ｔｅと位相角φとに基づき、ｑ軸方向に高周波信号（電圧信号ｖｈｑｃ）を重畳した際に電動機１０を伝播する実際の高周波信号の振幅値（目標振幅値：先の図６の２点鎖線）を算出する。そして、ずれ量算出部４６ｅでは、上記高周波電圧設定部４０によってｑ軸方向の高周波信号（電圧信号ｖｈｑｃ）が出力されるたびに、高周波電流検出部４２によって抽出される高周波信号の振幅と目標振幅値との差を算出する。そして、補正量算出部４６ｆでは、ずれ量算出部４６ｅの出力を例えば比例積分演算するなどして、補正量Δθを算出する。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（２）、（４）、（５）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（７）ｑ軸方向に高周波信号（電圧信号ｖｈｑｃ）を重畳することで電動機１０に実際に伝播する高周波信号についての目標振幅値と実際の振幅値との差がゼロとなるように仮回転角度θ１を補正した。これにより、回転角度θを高精度に算出することができる。特に、先の図６に例示したデータによれば、ｑ軸方向に高周波信号（電圧信号ｖｈｑｃ）を重畳する際に電動機１０を実際に伝播する高周波信号の振幅は、ｄ軸方向に高周波信号（電圧信号ｖｈｄｃ）を重畳する際に電動機１０を実際に伝播する高周波信号の振幅と比較して、駆動のための電流ベクトルの位相角の変化に対する変化量が大きい。このため、ｄ軸方向に高周波信号（電圧信号ｖｈｄｃ）を重畳する際に電動機１０を実際に伝播する高周波信号の振幅を用いる場合と比較して、回転角度θの誤差をより高精度に検出することができる。

（第４の実施形態）
以下、第４の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、ｄ軸方向に高周波信号（電圧信号ｖｈｄｃ）を重畳した際に電動機１０を実際に伝播する高周波信号の振幅によってｑ軸方向に高周波信号（電圧信号ｖｈｑｃ）を重畳した際に電動機１０を実際に伝播する高周波信号の振幅を除算した値についての目標値（目標除算値）と実際の除算値との差をゼロとするように仮回転角度θ１を補正する。図１２には、実線にて先の図６の乗算値に代えて、上記除算値（目標除算値）と位相角との関係を示す。図示されるように、駆動用の電流ベクトルの位相角の変化に対する除算値の変化量は、上記乗算値の場合より小さい。しかし、除算値を用いる場合には、目標乗算値を「１」未満の値に設定することで、先の図５（ｃ）に示した現象を回避できるというメリットがある。

すなわち、先の図５（ｃ）に示した現象、すなわち電動機１０のインダクタンスがいずれの方向においても同一となる現象が生じる場合、ｄ軸方向に重畳する高周波信号（電圧信号ｖｈｄｃ）の振幅とｑ軸方向に重畳する高周波信号（電圧信号ｖｈｑｃ）の振幅とが互いに等しいなら、上記除算値は、「１」となる。このため、目標除算値を「１」未満とするなら、電動機１０のインダクタンスがいずれの方向においても同一となる状態、すなわち突極性の消失する状態を回避するように電動機１０が駆動されることとなる。このため、突極性の消失によって仮回転角度θ１の算出ができなくなる事態を回避することができる。

図１３に、本実施形態にかかる位置補正部４６の構成を示す。なお、図１３において、先の図７に示した処理と対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。

目標除算値設定部４６ｊでは、トルクの推定値Ｔｅ及び位相角φに基づき、ｄ軸方向に高周波信号（電圧信号ｖｈｄｃ）を重畳した際に電動機１０を実際に伝播する高周波信号の振幅によってｑ軸方向に高周波信号（電圧信号ｖｈｑｃ）を重畳した際に電動機１０を実際に伝播する高周波信号の振幅を除算した目標値（目標除算値）を算出する。一方、除算値算出部４６ｋでは、上記高周波電圧設定部４０によってｄ軸方向の電圧信号ｖｈｄｃが出力される際に高周波電流検出部４２によって抽出される高周波信号の振幅によって、高周波電圧設定部４０によってｑ軸方向の電圧信号ｖｈｑｃが出力される際に高周波電流検出部４２によって抽出される高周波信号の振幅の除算値を算出する。そして、ずれ量算出部４６ｅは、除算値算出部４６ｋの出力する実際の除算値と上記目標除算値との差を算出する。補正量算出部４６ｆは、実際の除算値を目標除算値に追従させるべく、仮回転角度θ１の補正量Δθを算出する。ここでは例えば、上記ずれ量算出部４６ｅの出力信号の比例項及び積分項によって補正量Δθを算出すればよい。

なお、上記高周波電圧設定部４０の出力する電圧信号ｖｈｄｃの振幅と電圧信号ｖｈｑｃの振幅とは、互いに等しく設定する。そして、目標除算値設定部４６ｊでは、目標除算値を、「０」より大きく「１」未満の値として設定する。これにより、電動機１０は、突極性の消失を回避するように制御されるようになる。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）、（２）、（４）、（５）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（８）ｄ軸方向への高周波信号（電圧信号ｖｈｄｃ）の重畳によって電動機１０を実際に伝播する高周波信号の振幅によるｑ軸方向への高周波信号（電圧信号ｖｈｑｃ）の重畳によって電動機１０を実際に伝播する高周波信号の振幅の実際の除算値が目標除算値となるように仮回転角度θ１を補正した。これにより、回転角度θを高精度に算出することができる。

（９）上記高周波電圧設定部４０の出力する電圧信号ｖｈｄｃの振幅と電圧信号ｖｈｑｃの振幅とを互いに等しく設定して且つ、上記目標除算値を「０」より大きく「１」未満の値に設定した。これにより、突極性が消失する運転状態となることを回避することができる。

（第５の実施形態）
以下、第５の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１４に、本実施形態にかかる制御システムの全体構成を示す。

本実施形態では、高周波電圧設定部４０の出力する高周波信号（電圧信号ｖｈｄｃ，ｖｈｑｃ）と、高周波電流検出部４２の出力する高周波信号との外積値に基づき、回転速度ωを算出し、これに基づき仮回転角度θ１を算出する。このため、本実施形態では、位置／速度検出部４５を備えている。図１５に、位置／速度検出部４５の構成を示す。

外積値算出部４５ａは、高周波電圧設定部４０の出力する高周波信号（電圧信号ｖｈｄｃ，ｖｈｑｃ）と、高周波電流検出部４２の出力する高周波信号との外積値を、αβ軸上の成分によって算出する。速度算出部４５ｂは、上記外積値に基づき、回転速度ωを算出する。そして、仮角度算出部４５ｃでは、回転速度ωに基づき、仮回転角度θ１を算出する。

ここで、速度算出部４５ｂにおいて、外積値の比例積分演算により回転速度ωを算出し、仮角度算出部４５ｃにおいて回転速度ωの積分演算により仮回転角度θ１を算出するなら、電動機１０の回転速度ωが上昇する加速時等にあっても、回転速度ωが不安定化することを回避することができる。

なお、速度算出部４５ｂについては、外積値の比例積分演算に限らず、例えば比例積分微分演算を行って回転速度ωを算出してもよい。

（第６の実施形態）
以下、第６の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１６に、本実施形態にかかる制御システムの全体構成を示す。なお、図１６において、先の図１に示した処理と対応する処理には、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、インバータ３４の出力信号に高周波信号を重畳させるべく、高周波電流設定部６０を備えている。高周波電流設定部６０では、ｄ軸方向と推定される方向及びｑ軸方向と推定される方向に、高周波信号としての電流信号ｉｈｄｃ１，ｉｈｑｃ１を重畳すべく、αβ変換部４１ａに電流信号ｉｈｄｃ１，ｉｈｑｃ１を出力する。αβ変換部４１ａでは、仮回転角度θ１に基づき、電流信号ｉｈｄｃ１，ｉｈｑｃ１を、αβ軸上の電流信号ｉｈαｃ，ｉｈβｃに変換する。そして、これら電流信号ｉｈαｃ，ｉｈβｃは、ｄｑ変換部４１ｂに出力される。ｄｑ変換部４１ｂでは、回転角度θに基づき、電流信号ｉｈαｃ，ｉｈβｃを、ｄｑ軸上の電流信号ｉｈｄｃ２，ｉｈｑｃ２に変換する。そして、これら電流信号ｉｈｄｃ２，ｉｈｑｃ２が、加算器２５ａ，２５ｂを通じて指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃに重畳される。

指令電圧設定部２６は、上述したように、指令電流ｉｄｃ（詳しくは、電流信号ｉｈｄｃ２の重畳された指令電流ｉｄｃ）及びｄ軸上の実電流ｉｄの差に基づきｄ軸上の指令電圧ｖｄｃを設定し、指令電流ｉｑｃ（詳しくは、電流信号ｉｈｑｃ２の重畳された指令電流ｉｑｃ）及びｑ軸上の実電流ｉｑの差に基づきｑ軸上の指令電圧ｖｑｃを設定する。これにより、指令電圧ｖｄｃ，ｖｑｃは、仮回転角度θ１によってｄ軸方向及びｑ軸方向と推定される方向に電流信号ｉｈｄｃ１，ｉｈｑｃ１を重畳するものとなる。

一方、ｄｑ変換部２２ａは、実電流ｉｕ，ｉｖから高周波成分を除去することなく、これらを実電流ｉｄ，ｉｑに変換する。このため、上記指令電圧ｖｄｃ，ｖｑｃには、電流信号ｉｈｄｃ２，ｉｈｑｃ２を重畳したときに（より正確には、電流信号ｉｈｄｃ２，ｉｈｑｃ２を重畳すべく指令電圧を設定したときに）実際に電動機１０を流れる高周波信号が混入している。

指令電圧ｖｄｃ、ｖｑｃは、αβ変換部２７において、回転角度θに基づき、α軸上の指令電圧ｖαｃとβ軸上の指令電圧ｖβｃとに変換される。そして、高周波電圧検出部６６では、これら指令電圧ｖαｃ，ｖβｃから、電動機１０を実際に伝播する高周波信号に応じたα軸上の電圧信号ｖｈαとβ軸上の電圧信号ｖｈβとを抽出する。

一方、位置検出部６８では、電圧信号ｖｈαｃ、ｖｈβｃのベクトル信号と、上記電流信号ｉｈαｃ，ｉｈβｃのベクトル信号との外積をゼロとするように仮回転角度θ１を算出する。これにより、仮回転角度θ１は、電動機１０のインダクタンスが最小となる位置をゼロとする値とされる。なお、この仮回転角度θ１の算出手法は、先の図１に示した位置検出部４４による算出手法に準ずる。

位置補正部７０は、実電流ｉｄ，ｉｑに基づき電動機１０の駆動用の電流ベクトル（実電流ｉｑ，ｉｑ）の位相角φ及びトルクの推定値Ｔｅを算出し、これらと回転速度ωとに基づき先の図６に示した関係に準じた情報から、電流信号ｉｈｄｃ１を重畳した際の電圧信号の振幅値ｖｈｎと電流信号ｉｈｑｃ１を重畳した際の電圧信号の振幅値ｖｈｎとの乗算値の目標値（目標乗算値）を算出する。そして、電流信号ｉｈｄｃ１を重畳した際に高周波電圧検出部６６によって検出される実際の振幅ｖｈｎ及び電流信号ｉｈｑｃ１を重畳した際の実際の振幅値ｖｈｎの乗算値と、上記目標乗算値との差をゼロとするための補正量Δθを設定する。なお、こうした手法による補正量Δθの算出は、先の図１の位置補正部４６と同様にして行えばよい。

以上説明した本実施形態によっても、先の第１の実施形態の上記各効果に準じた効果を得ることができる。

（第７の実施形態）
以下、第７の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１７に、本実施形態にかかる制御システムの全体構成を示す。なお、図１７において、先の図１に示した処理と対応する処理には、便宜上同一の符号を付している。図示されるように、本実施形態では、高周波電圧設定部４０において、ｄ軸方向の高周波信号（電圧信号ｖｈｄｃ）を出力する。この電圧信号ｖｈｄｃは、αβ変換部４１において、回転角度θに基づきα軸及びβ軸の成分に変換されるため、電圧信号ｖｈｄｃは、回転角度θによってｄ軸と推定される方向に重畳されることとなる。また、本実施形態では、位置／速度検出部８０にて、回転速度ω及び回転角度θを算出する。図１８に、位置／速度検出部８０の構成を示す。

外積値算出部８０ａでは、高周波電圧設定部４０によって重畳されるベクトル信号（ｖｈαｃ，ｖｈβｃ）と、電動機１０を実際に伝播する高周波のベクトル信号（上記高周波電流検出部４２の出力する高周波信号：ｉｈα，ｉｈβ）との外積値を算出する。一方、飽和補償値設定部８０ｂでは、要求トルクＴｄに基づき、電動機１０の磁気飽和度合いを把握し、回転角度θが真の回転角度であるときの外積値の符号を反転した値である補償値を、磁気飽和度合いに応じて算出する。この補償値は、要求トルクＴｄが大きいほどその絶対値が大きい値となる。この補償値は、要求トルクＴｄと補償値との関係を定めるマップを用いてマップ演算をすることで算出すればよい。また、これに代えて、補償値を要求トルクＴｄの１次関数で近似する等、補償値を要求トルクＴｄにて表現する適宜の関係式を予め用意しておき、これに基づき補償値を算出してもよい。

加算部８０ｃでは、外積値算出部８０ａの算出する外積値と上記補償値との和を算出する。位置算出部８０ｄは、外積値と補償値との差をゼロとするように回転角度θを算出する。ここでは、例えば加算部８０ｃの出力値に基づく比例積分演算により回転角度θを算出すればよい。速度算出部８０ｅは、回転角度θに基づき回転速度ωを算出する。ここでは、例えば回転角度θの時間微分値として回転速度ωを算出すればよい。

このように、本実施形態では、電動機１０に磁気飽和が生じる状況下、ｄ軸方向に高周波信号（電圧信号ｖｈｄｃ）を重畳する際の外積値の符号を反転させた値（補償値）を予め実験等によって求めておくことで、回転角度θを簡易に算出することができる。このため、制御システムの演算負荷を低減することができる。

以上説明した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１０）電動機１０の磁気飽和が生じる状況下、上記外積値が磁気飽和の度合いに応じて設定される所定値（補償値）となるように回転角度θを算出した。これにより、回転角度θを高精度に算出することができる。

（１１）上記補償値を、電動機１０の要求トルクＴｄに応じて可変設定した。これにより、上記補償値を、回転角度θが正しく算出されているときに想定される外積値に高精度に一致させることができる。

（第８の実施形態）
以下、第８の実施形態について、先の第７の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１９に、本実施形態にかかる位置／速度検出部８０の構成を示す。なお、図１９において、先の図１８に示した処理と対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。本実施形態では、速度算出部８０ｅでは、加算部８０ｃの出力に基づき、回転速度ωを算出する。そして、位置算出部８０ｄでは、回転速度ωに基づき、回転角度θを算出する。

ここで、先の第５の実施形態と同様、速度算出部８０ｅにおいて、加算部８０ｃの出力の比例積分演算により回転速度ωを算出し、位置算出部８０ｄにおいて回転速度ωの積分演算により回転角度θを算出するなら、電動機１０の回転速度ωが上昇する加速時等にあっても、回転速度ωが不安定化することを回避することができる。なお、速度算出部８０ｅについては、外積値の比例積分演算に限らず、例えば比例積分微分演算を行って回転速度ωを算出してもよい。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・目標振幅値、目標乗算値、目標除算値の算出を、トルクのみに基づき行ってもよい。また、これに加えて駆動のための電流ベクトルの位相角及び回転速度ωのいずれか一方を加味してもよい。

・上記第７及び第８の実施形態において、高周波信号を重畳する方向は、ｄ軸に限らない。例えばｑ軸であってもよい。この場合であっても、電動機１０を実際に伝播する高周波信号の振動方向は、重畳した高周波信号の振動方向とは異なり得、しかもこれらの角度差は、磁気飽和度合いに依存する。このため、磁気飽和度合いに応じて補償値を設定することで、上記第７及び第８の実施形態と同様の作用効果を奏することができる。

・上記第２〜第５の実施形態、第７及び第８の実施形態において、先の第６の実施形態のように、高周波信号として電流信号を重畳してもよい。

・電動機１０を実際に伝播する高周波信号としては、上記に限らず、要は、電動機１０の電気的な状態量のうち、インバータ３４の出力信号に高周波信号を重畳すべく直接の操作対象となる電気的な状態量以外の状態量の検出値から算出される信号とすればよい。すなわち、例えばインバータ３４の出力電圧（電動機１０の相電圧）を指令電圧に操作することで高周波信号を重畳する場合、電圧以外の電気的な状態量（例えば電流）の検出値によって算出される高周波信号を電動機１０を実際に伝播する高周波信号とすればよい。

・インバータ３４の出力信号に重畳する高周波信号が電動機１０で実際に伝播する際に電流が偏向する性質を利用した回転角度（仮回転角度θ１）の算出手法としては、上記各実施形態で例示したものに限らない。例えば、重畳する高周波信号としてのベクトル信号Ａと、実際に伝播する高周波信号としてのベクトル信号Ｂとの内積に基づき、（１−Ａ・Ｂ／｜Ａ｜｜Ｂ｜）をゼロとするように仮回転角度θ１を算出してもよい。これによっても、逆三角関数の演算を行なうことなく、重畳する高周波信号としてのベクトル信号Ａと実際に伝播する高周波信号としてのベクトル信号Ｂとの位相差をゼロとするような仮回転角度θ１を算出することができる。もっとも、これらベクトル信号の外積や内積の値を算出するものに限らず、逆三角関数に基づきこれらベクトル信号間の位相差を算出することで、これをゼロとするように仮回転角度θ１を算出してもよい。

・構造上、突極性を有する電動機としては、上記電動機１０に限らない。例えば図２０（ａ）に示すような埋め込み磁石同期モータ（ＩＰＭＳＭ）でもよく、また例えば図２０（ｂ）に示すような同期リラクタンスモータ（ＳｙｎＲＭ）でもよい。

・回転機としては、電動機に限らず、発電機であってもよい。この場合であってもｑ軸と平行に近づくほど、先の図５に例示した現象が生じやすくなることに鑑みれば、本発明の適用は有効である。

・上記各実施形態では、ハイブリッド車に本発明にかかる制御装置を適用したが、これに限らず、例えば電気自動車に適用してもよい。更には内燃機関を動力源とする車両におけるパワーステアリング等の動力伝達手段としての電動機に本発明の制御装置を適用してもよい。

第１の実施形態にかかる電動機の制御システムの全体構成を示す図。 同実施形態にかかる電動機のロータを示す図。 回転角度の検出に関する問題点を示す図。 上記実施形態にかかる電動機内の電流の偏向を利用した回転角度の算出処理を示すブロック図。 電動機内の電流の偏向を利用した回転角度の算出手法の孕む問題点を示す図。 駆動用の電流ベクトルの位相角φと高周波信号の振幅や乗算値との関係を示す図。 上記実施形態にかかる位置補正部の処理を示すブロック図。 同実施形態にかかる回転角度の算出処理の手順を示す流れ図。 同実施形態にかかる回転角度の算出態様を示す図。 第２の実施形態にかかる位置補正部の処理を示すブロック図。 第３の実施形態にかかる位置補正部の処理を示すブロック図。 駆動用の電流ベクトルの位相角φと高周波信号の振幅や除算値との関係を示す図。 第４の実施形態にかかる位置補正部の処理を示すブロック図。 第５の実施形態にかかる電動機の制御システムの全体構成を示す図。 同実施形態にかかる位置／速度検出部の処理を示すブロック図。 第６の実施形態にかかる電動機の制御システムの全体構成を示す図。 第７の実施形態にかかる電動機の制御システムの全体構成を示す図。 同実施形態にかかる位置／速度検出部の処理を示すブロック図。 第８の実施形態にかかる位置／速度検出部の処理を示すブロック図。 上記各実施形態の変形例における電動機のロータを示す図。

符号の説明

１０…電動機、４０…高周波電圧設定部（重畳手段の一実施形態）、４４…位置検出部（仮角度算出手段の一実施形態）、４６…位置補正部（補正手段の一実施形態）。

Claims (14)

1. インバータのスイッチング素子を操作することで構造上突極性を有する回転機を駆動するに際し、前記回転機の電気的な状態量に基づき前記回転機の回転角度についての情報を取得する回転機の制御装置において、
   前記取得される回転角度についての情報に基づき、前記回転機の電気角の回転周期とは異なる周期を有して且つｄ軸方向及びｑ軸方向にそれぞれ振動する２つの周波数信号を前記インバータの出力信号に重畳する重畳手段と、
   前記ｄ軸方向への重畳によって実際に伝播する周波数信号の振動方向に基づき前記回転機の仮の回転角度を算出する仮角度算出手段と、
   前記周波数信号の少なくともｑ軸方向への重畳によって実際に伝播する周波数信号についての想定される振幅と実際の振幅との差を縮めるように前記仮の回転角度を補正する補正手段とを備えることを特徴とする回転機の制御装置。
2. 前記重畳手段は、前記仮角度算出手段の算出する仮の回転角度に基づき前記周波数信号の重畳を行うことを特徴とする請求項１記載の回転機の制御装置。
3. 前記補正手段は、前記ｄ軸方向及び前記ｑ軸方向への重畳によって実際に伝播する各周波数信号についての想定される振幅の乗算値である目標値と実際の乗算値との差を縮めるように前記補正を行うことを特徴とする請求項１又は２記載の回転機の制御装置。
4. 前記補正手段は、前記実際の乗算値と前記目標値との差がゼロとなるように前記補正を行うことを特徴とする請求項３記載の回転機の制御装置。
5. 前記補正手段は、前記実際の乗算値を前記目標値で除算した値が略「１」となるように前記補正を行うことを特徴とする請求項３記載の回転機の制御装置。
6. 前記補正手段は、前記ｄ軸方向への重畳によって実際に伝播する周波数信号の振幅による前記ｑ軸方向への重畳によって実際に伝播する周波数信号の振幅の実際の除算値が前記想定される振幅の除算値である目標値となるように前記補正を行うことを特徴とする請求項１又は２記載の回転機の制御装置。
7. 前記重畳手段は、前記ｄ軸方向の周波数信号の振幅と前記ｑ軸方向の周波数信号の振幅とを互いに等しく設定するものであり、
   前記目標値を「０」より大きく「１」未満の値に設定する請求項６記載の回転機の制御装置。
8. 前記補正手段は、前記ｑ軸方向への重畳によって実際に伝播する周波数信号として想定される振幅である目標値と実際の振幅との差がゼロとなるように前記補正を行うことを特徴とする請求項１又は２記載の回転機の制御装置。
9. 前記目標値は、前記回転機のトルク及びその相当量のいずれかに基づき設定されてなることを特徴とする請求項３〜８のいずれかに記載の回転機の制御装置。
10. 前記目標値は、前記回転機のトルク及びその相当量のいずれかに加えて、前記回転機の駆動のための電流の位相角及び前記回転機の回転速度の少なくとも一方に基づき設定されてなることを特徴とする請求項９記載の回転機の制御装置。
11. 前記仮角度算出手段は、前記実際に伝播する周波数信号と前記重畳手段による周波数信号との２つのベクトル信号に基づき、角度誤差と相関を有するパラメータである角度誤差相関量を算出する手段と、該角度誤差相関量に基づき前記回転機の回転速度を算出する手段と、該算出される回転速度の積分値に基づき前記仮の回転角度を算出する手段とを備えることを特徴とする請求項１〜１０のいずれかに記載の回転機の制御装置。
12. インバータのスイッチング素子を操作することで構造上突極性を有する回転機を駆動するに際し、前記回転機の電気的な状態量に基づき前記回転機の回転角度についての情報を取得する回転機の制御装置において、
    前記取得される回転角度についての情報に基づき、前記回転機の電気角の回転周期とは異なる周期を有して且つ任意の位相角方向に振動する周波数信号を前記インバータの出力信号に重畳する重畳手段と、
    前記重畳によって前記回転機を実際に伝播する周波数信号と前記重畳した周波数信号との２つのベクトル信号の外積値が前記磁気飽和の度合いに応じて設定される所定値となるように前記回転角度を算出する算出手段とを備えることを特徴とする回転機の制御装置。
13. 前記算出手段は、前記所定値を、前記回転機のトルク若しくは前記回転機を流れる電流又はそれらの指令値に応じて可変設定することを特徴とする請求項１２記載の回転機の制御装置。
14. 前記算出手段は、前記外積値及び前記所定値に基づき前記回転機の回転速度を算出する手段と、該算出される回転速度の積分値に基づき回転角度を算出する手段とを備えることを特徴とする請求項１２又は１３記載の回転機の制御装置。

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