JP2009044846A - モータ駆動制御装置及びモータ駆動制御装置を使用した電動パワーステアリング装置 - Google Patents

Abstract

【課題】比較的簡単な構成で、トルクリップル及び騒音を所定値以下とすることができるモータ駆動制御装置を提供する。
【解決手段】相数が３以上の電動モータ８をベクトル制御部３１でベクトル制御するモータ駆動制御装置であって、前記電動モータ８の電気角を検出する電気角検出手段及びモータ角速度を検出する角速度検出手段２０とを有し、前記ベクトル制御部３１は、前記角速度検出手段２０で検出したモータ角速度とｄ軸電流とに基づいて進角度を演算する進角度演算部２９と、該進角度演算部２９で演算した進角度で前記電気角検出手段２０で検出した電気角を補正する電気角補正部３０と、該電気角補正部３０で補正した電気角に基づいてベクトル制御を行う制御演算部２１，２３とを備えている。
【選択図】図２

Description

本発明は、相数が３以上の電動モータをベクトル制御部でベクトル制御するモータ駆動制御装置及びこれを使用した電動パワーステアリング装置に関する。

従来、モータの駆動制御装置として、ブラシレスモータのモータ角度の検出遅れに起因する出力トルクの低下を防止するため、三相分相処理部で、モータ角度補正部による補正後のモータ角度を与えるようにし、モータ角度補正部はサンプリング部によって取得されるモータ角度に対してモータ角速度に応じた補正値を加算する補正を行うことにより、実際のモータ角度の変化にほぼ追従して変化するモータ角度を生成するようにしたものが知られている（例えば、特許文献１参照）。

また、回転数に応じた電流制御の応答遅れを考慮して進角度を算出し、この進角度を検出した電気角に加算して補正するようにした電動パワーステアリング装置の制御装置も知られている（例えば、特許文献２参照）。
ところで、近年、電動パワーステアリング装置の出力に対する要求はますます厳しくなっており、モータの高出力化、高効率化、高回転化の要求に対応するため、モータの誘起電圧に高調波を含ませる構造とし、そのモータを制御するにあたって、ベルトルク制御を基に各相電流指令値を算出し、電流フィードバック制御は各相個別に制御する疑似ベクトル制御を行うようにしたモータ駆動制御装置が提案されている（例えば、特許文献３参照）。
特開２００４−３３６９１３号公報 特開２００５−１９９７３５号公報 特開２００６−１５８１９８号公報

しかしながら、一般的に電動モータを駆動するためには、各相に電圧を印加して各相コイルに電流による電機子起磁力を発生させ、回転子に取り付けられている永久磁石との引力・斥力を利用し回転子を回転させ駆動を行うが、電機子電流により発生する起磁力により、永久磁石より発生しているギャップ磁束が歪み、その結果誘起電圧が歪む現象が発生する。これを電機子反作用と言う。電機子反作用には直軸電機子反作用と横軸電機子反作用がある。

直軸電機子反作用はモータの回転子磁束ベクトルに対し電機子起磁力ベクトルが同軸方向に配置される場合に発生し、図１５（ａ）に示すように、前記２つのベクトルが逆方向に配置される場合即ちｄ軸電流による電機子起磁力の影響は減磁作用(弱め界磁)が発生することになるが、直軸電機子反作用の影響では誘起電圧のベクトル位相はずれないため、誘起電圧に高調波が含有されていてもトルク変動の要因とはならない。

これに対し、横軸電機子反作用（交さ磁化作用）即ちｑ軸電流による電機子起磁力の影響は、図１５（ｂ）に示すように、モータの回転子磁束ベクトルに対し電機子起磁力ベクトルが直軸方向に配置される場合に発生し、特に力率＝１の時には強く発生する。電機子電流により発生する電機子起磁力により永久磁石より発生する回転子磁束との合成磁束がq軸方向に歪むため、誘起電圧上で回転方向へ磁石が進角するように見える。誘起電圧及び相電流が正弦波である場合には位相ずれによるトルクリップルは発生しにくいが、誘起電圧及び相電流が矩形波または擬似矩形波（正弦波＋高調波成分）である場合には、誘起電圧の位相ずれにより高調波成分にて発生するトルクリップルを抑制することができず、トルクリップルが発生する要因となる。

さらに、ｄ軸電流とｑ軸電流による合成電機子起磁力の影響も、図１５（ｃ）に示すように、電機子電流により発生する電機子起磁力により永久磁石より発生する回転子磁束との合成磁束がq軸方向に歪むため、誘起電圧上で回転方向へ磁石が進角するように見えることになり、図１５（ｂ）と同様のトルクリップルが発生する要因となる。
したがって、ｑ軸電流のみを電動モータに流す場合と、ｑ軸電流とｄ軸電流とを電動モータに流す場合とで、合成磁束の位相が変化することよって、トルクリップルを抑えるための最適電流位相が変化してしまうことになる。ゆえに、ｑ軸電流とｄ軸電流との双方を指令電流として用いて制御する場合に、ｑ軸電流のみで制御する際のトルクリップル及び騒音所定値以下とする進角度（以下、適切進角度と称す）を用いた進角制御では、実電流が適切電流位相からずれてしまい、トルクリップルを発生し、騒音を発生してしまうという未解決の課題がある。

また、特に誘起電圧に高調波を含むような電動モータを制御する場合、流すべき相電流において、基本波成分と高調波成分とで必要な電流制御応答が異なる（高調波の方がより高い制御応答性を求められる）ため、基本波成分と高調波成分とで夫々、制御応答性を考慮した適切進角度が異なることになる。これを基本波成分の進角のみで補償する場合には、トルクリップル及び騒音を所定値以下にできるバランスの取れた進角度を適切進角度として設定する必要がある。

さらに、ｑ軸電流のみで制御する場合と、ｑ軸電流及びｄ軸電流で制御する場合とで、前述したようなトルクリップル及び騒音を所定値以下にできるバランスの取れた適切進角度が異なる場合がある。このとき、ｑ軸電流のみのときに使用する適切進角度のテーブルだけでは、ｑ軸電流に合わせてｄ軸電流を流して制御する際に、適切進角度を保つことはできず、トルクリップルが発生し、騒音を発生してしまうという未解決の課題がある。

そこで、本発明では、比較的簡単な構成で、特に高回転時にｑ軸電流に合わせてｄ軸電流を用いて電動モータを制御する場合でも、トルクリップル及び騒音を所定値以下とすることができるモータ駆動制御装置及びモータ駆動制御装置を使用した電動パワーステアリング装置を提供することを目的としている。

上記目的を達成するために、請求項１に係るモータ駆動制御装置は、相数が３以上の電動モータをベクトル制御部でベクトル制御するモータ駆動制御装置であって、前記電動モータの電動モータの電気角を検出する電気角検出手段及びモータ角速度を検出する角速度検出手段とを有し、前記ベクトル制御部は、前記角速度検出手段で検出したモータ角速度とｄ軸電流とに基づいて進角度を演算する進角度演算部と、該進角度演算部で演算した進角度で前記電気角検出手段で検出した電気角を補正する電気角補正部と、該電気角補正部で補正した電気角に基づいてベクトル制御を行う制御演算部とを備えていることを特徴としている。

また、請求項２に係るモータ駆動制御装置は、請求項１に係る発明において、前記ベクトル制御部は、電動モータのｄ−ｑ軸電流指令値を生成する電流指令値生成部を有し、該電流指令値生成部で生成したｄ軸電流指令値を前記進角度演算部に供給するように構成されていることを特徴としている。
さらに、請求項３に係るモータ駆動制御装置は、請求項１又は２に係る発明において、前記進角度演算部は、ｄ軸電流有り時のモータ角速度と進角度との関係を表す第１の記憶テーブルと、ｄ軸電流無し時のモータ角速度と進角度との関係を表す第２の記憶テーブルとを備え、ｄ軸電流の有無に応じて前記第１の記憶テーブル及び第２の記憶テーブルを選択するように構成されていることを特徴としている。

さらにまた、請求項４に係るモータ駆動制御装置は、請求項１又は２に係る発明において、前記進角度演算部は、ｄ軸電流量に応じてモータ角速度と進角度との関係を表す記憶テーブルを変化させることを特徴としている。
なおさらに、請求項５に係るモータ駆動制御装置は、請求項２乃至４の何れか１つに係る発明において、前記記憶テーブルは、検出遅れと電流波形の基本波形に対する電流制御の応答遅れと電機子反作用による誘起電圧の位相ずれとを補償する値をもとに作成されていることを特徴としている。

また、請求項６に係るモータ駆動制御装置は、請求項２乃至４の何れか１つに係る発明において、前記記憶テーブルは、夫々のモータ角速度及びｄ軸電流において、モータトルクリップル及び騒音を所定値以下に抑制する値を設定して作成されていることを特徴としている。
さらに、請求項７に係るモータ駆動制御装置は、請求項１乃至６の何れか１つに係る発明において、前記電動モータの誘起電圧は、矩形波及び正弦波の何れか一方に高調波成分が勧誘されている疑似矩形波誘起電圧であることを特徴としている。

さらにまた、請求項８に係る電動パワーステアリング装置は、操舵系に対して操舵補助力を発生する電動モータを前記請求項１乃至７の何れか１項に記載のモータ駆動制御装置で駆動制御するようにしたことを特徴としている。

本発明によれば、ベクトル制御部で使用する電動モータの電気角を進角度で補正する場合に、進角度演算部で、モータ角速度とｄ軸電流とに基づいて進角度を演算することにより、ｄ軸電流量に応じた最適な進角度を設定することができ、この進角度で電気角を補正することにより、簡易な構成で、トルクリップル及び騒音を所定値以下に抑制することが可能なベクトル制御を行うことができるという効果が得られる。

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
図１は、本発明の第１の実施形態を示す全体構成図であって、図中、１はステアリング機構であり、このステアリング機構１はステアリングホイール２が装着されたステアリングシャフト３と、このステアリングシャフト３のステアリングホイール２とは反対側に連結されたラックピニオン機構４と、このラックピニオン機構４にタイロッド等の連結機構５を介して連結された左右の転舵輪６とを備えている。

そして、ステアリングシャフト３には、減速機７を介して電動モータ８が連結されている。この電動モータ８は、例えば三相交流駆動されるスター（Ｙ）結線されたブラシレスモータで構成され、電動パワーステアリング装置の操舵補助力を発生する操舵補助力発生用モータとして動作する。
そして、電動モータ８は車両に搭載されたバッテリ１１から出力されるバッテリ電圧Ｖｂがヒューズ１２及びイグニッションスイッチ７１を介して供給されるベクトル制御を行う制御装置１３によって駆動制御される。

この制御装置１３には、ステアリングシャフト３に配設された操舵トルク検出部としての操舵トルクセンサ１６で検出されたステアリングホイール２に入力される操舵トルクＴが入力されていると共に、電動モータ８に配設されたレゾルバなどのモータ角度検出器１７で検出されたモータ回転角θｍが入力され、さらに車速検出部としての車速センサ１８で検出した車速検出値Ｖｓが入力されると共に、モータ電流検出部１９で検出した電動モータ８の各相電流Ｉｍａ、Ｉｍｂ及びＩｍｃが入力されている。

ここで、操舵トルクセンサ１６は、ステアリングホイール２に付与されてステアリングシャフト３に伝達された操舵トルクＴを検出するもので、例えば、操舵トルクを図示しない入力軸及び出力軸間に介挿したトーションバーの捩れ角変位に変換し、この捩れ角変位を磁気信号で検出し、それを電気信号に変換するように構成されている。
制御装置１３は、図２に示すように、モータ角度検出器１７の検出信号に基づいて電気角θｅ及びモータ角速度ωｍを演算する角速度換算部２０と、操舵トルクセンサ１６で検出した操舵トルクＴ及び車速センサ１８で検出した車速Ｖｓが入力されこれらに基づいて電動モータ８に対する電流指令値Ｉ_refを生成し、生成した電流指令値及びモータ角速度に基づいて電動モータ８のｄ−ｑ軸座標系のｄ軸電流指令値Ｉ_dref及びｑ軸電流指令値Ｉ_qrefを演算する電流指令値生成部２１と、この電流指令値生成部２１で生成したｄ軸電流指令値Ｉ_dref及びｑ軸電流指令値Ｉ_qrefを後述する補正電気角θｅ′に基づいて２相／３相変換して各相電流指令値Ｉ_Aref、Ｉ_Bref及びＩ_Crefを算出する２相／３相変換部２３と、この２相／３相変換部２３から出力される相電流指令値Ｉ_Aref、Ｉ_Bref及びＩ_Crefとモータ電流検出部１９で検出された各相電流Ｉｍａ、Ｉｍｂ及びＩｍｃとに基づいて電動モータ８の駆動制御するモータフィードバック制御部２４とを備えている。

角速度換算部２０の一例としては、図３に示すように、モータ角度検出器１７の出力信号が入力されてモータ回転角θｍを検出するモータ回転角検出部２０ａと、このモータ回転角検出部２０ａで検出したモータ回転角θｍに基づいて電気角θｅを算出する電気角演算部２０ｂと、モータ回転角検出部２０ａで算出したモータ回転角θｍを微分してモータ角速度ωｍを算出するモータ角速度演算部２０ｃとを備えている。

電流指令値生成部２１は、操舵トルクセンサ１６から入力される操舵トルクＴと車速検出値Ｖｓとに基づいて図４に示す電流指令値Ｉ_refを算出する電流指令値算出用記憶テーブルを参照して電流指令値Ｉ_refを算出し、算出した電流指令値Ｉ_ref及びモータ角速度ωｍに基づいて電動モータ８のｄ−ｑ軸座標系のｄ軸電流指令値Ｉ_dref及びｑ軸電流指令値Ｉ_qrefを演算する。

ここで、電流指令値算出用記憶テーブルは、図４に示すように、横軸に操舵トルクＴをとり、縦軸に電流指令値Ｉ_refをとると共に、車速Ｖｓをパラメータとした放物線状の曲線で表される特性線図で構成され、操舵トルクＴが“０”からその近傍の設定値Ｔｓ１までの間は電流指令値Ｉ_refが“０”を維持し、操舵トルクＴが設定値Ｔｓ１を超えると最初は電流指令値Ｉ_refが操舵トルクＴの増加に対して比較的緩やかに増加するが、さらに操舵トルクＴが増加すると、その増加に対して電流指令値Ｉ_refが急峻に増加するように設定され、この特性曲線が車速の増加に従って傾きが小さくなるように設定されている。

そして、角速度換算部２０から出力されるモータ角速度ωｍ及び電流指令値生成部２１で生成されたｄ軸電流指令値Ｉ_drefが進角度演算部２９に供給され、この進角度演算部２９で演算された進角度θ₀が角速度換算部２０から出力される電気角θｅが入力された電気角補正部としての加算器３０に供給され、この加算器３０の加算出力が２相／３相変換部２３に入力される。

ここで、進角度演算部２９は、モータ角速度ωｍとｄ軸電流指令値Ｉ_drefが入力され、これらに基づいて図５に示すｄ軸電流指令値Ｉ_drefをパラメータとしてモータ角速度ωｍと進角度θ₀との関係を表す進角度算出用記憶テーブルを参照して最適な進角度θ₀を算出する。進角度算出用記憶テーブルは、ｄ軸電流指令値Ｉ_drefが零近傍の閾値以下であるときに選択する特性曲線Ｌ１で表される第１の進角度算出用記憶テーブルと、ｄ軸電流指令値Ｉ_drefが上記閾値を超えているときに選択する特性曲線Ｌ２で表される第２の進角度算出用記憶テーブルとを有する。

この進角度算出用記憶テーブルの特性曲線Ｌ１及びＬ２は、検出遅れ、電流制御応答性の遅れ、及び電機子反作用による誘起電圧の位相ずれを考慮した値として設定することが望ましい。電機子反作用による誘起電圧の位相ずれを補償する値は、磁気解析により予め把握できれば、その値を基にした値として設定するようにしてもよい。さらには、予め電動モータ８のモータ角速度ωｍ及びｄ軸電流指令値Ｉ_drefを変位させたときに、トルクリップル及び騒音を所定値以下とすることが可能な進角度を求める実験により求めた値で設定するようにしてもよい。ここで、進角度算出用記憶テーブルの特性曲線Ｌ１及びＬ２は一例であって、特性曲線の形状や算出される最適な進角度θ₀の値の大小は、電動モータの仕様及び採用する制御仕様に応じて変化するものである。

そして、電流指令値生成部２１、２相／３相変換部２３、進角度演算部２９、加算器３０でベクトル制御部３１が構成され、このうち電流指令値生成部２１及び２相／３相変換部２３で制御演算部３２が構成されている。
また、モータフィードバック制御部２４は、２相／３相変換部２３から出力される相電流指令値Ｉ_Aref、Ｉ_Bref及びＩ_Crefからモータ電流検出部１９で検出した実相電流Ｉｍａ、Ｉｍｂ及びＩｍｃを減算して電流偏差ΔＩ_A、ΔＩ_B及びΔＩ_Cを算出する減算部２５と、この減算部２５から出力される電流偏差ΔＩ_A、ΔＩ_B及びΔＩ_Cに基づいて比例積分制御を行って電圧指令値Ｖ_Aref、Ｖ_Bref及びＶ_Crefを算出する電流制御部２６と、この電流制御部２６から出力される電圧指令値Ｖ_Aref、Ｖ_Bref及びＶ_Crefに基づいてパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を形成するＰＷＭ制御部２７と、図６に示すように、ＰＷＭ制御部２７から出力されるパルス幅変調信号によって６個の電界効果トランジスタＱａｕ〜Ｑｃｄのゲートが制御されて、２相／３相変換部２３で変換された相電流指令値Ｉ_Aref、Ｉ_Bref及びＩ_Crefに応じた相電流Ｉｍａ、Ｉｍｂ及びＩｍｃを電動モータ８に供給するインバータ回路２８とを備えている。

ここで、ＰＷＭ制御部２７は、電流制御部２６から出力される各相電圧指令値Ｖ_Aref、Ｖ_Bref及びＶ_Crefに基づいて決定されるデューティ比Ｄａ、Ｄｂ及びＤｃのＰＷＭ（パルス幅変調）信号によって後述するインバータ回路２８の電界効果トランジスタＱａｕ〜ＱｃｄをＯＮ／ＯＦＦすることにより、実際に電動モータ８に流れる電流Ｉｍａ、Ｉｍｂ及びＩｍｃの大きさが制御される。ここで、デューティ比Ｄａ、Ｄｂ及びＤｃの大きさに伴って上アームを構成する電界効果トランジスタＱａｕ、Ｑｂｕ及びＱｃｕと下アームを構成する電界効果トランジスタＱａｄ、Ｑｂｄ及びＱｃｄは、夫々アームショートを避けるためのデッドタイムを持ってＰＷＭ駆動される。

さらに、インバータ回路２８は、図６に示すように、２つの電界効果トランジスタＱａｕ及びＱａｄが直列に接続された直列回路と、この直列回路と並列に接続された同様に２つの電界効果トランジスタＱｂｕ及びＱｂｄの直列回路、電界効果トランジスタＱｃｕ及びＱｃｄの直列回路とで構成されている。このインバータ回路２８の電界効果トランジスタＱａｕ及びＱａｄの接続点、電界効果トランジスタＱｂｕ及びＱｂｄの接続点並びに電界効果トランジスタＱｃｕ及びＱｃｄの接続点が電動モータ８のスター結線された各励磁コイルＬａ、Ｌｂ並びにＬｃに接続されている。さらにインバータ回路２８の電界効果トランジスタＱａｄ、Ｑｂｄ及びＱｃｄと接地との間にモータ駆動電流Ｉｍａ、Ｉｍｂ及びＩｍｃを検出するモータ電流検出部１９が配設されている。

次に、上記第１の実施形態の動作を説明する。
今、図１及び図６に示すイグニッションスイッチ７１をオン状態とすることにより、制御装置１３にバッテリ１１からの電源が投入されて、制御装置１３での操舵補助制御処理が開始されると共に、図６に示すリレー７２が通電状態となってインバータ回路２８にバッテリ電圧Ｖｂが供給されて電動モータ８を駆動可能な状態となる。

このとき、電流指令値生成部２１では、操舵トルクセンサ１６で検出した操舵トルクＴを読込み、この操舵トルクＴと車速センサ１８から入力される車速Ｖｓとに基づいて図４に示す電流指令値算出マップを参照して電流指令値Ｉ_refを算出し、算出した電流指令値Ｉ_ref及びモータ角速度ωｍに基づいて電動モータ８の誘起電圧波形を高調波成分を含まない正弦波とするｄ−ｑ軸座標系のｄ軸電流指令値Ｉ_dref及びｑ軸電流指令値Ｉ_qrefを算出する。

一方、角速度換算部２０では、モータ回転角検出部２０ａでモータ回転角θｍを検出し、検出したモータ回転角θｍに基づいて電気角演算部２０ｂで電気角θｅを算出すると共に、モータ角速度演算部２０ｃでモータ回転角θｍを微分することによりモータ角速度ωｍを算出する。
そして、電流指令値生成部２１で生成したｄ軸電流指令値Ｉ_dref及びｑ軸電流指令値Ｉ_qrefが２相／３相変換部２３に供給されて３相の相電流指令値Ｉ_Aref、Ｉ_Bref及びＩ_Crefを算出する。

このとき、電流指令値生成部２１で生成されるｄ軸電流指令値Ｉ_drefが進角度演算部２９に供給されるので、この進角度演算部２９でｄ軸電流指令値Ｉ_drefの値が零近傍の閾値以下であるときには第１の進角度算出用記憶テーブルが選択され、ｄ軸電流指令値Ｉ_drefの値が閾値を超えているときには第２の進角度算出用記憶テーブルが選択されて、モータ角速度ωｍとｄ軸電流指令値Ｉ_drefとに応じた最適な進角度θ₀が算出される。

そして、算出された進角度θ₀が加算器３０に供給されて角速度換算部２０から出力される電気角θｅに進角度θ₀を加算して補正電気角θｅ′を算出するので、ｄ軸電流指令値Ｉ_drefに応じた最適な値の補正電気角θｅ′を算出することができ、この補正電気角θｅ′を２相／３相変換部２３に供給してｄ軸電流指令値Ｉ_dref及びｑ軸電流指令値Ｉ_qrefを３相の電流指令値Ｉ_Aref、Ｉ_Bref及びＩ_Crefに変換する。

このため、得られる３相の電流指令値Ｉ_Aref、Ｉ_Bref及びＩ_Crefは、トルクリップル及び騒音の発生を抑制する電流指令値となり、これがモータフィードバック制御部２４に供給される。
このモータフィードバック制御部２４では、減算部２５で、２相／３相変換部２３から出力される相電流指令値Ｉ_Aref、Ｉ_Bref及びＩ_Crefからモータ電流検出部１９で検出されたモータ駆動電流Ｉｍａ、Ｉｍｂ及びＩｍｃが減算されて電流偏差ΔＩ_A、ΔＩ_B及びΔＩ_Cが算出され、これら電流偏差ΔＩ_A、ΔＩ_B及びΔＩ_Cが電流制御部２６に供給されてこの電流制御部２６で比例、積分処理を行って電圧指令値Ｖ_Aref、Ｖ_Bref及びＶ_Crefを算出する。

そして、電流制御部２６で算出された各相電圧指令値Ｖ_Aref、Ｖ_Bref及びＶ_CrefがＰＷＭ制御部２７に供給されることにより、このＰＷＭ制御部２７で各相電圧指令値Ｖ_Aref、Ｖ_Bref及びＶ_Crefに応じた６個のパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を形成し、これらパルス幅変調信号をインバータ回路２８の各電界効果トランジスタＱａｕ〜Ｑｃｄに供給することにより、このインバータ回路２８から電動モータ８に３相の駆動電流Ｉｍａ〜Ｉｍｃが供給されて電動モータ８が回転駆動され、ステアリングホイール２に加えられた操舵トルクＴ及び車速Ｖｓに応じた操舵補助力を発生する。

この電動モータ８で発生された操舵補助力は、減速機７を介してステアリングシャフト３に伝達されることにより、ステアリングホイール２を軽い操舵力で操舵することができる。
このとき、車両が停車している状態でステアリングホイール２を操舵する所謂据え切り状態では、車速Ｖｓが零であって、図４に示す電流指令値算出用記憶テーブルの特性線の勾配が大きいことにより、小さい操舵トルクＴで大きな電流指令値Ｉ_refを算出するので、電動モータ８で大きな操舵補助力を発生して軽い操舵を行うことができる。

この車両の停車状態から車両を発進させて走行状態とし、この状態でステアリングホイール２を操舵する通常操舵状態では、車速の増加に応じて操舵補助トルクが小さくする必要がある。ステアリングホイール２に伝達される操舵トルクが操舵トルクセンサ１６で検出されて制御装置１３の電流指令値生成部２１に入力される。図４に示すように、高い車速の記憶テーブルを参照することになるため、電流指令値Ｉ_refも小さい値となり、電動モータ８で発生される操舵補助トルクは据切り時の操舵補助トルクに比較して小さくなる。

このように上記第１の実施形態によると、高調波成分を含まない正弦波の誘起電圧波形をする電動モータ８をベクトル制御する場合に、ｄ軸電流指令値Ｉ_dref及びモータ角速度ωｍを進角度演算部２９に入力し、この進角度演算部２９で、ｄ軸電流指令値Ｉ_drefに応じて第１の進角度算出用記憶テーブル及び第２の進角度算出用記憶テーブルを選択するので、ｄ軸電流指令値Ｉ_dref及びモータ角速度ωｍに応じた最適な進角度θ₀を演算することができ、この進角度θ₀で電気角θｅを補正し、補正した電気角θｅを２相／３相変換部２３に供給して、ｄ軸電流指令値Ｉ_dref及びｑ軸電流指令値Ｉ_qrefを３相の電流指令値Ｉ_Aref、Ｉ_Bref及びＩ_Crefに変換するので、ｄ軸電流指令値Ｉ_drefを参照して進角度θ₀を算出するだけの簡易な構成でトルクリップル及び騒音を所定値以下に抑制する電流指令値を算出することができる。この結果、良好な操舵補助制御性能を確保することができる。

次に、本発明の第２の実施形態を図７及び図８について説明する。
この第２の実施形態では電動モータ８の誘起電圧波形に高調波を含むベクトル制御を行う場合にトルクリップル及び騒音を所定値以下に抑制するようにしたものである。
すなわち、第２の実施形態では、図７に示すように、電流指令値生成部２１が電流指令値Ｉ_refとこの電流指令値Ｉ_ref及びモータ角速度ωｍに基づいて算出されるｄ軸直流電流指令値Ｉ_dDCとを出力するように構成されている。

ここで、ｄ軸直流電流指令値Ｉ_dDCは、先ず、モータ角速度ωｍ及び電流指令値Ｉ_refをもとに予めｄ軸電流が“０”である場合に電動モータ８が出力可能な最大のモータ角速度ωｍと電流指令値Ｉ_refとの関係から設定された図８に示すｄ軸直流電流指令値有無判断テーブルを参照して、ｄ軸直流電流指令値Ｉ_dDCが必要であるか否かを判断する。
このｄ軸直流電流指令値有無判断テーブルは、図８に示すように、モータ角速度ωｍが“０”から第１の所定値ωｍ１までの間では電流指令値Ｉ_refが最大値Ｉ_refmaxで一定値となり、モータ角速度ωｍが第１の所定値ωｍ１を超えるとモータ角速度ωｍの増加に応じて電流指令値Ｉ_refが減少し、モータ角速度ωｍが第２の所定値ωｍ２に達すると電流指令値Ｉ_refが“０”となるように特性線Ｌ０が設定されている。

この図８において、横軸及び縦軸と特性線Ｌ０で囲まれるハッチング領域がｄ軸直流電流指令値Ｉ_dDCを設定する必要がない領域即ちＩ_dDC＝０の領域となり、それ以外の領域がｄ軸直流電流指令値Ｉ_dDCを設定する必要がある領域となる。
そして、この図８のｄ軸直流電流指令値有無判断テーブルに基づく判断結果がｄ軸直流電流指令値Ｉ_dDCが必要であるときには、電流指令値Ｉ_refを基に、図９に示す電流指令値Ｉ_refとｄ軸直流電流指令値Ｉ_dDCとの関係を表すｄ軸直流電流指令値算出用記憶テーブルを参照してｄ軸直流電流指令値Ｉ_dDCを算出する。このｄ軸直流電流指令値算出用記憶テーブルは、図９に示すように、電流指令値Ｉ_refが“０”から所定値Ｉ_ref1までの間ではｄ軸直流成分Ｉ_dDCが一定値Ｉ_d1をとり、電流指令値Ｉ_refが所定値Ｉ_ref1を超えると、電流指令値Ｉ_refの増加に応じてｄ軸直流成分Ｉ_dDCが一定値Ｉ_d1より徐々に減少して電流指令値Ｉ_refが最大値Ｉ_ref2に達するとｄ軸直流成分Ｉ_dDCが“０”となるように特性線が設定されている。

また、電流指令値生成部２１から出力される電流指令値Ｉ_ref及びｄ軸直流電流指令値Ｉ_dDCがｄ−ｑ軸電流指令値生成部２２に供給される。このｄ−ｑ軸電流指令値生成部２２は、図１０に示すように、電流指令値Ｉ_refにモータトルク定数をＫｔとしたとき（２／３）Ｋｔを乗算する演算器４１と、後述する補正電気角θｅ′に基づいてωｍ／ｅ_q（θｅ′）を算出する演算器４２と、同様に補正電気角θｅ′に基づいてｅ_d（θｅ′）／ｅ_q（θｅ′）を算出する演算器４３と、演算器４１の出力と演算器４２の出力とを乗算する乗算器４４と、演算器４３の出力にｄ軸直流電流指令値Ｉ_dDCをｄ軸電流指令値Ｉ_drefとして乗算する乗算器４５と、乗算器４４及び４５の乗算出力を加算してｑ軸電流指令値Ｉ_qrefを算出する加算器４６とを備えており、入力されるｄ軸直流電流指令値Ｉ_dDCがｄ軸電流指令値Ｉ_drefとしてそのまま出力される。

ｄ−ｑ軸電流指令値生成部２２で、演算器４１〜４３、乗算器４４，４５及び加算器４６でｑ軸電流指令値Ｉ_qrefを算出できる理由は、電動モータ８のエネルギー一定式によるトルク一定式に基づいてｑ軸電流指令値Ｉ_qrefは、下記（１）で算出することができる。

この（１）式で、右辺第１項のωｍ／ｅ_q（θｅ′）は、ｅ_q（θｅ′）の大きさがモータ角速度ωｍの大きさに比例するため、正規化されてθｅ′の関数となり、右辺第２項のｅ_d（θｅ′）／ｅ_q（θｅ′）についても補正電気角θｅ′の関数であるので、これらωｍ／ｅ_q（θｅ′）及びｅ_d（θｅ′）／ｅ_q（θｅ′）を予めオフラインで演算して、関数算出テーブルとして演算器４２及び４３に実装することにより、補正電気角θｅ′に基づいてωｍ／ｅ_q（θｅ′）及びｅ_d（θｅ′）／ｅ_q（θｅ′）を算出することができる。

したがって、前記（１）式の右辺第１項を乗算器４４で演算し、右辺第２項を乗算器４５で演算し、乗算器４４の出力から乗算器４５の出力を減算器４６で減算することにより、（１）式に従ってｑ軸電流指令値Ｉ_qrefを算出することができる。
一方、電流指令値生成部２１から出力されるｄ軸直流電流指令値Ｉ_dDCとモータ角速度ωｍとが進角度演算部２９に入力され、この進角度演算部２９で前述した第１の実施形態におけるｄ軸電流指令値Ｉ_drefに代えてｄ軸直流電流指令値Ｉ_dDCパラメータとする特性曲線Ｌ１及びＬ２を有する進角度算出用記憶テーブルを参照して進角度θ₀を算出し、算出した進角度θ₀を加算器３０に供給して、角速度換算部２０から出力される電気角θｅを補正し、この加算器３０から出力される補正電気角θｅ′がｄ−ｑ軸電流指令値生成部２２及び２相／３相変換部２３に供給される。

この第２の実施形態によると、ｄ−ｑ軸電流指令値生成部２２で、電流指令値生成部２１から出力されるｄ軸直流電流指令値Ｉ_dDCに基づいてｄ軸電流指令値Ｉ_drefを算出すると共に、電流指令値Ｉ_ref、補正電気角θｅ′及びｄ軸電流指令値Ｉ_drefに基づいてｑ軸電流指令値Ｉ_qrefを算出する。このとき、補正電気角θｅ′に基づいて関数算出テーブルを参照してωｍ／ｅ_q（θｅ′）及びｅ_d（θｅ′）／ｅ_q（θｅ′）を算出するので、演算処理が容易となる。

そして、算出したｄ軸電流指令値Ｉ_dref及びｑ軸電流指令値Ｉ_qrefを２相／３相変換部２３に供給して３相の電流指令値Ｉ_Aref、Ｉ_Bref及びＩ_Crefを算出する。
この第２の実施形態でも、電流指令値生成部２１から入力されるｄ軸直流電流指令値Ｉ_dDCは、図８に示すように、電流指令値Ｉ_refが所定値Ｉ_ref1以下であるときには比較的大きな所定値Ｉ_d1に固定されるので、この状態では、進角度演算部２９で第２の進角度算出用記憶テーブルが選択され、電流指令値Ｉ_refが所定値Ｉ_ref1より増加して所定値Ｉ_ref2の近傍となると、ｄ軸直流電流指令値Ｉ_dDCが零近傍の閾値以下となって進角度演算部２９で第１の進角度算出用記憶テーブルが選択されることになり、電流指令値生成部２１から入力されるｄ軸直流電流指令値Ｉ_dDCに基づいて最適な進角度θ₀を算出することができる。

そして、進角度演算部２９で演算された進角度θ₀が加算器３０に入力されて、この進角度θ₀で電気角θｅを補正した補正電気角θｅ′を算出し、この補正電気角θｅ′をｄ−ｑ軸電流指令値生成部２２及び２相／３相変換部２３に供給するので、前述した第１の実施形態と同様にトルクリップル及び騒音の発生を所定値以下に抑制することができる。
次に、本発明の第３の実施形態を図１１〜図２０について説明する。

この第３の実施形態では、電動モータの誘起電圧波形が高調波を含み且つ交流ｄ軸制御を行う場合にトルクリップル及び騒音を所定値以下に抑制するようにしたものである。
すなわち、第３の実施形態においては、図１１に示すように、前述した第２の実施形態における図７の構成において、電流指令値生成部２１が、電流指令値Ｉ_ref、ｄ軸直流電流指令値Ｉ_dDC及びｄ軸振幅指令値Ｉ_dAMPを生成するように変更されていると共に、ｄ−ｑ軸電流指令値生成部２２がｄ軸振幅指令値Ｉ_dAMP及びエネルギ一定式によるトルク一定式に基づいてｑ軸電流指令値演算を行うように変更されている。

そして、電流指令値生成部２１から出力されるｄ軸直流電流指令値Ｉ_dDCとモータ角速度ωｍとに基づいて進角度演算部２９で前述した図５に示す記憶テーブルを参照して進角度θ₀を算出し、算出した進角度θ₀を加算器３０に供給してこの加算器３０で角速度換算部２０から出力される電気角θｅに進角度θ₀を加算して補正電気角θｅ′を算出し、算出した補正電気角θｅ′をｄ−ｑ軸電流指令値生成部２２及び２相／３相変換部２３に供給する。

ここで、電流指令値生成部２１は、電流指令値Ｉ_refとこの電流指令値Ｉ_ref及びモータ角速度ωｍに基づいて算出されるｄ軸直流電流指令値Ｉ_dDC及びｄ軸振幅指令値Ｉ_dAMPとを出力するように構成されている。ここで、ｄ軸直流電流指令値Ｉ_dDCは、前述した第２の実施形態と同様に図８に示すｄ軸直流電流指令値算出用記憶テーブルを参照して算出する。

また、ｄ軸振幅指令値Ｉ_dAMPは、入力される電流指令値Ｉ_refをもとに図１２に示すｄ軸振幅指令値算出用記憶テーブルを参照してｄ軸電流の振幅を決定するｄ軸振幅指令値Ｉ_dAMPを算出する。ここで、ｄ軸振幅指令値算出用記憶テーブルは、図１２に示すように、特性線が設定されている。このｄ軸振幅指令値算出用記憶テーブルは、後述する（１４）式における各変数を基本とし、各回転数においてモータ出力が最大となるようにシミュレーションしたときの電流指令値Ｉ_refとｄ軸振幅指令値Ｉ_dAMPとの関係を特性線図としたものである。

また、ｄ−ｑ軸電流指令値生成部２２が、図１３に示すように構成されている。このｄ−ｑ軸電流指令値生成部２２は、電流指令値生成部２１から出力される電流指令値Ｉ_refとｄ軸直流電流指令値Ｉ_dDCとｄ軸振幅指令値Ｉ_dAMPとが入力されて、補正電気角θｅ′及び後述するパラメータ設定部６１から出力される歪みパラメータＫ１、Ｋ５、η１、η５に基づいてｄ軸及びｑ軸誘起電圧ｅ_d0E及びｅ_q0Eを算出するｄ−ｑ軸誘起電圧演算部５１と、操舵補助電流指令値Ｉ_ref、誘起電圧ｅ_d0E，ｅ_q0E及び後述するｄ軸電流指令値Ｉ_drefに基づいてｑ軸電流指令値Ｉ_qrefを演算するｑ軸電流指令値演算部５２と、電流指令値Ｉ_refと誘起電圧ｅ_d0E及びｅ_q0Eとｄ軸直流電流指令値Ｉ_dDC及びｄ軸電流振幅指令値Ｉ_dAMPとに基づいてｄ軸電流指令値Ｉ_drefを算出するｄ軸電流指令値演算部５３とを備えている。

ここで、ｄ−ｑ軸誘起電圧演算部５１では、ｄ軸誘起電圧算出式及びｑ軸誘起電圧算出式を表す下記（２）及び（３）式の演算を行うことにより、誘起電圧の歪みを考慮したｄ軸誘起電圧ｅ_d0E及びｑ軸誘起電圧ｅ_q0Eを算出する。
ｅ_d0E＝ｅ_dE／ω_m＝Ｋ₁Ｅ₁sin(η1)＋Ｋ₅Ｅ₅sin(6θ＋η5) …………（２）
ｅ_q0E＝ｅ_qE／ω_m＝Ｋ₁Ｅ₁cos(η1)＋Ｋ₅Ｅ₅cos(6θ＋η5) …………（３）
∵Ｅ_k：角速度１［ｒａｄ／ｓ］におけるｋ次高調波の無通電時の誘起電圧波高値(ｋ=1,5)
Ｋ_k：ｋ次高調波波高値歪みゲイン(ｋ=1,5)
η_k：ｋ次高調波歪み位相角(ｋ=1,5)
ｅ_aE＝Ｋ₁Ｅ₁ω_msin(θ＋η1)＋Ｋ₅Ｅ₅ω_msin(5θ＋η5)
ｅ_bE＝Ｋ₁Ｅ₁ω_msin(θ−(2/3)π＋η1)＋Ｋ₅Ｅ₅ω_msin(5(θ−(2/3)π）＋η5)
ｅ_cE＝Ｋ₁Ｅ₁ω_msin(θ＋(2/3)π＋η1)＋Ｋ₅Ｅ₅ω_msin(5(θ＋(2/3)π)＋η5)
ｅ_dE＝(2/3)｛ｅ_aEcosθ＋ｅ_bEcos(θ−(2/3)π)＋ｅ_cEcos(θ＋(2/3)π)｝
ｅ_qE＝(2/3)｛ｅ_aEsinθ＋ｅ_bEsin(θ−(2/3)π)＋ｅ_cEsin(θ＋(2/3)π)｝

これら（２）式及び（３）式では、誘起電圧の歪みの考慮の可否を区別するために添え字Ｅを付加している。そして、上記（２）式及び（３）式におけるパラメータＫ₁、Ｋ₅、η1、η5はｄ−ｑ軸誘起電圧演算部５１に含まれる例えばマイクロコンピュータで構成されるパラメータ設定部６１によって設定される。このパラメータ設定部６１には電流検出部１９にて検出した電動モータ８の各電流検出値Ｉ_aref、Ｉ_bref及びＩ_crefを、３相／２相変換処理してｄ軸電流値Ｉ_d及びｑ軸電流値Ｉ_qを算出する３相／２相変換部６２からのｄ軸電流値Ｉ_d及びｑ軸電流値Ｉ_qが入力され、後述するパラメータ設定処理を行ってパラメータＫ₁、Ｋ₅、η1、η5を設定する。

また、ｑ軸電流指令値演算部５２では、トルク一定式をもとにｑ軸電流指令値Ｉ_qrefを算出する。このトルク一定式とはモータのエネルギー方程式より算出された下記（４）式及び（５）式で表される関係式である。
Ｔ_mω_m＝Ｋ_tI_refω_m＝I_aｅ_aE＋I_bｅ_bE＋I_cｅ_cE＝(2/3)(I_qｅ_qE＋I_dｅ_dE)……(４)
Ｉ_qref＝｛(2/3)Ｋ_tI_refω_m−ｅ_dEI_dref｝／ｅ_qE
＝｛(2/3)Ｋ_tI_ref−ｅ_d0EI_dref｝／ｅ_q0E …………（５）
ここで、Ｔ_mはモータトルク、ω_mはモータ機械角速度、Ｋ_tはモータトルク定数、Ｉ_a、Ｉ_b、Ｉ_cは3相の各相電流値、ｅ_aE、ｅ_bE、ｅ_cEは各相誘起電圧、Ｉ_d、Ｉ_qはd軸、q軸電流、ｅ_dE、ｅ_qE、ｅ_d0E、ｅ_q0Eは下記（６）式及び（７）式で算出される歪みを考慮したd軸、q軸誘起電圧である。

ｅ_d0E＝ｅ_dE／ω_m …………（６）
ｅ_q0E＝ｅ_qE／ω_m …………（７）
また、ｄ軸電流指令値演算部５３では、ｄ−ｑ軸誘起電圧演算部５１から出力されるｄ軸誘起電圧ｅ_d0E及びｑ軸誘起電圧ｅ_q0Eと電流指令値生成部２１から出力されるｄ軸直流電流指令値Ｉ_dDC及びｄ軸電流振幅指令値ｉ_dAMPに基づいて下記（８）式の演算を行ってｄ軸電流指令値Ｉ_drefを算出する。

Ｉ_d＝Ｉ_dDC−ｉ_dAMP｛ｉ_qccos(6θ)−ｉ_qssin(6θ)｝…………（８）
この（８）式のＩ_dDCは任意に決定できるパラメータであり、ｉ_dAMP、ｉ_qc、ｉ_qsはモータ印加電圧の有効利用率を向上させるために決定されるパラメータである。

ここで、上記（８）式でｄ軸電流値Ｉ_dを算出する理由は以下の通りである。
モータ印加電圧の有効利用率を最大にするためには、図１４に示すように、横軸にｄ軸電圧Ｖｄをとり、縦軸にｑ軸電圧Ｖｑをとったときに、矢印Ｙ０で表すｄ軸電圧Ｖ_d及びｑ軸電圧Ｖ_qの合成ベクトル｜Ｖ｜のベクトル軌跡が原点（０，０）を中心とする円Ｃ０上を移動させることが望ましいが、これを実現するのは計算が複雑で、解を求めるのは困難であるため、円条件に近い状態で電圧合成ベクトル｜Ｖ｜を略一定とするｄ軸電流値を求める。

このためには、説明を簡単にするために、ｄ軸電流値Ｉ_d及びｑ軸電流値Ｉ_qが互いに正の場合即ち回転方向が一方向となるようにした場合について説明すると、図１４において、電圧合成ベクトル｜Ｖ｜と円Ｃ０との交点での接線（ベクトル｜Ｖ｜の法線Ｌｎ）上を推移するようにｄ軸電流値Ｉ_d及びｑ軸電流値Ｉ_qを設定する。
このように、電圧合成ベクトル｜Ｖ｜が法線Ｌｎ上を移動するためには、図１４に示すように、ｄ軸電圧Ｖ_d（θ）とｑ軸電圧Ｖ_q（θ）とが正値を取る場合、１８０度位相がずれた逆位相とする必要があり、両者の振幅条件としては、図１４における電圧合成ベクトル｜Ｖ｜を構成するｄ軸電圧Ｖｄの直流成分Ｖ_dDCとｑ軸電圧Ｖｑの直流成分Ｖ_qDCで構成されるハッチング図示の三角形Ｔ１と、法線Ｌｎとｄ軸電圧Ｖｄの交流成分Ｖ_dACの振幅及びｑ軸電圧Ｖｑの交流成分Ｖ_qACの振幅で構成されるハッチング図示の三角形Ｔ２とが相似形であることから、ｄ軸電圧Ｖｄ及びｑ軸電圧Ｖｑの直流制限と交流成分との比が下記（９）式で表される法線条件を満足する必要がある。
Ｖ_qAC／Ｖ_dAC＝√(Ｖ_qc ²＋Ｖ_qs ²)／√(Ｖ_dc ²＋Ｖ_ds ²)＝Ｖ_dDC／Ｖ_qDC………（９）
そして、トルク一定の条件からｑ軸電流値ｉ_q(θ)は前記（１）式で一意に決定されることから、円条件に近い状態に電圧構成ベクトル｜Ｖ｜を略一定とする条件を満足するようにｄ軸電流値ｉ_d(θ)を設定する必要がある。

ところで、ｄ軸電圧Ｖ_d及びｑ軸電圧Ｖ_qは、下記（１０）式でｄ軸電流値ｉ_d及びｑ軸電流値ｉ_qとモータ諸元である電気角速度ω_e、モータ抵抗Ｒ、モータインダクタンスＬに基づいて算出することができるが、前記（１）式を（１０）式に代入してｄ軸電圧Ｖ_d及びｑ軸電圧Ｖ_qを求めても前記（１１）式に微分項が含まれていると共に前記（１）式の分母にｅ_qがあるため、ｑ軸電流値ｉ_qには無限の高調波成分が含まれてしまい単純な形式では計算することができない。

このため、ｄ軸電圧Ｖ_d及びｑ軸電圧Ｖ_qを求めるために、ｑ軸電流値ｉ_q(θ)の振動成分の中で、６次の高調波成分が支配的であることを利用すると、ｄ軸電流値ｉ_d(θ)及びｑ軸電流値ｉ_d(θ)は下記（１１）及び（１２）式で近似することができる。

ここで、上記（１２）式は、前記（１）式をさらにテイラー展開し（直流＋電気角θ_eの６倍の振動項）の形に近似している。
そして、ｄ軸電流値ｉ_d(θ)に対して、前述した逆位相の条件を満足するために、前記（１２）式で定義されるｄ軸電流モデルの逆位相とする。すなわち、ｄ軸電流値ｉ_d(θ)は、前記（１２）式を用いて、前述した（８）式の形で定義すれば、ｑ軸電流値ｉ_q(θ)の逆位相成分を持つｄ軸電流値ｉ_d(θ)として表現できる。

そして、前述した（１０）式のｄ軸電流値ｉ_d、ｑ軸電流値ｉ_q、ｄ軸誘起電圧ｅ_d0及びｑ軸誘起電圧ｅ_q0の全てが「直流＋電気角（θ）の６倍の振動項」として近似できるので、これらを前記（１０）式に代入することにより、ｄ軸電圧Ｖ_d（θ）及びｑ軸電圧Ｖ_q（θ）は下記（１３）式で近似することができる。

ところで、前記（８）式における未決定の変数は、ｄ軸電流値Ｉ_d（θ）の振幅指令値ｉ_dAMPのみである。前記（１１）式のｄ軸電圧Ｖ_d及びｑ軸電圧Ｖ_qの振幅の関係式が法線を表す前記（９）式を満足するようにｄ軸電流値Ｉ_d（θ）の振幅指令値ｉ_dAMPを算出すると、例えば時計方向（ＣＷ）回転では、下記（１４）式のようになり、これによって電圧構成ベクトルの絶対値が略一定値となり、電源電圧の√３／２倍の値を含む近傍値に一致するようにｄ軸電流値ｉ_d（θ）の直流成分、振幅、位相を決定することができる。

また、ｄ−ｑ軸誘起電圧演算部５１では、ｄ−ｑ軸誘起電圧算出式に基づいて誘起電圧を算出する。ここで、誘起電圧の歪みを考慮しない場合には、ｄ軸誘起電圧ｅ_d0及びｑ軸誘起電圧ｅ_q0を算出するｄ−ｑ軸誘起電圧算出式は、下記（１５）式及び（１６）式で表される。

ｅ_d0＝ｅ_d／ω_m＝Ｅ₅sin(6θ) …………（１５）
ｅ_q0＝ｅ_q／ω_m＝Ｅ₁−Ｅ₅cos(6θ) ………（１６）
∵Ｅ_k：角速度１［ｒａｄ／ｓ］におけるｋ次高調波の無通電時の誘起電圧波高値 (ｋ=1,5)
ｅ_a＝Ｅ₁ω_msinθ＋Ｅ₅ω_msin5θ
ｅ_b＝Ｅ₁ω_msin(θ−(2/3)π)＋Ｅ₅ω_msin5(θ−(2/3)π)
ｅ_c＝Ｅ₁ω_msin(θ＋(2/3)π)＋Ｅ₅ω_msin5(θ＋(2/3)π)
ｅ_d＝(2/3)｛ｅ_acosθ＋ｅ_bcos(θ−(2/3)π)＋ｅ_ccos(θ＋(2/3)π)｝
ｅ_q＝(2/3)｛ｅ_asinθ＋ｅ_bsin(θ−(2/3)π)＋ｅ_csin(θ＋(2/3)π)｝

この（１５）式及び（１６）式は、誘起電圧に高調波が含まれた場合の式であり、その高調波次数ｋは、実際に７次以降が制御応答性の上限などの影響により制御が困難となる場合が多い。そのため、誘起電圧の高次成分は５次までとすることが多いため、５次までの記述としている。また、３次高調波は、トルクに変換されないため、上記（１５）式及び（１６）式では考慮しておらず、上記条件において十分な性能が得られることは、別途確認済みである。なお、誘起電圧が正弦波である場合はＥ₅を零とすればよく、７次以上の高調波が含まれる場合でも同様の展開が可能である。

ところで、誘起電圧に歪みが発生すると前述した「発明が解決しようとする課題」の項で説明した横軸電機子反作用（交さ磁化作用）によるトルクリップルを生じることになる（これを要因Ａとする）。また、ステータ磁化特性の非線形性によるトルクリップルがある。ステータの磁化特性が線形であれば通電による電機子起磁力は理想的な起磁力波形を発生できるが、実際にステータに使用される電磁鋼板の磁化特性は線形特性を持っていないため、高電流領域では理想的な電機子起磁力が発生できず、合成波形のピーク部が歪み、結果トルクリップルの発生及び高電流域でのトルクのへたりにつながる（これを要因Ｂとする）。

上記２つの要因Ａ及びＢは、発生メカニズムは異なるがモータ相電流に関連する誘起電圧の歪みとして捉えることが可能である。
このように、誘起電圧は電機子起磁力により歪みが発生してしまうため、上述した（１５）式及び（１６）式の誘起電圧ｅ_d0及びｅ_q0を基に後述するようにｑ軸電流指令値演算部４５で、トルク一定式より算出されたｑ軸電流指令値Ｉ_qrefを使用しても効果的にトルクリップルを抑制できない場合がある。

そこで、本実施形態では、相電流による誘起電圧の歪みを考慮し、各次数の波高値と位相が変化すると仮定し、前述した（２）式及び（３）式のようにｄ−ｑ軸誘起電圧算出式を定義する。
上記（２）式及び（３）式で高調波波高値歪みゲインＫ₁、Ｋ₅及び高調波歪み位相角η１、η５は相電流値により決定する歪みパラメータであり、このパラメータをパラメータ設定部６１で相電流毎に決定することで歪みを考慮したｄ軸誘起電圧ｅ_d0E及びｑ軸誘起電圧ｅ_q0Eを生成することが可能となる。

以下に本実施形態でのパラメータ設定部６１で行う歪みパラメータの推定原理と推定方法とを説明する。
電動モータ８２の通電状態での誘起電圧を直接測定することは非常に困難であるため、無通電状態の誘起電圧より上記歪みパラメータの推定を行う。
最初に（１５）式及び（１６）式の歪みを考慮しない誘起電圧にて制御系を構成し、実モータにて平均トルク及びトルクリップルの測定を行う。すなわち、（５）式のｅ_d0E、ｅ_q0Eを（１５）式及び（１６）式のｅ_d0、ｅ_q0に置き換え構成する。

トルクリップルは電気角θの６次成分６θが支配的であることが知見されていることにより、ある相電流時におけるモータトルクは下記（１７）式のような近似式で表すことができる。
Ｔ_m＝Ｔ₀＋Ｔ_6cｃｏｓ(６θ)＋Ｔ_6sｓｉｎ(６θ) …………（１７）
この（１７）式において、右辺第一項Ｔ₀は平均トルクで、右辺第二項のＴ_6c及び第三項のＴ_6sは、トルクリップル６次成分をcosとsinに分解した時の各振幅値である。上記３つのパラメータはトルクリップル測定の結果を高速フーリエ変換（ＦＦＴ）することで求めることができる。

上記測定結果は誘起電圧の歪みを考慮しない誘起電圧での制御で測定したトルクリップル波形であり、前記（２）式、（３）式及び前記（１７）式により下記（１８）式が成立する。
Ｔ_m＝(2/3)(ｅ_q0EＩ_q＋ｅ_d0EＩ_d)＝Ｔ₀＋Ｔ_6ccos(6θ)＋Ｔ_6ssin(6θ)……(１８)
ここで、q軸電流値Ｉ_qはトルク一定式によって算出されたq軸電流値Ｉ_qrefであるが、トルクを一定とするためのｑ軸電流算出式である前記（５）式の分母にq軸誘起電圧ｅ_q0が含まれＩ_qの次数成分が無限となるため、このままでは歪みパラメータの解を求めることができない。

そこで、実際に使用されるq軸電流Ｉ_qは直流成分と電気角６次成分の振幅成分が支配的であることが実測により知見されているので、テーラー展開を利用し６次成分までの近似式として下記（１９）式で算出する。
Ｉ_q＝Ｉ_qDC＋ｉ_qccos(6θ)−ｉ_qssin(6θ) …………（１９）
∵ Ｉ_qDC＝２Ｋ_tＩ_ref／３Ｅ₁
ｉ_qc＝（Ｅ₅／Ｅ₁）Ｉ_qDC
ｉ_qs＝（Ｅ₅／Ｅ₁）Ｉ_dDC
また、d軸電流Ｉ_dは、前記（９）式で定義されている。

一方、上記（１８）式、（１９）式及び前記（８）式より平均トルクＴ₀、cos振幅Ｔ_6C、sin振幅Ｔ_6Sは下式のように算出される。
Ｔ₀＝(2/3)Ｅ₁（Ｉ_qDCＫ_1C＋Ｉ_dDCＫ_1S） …………（２０）
Ｔ_6C＝(2/3)Ｅ₅（Ｉ_qDC（Ｋ_1C−Ｋ_5C−ｉ_dAMPＫ_1S）＋Ｉ_dDCＫ_5S）……（２１）
Ｔ_6S＝(2/3)Ｅ₅（−Ｉ_dDC（Ｋ_1C−Ｋ_5C−ｉ_dAMPＫ_1S）＋Ｉ_qDCＫ_5S）…（２２）
∵ Ｋ_1S＝Ｋ₁sin(η1)
Ｋ_1C＝Ｋ₁cos(η1)
Ｋ_5S＝Ｋ₅sin(η5)
Ｋ_5C＝Ｋ₅cos(η5)

上式では、求める４つの歪みパラメータ（Ｋ₁、Ｋ₅、η１、η５）を新たな４つのパラメータ（Ｋ_1S、Ｋ_1C、Ｋ_5S、Ｋ_5C）に変換しており、この新たな４つのパラメータが推定できれば、求める歪みパラメータ全てを算出可能である。上記新たな４つのパラメータはｑ軸電流値Ｉ_q及びｄ軸電流値Ｉ_dを各々変化させてトルクリップル測定を繰り返し行い、求められたデータよりｑ軸電流値及びｄ軸電流値と歪みパラメータとの関係として決定する。

そして、決定した歪みパラメータをパラメータ設定部６１に設定し、ｄ−ｑ軸誘起電圧演算部５１の算出式を、歪みを考慮した誘起電圧算出式（２）及び（３）式に変更し、実機にてトルクリップル測定を行い、測定結果を見ながらより効果的な値を最終的に決定する。この際、前述したｄ軸電流指令値Ｉ_drefを算出するために必要な値であるｉ_qc、ｉ_qsの算出にも誘起電圧の情報が用いられているため、歪みを考慮した誘起電圧で下記（２２）式及び（２３）式のように再構築し、ｄ軸電流振幅指令値ｉ_dAMPの記憶テーブルについても再構築する。

ｉ_qc＝（Ｋ₅Ｅ₅／Ｋ_1C ²Ｅ₁）Ｉ_qDC＝（Ｋ_1SＫ₅Ｅ₅Ｋ_1C ²Ｅ₁）Ｉ_dDC ……（２２）
ｉ_qs＝（Ｋ₅Ｅ₅／Ｋ_1CＥ₁）Ｉ_dDC ……（２３）
そして、決定した歪みパラメータＫ₁、Ｋ₅、η１及びη５をパラメータ設定部６１に設定する。

次に、上記第３の実施形態の動作を説明する。
先ず、前述した決定手法にて決定した歪みパラメータをパラメータ設定部６１に設定する。
この状態で、ステアリングホイール２を操舵すると、そのときの操舵トルクＴが操舵トルクセンサ１６で検出されると共に、車速Ｖが車速センサ１８で検出される。そして、検出された操舵トルクＴ及び車速Ｖが電流指令値生成部２１に入力されることにより、この電流指令値生成部２１で、図４の電流指令値算出マップを参照して電流指令値Ｉ_refを算出すると共に、算出した電流指令値Ｉ_refに基づきマップを参照してｄ軸直流電流指令値Ｉ_dDC及びｄ軸電流振幅指令値Ｉ_dAMPを算出する。

そして、算出された電流指令値Ｉ_refがｄ軸電流指令値演算部５３及びｑ軸電流指令値演算部５２に供給される。
一方、モータ角度検出器１７で検出されたモータ回転角θｍが角速度換算部２０に供給されて電気角θｅ及びモータ角速度ωｍが算出される。
このとき、電流指令値生成部２１で算出されたｄ軸直流電流指令値Ｉ_dDC及び角速度換算部２０で算出されたモータ角速度ωｍが進角度演算部２９に供給されて、図５に示す進角度算出用記憶テーブルを参照して進角度θ₀が算出され、この進角度θ₀が加算器３０に供給されて電気角θｅに加算されて補正電気角θｅ′が算出され、この補正電気角θｅ′がｄ−ｑ軸電流指令値生成部２２及び２相／３相変換部２３に供給される。

このため、電流指令値生成部２１で算出された電流指令値Ｉ_ref、ｄ軸直流電流指令値Ｉ_dDC、ｄ軸電流振幅指令値Ｉ_dAMP及び補正電気角θｅ′がベクトル制御演算を行うｄ−ｑ電流指令値生成部２２に供給される。
一方、電流検出部１９で検出されたＩｍａ、Ｉｍｂ及びＩｍｃが３相／２相変換部６２にてｄ軸電流値Ｉ_d及びｑ軸電流値Ｉ_qに変換されてｄ−ｑ軸誘起電圧演算部５１に含まれるパラメータ設定部６１に入力され、入力されたｄ軸電流値Ｉ_d及びｑ軸電流値Ｉ_qに従い歪みパラメータＫ₁、Ｋ₅、η１、η５を出力し、ｄ−ｑ軸誘起電圧演算部５１は出力された歪みパラメータＫ₁、Ｋ₅、η１、η５及び電気角θに基づき歪みを考慮した誘起電圧であるｄ軸誘起電圧ｅ_d0E及びｑ軸誘起電圧ｅ_q0Eを算出し、これらをｄ軸電流指令値演算部５３及びｑ軸電流指令値演算部５２に供給する。

このため、ｄ軸電流指令値演算部５３では、操舵補助電流指令値Ｉ_ref、ｄ軸直流電流指令値Ｉ_dDC及びｄ軸電流振幅指令値ｉ_dAMPとｄ軸誘起電圧ｅ_d0E及びｑ軸誘起電圧ｅ_q0Eとに基づいて前述した（８）式の演算を行ってｄ軸電流指令値Ｉ_drefを算出する。
一方、ｑ軸電流指令値演算部５２では、ｄ軸電流指令値Ｉ_dref、操舵補助電流指令値Ｉ_ref及び誘起電圧ｅ_d0E，ｅ_q0Eに基づいて前記（５）式の演算を行ってトルク変動を生じないｑ軸電流指令値Ｉ_qrefを算出する。

そして、ｄ軸電流指令値Ｉ_dref及びｑ軸電流指令値Ｉ_qrefが２相／３相変換部２３に供給されることにより、３相電流指令値Ｉ_Aref、Ｉ_Bref及びＩ_Crefに変換されて、これら３相電流指令値Ｉ_Aref、Ｉ_Bref及びＩ_Crefが減算部２５に供給されて、電流検出部１９で検出されたＩｍａ、Ｉｍｂ及びＩｍｃを減算することにより、電流偏差ΔＩ_A、ΔＩ_B及びΔＩ_Cが算出される。これら電流偏差ΔＩ_A、ΔＩ_B及びΔＩ_Cが 電流制御部２６でＰＩ制御されて電圧指令値Ｖ_Aref、Ｖ_Bref及びＶ_Crefに変換され、これら電圧指令値Ｖ_Aref、Ｖ_Bref及びＶ_Crefに基づいてＰＷＭ制御部２７で、パルス幅変調信号が形成され、これがインバータ回路２８に供給されて３相電流が電動モータ８に供給されることにより、電動モータ８が駆動されて操舵補助電流指令値Ｉ_refに応じた操舵補助力を発生する。そして、電動モータ８で発生された操舵補助力が減速機７を介してステアリングシャフト３に伝達されて、ステアリングホイール２を軽い操舵力で操舵することができる。

このとき、前述したように、ｄ−ｑ軸電流指令値生成部２２のｄ−ｑ軸誘起電圧演算部５１で、ｄ軸電流値及びｑ軸電流値を利用してｄ軸誘起電圧ｅ_d0E及びｑ軸誘起電圧ｅ_q0Eを算出するので、電機子起磁力による誘起電圧の歪みを考慮したｄ軸誘起電圧ｅ_d0E及びｑ軸誘起電圧ｅ_q0Eを算出することができ、誘起電圧の歪みに対してもトルクリップルを効果的に抑制することができる。

また、パラメータ設定部６１に供給するｄ軸電流値及びｑ軸電流値を、２相電流検出値から残りの１相電流検出値を推定し、３相／２相変換して算出するようにしているので、相電流検出部の数を減少させて製造コストを低減することができる。また、パラメータ設定部６１に供給するｄ軸電流値及びｑ軸電流値については、電流検出値から求める代わりに、ｄ軸電流値として図９で算出されるｄ軸直流電流指令値Ｉ_dDCを、ｑ軸電流値として操舵補助電流指令値Ｉｒｅｆを夫々用いるようにしてもよい。

また、上記第３の実施形態のように、ｄ軸電流指令値Ｉ_dref（θｅ）を算出する際に使用するｄ軸振幅指令値Ｉ_dAMPを振幅指令値算出用記憶テーブルを参照して算出することにより、前述した（１３）式の複雑な演算を行うことなく、容易にｄ軸振幅指令値Ｉ_dAMPを算出することができる。
そして、この第３の実施形態においても、前述した第２の実施形態と同様に、電流指令値生成部２１から出力されるｄ軸直流電流指令値Ｉ_dDCが進角度演算部２９に供給され、この進角度演算部２９でｄ直流電流指令値Ｉ_dDC及びモータ角速度ωｍに基づいて最適な進角度θ₀が算出され、算出された進角度θ₀で補正された補正電気角θｅ′がｄ−ｑ軸電流指令値生成部２２及び２相／３相変換部２３に供給されるので、ｄ−ｑ軸電流指令値生成部２２のｄ軸電流指令値演算部５３及びｑ軸電流指令値演算部５２でトルクリップル及び騒音を所定値以下に抑制するｄ軸電流指令値Ｉ_dref（θｅ′）及びｑ軸電流指令値Ｉ_qref（θｅ′）を算出することができる。

なお、上記第１〜第３の実施形態においては、進角度算出用記憶テーブルがｄ軸電流の有無に応じた特性曲線Ｌ１及びＬ２で構成される第１の進角度算出用記憶テーブル及び第２の進角度算出用記憶テーブルで構成されている場合について説明したが、これに限定されるものではなく、ｄ軸電流量に応じた３以上の進角度算出用記憶テーブルを設け、ｄ軸電流値に応じた進角度算出用記憶テーブルを選択するようにしてもよい。この場合には、ｄ軸電流量に応じたより最適な進角度θ₀を算出することかできる。

また、上記第１〜第３の実施形態においては、モータ電流検出部１９で電動モータ８のＡ〜Ｃ相のモータ電流Ｉｍａ〜Ｉｍｃを検出する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、Ａ〜Ｃ相におけるモータ電流のうちの２相分を検出し、残りの１相分を検出した２相分から推定するようにしてもよい。
さらに、上記第１〜第３の実施形態においては、モータ角速度ωｍをモータ角度検出器１７の回転角検出信号に基づいて算出する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、電動モータ８の端子電圧からモータ逆起電圧を推定し、推定したモータ逆起電圧に基づいてモータ角速度ωｍを推定するようにしてもよい。

さらにまた、上記第１〜第３の実施形態においては、ｄ−ｑ軸電流指令値生成部２２のｑ軸電流指令値算出部４５で前述した（１）式におけるωｍ／ｅ_q（θｅ′）及びｅ_d（θｅ′）／ｅ_q（θｅ′）の関数テーブルを参照して算出する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、誘起電圧モデル算出部で高調波を含む台形状の矩形波（疑似矩形波）となる誘起電圧波形と補正電気角θｅ′に基づいて誘起電圧ｅａ（θｅ′）、ｅｂ（θｅ′）及びｅｃ（θｅ′）を発生させ、これを３相／２相変換部で、補正電気角θｅ′に基づいて発生した誘起電圧ｅａ〜ｅｃをｄ軸誘起電圧ｅｄ（θｅ′）及びｑ軸誘起電圧ｅｑ（θｅ′）に変換し、これら誘起電圧ｅｄ（θｅ′），ｅｑ（θｅ′）、電流指令値Ｉ_ref、モータ角速度ωｍ、ｄ軸電流指令値Ｉ_drefに基づいて前記（１）式の演算を行ってｑ軸電流指令値Ｉ_qrefを算出するようにしてもよい。

さらに、上記第１〜第３の実施形態においては、本発明を電動パワーステアリング装置に適用した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、電動ブレーキ装置、電動テレスコ装置、電動チルト装置や、車載機器以外の任意の機器に使用する電動モータの駆動制御に本発明を適用することができる。

本発明の第１の実施形態を示す概略構成図である。 第１の実施形態における制御装置の具体的構成を示すブロック図である。 図２のモータ角速度検出部の具体的構成を示すブロックである。 操舵補助電流指令値生成部で使用する操舵トルクと電流指令値との関係を表す電流指令値算出用記憶テーブルを示す説明図である。 進角度算出用記憶テーブルを示す特性線図である。 インバータ回路を示す回路図である。 本発明の第２の実施形態を示す制御装置の具体的構成を示すブロック図である。 電流指令値有無判断テーブルを示す特性線図である。 ｄ軸直流電流指令値算出用記憶テーブルを示す特性線図である。 第２の実施形態におけるｄ−ｑ軸電流指令値生成部の具体的構成を示すブロック図である。 本発明の第３の実施形態を示す制御装置の具体的構成を示すブロック図である。 ｄ軸振幅指令値算出用記憶テーブルを示す特性線図である。 第３の実施形態におけるｄ−ｑ軸電流指令値生成部の具体的構成を示すブロック図である。 第３の実施形態の基本原理の説明に供する波形図である。 電機子反作用の説明に供する説明図である。

符号の説明

１…ステアリング機構、２…ステアリングホイール、３…ステアリングシャフト、７…減速機、８…電動モータ、１３…制御装置、１６…操舵トルクセンサ、１７…モータ角度検出器、１８…車速センサ、１９…モータ電流検出部、２０…角速度演算部、２１…電流指令値生成部、２２…ｄ−ｑ軸電流指令値生成部、２３…２相／３相変換部、２４…モータフィードバック制御部、２５…減算部、２６…電流制御部、２７…ＰＷＭ制御部、２８…インバータ回路、２９…進角度演算部、３０…加算器、４１〜４３…演算部、４４，４５…乗算器、４６…加算器、５１…ｄ−ｑ誘起電圧演算部、５２…ｑ軸電流指令値演算部、５３…ｄ軸電流指令値演算部、６１…パラメータ設定部、６２…３相／２相変換部

Claims (8)

1. 相数が３以上の電動モータをベクトル制御部でベクトル制御するモータ駆動制御装置であって、
   前記電動モータの電気角を検出する電気角検出手段及びモータ角速度を検出する角速度検出手段とを有し、前記ベクトル制御部は、前記角速度検出手段で検出したモータ角速度とｄ軸電流とに基づいて進角度を演算する進角度演算部と、該進角度演算部で演算した進角度で前記電気角検出手段で検出した電気角を補正する電気角補正部と、該電気角補正部で補正した電気角に基づいてベクトル制御を行う制御演算部とを備えていることを特徴とするモータ駆動制御装置。
2. 前記ベクトル制御部は、電動モータのｄ−ｑ軸電流指令値を生成する電流指令値生成部を有し、該電流指令値生成部で生成したｄ軸電流指令値を前記進角度演算部に供給するように構成されていることを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動制御装置。
3. 前記進角度演算部は、ｄ軸電流有り時のモータ角速度と進角度との関係を表す第１の記憶テーブルと、ｄ軸電流無し時のモータ角速度と進角度との関係を表す第２の記憶テーブルとを備え、ｄ軸電流の有無に応じて前記第１の記憶テーブル及び第２の記憶テーブルを選択するように構成されていることを特徴とする請求項１又は２に記載のモータ駆動制御装置。
4. 前記進角度演算部は、ｄ軸電流量に応じてモータ角速度と進角度との関係を表す記憶テーブルを変化させることを特徴とする請求項１又は２に記載のモータ駆動制御装置。
5. 前記記憶テーブルは、検出遅れと電流波形の基本波形に対する電流制御の応答遅れと電機子反作用による誘起電圧の位相ずれとを補償する値をもとに作成されていることを特徴とする請求項２乃至４の何れか１項に記載のモータ駆動制御装置。
6. 前記記憶テーブルは、夫々のモータ角速度及びｄ軸電流において、モータトルクリップル及び騒音を所定値以下に抑制する値を設定して作成されていることを特徴とする請求項２乃至４の何れか１項に記載のモータ駆動制御装置。
7. 前記電動モータの誘起電圧は、矩形波、及び正弦波に高調波成分が含有されている疑似矩形波誘起電圧であることを特徴とする請求項１乃至６の何れか１項に記載のモータ駆動制御装置。
8. 操舵系に対して操舵補助力を発生する電動モータを前記請求項１乃至７の何れか１項に記載のモータ駆動制御装置で駆動制御するようにしたことを特徴とする電動パワーステアリング装置。

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