WO2021019662A1 - 交流回転電機の制御装置及び電動パワーステアリング装置 - Google Patents

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voltage command
current
vibration
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辰也 森
将彦 折井
元気 藤井
迪 廣谷
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三菱電機株式会社
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    • B62D—MOTOR VEHICLES; TRAILERS
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    • B62D5/04—Power-assisted or power-driven steering electrical, e.g. using an electric servo-motor connected to, or forming part of, the steering gear
    • B62D5/0457—Power-assisted or power-driven steering electrical, e.g. using an electric servo-motor connected to, or forming part of, the steering gear characterised by control features of the drive means as such
    • B62D5/046—Controlling the motor
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/05—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation specially adapted for damping motor oscillations, e.g. for reducing hunting
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B62—LAND VEHICLES FOR TRAVELLING OTHERWISE THAN ON RAILS
    • B62D—MOTOR VEHICLES; TRAILERS
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    • B62D5/04—Power-assisted or power-driven steering electrical, e.g. using an electric servo-motor connected to, or forming part of, the steering gear
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    • B62D5/046—Controlling the motor
    • B62D5/0463—Controlling the motor calculating assisting torque from the motor based on driver input
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/22—Current control, e.g. using a current control loop
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/10—Arrangements for controlling torque ripple, e.g. providing reduced torque ripple

Definitions

  • the present application relates to a control device for an AC rotary electric machine and an electric power steering device.
  • the q-axis correction value WFBq for correcting the q-axis voltage command value GFBq is based on the P control value PFBq of the current feedback control. Is calculated.
  • Paragraph 0056 of Patent Document 2 describes that the q-axis correction value WFBq has the opposite phase of the q-axis current detection value, and in FIGS. 9A and 9B of Patent Document 2, the q-axis correction value has the opposite phase. It can be confirmed that there is.
  • the q-axis correction value WFBq is a feedback control for ripple suppression that is executed separately from the normal feedback control in order to suppress the ripple of the q-axis current. Has been done.
  • Patent Document 1 and Patent Document 2 are configured to suppress current distortion or vibration by superimposing a correction voltage on a voltage command value.
  • the torque ripple component cannot always be suppressed by suppressing the distortion or vibration of the current.
  • the torque constant ratio of torque and current
  • the torque constant may fluctuate according to the magnetic pole position due to spatial harmonics caused by magnetic saturation. In particular, this tendency becomes large in low-priced AC rotary electric machines that do not sufficiently take measures against fluctuations in torque constants. Due to the fluctuation of the torque constant, the torque ripple component is superimposed on the output torque. Further, the torque ripple component due to the fluctuation of the torque constant does not appear in the current detection value. Therefore, in order to cancel the torque ripple component, it is necessary to superimpose the current vibration component for canceling the torque ripple component on the winding current in a feedforward manner.
  • the torque ripple component is a harmonic component (for example, 6th order) of the rotation frequency of the magnetic pole position
  • the frequency of the torque ripple component increases as the rotational angular velocity of the rotor (magnetic pole position) increases. Therefore, even if the canceling current vibration component is superimposed on the current command value, the frequency of the current vibration component becomes higher than the cutoff frequency of the current feedback control when the rotation angle speed becomes high, and the actual winding current is set to the current command value. It becomes impossible to follow the current vibration component of. Therefore, in the method of superimposing the canceling current vibration component on the current command value, there is a problem that the canceling current vibration component cannot be superposed on the winding current and the torclip component cannot be canceled in the high rotation range. there were.
  • the AC rotating electric machine is a kind of inductive load
  • a control device and an electric power steering device of an AC rotating electric machine capable of superimposing a canceling current that cancels the torque ripple component on the winding current in a feed-forward manner and canceling the torque ripple component are desired.
  • the control device for an AC rotary electric machine is a control device for an AC rotary electric machine that controls an AC rotary electric machine having a stator and a rotor provided with windings via an inverter.
  • a magnetic pole position detection unit that detects the magnetic pole position of the rotor, and On the rotating coordinate system of the dq axis, which consists of the d-axis determined in the direction of the detected magnetic pole position and the q-axis determined in the direction 90 degrees ahead of the d-axis by the electric angle, the basic voltage command value of the d-axis and A basic voltage command value calculation unit that calculates the basic voltage command value of the q-axis, A vibration voltage command value calculation unit that has the same frequency as the torque ripple component superimposed on the output torque of the rotor and calculates the vibration voltage command value of the q-axis for canceling the torque ripple component.
  • a plurality of switching elements included in the inverter are provided. It is equipped with a switching control unit that controls on / off.
  • the vibration voltage command value calculation unit calculates the anti-phase of the torque ripple component based on the current information flowing through the winding and the magnetic pole position, and in the cycle of the vibration voltage command value of the q-axis, the q-axis
  • the correction phase corresponding to the phase delay of the actual current with respect to the vibration voltage command value is calculated, and the phase of the vibration voltage command value of the q-axis is set to the phase obtained by advancing the opposite phase of the torque ripple component by the correction phase. It is a thing.
  • the electric power steering device includes the above-mentioned control device for the AC rotary electric machine and the AC rotary electric machine which is a driving force source for the wheel steering device.
  • the q-axis vibration voltage command value for canceling the torque ripple component is superimposed on the q-axis voltage command value, so that the torque ripple component is canceled.
  • the canceling current can be superposed on the winding current in a feed-forward manner. Further, since the antiphase of the torque ripple component is calculated based on the current information flowing through the winding and the magnetic pole position, the phase of the torque ripple component and its antiphase based on the magnetic pole position changing according to the winding current can be obtained. It can be calculated with high accuracy.
  • the correction phase corresponding to the phase delay of the actual current with respect to the vibration voltage command value of the q-axis is calculated, and the phase of the vibration voltage command value of the q-axis is set to the phase in which the opposite phase of the torque ripple component is advanced by the correction phase. Will be done. Therefore, the q-axis vibration voltage command value that compensates for the phase shift between the voltage command value and the winding current and the torque ripple component can be calculated, and the torque ripple component can be canceled with high accuracy.
  • FIG. It is a schematic block diagram of the AC rotary electric machine and the control device which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is a schematic block diagram of the control device of the AC rotary electric machine which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is a hardware block diagram of the control device of the AC rotary electric machine which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is a figure for demonstrating the theoretical lead phase and the correction phase which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is a block diagram of the vibration voltage command value calculation part which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is a figure explaining the relationship between the interlinkage magnetic flux of the q-axis and the q-axis current which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is a figure explaining the relationship between the q-axis current and the q-axis inductance value which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is a block diagram of the vibration voltage command value calculation part which concerns on Embodiment 2.
  • FIG. It is a time chart which concerns on the comparative example of Embodiment 3. It is a time chart which concerns on Embodiment 3. It is a time chart which concerns on Embodiment 3.
  • FIG. 1 is a schematic configuration diagram of an AC rotary electric machine 1, an inverter 20, and a control device 30 according to the present embodiment.
  • AC rotary electric machine 1 is a synchronous AC rotary electric machine having a stator provided with a plurality of phases of windings and a rotor.
  • the stator is provided with three-phase windings Cu, Cv, and Cw of U phase, V phase, and W phase.
  • the three-phase windings Cu, Cv, and Cw are star-connected.
  • the three-phase winding may be a delta connection.
  • a permanent magnet is provided in the rotor made of the electromagnetic steel plate, and the AC rotary electric machine 1 is a permanent magnet type synchronous AC rotary electric machine.
  • the AC rotary electric machine 1 includes a rotation sensor 2 that outputs an electric signal according to the rotation angle of the rotor.
  • the rotation sensor 2 is a Hall element, an encoder, a resolver, or the like.
  • the output signal of the rotation sensor 2 is input to the control device 30.
  • the inverter 20 is a power conversion device that performs power conversion between the DC power supply 10 and the three-phase winding, and has a plurality of switching elements.
  • the switching element 23H (upper arm) on the positive electrode side connected to the positive electrode side of the DC power supply 10 and the switching element 23L (lower arm) on the negative electrode side connected to the negative electrode side of the DC power supply 10 are connected in series.
  • Three sets of series circuits (legs) are provided corresponding to the windings of each of the three phases.
  • the inverter 20 includes three switching elements 23H on the positive electrode side and three switching elements 23L on the negative electrode side, for a total of six switching elements. A connection point in which the switching element 23H on the positive electrode side and the switching element 23L on the negative electrode side are connected in series is connected to the winding of the corresponding phase.
  • the collector terminal of the switching element 23H on the positive electrode side is connected to the electric wire 25 on the positive electrode side
  • the emitter terminal of the switching element 23H on the positive electrode side is the collector of the switching element 23L on the negative electrode side.
  • the emitter terminal of the switching element 23L on the negative electrode side is connected to the terminal and is connected to the electric wire 26 on the negative electrode side.
  • the connection point between the switching element 23H on the positive electrode side and the switching element 23L on the negative electrode side is connected to the winding of the corresponding phase.
  • an IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor
  • MOSFET Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor
  • the gate terminal of each switching element is connected to the control device 30.
  • Each switching element is turned on or off by a control signal output from the control device 30.
  • the smoothing capacitor 24 is connected between the positive electrode side electric wire 25 and the negative electrode side electric wire 26.
  • a power supply voltage sensor 3 for detecting the power supply voltage VDC supplied from the DC power supply 10 to the inverter 20 is provided.
  • the power supply voltage sensor 3 is connected between the positive electrode side electric wire 25 and the negative electrode side electric wire 26.
  • the output signal of the power supply voltage sensor 3 is input to the control device 30.
  • the current sensor 4 outputs an electric signal corresponding to the current flowing through the windings of each phase.
  • the current sensor 4 is provided on the electric wire of each phase connecting the series circuit of the switching element and the winding.
  • the output signal of the current sensor 4 is input to the control device 30.
  • the current sensor 4 may be provided in the series circuit of each phase.
  • a charge / dischargeable power storage device (for example, a lithium ion battery, a nickel hydrogen battery, an electric double layer capacitor) is used for the DC power supply 10.
  • the DC power supply 10 may be provided with a DC-DC converter, which is a DC power converter that boosts or lowers the DC voltage.
  • Control device 30 The control device 30 controls the AC rotary electric machine 1 via the inverter 20. As shown in FIG. 2, the control device 30 includes a magnetic pole position detection unit 31, a current detection unit 32, a dq axis current conversion unit 33, a power supply voltage detection unit 34, a current command value calculation unit 35, and a basic voltage command value calculation unit 36. , Vibration voltage command value calculation unit 37, switching control unit 38, current command correction value calculation unit 39, and the like. Each function of the control device 30 is realized by a processing circuit provided in the control device 30. Specifically, as shown in FIG.
  • the control device 30 includes an arithmetic processing unit 90 (computer) such as a CPU (Central Processing Unit), a storage device 91 for exchanging data with the arithmetic processing unit 90, as a processing circuit.
  • arithmetic processing unit 90 such as a CPU (Central Processing Unit)
  • a storage device 91 for exchanging data with the arithmetic processing unit 90, as a processing circuit.
  • An input circuit 92 for inputting an external signal to the arithmetic processing unit 90, an output circuit 93 for outputting a signal from the arithmetic processing unit 90 to the outside, and the like are provided.
  • the arithmetic processing unit 90 As the arithmetic processing unit 90, an ASIC (Application Specific Integrated Circuit), an IC (Integrated Circuit), a DSP (Digital Signal Processor), an FPGA (Field Programmable Gate Array), various logic circuits, various signal processing circuits, and the like are provided. You may. Further, a plurality of arithmetic processing units 90 of the same type or different types may be provided, and each processing may be shared and executed.
  • the storage device 91 includes a RAM (Random Access Memory) configured to be able to read and write data from the arithmetic processing unit 90, a ROM (Read Only Memory) configured to be able to read data from the arithmetic processing unit 90, and the like. Has been done.
  • the input circuit 92 is connected to various sensors and switches such as a power supply voltage sensor 3, a current sensor 4, and a rotation sensor 2, and an A / D converter or the like that inputs the output signals of these sensors and switches to the arithmetic processing device 90. I have.
  • the output circuit 93 is provided with a drive circuit or the like to which an electric load such as a gate drive circuit for driving the switching element on / off is connected and a control signal is output from the arithmetic processing unit 90 to the electric load.
  • the arithmetic processing unit 90 executes software (program) stored in the storage device 91 such as ROM, and the storage device 91, It is realized by cooperating with other hardware of the control device 30 such as the input circuit 92 and the output circuit 93.
  • the current phase setting data, correction phase setting data, inductance setting data, winding resistance value R, order N, inductance L, and other setting data used by each of the control units 31 to 39 are part of the software (program). Is stored in a storage device 91 such as a ROM.
  • a storage device 91 such as a ROM.
  • Magnetic pole position detecting unit 31 detects the magnetic pole position ⁇ (rotation angle ⁇ of the rotor) of the rotor at the electric angle.
  • the magnetic pole position detection unit 31 detects the magnetic pole position ⁇ (rotation angle ⁇ ) of the rotor based on the output signal of the rotation sensor 2.
  • the magnetic pole position is set to the direction of the north pole of the permanent magnet provided in the rotor. Further, the magnetic pole position detection unit 31 performs a differential calculation with respect to the magnetic pole position ⁇ to calculate the rotation angular velocity ⁇ of the magnetic pole position of the rotor at the electric angle.
  • the magnetic pole position detection unit 31 estimates the rotation angle (magnetic pole position) and rotation angular velocity based on the current information obtained by superimposing the harmonic component on the current command value, etc., without using the rotation sensor. It may be configured in (so-called sensorless system).
  • the current detection unit 32 detects the three-phase currents Iur, Ivr, and Iwr flowing in the windings of each of the three phases.
  • the current detection unit 32 detects the three-phase currents Iur, Ivr, and Iwr flowing from the inverter 20 to the windings Cu, Cv, and Cw of each of the three phases based on the output signal of the current sensor 4.
  • Iur is the U-phase current detection value
  • Ivr is the V-phase current detection value
  • Iwr is the W-phase current detection value.
  • the dq-axis current conversion unit 33 converts the three-phase current detection values Iur, Ivr, and Iwr into the d-axis current detection value Idr and the q-axis current detection value Iqr on the dq-axis rotating coordinate system. Convert.
  • the rotating coordinate system of the dq axis is a two-axis rotating coordinate consisting of a d-axis determined in the direction of the detected magnetic pole position ⁇ and a q-axis determined in a direction 90 ° ahead of the d-axis by an electric angle, and is a rotor magnetic pole. It rotates in synchronization with the rotation of the position.
  • the dq-axis current conversion unit 33 performs three-phase two-phase conversion and rotational coordinate conversion on the three-phase current detection values Iur, Ivr, and Iwr based on the magnetic pole position ⁇ , and detects the d-axis current. It is converted into the value Idr and the current detection value Iqr on the q-axis.
  • the power supply voltage detection unit 34 detects the power supply voltage VDC supplied from the DC power supply 10 to the inverter 20. In the present embodiment, the power supply voltage detection unit 34 detects the power supply voltage VDC based on the output signal of the power supply voltage sensor 3.
  • the current command value calculation unit 35 calculates the current command value Ido on the d-axis and the current command value Iqo on the q-axis.
  • the d-axis current command value Ido and the q-axis current command value Iqo are calculated.
  • the target torque may be transmitted from an external device or may be calculated in the control device 30.
  • the q-axis vibration current command value ⁇ Iqoc calculated by the current command correction value calculation unit 39 described later is superimposed on the q-axis current command value Iqo, and the superimposed current command value is final. It is calculated as the current command value Iqo of the q-axis (Iqo ⁇ Iqo + ⁇ Iqc).
  • Basic voltage command value calculation unit The basic voltage command value calculation unit 36 calculates the basic voltage command value Vdb on the d-axis and the basic voltage command value Vqob on the q-axis on the rotating coordinate system of the dq axis.
  • the d-axis current detection value Idr approaches the d-axis current command value Ido
  • the q-axis current detection value Iqr approaches the q-axis current command value Iqo.
  • the current feedback control for changing the basic voltage command value Vdob on the d-axis and the basic voltage command value Vqob on the q-axis is configured.
  • the basic voltage command value calculation unit 36 sets the d-axis current deviation between the d-axis current detection value Idr and the d-axis current command value Ido, and the q-axis current detection value Iqr and the q-axis current command value Iqo.
  • the control calculation such as PI control based on the q-axis current deviation is performed to calculate the d-axis basic voltage command value Vdb and the q-axis basic voltage command value Vqob.
  • the switching control unit 38 is based on the d-axis basic voltage command value Vdb and the q-axis voltage command value Vqo in which the q-axis vibration voltage command value ⁇ Vqc, which will be described later, is superimposed on the q-axis basic voltage command value Vqo.
  • the plurality of switching elements included in the inverter 20 are controlled on and off.
  • the voltage coordinate conversion unit 38a performs fixed coordinate conversion and two-phase three-phase conversion on the basic voltage command value Vdob on the d-axis and the voltage command value Vqo on the q-axis based on the magnetic pole position ⁇ , and performs three-phase conversion.
  • the voltage command values Vuo, Vvo, and Vwo are calculated.
  • the PWM control unit 38b compares each of the three-phase voltage command values Vuo, Vvo, and Vwo with a carrier wave (triangular wave) that vibrates with an amplitude of the power supply voltage VDC / 2 centered on 0 at the carrier frequency, and causes a voltage command. When the value exceeds the carrier wave, the rectangular pulse wave is turned on, and when the voltage command value falls below the carrier wave, the rectangular pulse wave is turned off.
  • the PWM control unit 40b outputs a control signal corresponding to the rectangular pulse wave of each of the three phases to the inverter 20 to turn on / off each switching element of the inverter 20.
  • the positive electrode side switching element and the negative electrode side switching element of each phase are not turned on at the same time, and the positive electrode side switching element is turned on between the positive electrode side switching element on period and the negative electrode side switching element on period.
  • a short-circuit prevention time may be provided in which both the switching element on the side and the switching element on the negative electrode side are turned off at the same time.
  • the torque constant ratio of torque and current
  • the torque ripple component Due to the fluctuation of the torque constant, the torque ripple component is superimposed on the output torque. Further, the torque ripple component due to the fluctuation of the torque constant does not appear in the current detection value. Therefore, in order to cancel the torque ripple component, it is necessary to superimpose the current vibration component for canceling the torque ripple component on the winding current in a feedforward manner.
  • the torque ripple component is a harmonic component (for example, sixth order) of the rotation frequency of the magnetic pole position ⁇
  • the frequency of the torque ripple component increases as the rotational angular velocity of the rotor (magnetic pole position) increases. Therefore, even if the cancellation current vibration component is superimposed on the current command value, when the rotation angle speed becomes high, the frequency of the current vibration component becomes higher than the cutoff frequency of the current feedback control, and the actual winding current is set to the current command value. It becomes impossible to follow the current vibration component of. Therefore, in the method of superimposing the canceling current vibration component on the current command value, there is a problem that the canceling current vibration component cannot be superposed on the winding current and the torclip component cannot be canceled in the high rotation range. there were.
  • the canceling voltage vibration component is superimposed on the voltage command value after the processing of the current feedback control.
  • the canceling current vibration component can be superimposed on the winding current without being affected by the cutoff frequency of the current feedback control.
  • it is necessary to calculate the canceling voltage vibration component in consideration of the deviation. The theory for that is explained below.
  • T is the output torque of the rotor
  • Pm is the pole logarithm
  • ⁇ is the interlinkage magnetic flux
  • Ld is the d-axis inductance
  • Lq is the q-axis inductance.
  • the output torque T changes according to the q-axis current Iq and the d-axis current Id.
  • the second term on the right side of the equation (1) is smaller than the first term on the right side, and the output torque T changes substantially in proportion to the q-axis current Iq.
  • the torque ripple component described above is generated by the interlinkage magnetic flux ⁇ fluctuating according to the magnetic pole position ⁇ , and the torque constant is approximately Pm ⁇ ⁇ .
  • the torque ripple component ⁇ T can be expressed by the following equation.
  • Trp0 is the amplitude of the torque ripple component
  • ⁇ rp0 is the phase of the torque ripple component with respect to the N times value of the magnetic pole position ⁇ .
  • the phase ⁇ rp0 of the torque ripple component is not the rotation period of the magnetic pole position ⁇ but the phase in the period of the torque ripple component.
  • the amplitude Trp0 and the phase ⁇ rp0 of the torque ripple component change according to the d-axis current Id and the q-axis current Iq, and become a function of these.
  • the waveform of the torque ripple component ⁇ T is acquired by electromagnetic field analysis or actual measurement, and the relational characteristics between the amplitude Trp0 and the d-axis current Id and the q-axis current Iq, and The relationship characteristics between the phase ⁇ rp0 and the d-axis current Id and the q-axis current Iq are identified.
  • the canceling q-axis current ⁇ Iqc for canceling the torque ripple component ⁇ T of the equation (2) is given by the following equation.
  • Iqrp0 is the amplitude of the canceling q-axis current ⁇ Iqc, and is a value obtained by dividing the amplitude Trp0 of the torque ripple component by the pole logarithm Pm and the interlinkage magnetic flux ⁇ .
  • the interlinkage magnetic flux ⁇ of the equation (3) is an average value without considering the fluctuation depending on the magnetic pole position.
  • the canceling q-axis current ⁇ Iqc has the opposite phase of the torque ripple component ⁇ T, and the amplitude is multiplied by 1 / (Pm ⁇ ⁇ ).
  • the amplitude Iqrp0 of the canceling q-axis current also changes according to the d-axis current Id and the q-axis current Iq, and becomes a function of these, similarly to the amplitude Trp0 of the torque ripple component.
  • Vd is the d-axis voltage
  • Vq is the q-axis voltage
  • R is the resistance value of the winding
  • ⁇ a is the interlinkage magnetic flux due to the permanent magnet
  • p is the differential operator. Is.
  • equation (7) When equation (7) is transformed by synthesizing trigonometric functions, it can be expressed as the following equation.
  • arctan is an inverse tangent function.
  • the cancellation q-axis voltage ⁇ Vqc is obtained by multiplying the amplitude by the theoretical amplitude gain ⁇ r and advancing the phase by the theoretical advance phase ⁇ r with respect to the cancellation q-axis current ⁇ Iqc of the equation (3). ..
  • the theoretical lead phase ⁇ r is a sign inversion value of the phase lag of the q-axis current Iq with respect to the q-axis voltage Vq applied to the winding, and becomes a positive value.
  • the theoretical lead phase ⁇ r is a so-called impedance angle.
  • the theoretical amplitude gain ⁇ r is the reciprocal of the amplitude gain of the q-axis current Iq with respect to the q-axis voltage Vq applied to the winding. As shown in FIG. 4, the theoretical lead phase ⁇ r increases from 0 to 90 degrees ( ⁇ / 2) as the rotational angular velocity ⁇ at the magnetic pole position increases from 0.
  • the vibration voltage command value calculation unit 37 has the same frequency as the torque ripple component superimposed on the output torque of the rotor, and calculates the vibration voltage command value ⁇ Vqoc of the q-axis for canceling the torque ripple component.
  • the vibration voltage command value calculation unit 37 calculates the opposite phase of the torque ripple component based on the current information flowing through the winding and the magnetic pole position ⁇ , and the vibration voltage command of the q axis in the cycle of the vibration voltage command value ⁇ Vqoc of the q axis.
  • the correction phase ⁇ corresponding to the phase delay of the actual current with respect to the value ⁇ Vqoc is calculated, and the phase of the vibration voltage command value ⁇ Vqoc on the q-axis is set to the phase in which the opposite phase of the torque ripple component is advanced by the correction phase ⁇ .
  • the q-axis vibration voltage command value ⁇ Vqoc for canceling the torque ripple component is superimposed on the q-axis voltage command value Vqo, so that even in the high rotation range, due to the influence of the cutoff frequency of the current feedback control. It is not cut off, and the canceling current can be superimposed on the winding current, and the torque ripple component can be canceled.
  • the antiphase of the torque ripple component is calculated based on the current information flowing through the winding and the magnetic pole position ⁇ , the phase of the torque ripple component based on the magnetic pole position ⁇ that changes according to the winding current and vice versa.
  • the phase can be calculated accurately.
  • the correction phase ⁇ corresponding to the phase delay of the actual current with respect to the vibration voltage command value ⁇ Vqoc on the q-axis is calculated, and the phase of the vibration voltage command value ⁇ Vqoc on the q-axis advances the antiphase of the torque ripple component by the correction phase ⁇ . It is set to the phase. Therefore, the q-axis vibration voltage command value ⁇ Vqoc that compensates for the phase shift between the voltage command value and the winding current and the torque ripple component can be calculated, and the torque ripple component can be canceled with high accuracy.
  • the vibration voltage command value calculation unit 37 calculates the vibration voltage command value ⁇ Vqoc on the q-axis by using the following equation.
  • FIG. 5 shows a block diagram of the vibration voltage command value calculation unit 37 according to the present embodiment.
  • equation (9) (N ⁇ ⁇ rp0 ⁇ ) is the antiphase of the torque ripple component, ⁇ is the correction phase, and ( ⁇ ⁇ Iqrp0) is the amplitude.
  • the vibration voltage command value calculation unit 37 subtracts the phase ⁇ rp0 of the torque ripple component with respect to the multiplication value of the magnetic pole position ⁇ and the order N from the multiplication value of the magnetic pole position ⁇ and the order N, and ⁇ . Subtract (or add) (180 degrees) to calculate the antiphase (N ⁇ ⁇ rp0 ⁇ ) of the torque ripple component.
  • the vibration voltage command value calculation unit 37 calculates the phase ⁇ rp0 of the torque ripple component based on the current information flowing through the winding.
  • the vibration voltage command value calculation unit 37 refers to the current phase setting data in which the relationship between the d-axis current Id and the q-axis current Iq and the phase ⁇ rp0 of the torque ripple component is preset, and refers to the current d-axis current d.
  • the phase ⁇ rp0 of the torque ripple component corresponding to the current command value Ido of the shaft and the current command value Iqo of the q-axis is calculated.
  • the d-axis current detection value Idr and the q-axis current detection value Iqr may be used.
  • the current phase setting data is map data, an approximation function, or the like. As described above, the waveforms of the torque ripple component ⁇ T at each operating point of the d-axis current Id and the q-axis current Iq are acquired by electromagnetic field analysis or actual measurement, and the current phase setting data is preset based on the acquired data. Will be done.
  • the vibration voltage command value calculation unit 37 uses the following equation similar to the calculation equation of the theoretical lead phase ⁇ r of the third equation of the equation (8), and the frequency of the torque ripple component with respect to the rotation frequency of the magnetic pole position.
  • the correction phase ⁇ is calculated based on the order N of, the rotational angular velocity ⁇ at the electric angle of the magnetic pole position, the inductance L of the AC rotating electric machine, and the resistance value R of the winding.
  • the resistance value R of the winding may be set to a fixed value or may be changed according to the winding temperature or the like.
  • the inductance L is the q-axis inductance Lq.
  • the q-axis inductance Lq may be a fixed value, or may be changed according to current information or the like, as will be described later.
  • the vibration voltage command value calculation unit 37 refers to the correction phase setting data in which the relationship between the rotation angular velocity ⁇ and the inductance L (q-axis inductance Lq in this example) and the correction phase ⁇ is preset, and the current rotation.
  • the correction phase ⁇ corresponding to the angular velocity ⁇ and the current inductance L may be calculated.
  • the vibration voltage command value calculation unit 37 refers to the correction phase setting data in which the relationship between the rotation angular velocity ⁇ and the correction phase ⁇ is preset, and sets the current rotation angular velocity ⁇ .
  • the corresponding correction phase ⁇ may be calculated.
  • the correction phase setting data is preset based on the equation (10) or the experimental data.
  • the correction phase setting data is map data, an approximation function, or the like.
  • the vibration voltage command value calculation unit 37 sets the correction phase ⁇ in the cycle of the vibration voltage command value of the q-axis from 90 degrees as the rotation angular velocity ⁇ of the magnetic pole position decreases. Decrease within the range up to 0 degrees.
  • the vibration voltage command value calculation unit 37 refers to the inductance setting data in which the relationship between the d-axis current and the q-axis current and the q-axis inductance Lq is preset, and refers to the current d-axis and q-axis current command values Ido and Iqo.
  • the q-axis inductance Lq corresponding to the current d-axis and q-axis current detection values Idr and Iqr may be calculated.
  • Inductance setting data is set in advance based on the data acquired by electromagnetic field analysis or actual measurement. For example, at each operating point of the d-axis current and the q-axis current, the slope ⁇ / ⁇ Iq of the change ⁇ of the interlinkage magnetic flux with respect to the change ⁇ Iq of the q-axis current is calculated, and the slope ⁇ / ⁇ Iq is set as the q-axis inductance Lq. ..
  • FIG. 6 is an example of the relational characteristics between the q-axis interlinkage magnetic flux ⁇ q and the q-axis current Iq when the q-axis current Iq is swept at the operating point of a certain d-axis current Id. This characteristic is obtained by electromagnetic field analysis or actual measurement.
  • the minute change ⁇ q of the interlinkage magnetic flux of the q-axis with respect to the minute change ⁇ Iq of the q-axis current Iq is obtained, and the slope ⁇ q / ⁇ Iq is obtained.
  • the slope ⁇ q / ⁇ Iq is obtained as the q-axis inductance Lq at the operating point.
  • the q-axis interlinkage magnetic flux ⁇ q is made dimensionless by ⁇ q1 in which a fixed value is set.
  • FIG. 7 is a diagram plotting the q-axis inductance Lq (slope ⁇ q / ⁇ Iq) obtained at the operating point of each q-axis current Iq.
  • the q-axis inductance Lq is dimensionless by L1 for which a fixed value is set.
  • FIG. 7 is a diagram plotting the q-axis inductance Lq (slope ⁇ q / ⁇ Iq) obtained at the operating point of each q-axis current Iq.
  • the q-axis inductance Lq is dimensionless by L1 for which a fixed value is set.
  • the q-axis inductance Lq decreases as the q-axis current Iq increases. This is because the relationship characteristic between the q-axis interlinkage magnetic flux ⁇ q and the q-axis current Iq is not a straight line due to the influence of magnetic saturation, but the slope changes according to the q-axis current Iq. In particular, in the region where the q-axis current Iq is large, the slope is reduced and the q-axis inductance Lq is reduced. Therefore, even in the case of an AC rotating electric machine in which the inductance fluctuates due to magnetic saturation according to the winding current, the inductance setting accuracy can be improved.
  • the vibration voltage command value calculation unit 37 calculates the amplitude Iqrp0 of the current on the q-axis for canceling the torque ripple component based on the current information flowing through the winding.
  • the vibration voltage command value calculation unit 37 refers to the current amplitude setting data in which the relationship between the d-axis current Id and the q-axis current Iq and the q-axis current amplitude Iqrp0 is preset, and is present.
  • the amplitude Iqrp0 of the current on the q-axis corresponding to the current command value Ido on the d-axis and the current command value Iqo on the q-axis is calculated.
  • the d-axis current command value Ido and the q-axis current command value Iqo may be used.
  • the current amplitude setting data is map data, an approximation function, or the like.
  • the waveforms of the torque ripple component ⁇ T at each operating point of the d-axis current Id and the q-axis current Iq are acquired by electromagnetic field analysis or actual measurement, and the obtained amplitude Trp0 of the torque ripple component ⁇ T is the pole pair Pm and
  • the amplitude Iqrp0 of the current on the q-axis is calculated by dividing by the interlinkage magnetic flux ⁇ , and the current amplitude setting data is set in advance using the calculated amplitude Iqrp0 of the current on the q-axis.
  • the vibration voltage command value calculation unit 37 uses the same equation as the calculation equation of the theoretical amplitude gain ⁇ r of the second equation of the equation (8), and uses the following equation, the frequency N of the torque ripple component with respect to the rotation frequency of the magnetic pole position, and the magnetic pole position.
  • the amplitude gain ⁇ is calculated based on the rotation angle velocity ⁇ at the electric angle, the inductance L of the AC rotating electric machine, and the resistance value R of the winding. Then, as shown in the equation (9), the vibration voltage command value calculation unit 37 sets the multiplication value ( ⁇ ⁇ Iqrp0) of the amplitude Iqrp0 of the q-axis current and the amplitude gain ⁇ into the vibration voltage command value ⁇ Vqoc of the q-axis. Set to the amplitude of.
  • the values of the order N, the inductance L, and the resistance value R are the same as those in the case of the correction phase ⁇ of the above equation (10), and the inductance L has the q-axis inductance Lq. Used.
  • the vibration voltage command value calculation unit 37 refers to the amplitude gain setting data in which the relationship between the rotation angle velocity ⁇ and the inductance L (q-axis inductance Lq in this example) and the amplitude gain ⁇ is set in advance, and the current rotation.
  • the amplitude gain ⁇ corresponding to the angular velocity ⁇ and the current inductance L may be calculated.
  • the vibration voltage command value calculation unit 37 refers to the amplitude gain setting data in which the relationship between the rotation angular velocity ⁇ and the amplitude gain ⁇ is set in advance, and sets the current rotation angular velocity ⁇ .
  • the corresponding amplitude gain ⁇ may be calculated.
  • the amplitude gain setting data is preset based on the equation (11) or the experimental data.
  • the correction phase setting data is map data, an approximation function, or the like.
  • the vibration voltage command value calculation unit 37 increases the amplitude of the vibration voltage command value ⁇ Vqoc on the q-axis as the rotational angular velocity ⁇ of the magnetic pole position increases. Further, the vibration voltage command value calculation unit 37 increases the amplitude of the vibration voltage command value on the q-axis as the inductance L increases.
  • the current command correction value calculation unit 39 calculates the q-axis vibration current command value ⁇ Iqoc for canceling the torque ripple component, which has the same frequency as the torque ripple component ⁇ T and has the opposite phase of the torque ripple component. Then, as described above, the vibration current command value ⁇ Iqoc on the q-axis is superimposed on the current command value Iqo on the q-axis.
  • the current command correction value calculation unit 39 calculates the vibration current command value ⁇ Iqoc of the q-axis by using the following equation.
  • (N ⁇ ⁇ rp0 ⁇ ) is the opposite phase of the torque ripple component
  • Iqrp0 is the amplitude.
  • phase ⁇ rp0 of the torque ripple component and the amplitude Iqrp0 of the current on the q-axis are calculated by the same method as the vibration voltage command value calculation unit 37, and in the present embodiment, they are calculated by the vibration voltage command value calculation unit 37. Is used.
  • the current command correction value calculation unit 39 determines the q-axis vibration current command value as described above. ⁇ Iqoc is calculated and superimposed on the current command value Iqo on the q-axis, and when the rotational angular velocity ⁇ is higher than the speed threshold, the vibration current command value ⁇ Iqoc on the q-axis is not calculated and is set to the current command value Iqo on the q-axis. It may be configured so that it does not overlap.
  • the vibration voltage command value calculation unit 37 determines the vibration voltage command value of the q-axis. ⁇ Vqoc is calculated and superimposed on the voltage command value Vqo on the q-axis, and when the rotational angular velocity ⁇ is lower than the speed threshold, the vibration voltage command value ⁇ Vqoc on the q-axis is not calculated and is set to the voltage command value Vqo on the q-axis. It may be configured so that it does not overlap.
  • both the superposition of the current command value Iqo on the q-axis and the superposition of the voltage command value Vqo on the q-axis may be executed.
  • FIG. 8 is a block diagram of the vibration voltage command value calculation unit according to the present embodiment.
  • the control system can be simplified by utilizing the fact that the theoretical lead phase ⁇ r approaches 90 degrees in the high rotation range where it is necessary to superimpose the canceling voltage vibration component on the voltage command value. Further, as shown in FIG. 4, when the rotational angular velocity ⁇ increases from 0, the theoretical advance phase ⁇ r rapidly approaches 90 degrees. Therefore, when the rotational angular velocity ⁇ increases to some extent, the correction error can be reduced even if the correction phase ⁇ is set to ⁇ / 2 (90 degrees).
  • the vibration voltage command value calculation unit 37 calculates the q-axis vibration voltage command value ⁇ Vqoc as described above, and the q-axis voltage command value Vqo. If the rotation angular velocity ⁇ is lower than the start threshold value, the q-axis vibration voltage command value ⁇ Vqoc may not be calculated and may be configured not to be superimposed on the q-axis voltage command value Vqo.
  • the start threshold value is set to the rotational angular velocity ⁇ at which the difference between the theoretical lead phase ⁇ r and ⁇ / 2 (90 degrees) becomes a tolerance (for example, 10 degrees).
  • the vibration voltage command value calculation unit 37 has the order N of the frequency of the torque ripple component with respect to the rotation frequency of the magnetic pole position, the rotation angular velocity ⁇ at the electric angle of the magnetic pole position, as shown in the following equation.
  • the multiplication value of the inductance L of the AC rotary electric machine is calculated as the amplitude gain ⁇ .
  • the inductance L is the q-axis inductance Lq, and may be changed according to current information or the like as in the first embodiment.
  • the vibration voltage command value calculation unit 37 calculates the amplitude Iqrp0 of the current on the q-axis for canceling the torque ripple component based on the current information flowing through the winding, as in the first embodiment. Then, as shown in the equation (9), the vibration voltage command value calculation unit 37 sets the multiplication value of the amplitude Iqrp0 of the q-axis current and the amplitude gain ⁇ to the amplitude of the vibration voltage command value ⁇ Vqoc of the q-axis. ..
  • control system can be simplified by utilizing the fact that the amplitude gain ⁇ approaches N, ⁇ , and L in the high rotation range where it is necessary to superimpose the canceling voltage vibration component on the voltage command value. ..
  • the vibration voltage command value calculation unit 37 increases the amplitude of the vibration voltage command value ⁇ Vqoc on the q-axis in proportion to the rotation angular velocity ⁇ of the magnetic pole position. Further, the vibration voltage command value calculation unit 37 increases the amplitude of the vibration voltage command value on the q-axis in proportion to the inductance L.
  • the vibration voltage command value calculation unit 37 may calculate the amplitude gain ⁇ with reference to the amplitude gain setting data.
  • the vibration voltage command value calculation unit 37 determines the q-axis vibration voltage as described above.
  • the command value ⁇ Vqoc is calculated and superimposed on the voltage command value Vqo on the q-axis. If the rotational angular velocity ⁇ is lower than the speed threshold, the vibration voltage command value ⁇ Vqoc on the q-axis is not calculated and the voltage command value on the q-axis is not calculated. It may be configured not to be superimposed on Vqo.
  • the q-axis vibration voltage command value ⁇ Vqoc is superimposed in the high rotation range where the theoretical lead phase ⁇ r approaches 90 degrees and the theoretical amplitude gain ⁇ r approaches N, ⁇ , and L, so that the correction phase is corrected. Even if ⁇ is simply set to ⁇ / 2 (90 degrees) and the amplitude gain ⁇ is simply set to N, ⁇ , L, the occurrence of correction error can be suppressed and the torque ripple component can be canceled.
  • the upper limit limit value of the voltage applied to the winding is determined by the power supply voltage VDC, and the upper limit value of the d-axis voltage command value and the q-axis voltage command value is also determined. Therefore, as shown in the time chart according to the comparative example of FIG. 9, the vibration of the q-axis is performed so that the voltage command value Vqo of the q-axis after the superposition of the vibration voltage command value ⁇ Vqoc of the q-axis does not exceed the upper limit limit value Vlmt.
  • the peak portion of the voltage command value ⁇ Vqoc is cut. Only the cut peak part cannot cancel the torque ripple component, and the cancellation becomes insufficient.
  • the vibration voltage command value calculation unit 37 prevents the voltage command value Vqo on the q-axis after superimposition from exceeding the upper limit limit value Vlmt by superimposing the vibration voltage command value ⁇ Vqoc on the q-axis.
  • the vibration voltage command value ⁇ Vqc on the q-axis is reduced in an offset manner.
  • the peak portion of the vibration voltage command value ⁇ Vqoc on the q-axis can be prevented from being cut by the upper limit limit value Vlmt, and the effect of canceling the torque ripple component is impaired by the upper limit limit of the voltage command value on the q-axis. You can avoid it.
  • the vibration voltage command value calculation unit 37 adds the amplitude ( ⁇ ⁇ Iqrp0) of the vibration voltage command value of the q axis to the basic voltage command value Vqob of the q axis before correction.
  • the vibration voltage command value ⁇ Vqoc of the q-axis is reduced by the offset value ⁇ Voff obtained by subtracting the upper limit limit value Vlmt from the maximum value Vqmax before correction, and the q-axis after offset.
  • the vibration voltage command value ⁇ Vqoc_off of is calculated, and the offset q-axis vibration voltage command value ⁇ Vqoc_off is superimposed on the q-axis basic voltage command value Vqob to calculate the q-axis voltage command value Vqo.
  • the vibration voltage command value calculation unit 37 does not perform offset correction, and the vibration voltage command value ⁇ Vqoc on the q axis is used as it is as the basic voltage command value on the q axis.
  • the voltage command value Vqo of the q-axis is calculated by superimposing it on Vqob.
  • the minimum offset value ⁇ Voff in which the peak portion of the vibration voltage command value ⁇ Vqoc on the q-axis is not cut by the upper limit limit value Vlmt can be set, and the q-axis can be set. It is possible to minimize the fluctuation of the average value of the voltage command value Vqo on the q-axis from the basic voltage command value Vqo of. Therefore, it is possible to minimize the fluctuation of the average value of the output torque in order to cancel the torque ripple component.
  • the vibration voltage command value calculation unit 37 calculates the q-axis vibration voltage command value ⁇ Vqoc that vibrates between 0 and the value obtained by multiplying the amplitude ( ⁇ ⁇ Iqrp0) of the q-axis vibration voltage command value by -2. It may be configured to do so.
  • the vibration voltage command value calculation unit 37 subtracts the amplitude ( ⁇ ⁇ Iqrp0) of the vibration voltage command value of the q axis from the vibration voltage command value ⁇ Vqoc of the q axis as shown in the following equation to offset.
  • the later q-axis vibration voltage command value ⁇ Vqoc_off is calculated, and the offset q-axis vibration voltage command value ⁇ Vqoc_off is superimposed on the q-axis basic voltage command value Vqob to calculate the q-axis voltage command value Vqo.
  • Embodiment 4 Next, the control device 30 according to the fourth embodiment will be described. The description of the same components as in the first embodiment will be omitted.
  • the basic configuration and processing of the AC rotary electric machine 1 and the control device 30 according to the present embodiment are the same as those of the first, second, or third embodiments, but the AC rotary electric machine 1 and the control device 30 are electric power steering devices. It differs from the first, second, or third embodiment in that it is incorporated in the 60.
  • the AC rotary electric machine 1 is a driving force source for the steering device 63 of the wheels 62.
  • the AC rotary electric machine 1 and the control device 30 constitute an electric power steering device 60.
  • the rotating shaft of the rotor of the AC rotary electric machine 1 is connected to the steering device 63 of the wheel 62 via the driving force transmission mechanism 61.
  • the electric power steering device 60 is attached to a handle 64 in which the driver rotates left and right, a shaft 65 which is connected to the handle 64 and transmits the steering torque of the handle 64 to the steering device 63 of the wheel 62, and a shaft 65. It is provided with a torque sensor 66 that detects the steering torque Ts by the handle 64, and a driving force transmission mechanism 61 such as a worm gear mechanism that connects the rotating shaft of the AC rotary electric machine 1 to the shaft 65.
  • the output signal of the torque sensor 66 is input to the control device 30 (input circuit 92), and the control device 30 detects the driver's steering torque Ts based on the output signal of the torque sensor 66. Then, the current command value calculation unit 35 calculates the current command value for assisting the steering torque Ts based on the steering torque Ts. For example, the current command value calculation unit 35 calculates the current command value Iqo on the q-axis by multiplying the steering torque Ts by the assist gain Ka, as shown in the following equation. The current command value Ido on the d-axis is set to 0.
  • the assist gain Ka may be changed according to the traveling speed of the own vehicle and the like.
  • the current command value calculation unit 35 uses maximum torque current control, weakening magnetic flux control, and the like based on the target torque and the like calculated based on the steering torque Ts, and uses the d-axis and q-axis current command values Ido and Iqo. May be calculated.
  • the torque ripple component of the order N (for example, the sixth order) is superimposed. Due to the torque ripple component, (1) the steering feeling of the steering wheel is deteriorated, and (2) the noise increases when the frequency of the torque ripple component matches the mechanical resonance frequency. In order to suppress these (1) and (2), it is necessary to superimpose the canceling current vibration component on the winding current as in the first to third embodiments.
  • the current feedback is performed by superimposing the vibration current command value ⁇ Iqoc on the q-axis on the current command value Iqo on the q-axis.
  • the canceling current vibration component can be superimposed on the winding current, and the steering feeling of the handle can be improved.
  • the frequency of the canceling current vibration component is a high frequency of 300 Hz to 4000 Hz. Therefore, since a frequency higher than the cutoff frequency of the current feedback control is included, it is not enough to superimpose the q-axis vibration current command value ⁇ Iqoc on the q-axis current command value Iqo, and the q-axis vibration voltage command.
  • ⁇ Vqoc By superimposing the value ⁇ Vqoc on the voltage command value Vqo on the q-axis, it is possible to superimpose the canceling current vibration component on the winding current, and it is possible to suppress the increase in noise due to resonance. Therefore, an inexpensive AC rotating electric machine having a variable torque constant can be used for the electric power steering device 60.
  • the number of phases of the winding may be any number of phases, a plurality of sets of windings may be provided, and the motor control as in each embodiment may be performed for each set of windings. ..
  • the AC rotary electric machine 1 is a permanent magnet type synchronous AC rotary electric machine.
  • the embodiments of the present application are not limited to this. That is, the AC rotary electric machine 1 may be various rotary electric machines such as an electromagnet type synchronous AC rotary electric machine and an induction rotary electric machine.
  • the vibration voltage command value calculation unit 37 may calculate the vibration voltage command value ⁇ Vdoc on the d-axis by using the following equation and superimpose it on the basic voltage command value Vdb on the d-axis.
  • (N ⁇ ⁇ rp0) is the phase of the torque ripple component
  • ( ⁇ ⁇ L ⁇ Iqrp0) is the amplitude.
  • the inductance L the q-axis inductance Lq is used.
  • phase ⁇ rp0 of the torque ripple component with respect to the N times value of the magnetic pole position ⁇ , the amplitude Iqrp0 of the current on the q-axis, and the inductance Lq on the q-axis are calculated by the same method as in each of the above embodiments.
  • the degree N may be any natural number other than 6.
  • the vibration voltage command value ⁇ Vqoc on the q-axis and the vibration current command value ⁇ Iqoc on the q-axis for each torque ripple component are calculated, and q of the plurality of orders is calculated.
  • the total value of the vibration voltage command value ⁇ Vqoc of the shaft and the vibration current command value ⁇ Iqoc of the q-axis may be superimposed on the voltage command value Vqo of the q-axis and the current command value Iqo of the q-axis.
  • the AC rotary electric machine 1 serves as a driving force source for the steering device 63 of the wheels 62, and the AC rotary electric machine 1 and the control device 30 are incorporated in the electric power steering device 60.
  • the case has been described as an example.
  • the embodiments of the present application are not limited to this.
  • the AC rotating electric machine 1 may serve as a driving force source for a device (for example, a wheel) other than the steering device 63, and the AC rotating electric machine 1 and the control device 30 may be a device other than the electric power steering device 60 (for example, a vehicle). It may be incorporated in a power unit).

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Abstract

トルクリップル成分を打ち消す打消し電流を巻線電流にフィードフォワード的に重畳させ、トルクリップル成分を打ち消すことができる交流回転電機の制御装置及び電動パワーステアリング装置を提供する。トルクリップル成分（ΔＴ）と同じ周波数を有し、ｑ軸の振動電圧指令値（ΔＶｑｏｃ）を算出し、電流情報及び磁極位置（θ）に基づいてトルクリップル成分の逆位相を算出し、ｑ軸の振動電圧指令値（ΔＶｑｏｃ）に対する実電流の位相遅れに対応する補正位相（α）を算出し、ｑ軸の振動電圧指令値の位相を、トルクリップル成分の逆位相を補正位相（α）だけ進めた位相に設定する交流回転電機の制御装置（３０）。

Description

交流回転電機の制御装置及び電動パワーステアリング装置
　本願は、交流回転電機の制御装置及び電動パワーステアリング装置に関するものである。
　交流回転電機を制御するに際し、出力トルクに重畳するトルクリップル成分を低減することが望まれる。特許文献１の技術では、特許文献１の段落００３３、図２及び段落００４１等に記載されているように、基本波の交流電圧を巻線に印加しても、磁気飽和に起因した空間高調波により、巻線電流が基本波から歪み、電流の歪みによりトルクリップル成分が生じるため、巻線に基本波電流を流すための高調波の補正電圧ｖｄｈ、ｖｑｈを電圧指令に重畳するように構成されている。
　また、特許文献２の技術では、特許文献２の図２等に示されているように、ｑ軸電圧指令値ＧＦＢｑを補正するｑ軸補正値ＷＦＢｑは、電流フィードバック制御のＰ制御値ＰＦＢｑに基づいて算出されている。特許文献２の段落００５６に、ｑ軸補正値ＷＦＢｑは、ｑ軸電流検出値の逆位相になると記載されており、特許文献２の図９（ａ）、（ｂ）において、逆位相になっていることが確認できる。また、特許文献２の段落００５８に、ｑ軸補正値ＷＦＢｑは、ｑ軸電流のリップルを抑制するために、通常のフィードバック制御とは別途に実行されるリップル抑制のためのフィードバック制御であると記載されている。
特開２０１６－１１１７８８号公報 特開２０１７－１７８９９号公報
　特許文献１及び特許文献２の技術は、電圧指令値に補正電圧を重畳することにより、電流の歪み又は振動を抑えるように構成されている。しかしながら、交流回転電機においては、電流の歪み又は振動を抑えれば、トルクリップル成分を抑えられるとは限らない。交流回転電機では、磁気飽和に起因した空間高調波等により、トルク定数（トルクと電流との比）が磁極位置に応じて変動する場合がある。特に、トルク定数の変動に対する対策が十分でない廉価な交流回転電機では、この傾向が大きくなる。このトルク定数の変動により、出力トルクには、トルクリップル成分が重畳する。また、トルク定数の変動によるトルクリップル成分は、電流検出値には表れない。そのため、トルクリップル成分を打ち消すためには、トルクリップル成分を打ち消すための電流振動成分を、巻線電流にフィードフォワード的に重畳させる必要がある。
　しかし、トルクリップル成分は、磁極位置の回転周波数の高調波成分（例えば、６次）であるため、ロータ（磁極位置）の回転角速度が増加するに従って、トルクリップル成分の周波数が増加する。よって、電流指令値に打消し電流振動成分を重畳させても、回転角速度が高くなると、電流振動成分の周波数が、電流フィードバック制御のカットオフ周波数よりも高くなり、実巻線電流を電流指令値の電流振動成分に追従させることができなくなる。よって、電流指令値に打消し電流振動成分を重畳させる方法では、高回転域になると、巻線電流に打消し電流振動成分を重畳させることができず、トルクリップ成分を打ち消すことができない問題があった。
　また、交流回転電機は、一種の誘導性負荷であるため、交流回転電機が回転している場合において、ｑ軸電流とｑ軸電圧との間には位相のズレがある。そのため、特許文献２のように、ｑ軸補正電圧の位相を、ｑ軸電流の位相と同じトルクリップル成分の逆位相に設定したのでは、トルクリップル成分を精度良く打ち消すことができない。
　そこで、トルクリップル成分を打ち消す打消し電流を巻線電流にフィードフォワード的に重畳させ、トルクリップル成分を打ち消すことができる交流回転電機の制御装置及び電動パワーステアリング装置が望まれる。
　本願に係る交流回転電機の制御装置は、巻線を設けたステータとロータとを有する交流回転電機を、インバータを介して制御する交流回転電機の制御装置であって、
　前記ロータの磁極位置を検出する磁極位置検出部と、
　検出した前記磁極位置の方向に定めたｄ軸及び前記ｄ軸より電気角で９０度進んだ方向に定めたｑ軸からなるｄｑ軸の回転座標系上において、前記ｄ軸の基本電圧指令値及び前記ｑ軸の基本電圧指令値を算出する基本電圧指令値算出部と、
　前記ロータの出力トルクに重畳するトルクリップル成分と同じ周波数を有し、前記トルクリップル成分を打ち消すための前記ｑ軸の振動電圧指令値を算出する振動電圧指令値算出部と、
　前記ｄ軸の基本電圧指令値、及び前記ｑ軸の基本電圧指令値に前記ｑ軸の振動電圧指令値を重畳した前記ｑ軸の電圧指令値に基づいて、前記インバータが有する複数のスイッチング素子をオンオフ制御するスイッチング制御部と、を備え、
　前記振動電圧指令値算出部は、前記巻線を流れる電流情報及び前記磁極位置に基づいて前記トルクリップル成分の逆位相を算出し、前記ｑ軸の振動電圧指令値の周期における、前記ｑ軸の振動電圧指令値に対する実電流の位相遅れに対応する補正位相を算出し、前記ｑ軸の振動電圧指令値の位相を、前記トルクリップル成分の前記逆位相を前記補正位相だけ進めた位相に設定するものである。
　本願に係る電動パワーステアリング装置は、上記の交流回転電機の制御装置と、車輪の操舵装置の駆動力源となる前記交流回転電機と、を備えたものである。
　本願に係る交流回転電機の制御装置又は電動パワーステアリング装置によれば、ｑ軸の電圧指令値に、トルクリップル成分を打ち消すためのｑ軸の振動電圧指令値を重畳するので、トルクリップル成分を打ち消す打消し電流を巻線電流にフィードフォワード的に重畳させることができる。また、巻線を流れる電流情報及び磁極位置に基づいてトルクリップル成分の逆位相が算出されるので、巻線電流に応じて変化する磁極位置を基準としたトルクリップル成分の位相及びその逆位相を精度良く算出することができる。更に、ｑ軸の振動電圧指令値に対する実電流の位相遅れに対応する補正位相が算出され、ｑ軸の振動電圧指令値の位相が、トルクリップル成分の逆位相を補正位相だけ進めた位相に設定される。よって、電圧指令値と巻線電流及びトルクリップル成分との間の位相のズレを補償したｑ軸の振動電圧指令値が算出され、トルクリップル成分を精度よく打ち消すことができる。
実施の形態１に係る交流回転電機及び制御装置の概略構成図である。 実施の形態１に係る交流回転電機の制御装置の概略ブロック図である。 実施の形態１に係る交流回転電機の制御装置のハードウェア構成図である。 実施の形態１に係る理論進み位相及び補正位相を説明するための図である。 実施の形態１に係る振動電圧指令値算出部のブロック図である。 実施の形態１に係るｑ軸の鎖交磁束とｑ軸電流との関係を説明する図である。 実施の形態１に係るｑ軸電流とｑ軸インダクタンス値との関係を説明する図である。 実施の形態２に係る振動電圧指令値算出部のブロック図である。 実施の形態３の比較例に係るタイムチャートである。 実施の形態３に係るタイムチャートである。 実施の形態３に係るタイムチャートである。 実施の形態４に係る電動パワーステアリング装置の概略構成図である。
１．実施の形態１
　実施の形態１に係る交流回転電機の制御装置３０（以下、単に、制御装置３０と称す）について図面を参照して説明する。図１は、本実施の形態に係る交流回転電機１、インバータ２０、及び制御装置３０の概略構成図である。
１－１．交流回転電機
　交流回転電機１は、複数相の巻線を設けたステータと、ロータと、を有する同期交流回転電機とされている。本実施の形態では、ステータにＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３相の巻線Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗが設けられている。３相巻線Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗは、スター結線とされている。なお、３相巻線は、デルタ結線とされてもよい。電磁鋼板により構成されたロータには、永久磁石が設けられており、交流回転電機１は、永久磁石型の同期交流回転電機とされている。
　交流回転電機１は、ロータの回転角度に応じた電気信号を出力する回転センサ２を備えている。回転センサ２は、ホール素子、エンコーダ、又はレゾルバ等とされる。回転センサ２の出力信号は、制御装置３０に入力される。
１－２．インバータ等
　インバータ２０は、直流電源１０と３相巻線との間で電力変換を行う電力変換装置であり、複数のスイッチング素子を有している。インバータ２０は、直流電源１０の正極側に接続される正極側のスイッチング素子２３Ｈ（上アーム）と直流電源１０の負極側に接続される負極側のスイッチング素子２３Ｌ（下アーム）とが直列接続された直列回路（レッグ）を、３相各相の巻線に対応して３セット設けている。インバータ２０は、３つの正極側のスイッチング素子２３Ｈと、３つの負極側のスイッチング素子２３Ｌとの、合計６つのスイッチング素子を備えている。そして、正極側のスイッチング素子２３Ｈと負極側のスイッチング素子２３Ｌとが直列接続されている接続点が、対応する相の巻線に接続されている。
　具体的には、各相の直列回路において、正極側のスイッチング素子２３Ｈのコレクタ端子は、正極側電線２５に接続され、正極側のスイッチング素子２３Ｈのエミッタ端子は、負極側のスイッチング素子２３Ｌのコレクタ端子に接続され、負極側のスイッチング素子２３Ｌのエミッタ端子は、負極側電線２６に接続されている。正極側のスイッチング素子２３Ｈと負極側のスイッチング素子２３Ｌとの接続点は、対応する相の巻線に接続されている。スイッチング素子には、ダイオード２２が逆並列接続されたＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、又は逆並列接続されたダイオードの機能を有するＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）等が用いられる。各スイッチング素子のゲート端子は、制御装置３０に接続されている。各スイッチング素子は、制御装置３０から出力される制御信号によりオン又はオフされる。
　平滑コンデンサ２４が、正極側電線２５と負極側電線２６との間に接続される。直流電源１０からインバータ２０に供給される電源電圧ＶＤＣを検出する電源電圧センサ３が備えられている。電源電圧センサ３は、正極側電線２５と負極側電線２６との間に接続されている。電源電圧センサ３の出力信号は、制御装置３０に入力される。
　電流センサ４は、各相の巻線に流れる電流に応じた電気信号を出力する。電流センサ４は、スイッチング素子の直列回路と巻線とをつなぐ各相の電線上に備えられている。電流センサ４の出力信号は、制御装置３０に入力される。なお、電流センサ４は、各相の直列回路に備えられてもよい。
　直流電源１０には、充放電可能な蓄電装置（例えば、リチウムイオン電池、ニッケル水素電池、電気二重層キャパシタ）が用いられる。なお、直流電源１０には、直流電圧を昇圧したり降圧したりする直流電力変換器であるＤＣ－ＤＣコンバータが設けられてもよい。
１－３．制御装置３０
　制御装置３０は、インバータ２０を介して交流回転電機１を制御する。図２に示すように、制御装置３０は、磁極位置検出部３１、電流検出部３２、ｄｑ軸電流変換部３３、電源電圧検出部３４、電流指令値算出部３５、基本電圧指令値算出部３６、振動電圧指令値算出部３７、スイッチング制御部３８、電流指令補正値算出部３９等を備えている。制御装置３０の各機能は、制御装置３０が備えた処理回路により実現される。具体的には、制御装置３０は、図３に示すように、処理回路として、ＣＰＵ（Central Processing Unit）等の演算処理装置９０（コンピュータ）、演算処理装置９０とデータのやり取りする記憶装置９１、演算処理装置９０に外部の信号を入力する入力回路９２、及び演算処理装置９０から外部に信号を出力する出力回路９３等を備えている。
　演算処理装置９０として、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）、ＩＣ（Integrated Circuit）、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、各種の論理回路、及び各種の信号処理回路等が備えられてもよい。また、演算処理装置９０として、同じ種類のもの又は異なる種類のものが複数備えられ、各処理が分担して実行されてもよい。記憶装置９１として、演算処理装置９０からデータを読み出し及び書き込みが可能に構成されたＲＡＭ（Random Access Memory）、演算処理装置９０からデータを読み出し可能に構成されたＲＯＭ（Read Only Memory）等が備えられている。入力回路９２は、電源電圧センサ３、電流センサ４、回転センサ２等の各種のセンサ、スイッチが接続され、これらセンサ、スイッチの出力信号を演算処理装置９０に入力するＡ／Ｄ変換器等を備えている。出力回路９３は、スイッチング素子をオンオフ駆動するゲート駆動回路等の電気負荷が接続され、これら電気負荷に演算処理装置９０から制御信号を出力する駆動回路等を備えている。
　そして、制御装置３０が備える図２の各制御部３１～３９等の各機能は、演算処理装置９０が、ＲＯＭ等の記憶装置９１に記憶されたソフトウェア（プログラム）を実行し、記憶装置９１、入力回路９２、及び出力回路９３等の制御装置３０の他のハードウェアと協働することにより実現される。なお、各制御部３１～３９等が用いる電流位相設定データ、補正位相設定データ、インダクタンス設定データ、巻線の抵抗値Ｒ、次数Ｎ、インダクタンスＬ等の設定データは、ソフトウェア（プログラム）の一部として、ＲＯＭ等の記憶装置９１に記憶されている。以下、制御装置３０の各機能について詳細に説明する。
１－３－１．磁極位置検出部
　磁極位置検出部３１は、電気角でのロータの磁極位置θ（ロータの回転角度θ）を検出する。本実施の形態では、磁極位置検出部３１は、回転センサ２の出力信号に基づいて、ロータの磁極位置θ（回転角度θ）を検出する。本実施の形態では、磁極位置は、ロータに設けられた永久磁石のＮ極の向きに設定される。また、磁極位置検出部３１は、磁極位置θに対して微分演算を行って、電気角でのロータの磁極位置の回転角速度ωを算出する。
　なお、磁極位置検出部３１は、電流指令値に高調波成分を重畳することによって得られる電流情報等に基づいて、回転センサを用いずに、回転角度（磁極位置）及び回転角速度を推定するように構成されてもよい（いわゆる、センサレス方式）。
１－３－２．電流検出部
　電流検出部３２は、３相各相の巻線に流れる３相の電流Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒを検出する。本実施の形態では、電流検出部３２は、電流センサ４の出力信号に基づいて、インバータ２０から３相各相の巻線Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗに流れる３相の電流Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒを検出する。ここで、Ｉｕｒが、Ｕ相の電流検出値であり、Ｉｖｒが、Ｖ相の電流検出値であり、Ｉｗｒが、Ｗ相の電流検出値である。
１－３－３．ｄｑ軸電流変換部
　ｄｑ軸電流変換部３３は、３相の電流検出値Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒを、ｄｑ軸の回転座標系上のｄ軸の電流検出値Ｉｄｒ及びｑ軸の電流検出値Ｉｑｒに変換する。ｄｑ軸の回転座標系は、検出した磁極位置θの方向に定めたｄ軸及びｄ軸より電気角で９０°進んだ方向に定めたｑ軸からなる２軸の回転座標であり、ロータの磁極位置の回転に同期して回転する。具体的には、ｄｑ軸電流変換部３３は、３相の電流検出値Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒを、磁極位置θに基づいて３相２相変換及び回転座標変換を行って、ｄ軸の電流検出値Ｉｄｒ及びｑ軸の電流検出値Ｉｑｒに変換する。
１－３－４．電源電圧検出部
　電源電圧検出部３４は、直流電源１０からインバータ２０に供給される電源電圧ＶＤＣを検出する。本実施の形態では、電源電圧検出部３４は、電源電圧センサ３の出力信号に基づいて、電源電圧ＶＤＣを検出する。
１－３－５．電流指令値算出部
　電流指令値算出部３５は、ｄ軸の電流指令値Ｉｄｏ及びｑ軸の電流指令値Ｉｑｏを算出する。本実施の形態では、電流指令値算出部３５は、目標トルク、電源電圧ＶＤＣ、及び回転角速度ω等に基づいて、最大トルク電流制御、弱め磁束制御、及びＩｄ＝０制御などの公知の電流ベクトル制御方法を用いて、ｄ軸の電流指令値Ｉｄｏ及びｑ軸の電流指令値Ｉｑｏを算出する。目標トルクは、外部の装置から伝達されてもよいし、制御装置３０内で演算されてもよい。
　本実施の形態では、後述する電流指令補正値算出部３９により算出されたｑ軸の振動電流指令値ΔＩｑｏｃが、ｑ軸の電流指令値Ｉｑｏに重畳され、重畳後の電流指令値が最終的なｑ軸の電流指令値Ｉｑｏとして算出される（Ｉｑｏ←Ｉｑｏ＋ΔＩｑｃ）。
１－３－６．基本電圧指令値算出部
　基本電圧指令値算出部３６は、ｄｑ軸の回転座標系上において、ｄ軸の基本電圧指令値Ｖｄｏｂ及びｑ軸の基本電圧指令値Ｖｑｏｂを算出する。
　本実施の形態では、基本電圧指令値算出部３６は、ｄ軸の電流検出値Ｉｄｒがｄ軸の電流指令値Ｉｄｏに近づき、ｑ軸の電流検出値Ｉｑｒがｑ軸の電流指令値Ｉｑｏに近づくように、ｄ軸の基本電圧指令値Ｖｄｏｂ及びｑ軸の基本電圧指令値Ｖｑｏｂを変化させる電流フィードバック制御を行うように構成されている。
　例えば、基本電圧指令値算出部３６は、ｄ軸の電流検出値Ｉｄｒとｄ軸の電流指令値Ｉｄｏとのｄ軸電流偏差、及びｑ軸の電流検出値Ｉｑｒとｑ軸の電流指令値Ｉｑｏとのｑ軸電流偏差に基づくＰＩ制御等の制御演算を行って、ｄ軸の基本電圧指令値Ｖｄｏｂ及びｑ軸の基本電圧指令値Ｖｑｏｂを算出する。
１－３－７．スイッチング制御部
　スイッチング制御部３８は、ｄ軸の基本電圧指令値Ｖｄｏｂ、及びｑ軸の基本電圧指令値Ｖｑｏｂに後述するｑ軸の振動電圧指令値ΔＶｑｏｃを重畳したｑ軸の電圧指令値Ｖｑｏに基づいて、インバータ２０が有する複数のスイッチング素子をオンオフ制御する。本例では、ｑ軸の基本電圧指令値Ｖｑｏｂにｑ軸の振動電圧指令値ΔＶｑｏｃが加算されて、ｑ軸の電圧指令値Ｖｑｏが算出される（Ｖｑｏ＝Ｖｑｏｂ＋ΔＶｑｏｃ）。
　電圧座標変換部３８ａは、ｄ軸の基本電圧指令値Ｖｄｏｂ及びｑ軸の電圧指令値Ｖｑｏに対して、磁極位置θに基づいて、固定座標変換及び２相３相変換を行って、３相の電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏを算出する。
　ＰＷＭ制御部３８ｂは、３相の電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏのそれぞれと、キャリア周波数で０を中心に電源電圧ＶＤＣ／２の振幅で振動するキャリア波（三角波）とを比較し、電圧指令値がキャリア波を上回った場合は、矩形パルス波をオンし、電圧指令値がキャリア波を下回った場合は、矩形パルス波をオフする。ＰＷＭ制御部４０ｂは、３相各相の矩形パルス波に応じた制御信号をインバータ２０に出力し、インバータ２０の各スイッチング素子をオンオフさせる。なお、各相の正極側のスイッチング素子及び負極側のスイッチング素子が同時にオンにならないように、各相の正極側のスイッチング素子のオン期間と負極側のスイッチング素子のオン期間との間に、正極側のスイッチング素子及び負極側のスイッチング素子の双方が同時にオフになる短絡防止時間（デッドタイム）が設けられてもよい。
１－３－８．振動電圧指令値算出部
＜電流指令値によるトルクリップ成分の打消しの課題＞
　交流回転電機では、磁気飽和に起因した空間高調波等により、トルク定数（トルクと電流との比）が磁極位置θに応じて変動する場合がある。特に、トルク定数の変動に対する対策が十分でない廉価な交流回転電機では、この傾向が大きくなる。このトルク定数の変動により、出力トルクには、トルクリップル成分が重畳する。また、トルク定数の変動によるトルクリップル成分は、電流検出値には表れない。そのため、トルクリップル成分を打ち消すためには、トルクリップル成分を打ち消すための電流振動成分を、巻線電流にフィードフォワード的に重畳させる必要がある。
　しかし、トルクリップル成分は、磁極位置θの回転周波数の高調波成分（例えば、６次）であるため、ロータ（磁極位置）の回転角速度が増加するに従って、トルクリップル成分の周波数が増加する。よって、電流指令値に打消し電流振動成分を重畳させても、回転角速度が高くなると、電流振動成分の周波数が、電流フィードバック制御のカットオフ周波数よりも高くなり、実巻線電流を電流指令値の電流振動成分に追従させることができなくなる。よって、電流指令値に打消し電流振動成分を重畳させる方法では、高回転域になると、巻線電流に打消し電流振動成分を重畳させることができず、トルクリップ成分を打ち消すことができない問題があった。
＜電圧指令値によるトルクリップ成分の打消しの理論説明＞
　そこで、本実施の形態では、電流フィードバック制御の処理後の電圧指令値に、打消し電圧振動成分を重畳させるように構成されている。このように構成すれば、電流フィードバック制御のカットオフ周波数の影響を受けることなく、巻線電流に打消し電流振動成分を重畳させることができる。しかし、電圧指令値と巻線電流及びトルクリップル成分との間には、位相及び振幅のズレがあるため、そのズレを考慮した打消し電圧振動成分を算出する必要がある。以下で、そのための理論について説明する。
　交流回転電機のトルク式は、次式のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
 　ここで、Ｔは、ロータの出力トルクであり、Ｐｍは、極対数であり、ψは、鎖交磁束であり、Ｌｄは、ｄ軸インダクタンスであり、Ｌｑは、ｑ軸インダクタンスである。
　式（１）から、出力トルクＴは、ｑ軸電流Ｉｑとｄ軸電流Ｉｄに応じて変化することがわかる。通常、式（１）の右辺第２項は、右辺第１項に比べて小さく、出力トルクＴは、概ねｑ軸電流Ｉｑに比例して変化する。上述したトルクリップル成分は、鎖交磁束ψが、磁極位置θに応じて変動することにより生じ、トルク定数は、概ねＰｍ・ψとなる。
　磁極位置の回転周波数に対するトルクリップル成分の周波数の次数をＮとすると、トルクリップル成分ΔＴは次式で表せる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
 　ここで、Ｔｒｐ０は、トルクリップル成分の振幅であり、θｒｐ０は、磁極位置θのＮ倍値に対するトルクリップル成分の位相である。トルクリップル成分の位相θｒｐ０は、磁極位置θの回転周期ではなく、トルクリップル成分の周期における位相となっている。
　トルクリップル成分の振幅Ｔｒｐ０及び位相θｒｐ０は、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑに応じて変化し、これらの関数となる。ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑの各動作点において、トルクリップル成分ΔＴの波形を、電磁界解析又は実測により取得し、振幅Ｔｒｐ０とｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑとの関係特性、及び位相θｒｐ０とｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑとの関係特性が同定される。
　式（２）のトルクリップル成分ΔＴを打ち消すための打消しｑ軸電流ΔＩｑｃは次式となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
 　ここで、Ｉｑｒｐ０は、打消しｑ軸電流ΔＩｑｃの振幅であり、トルクリップル成分の振幅Ｔｒｐ０を極対数Ｐｍ及び鎖交磁束ψで除算した値になる。なお、式（３）の鎖交磁束ψは、磁極位置に応じた変動が考慮されていない、平均値である。打消しｑ軸電流ΔＩｑｃは、トルクリップル成分ΔＴの逆位相になり、振幅を、１／（Ｐｍ・ψ）倍したものになる。打消しｑ軸電流の振幅Ｉｑｒｐ０も、トルクリップル成分の振幅Ｔｒｐ０と同様に、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑに応じて変化し、これらの関数になる。
　次に、打消しｑ軸電流ΔＩｑｃから電圧指令値への変換を説明する。交流回転電機の電圧方程式は次式のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
 　ここで、Ｖｄは、ｄ軸電圧であり、Ｖｑは、ｑ軸電圧であり、Ｒは、巻線の抵抗値であり、ψａは、永久磁石による鎖交磁束であり、ｐは、微分演算子である。
　式（４）のｑ軸電流Ｉｑに、打消しｑ軸電流ΔＩｑｃを重畳させたｑ軸電流Ｉｑ＋ΔＩｑを代入すると次式を得る。なお、トルクリップル成分を打ち消すために、ｄ軸電流を変化させない。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　式（５）から式（４）を減算すると、打消しｑ軸電流ΔＩｑｃを打消しｑ軸電圧ΔＶｑｃ及び打消しｄ軸電圧ΔＶｄｃに変換する次式を得る。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　本実施の形態では、打消しｄ軸電圧ΔＶｄｃの項（－ω・Ｌｑ・ΔＩｑ）を無視する。式（６）の打消しｑ軸電圧ΔＶｑｃの項に、式（３）を代入すると次式を得る。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　式（７）を三角関数の合成により変形すると、次式のように表せる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
 　ここで、ａｒｃｔａｎは、逆正接関数である。式（８）より、打消しｑ軸電圧ΔＶｑｃは、式（３）の打消しｑ軸電流ΔＩｑｃに対して、振幅を理論振幅ゲインβｒ倍し、位相を理論進み位相αｒだけ進めたものになる。
　なお、理論進み位相αｒは、巻線に印加するｑ軸電圧Ｖｑに対するｑ軸電流Ｉｑの位相遅れの符号反転値になり、正の値になる。理論進み位相αｒは、いわゆるインピーダンス角である。また、理論振幅ゲインβｒは、巻線に印加するｑ軸電圧Ｖｑに対するｑ軸電流Ｉｑの振幅ゲインの逆数になる。図４に示すように、理論進み位相αｒは、磁極位置の回転角速度ωが０から増加するに従って、０から９０度（π／２）まで増加する。
＜ｑ軸の振動電圧指令値ΔＶｑｏｃの算出＞
　そこで、振動電圧指令値算出部３７は、ロータの出力トルクに重畳するトルクリップル成分と同じ周波数を有し、トルクリップル成分を打ち消すためのｑ軸の振動電圧指令値ΔＶｑｏｃを算出する。振動電圧指令値算出部３７は、巻線を流れる電流情報及び磁極位置θに基づいてトルクリップル成分の逆位相を算出し、ｑ軸の振動電圧指令値ΔＶｑｏｃの周期における、ｑ軸の振動電圧指令値ΔＶｑｏｃに対する実電流の位相遅れに対応する補正位相αを算出し、ｑ軸の振動電圧指令値ΔＶｑｏｃの位相を、トルクリップル成分の逆位相を補正位相αだけ進めた位相に設定する。
　この構成によれば、ｑ軸の電圧指令値Ｖｑｏに、トルクリップル成分を打ち消すためのｑ軸の振動電圧指令値ΔＶｑｏｃを重畳するので、高回転域でも、電流フィードバック制御のカットオフ周波数の影響によりカットオフされず、巻線電流に打消し電流を重畳させることができ、トルクリップル成分を打ち消すことができる。
　また、巻線を流れる電流情報及び磁極位置θに基づいてトルクリップル成分の逆位相が算出されるので、巻線電流に応じて変化する磁極位置θを基準としたトルクリップル成分の位相及びその逆位相を精度良く算出することができる。更に、ｑ軸の振動電圧指令値ΔＶｑｏｃに対する実電流の位相遅れに対応する補正位相αが算出され、ｑ軸の振動電圧指令値ΔＶｑｏｃの位相が、トルクリップル成分の逆位相を補正位相αだけ進めた位相に設定される。よって、電圧指令値と巻線電流及びトルクリップル成分との間の位相のズレを補償したｑ軸の振動電圧指令値ΔＶｑｏｃが算出され、トルクリップル成分を精度よく打ち消すことができる。
　本実施の形態では、振動電圧指令値算出部３７は、次式を用いて、ｑ軸の振動電圧指令値ΔＶｑｏｃを算出する。図５に、本実施の形態に係る振動電圧指令値算出部３７のブロック図を示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
 　式（９）において、（Ｎ・θ－θｒｐ０－π）が、トルクリップル成分の逆位相になり、αが、補正位相になり、（β・Ｉｑｒｐ０）が、振幅になる。
＜トルクリップル成分の逆位相の算出＞
　振動電圧指令値算出部３７は、式（９）に示すように、磁極位置θ及び次数Ｎの乗算値から、磁極位置θ及び次数Ｎの乗算値に対するトルクリップル成分の位相θｒｐ０を減算すると共にπ（１８０度）を減算（又は加算）して、トルクリップル成分の逆位相（Ｎ・θ－θｒｐ０－π）を算出する。
　ここで、振動電圧指令値算出部３７は、巻線に流れる電流情報に基づいて、トルクリップル成分の位相θｒｐ０を算出する。本実施の形態では、振動電圧指令値算出部３７は、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑとトルクリップル成分の位相θｒｐ０との関係が予め設定された電流位相設定データを参照し、現在のｄ軸の電流指令値Ｉｄｏ及びｑ軸の電流指令値Ｉｑｏに対応するトルクリップル成分の位相θｒｐ０を算出する。ｄ軸の電流指令値Ｉｄｏ及びｑ軸の電流指令値Ｉｑｏの代わりに、ｄ軸の電流検出値Ｉｄｒ及びｑ軸の電流検出値Ｉｑｒが用いられてもよい。
　電流位相設定データは、マップデータ又は近似関数等とされる。上述したように、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑの各動作点におけるトルクリップル成分ΔＴの波形を、電磁界解析又は実測により取得し、取得したデータに基づいて、電流位相設定データが予め設定される。
＜補正位相αの算出＞
　本実施の形態では、振動電圧指令値算出部３７は、式（８）の第３式の理論進み位相αｒの算出式と同様の次式を用い、磁極位置の回転周波数に対するトルクリップル成分の周波数の次数Ｎ、磁極位置の電気角での回転角速度ω、交流回転電機のインダクタンスＬ、巻線の抵抗値Ｒに基づいて、補正位相αを算出するように構成されている。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　次数Ｎは、自然数の固定値に設定され、例えば、６に設定される（Ｎ＝６）。巻線の抵抗値Ｒは、固定値に設定されてもよいし、巻線温度等に応じて変化されてもよい。
　本実施の形態では、インダクタンスＬは、ｑ軸インダクタンスＬｑとされている。ｑ軸インダクタンスＬｑは、固定値とされてもよいし、後述するように、電流情報等に応じて変化されてもよい。
　或いは、振動電圧指令値算出部３７は、回転角速度ω及びインダクタンスＬ（本例では、ｑ軸インダクタンスＬｑ）と補正位相αとの関係が予め設定された補正位相設定データを参照し、現在の回転角速度ω及び現在のインダクタンスＬに対応する補正位相αを算出してもよい。或いは、インダクタンスＬの変化を考慮せずに、振動電圧指令値算出部３７は、回転角速度ωと補正位相αとの関係が予め設定された補正位相設定データを参照し、現在の回転角速度ωに対応する補正位相αを算出してもよい。補正位相設定データは、式（１０）、又は実験データに基づいて予め設定される。補正位相設定データは、マップデータ又は近似関数等とされる。
　いずれにしても、振動電圧指令値算出部３７は、図４に示すように、磁極位置の回転角速度ωが低下するに従って、ｑ軸の振動電圧指令値の周期における補正位相αを、９０度から０度までの範囲内で低下させる。
＜電流に応じたインダクタンスＬの設定＞
　振動電圧指令値算出部３７は、ｄ軸電流及びｑ軸電流とｑ軸インダクタンスＬｑとの関係が予め設定されたインダクタンス設定データを参照し、現在のｄ軸及びｑ軸の電流指令値Ｉｄｏ、Ｉｑｏ又は現在のｄ軸及びｑ軸の電流検出値Ｉｄｒ、Ｉｑｒに対応するｑ軸インダクタンスＬｑを算出してもよい。
　電磁界解析又は実測により取得したデータに基づいて、インダクタンス設定データが予め設定される。例えば、ｄ軸電流及びｑ軸電流の各動作点において、ｑ軸電流の変化ΔＩｑに対する鎖交磁束の変化Δψの傾きΔψ／ΔＩｑを算出し、傾きΔψ／ΔＩｑがｑ軸インダクタンスＬｑとして設定される。
　図６は、あるｄ軸電流Ｉｄの動作点において、ｑ軸電流Ｉｑをスイープした時の、ｑ軸の鎖交磁束ψｑとｑ軸電流Ｉｑとの関係特性の例である。この特性は電磁界解析又は実測により求められる。図６において、Ｉｑ＝１．３５［p.u.］付近の動作点が拡大されている。この動作点において、ｑ軸電流Ｉｑの微小変化ΔＩｑに対するｑ軸の鎖交磁束の微小変化Δψｑが求められ、傾きΔψｑ／ΔＩｑが求められる。そして、傾きΔψｑ／ΔＩｑが、その動作点における、ｑ軸インダクタンスＬｑとして求められる。なお、図６において、ｑ軸の鎖交磁束ψｑは、固定値が設定されたψｑ１により無次元化されている。
　図７は、各ｑ軸電流Ｉｑの動作点において求めたｑ軸インダクタンスＬｑ（傾きΔψｑ／ΔＩｑ）をプロットした図である。ｑ軸インダクタンスＬｑは、固定値が設定されたＬ１により無次元化されている。図６において拡大したＩｑ＝１．３５［p.u.］におけるｑ軸インダクタンスＬｑは、２．５Ｌ１である。Ｉｑ＝０．０５［p.u.］におけるｑ軸インダクタンスＬｑは、７Ｌ１である。Ｉｑ＝０．５５［p.u.］におけるｑ軸インダクタンスＬｑは、５Ｌ１である。図７の例では、ｑ軸電流Ｉｑが増加するに従って、ｑ軸インダクタンスＬｑが低下している。これは、ｑ軸の鎖交磁束ψｑとｑ軸電流Ｉｑとの関係特性は、磁気飽和の影響により直線ではなく、傾きが、ｑ軸電流Ｉｑに応じて変化しているためである。特に、ｑ軸電流Ｉｑが大きい領域では、傾きが減少し、ｑ軸インダクタンスＬｑが減少している。よって、巻線電流に応じて、磁気飽和によりインダクタンスが変動する交流回転電機の場合でも、インダクタンスの設定精度を向上させることができる。
＜ｑ軸の振動電圧指令値の振幅の算出＞
　振動電圧指令値算出部３７は、巻線を流れる電流情報に基づいて、トルクリップル成分を打ち消すためのｑ軸の電流の振幅Ｉｑｒｐ０を算出する。本実施の形態では、振動電圧指令値算出部３７は、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑとｑ軸の電流の振幅Ｉｑｒｐ０との関係が予め設定された電流振幅設定データを参照し、現在のｄ軸の電流指令値Ｉｄｏ及びｑ軸の電流指令値Ｉｑｏに対応するｑ軸の電流の振幅Ｉｑｒｐ０を算出する。ｄ軸の電流指令値Ｉｄｏ及びｑ軸の電流指令値Ｉｑｏの代わりに、ｄ軸の電流検出値Ｉｄｒ及びｑ軸の電流検出値Ｉｑｒが用いられてもよい。
　電流振幅設定データは、マップデータ又は近似関数等とされる。上述したように、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑの各動作点におけるトルクリップル成分ΔＴの波形を、電磁界解析又は実測により取得し、取得したトルクリップル成分ΔＴの振幅Ｔｒｐ０を極対数Ｐｍ及び鎖交磁束ψで除算して、ｑ軸の電流の振幅Ｉｑｒｐ０を算出し、算出したｑ軸の電流の振幅Ｉｑｒｐ０を用いて、電流振幅設定データが予め設定される。
　振動電圧指令値算出部３７は、式（８）の第２式の理論振幅ゲインβｒの算出式と同様の次式を用い、磁極位置の回転周波数に対するトルクリップル成分の周波数の次数Ｎ、磁極位置の電気角での回転角速度ω、交流回転電機のインダクタンスＬ、巻線の抵抗値Ｒに基づいて、振幅ゲインβを算出する。そして、振動電圧指令値算出部３７は、式（９）に示したように、ｑ軸の電流の振幅Ｉｑｒｐ０と振幅ゲインβとの乗算値（β・Ｉｑｒｐ０）をｑ軸の振動電圧指令値ΔＶｑｏｃの振幅に設定する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　本実施の形態では、次数Ｎ、インダクタンスＬ、抵抗値Ｒの値には、上述した式（１０）の補正位相αの場合と同様のものが用いられ、インダクタンスＬには、ｑ軸インダクタンスＬｑが用いられる。
　或いは、振動電圧指令値算出部３７は、回転角速度ω及びインダクタンスＬ（本例では、ｑ軸インダクタンスＬｑ）と振幅ゲインβとの関係が予め設定された振幅ゲイン設定データを参照し、現在の回転角速度ω及び現在のインダクタンスＬに対応する振幅ゲインβを算出してもよい。或いは、インダクタンスＬの変化を考慮せずに、振動電圧指令値算出部３７は、回転角速度ωと振幅ゲインβとの関係が予め設定された振幅ゲイン設定データを参照し、現在の回転角速度ωに対応する振幅ゲインβを算出してもよい。振幅ゲイン設定データは、式（１１）、又は実験データに基づいて予め設定される。補正位相設定データは、マップデータ又は近似関数等とされる。
　いずれにしても、振動電圧指令値算出部３７は、磁極位置の回転角速度ωが増加するに従って、ｑ軸の振動電圧指令値ΔＶｑｏｃの振幅を増加させる。また、振動電圧指令値算出部３７は、インダクタンスＬが増加するに従って、ｑ軸の振動電圧指令値の振幅を増加させる。
１－３－９．電流指令補正値算出部
　上述したように、本実施の形態では、トルクリップル成分がトルク定数の変動により生じる場合を想定しており、トルクリップル成分は電流検出値には表れない。そのため、トルクリップル成分を打ち消すための電圧振動成分を巻線電圧に重畳すると、巻線電流検出値が振動する。そして、トルクリップル成分の周波数が、電流フィードバック制御のカットオフ周波数よりも低くなる低回転域では、電流フィードバック制御により巻線電流の振動が抑制され、トルクリップル成分の打消し効果が低下する。そのため、低回転域では、電流指令値にトルクリップル成分を打ち消すための電流振動成分を重畳させて、巻線電流の振動が抑制されないようにする必要がある。
　そこで、電流指令補正値算出部３９は、トルクリップル成分ΔＴと同じ周波数を有し、トルクリップル成分の逆位相になる、トルクリップル成分を打ち消すためのｑ軸の振動電流指令値ΔＩｑｏｃを算出する。そして、上述したように、ｑ軸の振動電流指令値ΔＩｑｏｃが、ｑ軸の電流指令値Ｉｑｏに重畳される。
　本実施の形態では、電流指令補正値算出部３９は、次式を用いて、ｑ軸の振動電流指令値ΔＩｑｏｃを算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
 　式（１２）において、（Ｎ・θ－θｒｐ０－π）が、トルクリップル成分の逆位相になり、Ｉｑｒｐ０が、振幅になる。
　トルクリップル成分の位相θｒｐ０、及びｑ軸の電流の振幅Ｉｑｒｐ０は、振動電圧指令値算出部３７と同様の方法により算出され、本実施の形態では、振動電圧指令値算出部３７において算出されたものが用いられる。
　電流指令補正値算出部３９は、磁極位置の回転角速度ωが、電流フィードバック制御のカットオフ周波数に対応して設定された速度閾値よりも低い場合は、上記のようにｑ軸の振動電流指令値ΔＩｑｏｃを算出して、ｑ軸の電流指令値Ｉｑｏに重畳させ、回転角速度ωが速度閾値よりも高い場合は、ｑ軸の振動電流指令値ΔＩｑｏｃを算出せず、ｑ軸の電流指令値Ｉｑｏに重畳させないように構成されてもよい。
　その逆に、振動電圧指令値算出部３７は、磁極位置の回転角速度ωが、電流フィードバック制御のカットオフ周波数に対応して設定された速度閾値よりも高い場合は、ｑ軸の振動電圧指令値ΔＶｑｏｃを算出して、ｑ軸の電圧指令値Ｖｑｏに重畳させ、回転角速度ωが速度閾値よりも低い場合は、ｑ軸の振動電圧指令値ΔＶｑｏｃを算出せず、ｑ軸の電圧指令値Ｖｑｏに重畳させないように構成されてもよい。
　なお、電流フィードバック制御のカットオフ周波数付近では、ｑ軸の電流指令値Ｉｑｏの重畳、及びｑ軸の電圧指令値Ｖｑｏの重畳の双方が実行されてもよい。
２．実施の形態２
　次に、実施の形態２に係る制御装置３０について説明する。上記の実施の形態１と同様の構成部分は説明を省略する。本実施の形態に係る交流回転電機１及び制御装置３０の基本的な構成及び処理は実施の形態１と同様であるが、振動電圧指令値算出部３７における補正位相α及び振幅ゲインβの設定方法が実施の形態１と異なる。図８は、本実施の形態に係る振動電圧指令値算出部のブロック図である。
＜補正位相αの設定＞
　図４に示したように、回転角速度ωが増加するに従って、理論進み位相αｒはπ／２（９０度）に近づく。また、トルクリップル成分の周波数が、電流フィードバック制御のカットオフ周波数よりも高くなる高回転域では、電流指令値に打消し電流振動成分を重畳させても、巻線電流に打消し電流振動成分を重畳させることができず、電圧指令値に打消し電圧振動成分を重畳させる必要がある。そこで、本実施の形態では、回転角速度ωが高い場合を重要視して構成されている。
　そこで、本実施の形態では、振動電圧指令値算出部３７は、ｑ軸の振動電圧指令値ΔＶｑｏｃの周期における補正位相αを、π／２（９０度）に設定している（α＝π／２）。
　この構成によれば、電圧指令値に打消し電圧振動成分を重畳させる必要がある高回転域において、理論進み位相αｒが９０度に近づくこと利用し、制御系を簡略化することができる。また、図４に示すように、回転角速度ωが０から増加すると、理論進み位相αｒが急速に９０度に近づく。よって、回転角速度ωがある程度増加すると、補正位相αをπ／２（９０度）に設定しても、補正誤差を低くできる。
　なお、振動電圧指令値算出部３７は、磁極位置の回転角速度ωが開始閾値よりも高い場合は、上記のようにｑ軸の振動電圧指令値ΔＶｑｏｃを算出して、ｑ軸の電圧指令値Ｖｑｏに重畳させ、回転角速度ωが開始閾値よりも低い場合は、ｑ軸の振動電圧指令値ΔＶｑｏｃを算出せず、ｑ軸の電圧指令値Ｖｑｏに重畳させないように構成されてもよい。開始閾値は、理論進み位相αｒとπ／２（９０度）との差が、許容差（例えば、１０度）になる回転角速度ωに設定される。
＜ｑ軸の振動電圧指令値の振幅の算出＞
　また、式（８）の第２式に示したように、回転角速度ωが増加するに従って、Ｒ２に対して（Ｎ・ω・Ｌ）２が大きくなり、理論振幅ゲインβｒは、Ｎ・ω・Ｌに近づく。
　そこで、本実施の形態では、振動電圧指令値算出部３７は、次式に示すように、磁極位置の回転周波数に対するトルクリップル成分の周波数の次数Ｎ、磁極位置の電気角での回転角速度ω、及び交流回転電機のインダクタンスＬの乗算値を、振幅ゲインβとして算出する。インダクタンスＬは、ｑ軸インダクタンスＬｑとされ、実施の形態１と同様に、電流情報等に応じて変化されてもよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
　なお、振動電圧指令値算出部３７は、実施の形態１と同様に、巻線を流れる電流情報に基づいて、トルクリップル成分を打ち消すためのｑ軸の電流の振幅Ｉｑｒｐ０を算出する。そして、振動電圧指令値算出部３７は、式（９）に示したように、ｑ軸の電流の振幅Ｉｑｒｐ０と振幅ゲインβとの乗算値をｑ軸の振動電圧指令値ΔＶｑｏｃの振幅に設定する。
　この構成によれば、電圧指令値に打消し電圧振動成分を重畳させる必要がある高回転域において、振幅ゲインβがＮ・ω・Ｌに近づくこと利用し、制御系を簡略化することができる。
　よって、振動電圧指令値算出部３７は、磁極位置の回転角速度ωに比例して、ｑ軸の振動電圧指令値ΔＶｑｏｃの振幅を増加させる。また、振動電圧指令値算出部３７は、インダクタンスＬに比例して、ｑ軸の振動電圧指令値の振幅を増加させる。
　実施の形態１と同様に、振動電圧指令値算出部３７は、振幅ゲイン設定データを参照し、振幅ゲインβを算出してもよい。
　或いは、振動電圧指令値算出部３７は、磁極位置の回転角速度ωが、電流フィードバック制御のカットオフ周波数に対応して設定された速度閾値よりも高い場合は、上記のようにｑ軸の振動電圧指令値ΔＶｑｏｃを算出して、ｑ軸の電圧指令値Ｖｑｏに重畳させ、回転角速度ωが速度閾値よりも低い場合は、ｑ軸の振動電圧指令値ΔＶｑｏｃを算出せず、ｑ軸の電圧指令値Ｖｑｏに重畳させないように構成されてもよい。
　このように構成すれば、理論進み位相αｒが９０度に近づき、理論振幅ゲインβｒがＮ・ω・Ｌに近づく高回転域で、ｑ軸の振動電圧指令値ΔＶｑｏｃの重畳を行うので、補正位相αをπ／２（９０度）に簡略設定し、振幅ゲインβをＮ・ω・Ｌに簡略設定しても、補正誤差の発生を抑制し、トルクリップル成分を打ち消すことができる。
３．実施の形態３
　次に、実施の形態３に係る制御装置３０について説明する。上記の実施の形態１と同様の構成部分は説明を省略する。本実施の形態に係る交流回転電機１及び制御装置３０の基本的な構成及び処理は実施の形態１又は２と同様であるが、振動電圧指令値算出部３７におけるｑ軸の振動電圧指令値ΔＶｑｏｃの振動範囲が実施の形態１又は２と異なる。
　電源電圧ＶＤＣにより、巻線への印加電圧の上限制限値が決まっており、ｄ軸の電圧指令値及びｑ軸の電圧指令値の上限制限値も決まっている。そのため、図９の比較例に係るタイムチャートに示すように、ｑ軸の振動電圧指令値ΔＶｑｏｃの重畳後のｑ軸の電圧指令値Ｖｑｏが上限制限値Ｖｌｍｔを超えないように、ｑ軸の振動電圧指令値ΔＶｑｏｃの山部分が、カットされてしまう。カットされた山部分だけ、トルクリップル成分の打消しができず、打消しが不十分になる。
　そこで、本実施の形態では、振動電圧指令値算出部３７は、ｑ軸の振動電圧指令値ΔＶｑｏｃの重畳により、重畳後のｑ軸の電圧指令値Ｖｑｏが上限制限値Ｖｌｍｔを超えないように、ｑ軸の振動電圧指令値ΔＶｑｏｃをオフセット的に減少させる。
　この構成によれば、ｑ軸の振動電圧指令値ΔＶｑｏｃの山部分が、上限制限値Ｖｌｍｔによりカットされないようにでき、ｑ軸の電圧指令値の上限制限によりトルクリップル成分の打消し効果が損なわれないようにできる。
　本実施の形態では、振動電圧指令値算出部３７は、次式に示すように、ｑ軸の基本電圧指令値Ｖｑｏｂにｑ軸の振動電圧指令値の振幅（β・Ｉｑｒｐ０）を加算した補正前最大値Ｖｑｍａｘが、上限制限値Ｖｌｍｔを超える場合は、補正前最大値Ｖｑｍａｘから上限制限値Ｖｌｍｔを減算したオフセット値ΔＶｏｆｆだけ、ｑ軸の振動電圧指令値ΔＶｑｏｃを減少させて、オフセット後のｑ軸の振動電圧指令値ΔＶｑｏｃ＿ｏｆｆを算出し、オフセット後のｑ軸の振動電圧指令値ΔＶｑｏｃ＿ｏｆｆをｑ軸の基本電圧指令値Ｖｑｏｂに重畳させてｑ軸の電圧指令値Ｖｑｏを算出する。一方、振動電圧指令値算出部３７は、補正前最大値Ｖｑｍａｘが上限制限値Ｖｌｍｔを超えない場合は、オフセット補正を行わず、ｑ軸の振動電圧指令値ΔＶｑｏｃをそのままｑ軸の基本電圧指令値Ｖｑｏｂに重畳させてｑ軸の電圧指令値Ｖｑｏを算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
　この構成によれば、図１０のタイムチャートに示すように、ｑ軸の振動電圧指令値ΔＶｑｏｃの山部分が上限制限値Ｖｌｍｔによりカットされない最小限のオフセット値ΔＶｏｆｆを設定することができ、ｑ軸の基本電圧指令値Ｖｑｏｂからのｑ軸の電圧指令値Ｖｑｏの平均値の変動を最小限に抑制することができる。よって、トルクリップル成分の打消しのために、出力トルクの平均値が変動することを最小限に抑制できる。
　或いは、振動電圧指令値算出部３７は、ｑ軸の振動電圧指令値の振幅（β・Ｉｑｒｐ０）に－２を乗算した値から０までの間を振動するｑ軸の振動電圧指令値ΔＶｑｏｃを算出するように構成されてもよい。
　この場合は、振動電圧指令値算出部３７は、次式に示すように、ｑ軸の振動電圧指令値ΔＶｑｏｃから、ｑ軸の振動電圧指令値の振幅（β・Ｉｑｒｐ０）を減算して、オフセット後のｑ軸の振動電圧指令値ΔＶｑｏｃ＿ｏｆｆを算出し、オフセット後のｑ軸の振動電圧指令値ΔＶｑｏｃ＿ｏｆｆをｑ軸の基本電圧指令値Ｖｑｏｂに重畳させてｑ軸の電圧指令値Ｖｑｏを算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
　この場合は、図１１のタイムチャートに示すように、常時一律オフセットさせることにより、演算負荷を低減しつつ、ｑ軸の振動電圧指令値ΔＶｑｏｃの山部分が上限制限値Ｖｌｍｔによりカットされないようでき、トルクリップル成分を打ち消すことができる。
４．実施の形態４
　次に、実施の形態４に係る制御装置３０について説明する。上記の実施の形態１と同様の構成部分は説明を省略する。本実施の形態に係る交流回転電機１及び制御装置３０の基本的な構成及び処理は実施の形態１、２、又は３と同様であるが、交流回転電機１及び制御装置３０が電動パワーステアリング装置６０に組み込まれている点が、実施の形態１、２、又は３と異なる。
　本実施の形態では、図１２に示すように、交流回転電機１が、車輪６２の操舵装置６３の駆動力源となっている。交流回転電機１及び制御装置３０は、電動パワーステアリング装置６０を構成する。交流回転電機１のロータの回転軸は、駆動力伝達機構６１を介して車輪６２の操舵装置６３に連結される。例えば、電動パワーステアリング装置６０は、運転者が左右に回転するハンドル６４と、ハンドル６４に連結されて、ハンドル６４による操舵トルクを車輪６２の操舵装置６３に伝達するシャフト６５と、シャフト６５に取り付けられ、ハンドル６４による操舵トルクＴｓを検出するトルクセンサ６６と、交流回転電機１の回転軸をシャフト６５に連結するウォームギヤ機構等の駆動力伝達機構６１と、を備えている。
　トルクセンサ６６の出力信号は、制御装置３０（入力回路９２）に入力され、制御装置３０は、トルクセンサ６６の出力信号に基づいて、運転者の操舵トルクＴｓを検出する。そして、電流指令値算出部３５は、操舵トルクＴｓに基づいて、操舵トルクＴｓを補助するための電流指令値を算出する。例えば、電流指令値算出部３５は、次式に示すように、操舵トルクＴｓに、アシストゲインＫａを乗算して、ｑ軸の電流指令値Ｉｑｏを算出する。なお、ｄ軸の電流指令値Ｉｄｏは、０に設定される。アシストゲインＫａは、自車両の走行速度等に応じて変化されてもよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
　なお、電流指令値算出部３５は、操舵トルクＴｓに基づいて算出した目標トルク等に基づいて、最大トルク電流制御、弱め磁束制御等を用いて、ｄ軸及びｑ軸の電流指令値Ｉｄｏ、Ｉｑｏを算出してもよい。
　電動パワーステアリング装置６０に用いられる交流回転電機１においても、次数Ｎ（例えば、６次）のトルクリップル成分が重畳する。トルクリップル成分により、（１）ハンドルの操舵感が悪化し、（２）トルクリップル成分の周波数が、機械共振周波数に一致した時に騒音が増大する。これら（１）及び（２）を抑制するために、実施の形態１から３のように、巻線電流に打消し電流振動成分を重畳させる必要がある。
　（１）に関しては、ハンドルに伝わるトルクリップル成分の周波数帯域は、２００Ｈｚ程度以下の低周波数帯域なので、ｑ軸の振動電流指令値ΔＩｑｏｃをｑ軸の電流指令値Ｉｑｏに重畳させることで、電流フィードバック制御により巻線電流に打消し電流振動成分を重畳させることができ、ハンドルの操舵感を改善することができる。
　（２）に関しては、機械共振周波数が高周波数帯域（例えば、３００Ｈｚから４０００Ｈｚ程度)となるため、打消し電流振動成分の周波数が、３００Ｈｚから４０００Ｈｚの高周波となる。そのため、電流フィードバック制御のカットオフ周波数よりも高くなる周波数も含まれるため、ｑ軸の振動電流指令値ΔＩｑｏｃをｑ軸の電流指令値Ｉｑｏに重畳させるだけでは不十分で、ｑ軸の振動電圧指令値ΔＶｑｏｃをｑ軸の電圧指令値Ｖｑｏに重畳させることで、巻線電流に打消し電流振動成分を重畳させることができ、共振により騒音が増大することを抑制できる。よって、電動パワーステアリング装置６０に、トルク定数が変動する廉価な交流回転電機を用いることができる。
〔その他の実施の形態〕
　最後に、本願のその他の実施の形態について説明する。なお、以下に説明する各実施の形態の構成は、それぞれ単独で適用されるものに限られず、矛盾が生じない限り、他の実施の形態の構成と組み合わせて適用することも可能である。
（１）上記の各実施の形態では、３相の巻線がステータに設けられている場合を例として説明した。しかし、巻線の相数は、任意の相数であってもよく、複数組の巻線が設けられ、各組の巻線について、各実施の形態のようなモータ制御が行われてもよい。
（２）上記の各実施の形態においては、交流回転電機１は、永久磁石型の同期交流回転電機とされている場合を例として説明した。しかし、本願の実施の形態はこれに限定されない。すなわち、交流回転電機１は、電磁石型の同期交流回転電機、誘導回転電機などの各種の回転電機とされてもよい。
（３）上記の各実施の形態においては、電流検出値にトルクリップル成分が表れない場合において、ｑ軸の電圧指令値Ｖｑｏにｑ軸の振動電圧指令値ΔＶｑｏｃを重畳させ、ｑ軸の電流指令値Ｉｑｏにｑ軸の振動電流指令値ΔＩｑｏｃを重畳させる場合を例として説明した。しかし、本願の実施の形態はこれに限定されない。すなわち、電流検出値にトルクリップル成分が表れる場合において、ｑ軸の電圧指令値Ｖｑｏにｑ軸の振動電圧指令値ΔＶｑｏｃを重畳させてもよい。この場合は、電流フィードバック制御により、打消し電流振動成分が打ち消されないので、ｑ軸の電流指令値Ｉｑｏにｑ軸の振動電流指令値ΔＩｑｏｃを重畳させなくてもよい。
（４）上記の各実施の形態においては、式（６）の打消しｄ軸電圧ΔＶｄｃの項（－ω・Ｌｑ・ΔＩｑ）を無視する場合を例に説明した。しかし、本願の実施の形態はこれに限定されない。すなわち、振動電圧指令値算出部３７は、次式を用いて、ｄ軸の振動電圧指令値ΔＶｄｏｃを算出し、ｄ軸の基本電圧指令値Ｖｄｏｂに重畳させてもよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
 　式（１７）において、（Ｎ・θ－θｒｐ０）が、トルクリップル成分の位相になり、（ω・Ｌ・Ｉｑｒｐ０）が、振幅になる。インダクタンスＬには、ｑ軸インダクタンスＬｑが用いられる。磁極位置θのＮ倍値に対するトルクリップル成分の位相θｒｐ０、ｑ軸の電流の振幅Ｉｑｒｐ０、及びｑ軸インダクタンスＬｑは、上記の各実施の形態と同様の方法により算出される。
（５）上記の各実施の形態においては、インダクタンスＬとして、ｑ軸インダクタンスＬｑが用いられる場合を例に説明した。しかし、インダクタンスＬに、ｑ軸インダクタンスＬｑ及びｄ軸インダクタンスＬｄの合計値が用いられてもよい。
（６）上記の各実施の形態においては、次数Ｎが、６である場合を例として説明した。しかし、次数Ｎは、６以外の任意の自然数であってもよい。また、複数の次数のトルクリップル成分が重畳している場合は、各次数のトルクリップル成分に対するｑ軸の振動電圧指令値ΔＶｑｏｃ及びｑ軸の振動電流指令値ΔＩｑｏｃが算出され、複数の次数のｑ軸の振動電圧指令値ΔＶｑｏｃ及びｑ軸の振動電流指令値ΔＩｑｏｃの合計値が、ｑ軸の電圧指令値Ｖｑｏ及びｑ軸の電流指令値Ｉｑｏに重畳されてもよい。
（７）上記の各実施の形態においては、余弦関数（ｃｏｓ）、逆正接関数（ａｒｃｔａｎ）等を用いた式が用いられる場合を例として説明した。しかし、三角関数の公式を用いて、任意の等価な式に変換されたものが用いられてもよい。
（８）上記の実施の形態４においては、交流回転電機１が、車輪６２の操舵装置６３の駆動力源となり、交流回転電機１及び制御装置３０は、電動パワーステアリング装置６０に組み込まれている場合を例に説明した。しかし、本願の実施の形態はこれに限定されない。交流回転電機１は、操舵装置６３以外の装置（例えば、車輪）の駆動力源となってもよく、交流回転電機１及び制御装置３０は、電動パワーステアリング装置６０以外の装置（例えば、車両の動力装置）に組み込まれていてもよい。
　本願は、様々な例示的な実施の形態及び実施例が記載されているが、１つ、または複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、及び機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。従って、例示されていない無数の変形例が、本願明細書に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。
１　交流回転電機、２０　インバータ、３１　磁極位置検出部、３２　電流検出部、３３　ｄｑ軸電流変換部、３４　電源電圧検出部、３５　電流指令値算出部、３６　基本電圧指令値算出部、３７　振動電圧指令値算出部、３８　スイッチング制御部、６０　電動パワーステアリング装置、Ｉｄｏ　ｄ軸の電流指令値、Ｉｄｒ　ｄ軸の電流検出値、Ｉｑｏ　ｑ軸の電流指令値、Ｉｑｒ　ｑ軸の電流検出値、Ｉｑｒｐ０　ｑ軸の電流の振幅、ΔＩｑｏｃ　ｑ軸の振動電流指令値、Ｖｄｏｂ　ｄ軸の基本電圧指令値、Ｖｑｏｂ　ｑ軸の基本電圧指令値、Ｖｑｏ　ｑ軸の電圧指令値、ΔＶｑｏｃ　ｑ軸の振動電圧指令値、Ｖｌｍｔ　上限制限値、ΔＴ　トルクリップル成分、α　補正位相、β　振幅ゲイン、θ　磁極位置、θｒｐ０　トルクリップル成分の位相、ω　回転角速度

Claims (13)

  1. 　巻線を設けたステータとロータとを有する交流回転電機を、インバータを介して制御する交流回転電機の制御装置であって、
    　前記ロータの磁極位置を検出する磁極位置検出部と、
    　検出した前記磁極位置の方向に定めたｄ軸及び前記ｄ軸より電気角で９０°進んだ方向に定めたｑ軸からなるｄｑ軸の回転座標系上において、前記ｄ軸の基本電圧指令値及び前記ｑ軸の基本電圧指令値を算出する基本電圧指令値算出部と、
    　前記ロータの出力トルクに重畳するトルクリップル成分と同じ周波数を有し、前記トルクリップル成分を打ち消すための前記ｑ軸の振動電圧指令値を算出する振動電圧指令値算出部と、
    　前記ｄ軸の基本電圧指令値、及び前記ｑ軸の基本電圧指令値に前記ｑ軸の振動電圧指令値を重畳した前記ｑ軸の電圧指令値に基づいて、前記インバータが有する複数のスイッチング素子をオンオフ制御するスイッチング制御部と、を備え、
    　前記振動電圧指令値算出部は、前記巻線を流れる電流情報及び前記磁極位置に基づいて前記トルクリップル成分の逆位相を算出し、前記ｑ軸の振動電圧指令値の周期における、前記ｑ軸の振動電圧指令値に対する実電流の位相遅れに対応する補正位相を算出し、前記ｑ軸の振動電圧指令値の位相を、前記トルクリップル成分の前記逆位相を前記補正位相だけ進めた位相に設定する交流回転電機の制御装置。
  2. 　前記振動電圧指令値算出部は、前記ｑ軸の振動電圧指令値の周期における前記補正位相を、９０度に設定する請求項１に記載の交流回転電機の制御装置。
  3. 　前記振動電圧指令値算出部は、前記磁極位置の回転角速度が低下するに従って、前記ｑ軸の振動電圧指令値の周期における前記補正位相を、９０度から０度までの範囲内で低下させる請求項１に記載の交流回転電機の制御装置。
  4. 　前記振動電圧指令値算出部は、前記補正位相をαとし、前記磁極位置の回転周波数に対する前記トルクリップル成分の周波数の次数をＮとし、前記磁極位置の電気角での回転角速度をωとし、前記交流回転電機のインダクタンスをＬとし、前記巻線の抵抗値をＲとして、
    　α＝ａｒｃｔａｎ（Ｎ×ω×Ｌ／Ｒ）
    　の算出式を用いて前記補正位相を算出する請求項１又は３に記載の交流回転電機の制御装置。
  5. 　前記振動電圧指令値算出部は、前記磁極位置の電気角での回転角速度が増加するに従って、前記ｑ軸の振動電圧指令値の振幅を増加させる請求項１から４のいずれか一項に記載の交流回転電機の制御装置。
  6. 　前記振動電圧指令値算出部は、前記巻線を流れる電流情報に基づいて前記交流回転電機のインダクタンスを算出し、前記インダクタンスが増加するに従って、前記ｑ軸の振動電圧指令値の振幅を増加させる請求項１から５のいずれか一項に記載の交流回転電機の制御装置。
  7. 　前記振動電圧指令値算出部は、前記巻線を流れる電流情報に基づいて、前記トルクリップル成分を打ち消すための前記ｑ軸の電流の振幅を算出し、
    　振幅ゲインをβとし、前記磁極位置の回転周波数に対する前記トルクリップル成分の周波数の次数をＮとし、前記磁極位置の電気角での回転角速度をωとし、前記交流回転電機のインダクタンスをＬとし、前記巻線の抵抗値をＲとして、
    　β＝√（Ｒ２＋（Ｎ×ω×Ｌ）２）
    　の算出式を用いて前記振幅ゲインを算出し、
    　前記ｑ軸の電流の振幅と前記振幅ゲインとの乗算値を前記ｑ軸の振動電圧指令値の振幅に設定する請求項１から６のいずれか一項に記載の交流回転電機の制御装置。
  8. 　前記振動電圧指令値算出部は、前記巻線を流れる電流情報に基づいて、前記トルクリップル成分を打ち消すための前記ｑ軸の電流の振幅を算出し、
    　前記ｑ軸の電流の振幅に、前記磁極位置の回転周波数に対する前記トルクリップル成分の周波数の次数、前記磁極位置の電気角での回転角速度、及び前記交流回転電機のインダクタンスを乗算した値を、前記ｑ軸の振動電圧指令値の振幅に設定する請求項１から６のいずれか一項に記載の交流回転電機の制御装置。
  9. 　前記振動電圧指令値算出部は、前記巻線の電流と前記インダクタンスとの関係が予め設定されたインダクタンス設定データを参照し、現在の前記巻線の電流に対応する前記インダクタンスを算出する請求項６から８のいずれか一項に記載の交流回転電機の制御装置。
  10. 　前記振動電圧指令値算出部は、前記ｑ軸の振動電圧指令値の重畳により、重畳後の前記ｑ軸の電圧指令値が上限制限値を超えないように、前記ｑ軸の振動電圧指令値をオフセット的に減少させる請求項１から９のいずれか一項に記載の交流回転電機の制御装置。
  11. 　前記振動電圧指令値算出部は、前記ｑ軸の振動電圧指令値の振幅に－２を乗算した値から０までの間を振動する前記ｑ軸の振動電圧指令値を算出する請求項１から９のいずれか一項に記載の交流回転電機の制御装置。
  12. 　前記ｄ軸の電流指令値と前記ｑ軸の電流指令値とを算出する電流指令値算出部と、
    　前記トルクリップル成分と同じ周波数を有し、前記トルクリップル成分の前記逆位相になる、前記トルクリップル成分を打ち消すための前記ｑ軸の振動電流指令値を算出する電流指令補正値算出部と、
    　前記巻線に流れる電流を検出する電流検出部と、
    　前記巻線の電流検出値及び前記磁極位置に基づいて、前記ｄ軸の電流検出値及び前記ｑ軸の電流検出値を算出するｄｑ軸電流変換部と、を更に備え、
    　前記基本電圧指令値算出部は、前記ｄ軸の電流検出値が前記ｄ軸の電流指令値に近づき、前記ｑ軸の電流検出値が、前記ｑ軸の振動電流指令値が重畳された前記ｑ軸の電流指令値に近づくように、前記ｄ軸の基本電圧指令値及び前記ｑ軸の基本電圧指令値を変化させる請求項１から１１のいずれか一項に記載の交流回転電機の制御装置。
  13. 　請求項１から１２のいずれか一項に記載の交流回転電機の制御装置と、
    　車輪の操舵装置の駆動力源となる前記交流回転電機と、を備えた電動パワーステアリング装置。
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