JP2020096425A - 永久磁石同期電動機の制御装置，マイクロコンピュータ，電動機システム及び永久磁石同期電動機の運転方法 - Google Patents

Abstract

【課題】誤差の無い磁極位置が推定できる永久磁石同期電動機の制御装置を提供する。【解決手段】ｄｑ軸上の電流変化量に基づき低速側の位置誤差を演算する低速側誤差演算部１２，電動機の電圧方程式に基づき得られる誘起電圧又は回転子磁束に基づき高速側の位置誤差を出力する高速側誤差演算部１３，低速側，高速側の位置誤差を夫々所定の割合で重み付け加算する加算部１４を備え、磁極位置推定部１５は加算部の加算結果に基づき回転子の速度を推定する。【選択図】図１

Description

本発明の実施形態は、永久磁石同期電動機の制御装置，その装置を備えたマイクロコンピュータ，及び永久磁石同期電動機及び前記装置からなるシステム，並びに永久磁石同期電動機の運転方法に関する。

永久磁石同期電動機に対しては、回転子の磁極位置に応じてインバータの通電信号を切り替えて電流を流す必要があるため、一般的にはレゾルバやエンコーダといった位置センサが用いられる。しかし、システムの小型化や低コスト化，省メンテナンス性等の要請から、位置センサ無しで同期電動機を駆動する磁極位置推定方式が望まれている。

従来、永久磁石同期電動機の磁極位置を推定する方法としては、停止状態から中速域ではｄｑ軸インダクタンスの差異，すなわち突極性に基づいて位置を推定する方法が用いられている。一方、中速域から高速域にかけては、例えば電動機の速度に比例する誘起電圧や回転子磁束を電動機への入力電圧及び電流より演算し、誘起電圧に基づいて推定する方法が広く用いられている。

これら２種類の推定方式は適用される速度域が異なるため、電動機を駆動するシステムでは、これらの推定方式を回転速度に応じて切り替える必要がある。特許文献１では、低速用と高速用でそれぞれ磁極位置に応じた誤差量を演算し、それらを加重加算した値に基づき磁極位置及び速度を推定する方式が提案されている。特許文献２でも同様に、周波数のハイブリッド器という名称で、低速用と高速用の推定誤差量を加重加算して回転速度を推定する方式が提案されている。

特開２００２−５１５８０号公報 特開２００３−２９９３８１号公報

上記のように２つの推定方式を組み合わせる手法では、それぞれの推定方式が理想的に動作した場合は問題なく位置を推定できる。特許文献１では、低速，高速それぞれの推定方式で求めた推定角度を加重加算した場合に発生する問題について論じられている。その対策として、推定した角度を加重加算するのではなく、角度を算出する前の誤差量の時点で加重加算を行う手法が提案されている。しかしこの場合でも、それぞれの誤差量が理想的な特性ではなければ問題が発生する可能性がある。

一例として、理想的には、低速用磁極位置推定の誤差量Ｅｒｒ_ｌｏｗが（１）式，高速用磁極位置推定の誤差量Ｅｒｒ_ｈｉｇｈが（２）式で表されるとする。Δθは、電動機の真の磁極位置θと推定磁極位置との軸誤差である。
Ｅｒｒ_ｌｏｗ＝ｓｉｎ（２Δθ） …（１）
Ｅｒｒ_ｈｉｇｈ＝ｓｉｎ（Δθ） …（２）
これらを、例えば重み０．５ずつで加算すると（３）式のようになる。
Ｅｒｒ_ｓｕｍ＝０．５ｓｉｎ（２Δθ）＋０．５ｓｉｎ（Δθ） …（３）

この誤差量Ｅｒｒ_ｓｕｍは、図１３に示すように、軸誤差Δθがゼロになる点でゼロになる。そこで、例えばＰＩ制御器を用いて誤差量Ｅｒｒ_ｓｕｍがゼロになるように位置を推定すれば、磁極位置を精度良く推定できる。

ここで、誤差量Ｅｒｒ_ｌｏｗ，Ｅｒｒ_ｈｉｇｈ自体が、真の磁極位置に対して誤差を含んでいる場合を考える。例えば誤差量Ｅｒｒ_ｌｏｗが、軸誤差Δθよりもπ／６だけずれて検出されてしまうとする。
Ｅｒｒ_ｌｏｗ＝ｓｉｎ（２Δθ＋π／６） …（４）
Ｅｒｒ_ｓｕｍ＝０．５ｓｉｎ（２Δθ＋π／６）＋０．５ｓｉｎΔθ …（５）

このような場合、図１４に示すように誤差量Ｅｒｒ_ｓｕｍがゼロになる角度と、軸誤差Δθがゼロになる角度とが一致しなくなる。したがって、（５）式に基づき角度を推定すると、推定した位置に誤差が含まれてしまう。

各実施形態により、誤差の無い磁極位置が推定できる永久磁石同期電動機の制御装置，マイクロコンピュータ，電動機システム及び永久磁石同期電動機の運転方法を提供する。

実施形態の永久磁石同期電動機の制御装置は、永久磁石同期電動機の固定子に通電される電流の変化量を演算する電流変化量演算部と、
回転子の回転速度を推定し、推定した回転速度より前記回転子の磁極位置を推定する磁極位置推定部と、
推定された磁極位置を、前記回転子の出力トルクを決定するパラメータに基づいて補正する位置補正部と、
前記電流を、推定された磁極位置に基づいてｄｑ軸上の電流に変換する座標変換部と、
ｄ，ｑ軸電流指令値とｄ，ｑ軸電流との各差分に基づいて、ｄ，ｑ軸電圧指令値を生成するように電流制御する電流制御部と、
前記ｄ，ｑ軸電圧指令値と推定された磁極位置とに基づいて複数の相のＰＷＭ信号指令値を生成する変調制御部と、
補正された磁極位置を用いた座標変換により得られるｄｑ軸上の電流変化量に基づき、低速側の位置誤差を演算する低速側誤差演算部と、
前記同期電動機の電圧方程式に基づいて得られる誘起電圧又は回転子磁束に基づき、高速側の位置誤差を出力する高速側誤差演算部と、
前記低速側の位置誤差と前記高速側の位置誤差とを、それぞれ所定の割合で重み付け加算する加算部とを備え、
前記磁極位置推定部は、前記加算部の加算結果に基づき前記回転子の速度を推定する。
実施形態のマイクロコンピュータは、実施形態の永久磁石同期電動機の制御装置を搭載する。
実施形態の電動機システムは、永久磁石同期電動機と、実施形態の永久磁石同期電動機の制御装置とを備える。

第１実施形態であり、永久磁石同期電動機の制御装置の構成を示す機能ブロック図 磁極位置推定部の構成を示す機能ブロック図 位置推定誤差Δθとｄ軸誘起電圧Ｅｄｃとの関係を示す図 ３相ＰＷＭ信号の波形とＵ，Ｖ相電流の波形とを示す図 位置推定誤差Δθとｑ軸電流変化量との関係を示す図 モータの出力トルクとｑ軸電流Ｉｑ及び補正角度θａｄｄとの関係を示す図 モータ速度ωと低速側重みＫlow及び高速側重みＫhighとの関係を示す図 高負荷運転時における位置推定誤差Δθとｑ軸電流変化量との関係を示す図 角度補正部の構成を示す図 モータの正反転動作を行った場合の各値の変化を示す図 第２実施形態であり、永久磁石同期電動機の制御装置の構成を示す機能ブロック図 低速側軸誤差演算部の構成を示す図 従来技術における位置推定誤差Δθと誤差量Ｅｒｒ_ｓｕｍとの関係を示す図 誤差量Ｅｒｒ_ｌｏｗが、軸誤差Δθよりもπ／６だけずれている場合の図１３相当図

（第1実施形態）
以下、第１実施形態について図１から図１０を参照して説明する。図１は、永久磁石同期電動機の制御装置の構成を示す機能ブロック図である。直流電源１は、永久磁石同期電動機２を駆動する電力源であり、交流電源より交流→直流変換を行って生成したものを代用しても良い。永久磁石同期電動機２は、以下モータ２と称す。インバータ３は、例えばＮチャネルＭＯＳＦＥＴ４をスイッチング素子として、６個のＦＥＴ４を３相ブリッジ接続して構成されている。インバータ３は、後述するＰＷＭ生成部１０で生成される６つのスイッチング信号に基づいて、モータ２を駆動する電圧を生成する。

電流検出部５は、一般にシャント抵抗やホールＣＴなどを用いた電流センサ６より出力されるセンサ信号を処理する回路で構成され、３相の電流Ｉｕ,Ｉｖ,Ｉｗを検出する。３相／ｄｑ座標変換部７は、３相電流Ｉｕ,Ｉｖ,Ｉｗをモータ２の回転子；ロータの磁極位置に応じた角度推定値θｃにより、ｄ軸電流Ｉｄ，ｑ軸電流Ｉｑに座標変換する。

電流制御部８は、入力されるｄ，ｑ軸の電流指令ＩdRef，ＩqRefに、ｄ，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑをそれぞれ一致させるようにｄ，ｑ軸電圧Ｖｄ，Ｖｑを演算する。ｄ軸電流指令ＩdRefは、例えば図示しない上位の制御装置より全界磁運転や弱め界磁運転を行う場合に応じて設定される。また。ｑ軸電流指令ＩｑRefは、例えば上位の制御装置より与えられる速度指令ωRefと、後述するように推定されたロータの速度ωｃとの差に応じて生成される。

変調制御部９は、ｄ，ｑ軸電圧Ｖｄ，Ｖｑを角度推定値θｃにより３相電圧Ｖｕ,Ｖｖ,Ｖｗに座標変換し、さらに直流電源１の電圧Ｖdcにより正規化することで３相の変調指令Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗを演算する。ＰＷＭ生成部１０は、３相変調指令Ｄｕ,Ｄｖ,Ｄｗとキャリアを比較することで各相のＰＷＭ信号パルスを生成する。１相当たりのパルスにはデッドタイムが付加され、それぞれ３相上下素子のスイッチング信号Ｕ＋,Ｕ−,Ｖ＋,Ｖ−,Ｗ＋．Ｗ−を生成する。また、ＰＷＭ生成部１０は、必要に応じて、後述する相電流変化量演算部が複数の相電流の変化量を確実に検出できるように、各相のＰＷＭ信号パルスの位相をシフトさせる。

相電流変化量演算部１１は、３種類の相電流の変化量を得るため、対応する相電流をＰＷＭ周期内の２タイミングで検出する。本実施形態では，電圧ベクトルＶ５（００１）印加中のＵ相電流変化量ｄＩｕ＿Ｖ５,Ｖ相電流変化量ｄＩｖ＿Ｖ５と、電圧ベクトルＶ１（１００）印加中のＶ相電流変化量ｄＩｖ＿Ｖ１を得る。低速側軸誤差演算部１２は、相電流変化量演算部１１で得られた相電流変化量ｄＩｕ＿Ｖ５,ｄＩｖ＿Ｖ５及びｄＩｖ＿Ｖ１を、後述する角度補正部にて補正された推定角度θｃ２に基づいて、ｄ軸電流変化量ｄＩｄ，ｑ軸電流変化量ｄＩｑに座標変換する。そして、その変化量ｄＩｑを低速側軸誤差Ｅｒｒ_ｌｏｗとして出力する。高速側軸誤差演算部１３は、ｄ，ｑ軸電流・電圧Ｉｄ,Ｉｑ，Ｖｄ，Ｖｑを用いて高速側軸誤差Ｅｒｒ_ｈｉｇｈを演算する。

重み付き加算部１４は、高速側軸誤差Ｅｒｒ_ｈｉｇｈと低速側軸誤差Ｅｒｒ_ｌｏｗとを、それぞれ所定の重み付きで加算して誤差加算値Ｅｒｒ_ｓｕｍを演算する。磁極位置推定部１５は、磁極位置を推定するため、重み付き加算部１４より出力された誤差加算値Ｅｒｒ_ｓｕｍを用いて、例えば図２に示すように、ＰＬＬ(Phase Locked Loop)回路等により角度推定値θｃを算出する。ここでは、誤差加算値Ｅｒｒ_ｓｕｍに対し、ＰＩ制御部１５ａにおいて比例ゲインＫｐ，積分ゲインＫｉを用いてＰＩ制御演算を行い速度ωｃを求める。そして、そして速度ωｃに対し積分部１５ｂにより積分演算を行うことで、角度推定値θｃを算出する。角度補正部１６は、磁極位置推定部１５で推定された角度θｃを補正した角度θｃ２を演算し、係数乗算器１７を介して低速側軸誤差演算部１２に出力する。

尚、図１に示す構成において、モータ２，インバータ回路３及び電流センサ６を除いたものが制御装置２０であり、制御装置２０はマイクロコンピュータにより構成されている。また、モータ２及び制御装置２０が電動機制御システムを構成している。

ここで、本実施形態における磁極位置推定方法の原理を説明する。先ず、低速域，高速域それぞれの磁極位置の推定原理について説明する。高速域の位置推定では、モータの回転に伴い発生する誘起電圧を用いる。（６）式は、定常状態の永久磁石同期モータのｄｑ軸の電圧式である。

Ｌｄ，Ｌｑ：ｄｑ軸インダクタンス［Ｈ］
Ｒ：巻線抵抗［Ω］
φｆ：永久磁石による電機子鎖交磁束［Ｗｂ］
ω：モータ回転数［ｒａｄ／ｓ］
ここで、右辺第２項はモータの回転による誘起電圧項であり、（７）式に示すようにｑ軸のみに発生する。

（７）式はモータの真の磁極位置に対応しているが、ここから軸誤差Δθだけずれた座標系θｃで考えると、誘起電圧項は（８）式のようになる。

ｄ軸側誘起電圧Ｅｄｃは、図３に示すように、軸誤差Δθに対してそのゼロ点を中心に概ね単調増加・減少の関係にあるので、（６）式を変形した（９）式より、モータ定数と検出した電圧・電流から求め位置推定に利用する。
Ｅｄｃ＝Ｖｄｃ−Ｒ・Ｉｄｃ＋ωｃ・Ｌｑ・Ｉｑｃ …（９）
ωｃは推定速度，Ｉｑｃはセンサレス制御で認識している座標軸で変換した電流であるが、以下の記載及び図面中では全て「Ｉｑ」と表記する。

（９）式で求めたＥｄｃは、前述の通り軸誤差Δθに対しゼロを中心に単調増加・減少する。したがって、誘起電圧Ｅｄｃがゼロになるように推定速度ωｃを求め、その積分から推定位置θｃを求めるようにＰＬＬ（Phase Locked Loop）を構成することで位置推定が可能となる。図２は、磁極位置推定部１５の内部に構成されるＰＬＬを示している。本実施形態では、誘起電圧Ｅｄｃを高速側の誤差量Ｅｒｒ_ｈｉｇｈとする。

次に、低速域の位置推定について説明する。低速域の位置推定は、インダクタンスがモータの磁極位置によって変化する突極性を利用して行う。（１０）式は、モータの３相インダクタンスの特性を示している。

Ｌ０：角度によらない一定のインダクタンス値［Ｈ］
Ｌ１：角度に応じて変化するインダクタンスの変位値［Ｈ］
各相インダクタンスは磁極位置に応じて変化するので、この特性を利用して位置を推定する。

（１１）式は，それぞれ電圧ベクトルＶ１（１００）印加中のＶ相電流の変化量ｄＩｖ＿Ｖ１，Ｖ５（００１）印加中のＶ相電流の変化量ｄＩｖ＿Ｖ５，Ｖ５（００１）印加中のＶ相電流の変化量ｄＩｕ＿Ｖ５の特性を示している。

ｄｔ：電流変化量の検出時間［ｓ］
Ｖｄｃ：直流電圧［Ｖ］

右辺に着目すると、振幅は異なるものの位相変化の態様が（１０）式の３相インダクタンスと同様である。したがって、これらの電流変化量を演算部１１で検出し、磁極位置を求める。

本実施形態では、これらの電圧ベクトル印加中の電流変化量を検出するために、例えば図４に示すようなＰＷＭ信号のパターンを用いる。この場合、変調制御部９は、電流変化量の検出率を向上させるため、３相ＰＷＭ信号のパルスの位相を例えば同図に示すようにシフトさせる。すなわち、三角波であるＶ相キャリアのピーク値を基準位相として、Ｕ相上側のパルスは遅れ側にパルスを伸ばし、Ｗ相上側のパルスは進み側にパルスを伸ばす。Ｖ相上側のパルスはＶ相キャリアのボトム値を基準位相として、遅れ，進みの双方にパルスを伸ばすようにする。電流センサ６が各相電流を個別に検出するものであれば、このような位相シフト処理は不要である。

図４に示すΔｔが、電流変化量をサンプルするための期間である。先ず、Ｕ相上側のみがオンとなる電圧ベクトルＶ１（１００）において、Ｖ相電流の変化量をサンプルする。次に、Ｗ相上側のみがオンとなる電圧ベクトルＶ５（００１）において、Ｕ相電流，Ｖ相電流の変化量をサンプルする。これらサンプルした（１１）式の３種類の電流変化量を、推定角度θｃを２倍した角度で（１３）式によりｄＩｄ／ｄｔ，ｄＩｑ／ｄｔに座標変換する。

ここで推定角度θｃは、（１４）式に示すように真の位置θから誤差Δθだけずれているものとする。
θｃ＝θ＋Δθ …（１４）
（１３）式右辺の３相電流変化量に（１１）式右辺を代入して式を展開すると、（１５）式で表されるｄＩｄ／ｄｔ，ｄＩｑ／ｄｔが求められる。

（１５）式のｑ軸項ｄＩｑ／ｄｔは、図５に示すように軸誤差Δθに対し、ゼロを中心に概ね単調増加・減少の関係となっている。したがって、高速側と同様に、図２に示すようなＰＬＬを構成して磁極位置を推定できる。本実施形態では、ｄＩｑ／ｄｔを低速側の誤差量Ｅｒｒ_ｌｏｗとしている。また、図６に示すように、モータ２の出力トルクが増大するのに応じてｑ軸電流Ｉｑが増加する割合と、補正角度θ_ａｄｄが増加する割合とは略等しい。したがって、モータ２の駆動状態が低速回転・高トルクの領域においては、
Ｅｒｒ_ｌｏｗ＝ｄＩｑ／ｄｔとすることで妥当な誤差量が得られる。

次に、本実施形態において，高速側，低速側の軸誤差量から磁極位置を推定する方法について述べる。前述のように算出した低速側誤差量Ｅｒｒ_ｌｏｗと高速側誤差量Ｅｒｒ_ｈｉｇｈとを、重み付き加算部１４で高速側重みＫhighと低速側重みＫlowとを用いて加算し、（１６）式に示す特性を持つ誤差量Ｅｒｒ_ｓｕｍを演算する。なお、軸誤差に対する極性が負であることから、高速側誤差量Ｅｒｒ_ｈｉｇｈには係数「−１」を乗じて加算している。

誤差量Ｅｒｒ_ｓｕｍは、ゼロを指令値としたＰＩ制御器に入力され、推定速度ωｃと、その積分から推定位置θｃとを求める。

ここで、（１６）式右辺に示す誤差量Ｅｒｒ_ｓｕｍの軸誤差Δθに対する特性では、第１項が誘起電圧項であるため回転速度ωｃに比例する。このため、低速域では本項を小さく設定し、また誤差やノイズが大きいため高速側重みＫhighは小さく設定する。停止時はＫhigh＝０である。一方、対となる低速側重みＫlowは、停止時に最大値である「１．０」に設定する。その後、図７に示すように、速度ωｃの上昇に応じてＫhighは増加させ、Ｋlowは減少させる。また、両重みの合計値は常に「１．０」とする。このように両重みを変化させることで、停止から高速域まで全領域でのセンサレス制御が可能となる。

また、図７において、速度ωｃが上昇する過程でＫlow＝Ｋhigh＝０．５となった時点以降は、電流変化量の検出率が大きく向上する。したがって、変調制御部９は、図４に示すＰＷＭ信号パルスの位相シフト処理を停止させても良い。

次に、低速側の軸誤差Ｅｒｒ_ｌｏｗを演算するため、低速側軸誤差演算部１２で用いる角度を生成する角度補正部１６の処理について説明する。低速側では、（１０）,（１１）式で述べたインダクタンスの磁極位置依存性である突極性を用いて位置を推定する。一般に、モータが軽負荷で運転される場合は、（１０）,（１１）式の理論式通りに電圧・電流・インダクタンスの関係が現れる。しかし、大電流を通電する高負荷運転時には、磁気飽和やｄｑ軸の軸間干渉などにより、突極性によるインダクタンスの特性が変化することが知られている。これらの影響によって、（１０）式で示される磁極位置の２倍周波数の正弦波の位相特性が変化し、（１７）式に示すように位相θｅだけずれる場合がある。

この結果，低速側軸誤差演算部で演算されたｑ軸電流変化量ｄＩｑ／ｄｔの特性も、（１８）式，図８で示すようにずれることになる。

この（１８）式に示す、ずれたｄＩｑ／ｄｔに基づきＰＬＬにより磁極位置を推定すると、推定角度にも同様にθｅ分の誤差が発生してしまう。推定角度誤差が増加すると、通電電流の増加，効率の低下，さらには制御安定性の低下など様々な問題を引き起こす。

このため、角度補正部１６では，磁極位置推定部でＰＬＬにより推定された推定角度θｃに（１９）式，図９に示すように補正を行う。補正された角度θｃ２には、更に係数「−２」が乗じられて、低速側軸誤差演算部１２に入力される。
θｃ２＝θｃ＋θｅ …（１９）

ここで、補正値θｅは、大電流を通電した際に発生する誤差であるため、予め試験などにより測定して求めておく必要がある。角度補正部１６により補正された角度θｃ２で座標変換した結果、ｑ軸電流変化量ｄＩｑ／ｄｔの特性は（１５）式と同様になり、磁気飽和等の影響による誤差が補正される。

図１０は、本実施形態の制御によりモータ２の正反転動作を行った場合の、各値の変化を示す。速度指令は負から正まで変化させており、図中中央での停止を挟んで逆転→正転に移行している。停止を含む低速域では、高速側重みＫhighはゼロであり、その後速度の上昇に伴い増加させている。低速側重みＫlowの変化パターンはその逆である。真の磁極位置θと推定位置θｃとは殆ど一致しており、回転が停止する前後に極僅かな乖離が生じているのみである。本実施形態の効果により、停止から高速域までスムーズな切り替え及び高精度の位置推定が実現できている。

以上のように本実施形態によれば、電流変化量演算部１１は、モータ２の固定子に通電される３相電流の変化量ｄＩｖ＿Ｖ１，ｄＩｖ＿Ｖ５，ｄＩｕ＿Ｖ５を演算し、磁極位置推定部１５は、回転子の回転速度ωｃを推定し、推定した回転速度ωｃより回転子の磁極位置θｃを推定する。角度補正部１６は、前記磁極位置θｃを回転子の出力トルクを決定するパラメータに基づいて補正する。３相／ｄｑ座標変換部７は、３相電流を、磁極位置θｃに基づいてｄｑ軸上の電流に変換し、電流制御部８は、ｄ，ｑ軸電流指令値Ｉdref，Ｉqrefとｄ，ｑ軸電流との各差分に基づいて、ｄ，ｑ軸電圧指令値Ｖｄ，Ｖｑを生成するように電流制御する。

変調制御部９は、ｄ，ｑ軸電圧指令値Ｖｄ，Ｖｑと推定された磁極位置θｃとに基づいて３相のＰＷＭ信号指令値Ｄｕ,Ｄｖ，Ｄｗを生成し、各相のＰＷＭ信号指令値に応じた信号パルスの位相を、電流変化量演算部１１が３相電流の変化量を演算可能となるようにシフトする。

低速側軸誤差演算部１２は、３相電流の変化量を、補正された磁極位置θｃ２により座標変換して得られるｄｑ軸上の電流変化量ｄＩｑ／ｄｔに基づき、低速側の位置誤差Ｅｒｒlowを演算し、高速側軸誤差演算部１３は、モータ２の電圧方程式に基づいて得られるｄ軸誘起電圧Ｅｄｃを、高速側の位置誤差Ｅｒｒhighとして出力する。重み付き加算部１４は、位置誤差Ｅｒｒlow,Ｅｒｒhighをそれぞれ所定の割合で重み付け加算し、磁極位置推定部１５は、その加算結果Ｅｒｒsumに基づき回転子の速度ωcを推定する。このように構成すれば、誤差の無い磁極位置θｃ２が推定できる。特に本実施形態においては、低速側と高速側との誤差量に、真の位置との誤差がそれぞれ異なる角度で含まれていても、誤差を極力排除した磁極位置θｃ２を推定できる。

また、重み付き加算部１４は、前記所定の割合を、回転子の回転速度ωｃに応じて変化させるので、位置誤差Ｅｒｒlow,Ｅｒｒhighの重み値の割合を速度ωｃの変化に伴い適切に変化させることができる。

また、変調制御部９は、重み付き加算部１４が所定の割合を低速側から高速側に変化させる際に、低速側の重みと高速側の重みとが等しくなった時点以降に、信号パルスの位相シフトを停止させることで、制御がより簡単になる。

（第２実施形態）
以下、第１実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、異なる部分について説明する。図１１に示す第２実施形態の制御装置２１は、高周波電圧印加部２２と、低速側軸誤差演算部１２に替わる３相／ｄｑ座標変換部２３及び低速側軸誤差演算部２４とを備えている。第２実施形態では、低速域における位置推定方法にｄｑ軸高周波電圧印加法を用いる。

高周波電圧印加部２２は、電流制御部８が出力するｄ，ｑ軸電圧指令値Ｖｄ，Ｖｑに、（２０）式に示すｄｑ軸の高周波電圧Ｖｄ_ｈ，Ｖｑ_ｈを、加算器２５ｄ，２５ｑを介して重畳する。Ｖ_ｈは高周波印加電圧振幅，ω_ｈは印加周波数である。
Ｖｄ_ｈ＝Ｖ_ｈ・ｃｏｓ（ω_ｈｔ）
Ｖｑ_ｈ＝Ｖ_ｈ・ｓｉｎ（ω_ｈｔ） …（２０）

このとき、３相／ｄｑ座標変換部２３で座標変換されたｄｑ軸電流Ｉｄ２，Ｉｑ２には、モータ２の突極性の影響によって磁極位置の情報が含まれる。すなわち、Ｉｄ２，Ｉｑ２のω_ｈ成分Ｉｄｈ，Ｉｄｑは（２１）式に示す特性を持つ。

この特性を利用することで磁極位置θｃを推定できる。そこで、第２実施形態の低速側軸誤差演算部２４は、図１２に示すように、バンドバスフィルタ２４ａとローパスフィルタ２４ｃとを用いて検波処理を行う。まず、３相／ｄｑ座標変換部２３より入力されるｄｑ軸電流Ｉｄ２，Ｉｑ２を、中心周波数ω_ｈのバンドバスフィルタ２４ａに通して周波数ω_ｈの成分を抽出する。その後、乗算器２４ｂｄ，２４ｂｑにより電流Ｉｄ２にはｃｏｓ（ω_ｈｔ）を乗じ、電流Ｉｑ２にはｓｉｎ（ω_ｈｔ）を乗じる。それから、周波数２ω_ｈの成分を十分除去できる遮断周波数を設定したローパスフィルタ２４ｃを通す。減算器２４ｄにより両者のフィルタ出力の差分をとることで得られる軸誤差Ｅｒｒlowは、（２２）式に示す特性を持つ。

（２０）式の軸誤差Ｅｒｒ_ｌｏｗは、係数は異なるものの軸誤差に対する特性は第１実施形態のｑ軸電流変化量ｄＩｑ／ｄｔと同様なので、第２実施形態ではこれを用いて推定を行う。その他は第１実施形態と同様である。

以上のように第２実施形態によれば、高周波電圧印加部２２は、電流制御部８が出力するｄ，ｑ軸電圧指令値Ｖｄ，Ｖｑにｄｑ軸の高周波電圧Ｖｄ_ｈ，Ｖｑ_ｈを重畳する。そして、低速側誤差演算部２４は、３相／ｄｑ座標変換部２３で座標変換されたｄｑ軸電流Ｉｄ２，Ｉｑ２を、高周波電圧Ｖｄ_ｈ，Ｖｑ_ｈにより同期検波した結果から低速側の位置誤差Ｅｒｒ_ｌｏｗを生成する。したがって、第１実施形態と同様の効果が得られる。

（その他の実施形態）
低速域，高速域の位置推定方式を例示したが，例示したもの以外の手法を用いても良い。
第２実施形態において、高周波電圧をｄ軸，ｑ軸の一方のみに印加しても良い。
電流検出部はシャント抵抗でもＣＴでも良い。
スイッチング素子はＭＯＳＦＥＴ，ＩＧＢＴ，パワートランジスタ、ＳｉＣ,ＧａＮ等のワイドバンドギャップ半導体等を使用しても良い。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これらの実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると共に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

図面中、２は永久磁石同期電動機、８は電流制御部、９は変調制御部、１０はＰＷＭ生成部、１１は相電流変化量演算部、１２は低速側軸誤差演算部、１３は高速側軸誤差演算部、１４は重み付き加算部、１５は磁極位置推定部、１６は角度補正部、２０及び２１時は制御装置、２２は高周波電圧印加部、２３は３相／ｄｑ座標変換部、２４は低速側軸誤差演算部を示す。

Claims (9)

1. 永久磁石同期電動機の固定子に通電される電流の変化量を演算する電流変化量演算部と、
   回転子の回転速度を推定し、推定した回転速度より前記回転子の磁極位置を推定する磁極位置推定部と、
   推定された磁極位置を、前記回転子の出力トルクを決定するパラメータに基づいて補正する位置補正部と、
   前記電流を、推定された磁極位置に基づいてｄｑ軸上の電流に変換する座標変換部と、
   ｄ，ｑ軸電流指令値とｄ，ｑ軸電流との各差分に基づいて、ｄ，ｑ軸電圧指令値を生成するように電流制御する電流制御部と、
   前記ｄ，ｑ軸電圧指令値と推定された磁極位置とに基づいて複数の相のＰＷＭ信号指令値を生成する変調制御部と、
   補正された磁極位置を用いた座標変換により得られるｄｑ軸上の電流変化量に基づき、低速側の位置誤差を演算する低速側誤差演算部と、
   前記同期電動機の電圧方程式に基づいて得られる誘起電圧又は回転子磁束に基づき、高速側の位置誤差を出力する高速側誤差演算部と、
   前記低速側の位置誤差と前記高速側の位置誤差とを、それぞれ所定の割合で重み付け加算する加算部とを備え、
   前記磁極位置推定部は、前記加算部の加算結果に基づき前記回転子の速度を推定する永久磁石同期電動機の制御装置。
2. 前記低速側誤差演算部は、ｑ軸電流変化量を、低速側の位置誤差として出力する請求項１記載の永久磁石同期電動機の制御装置。
3. 前記変調制御部は、各相のＰＷＭ信号指令値に応じた信号パルスの位相を、前記電流変化量演算部が前記電流の変化量を演算可能となるようにシフトする請求項２記載の永久磁石同期電動機の制御装置。
4. 前記変調制御部は、前記加算部が前記所定の割合を低速側から高速側に変化させる際に、低速側の重みと高速側の重みとが等しくなった時点以降に、前記信号パルスの位相シフトを停止させる請求項３記載の永久磁石同期電動機の制御装置。
5. 前記ｄ，ｑ軸電圧指令値の少なくとも一方に高周波信号を印加する高周波信号印加部を備え、
   前記低速側誤差演算部は、前記ｄｑ軸上の電流の少なくとも一方を、前記高周波信号により同期検波した結果から低速側の位置誤差を生成する請求項１記載の永久磁石同期電動機の制御装置。
6. 前記加算部は、前記所定の割合を、前記回転子の回転速度又は回転速度指令値に応じて変化させる請求項１から５の何れか一項に記載の永久磁石同期電動機の制御装置。
7. 請求項１から６の何れか一項に記載の永久磁石同期電動機の制御装置を搭載するマイクロコンピュータ。
8. 永久磁石同期電動機と、
   請求項１から６の何れか一項に記載の永久磁石同期電動機の制御装置とを備える電動機システム。
9. 永久磁石同期電動機の固定子に通電される電流を検出する電流検出ステップと、
   前記電流の変化量を演算する電流変化量演算ステップと、
   回転子の回転速度を推定し、推定した回転速度より前記回転子の磁極位置を推定する磁極位置推定ステップと、
   推定された磁極位置を、前記回転子の出力トルクを決定するパラメータに基づいて補正する位置補正ステップと、
   前記電流を、推定された磁極位置に基づいてｄｑ軸上の電流に変換する座標変換ステップと、
   ｄ，ｑ軸電流指令値とｄ，ｑ軸電流との各差分に基づいて、ｄ，ｑ軸電圧指令値を生成するように電流制御する電流制御ステップと、
   前記ｄ，ｑ軸電圧指令値と推定された磁極位置とに基づいて３相のＰＷＭ信号指令値を生成する変調制御ステップと、
   補正された磁極位置を用いた座標変換により得られるｄｑ軸上の電流変化量に基づき、低速側の位置誤差を演算する低速側誤差演算ステップ，及び前記同期電動機の電圧方程式に基づいて得られる誘起電圧又は回転子磁束に基づき、高速側の位置誤差を出力する高速側誤差演算ステップと、
   前記低速側の位置誤差と前記高速側の位置誤差とを、それぞれ所定の割合で重み付け加算する加算ステップとを備え、
   前記磁極位置推定ステップは、前記加算ステップの加算結果に基づき前記回転子の速度を推定する永久磁石同期電動機の運転方法。

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