CN111313780A - 永磁体同步电动机的控制装置及运转方法、微型计算机、电动机系统 - Google Patents

永磁体同步电动机的控制装置及运转方法、微型计算机、电动机系统 Download PDF

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Abstract

控制装置具备：电流变化量运算部，对向定子通电的电流的变化量进行运算磁极位置推断部，推断转子的磁极位置；位置校正部，校正推断出的磁极位置；坐标转换部，将所述电流转换为dq轴上的电流；电流控制部，以基于d、q轴电流指令值与d、q轴电流的各差分生成d、q轴电压指令值的方式进行电流控制；调制控制部，基于d、q轴电压指令值与推断出的磁极位置生成多个相的PWM信号指令值；低速侧误差运算部，基于dq轴上的电流变化量运算低速侧的位置误差；高速侧误差运算部，根据感应电压或转子磁通输出高速侧的位置误差；以及加法部，分别以规定的比例对低速侧、高速侧的位置误差进行加权相加，磁极位置推断部基于加法部的相加结果推断转子的速度。

Description

永磁体同步电动机的控制装置及运转方法、微型计算机、电动 机系统
技术领域
本发明的实施方式涉及永磁体同步电动机的控制装置、具备该装置的微型计算机、以及由永磁体同步电动机以及所述装置构成的系统、和永磁体同步电动机的运转方法。
背景技术
对于永磁体同步电动机，由于需要根据转子的磁极位置切换逆变器的通电信号而使电流流动，因此一般使用旋转变压器、编码器这样的位置传感器。但是，出于系统的小型化、低成本化、节省维护性等要求，期望一种在没有位置传感器的情况下驱动同步电动机的磁极位置推断方式。
以往，作为推断永磁体同步电动机的磁极位置的方法，从停止状态起到中速区域中使用了基于dq轴电感的差异、即凸极性来推断位置的方法。另一方面，从中速区域到高速区域中，广泛使用了例如通过向电动机的输入电压以及电流而运算出与电动机的速度成比例的感应电压、转子磁通并基于感应电压来推断的方法。
由于这两种推断方式所适用的速度区域不同，因此在驱动电动机的系统中，需要根据旋转速度来切换这些推断方式。在日本特开2002－51580号公报中，提出了在低速用与高速用中分别运算与磁极位置相应的误差量、并基于将它们加权相加后的值来推断磁极位置以及速度的方式。在日本特开2003－299381号公报中，也同样提出了一种以频率的混合器这一名称将低速用与高速用的推断误差量进行加权相加来推断旋转速度的方式。
如上述那样组合两个推断方式的方法中，在各个推断方式理想地动作的情况下，可以毫无问题地推断位置。在专利文献1中，关于将以低速、高速各自的推断方式求出的推断角度进行加权相加的情况下产生的问题进行了论述。作为其对策，提出了不是将推断出的角度加权相加、而是在计算角度之前的误差量的时刻进行加权相加的方法。但是即使在该情况下，如果各自的误差量不是理想的特性，则也有产生问题的可能性。
作为一个例子，理想的是低速用磁极位置推断的误差量Errlow由(1)式表示，高速用磁极位置推断的误差量Errhigh由(2)式表示。Δθ是电动机的真正磁极位置θ与推断磁极位置的轴误差。
Errlow＝sin(2Δθ)…(1)
Errhigh＝sin(Δθ)…(2)
若将它们各以例如权重0.5相加，则成为(3)式那样。
Errsum＝0.5sin(2Δθ)+0.5sin(Δθ)…(3)
该误差量Errsum如图13所示，在轴误差Δθ为零的点成为零。因此，例如若使用PI控制器以误差量Errsum成为零的方式推断位置，则能够高精度地推断磁极位置。
这里，考虑误差量Errlow、Errhigh自身相对于真正磁极位置而言包含误差的情况。例如，设为误差量Errlow比轴误差Δθ仅偏离π/6地被检测出。
Errlow＝sin(2Δθ+π/6)…(4)
Errsum＝0.5sin(2Δθ+π/6)+0.5sinΔθ…(5)
在这种情况下，如图14所示，误差量Errsum成为零的角度和轴误差Δθ成为零的角度一致。因而，若基于(5)式推断角度，则推断出的位置将会包含误差。
发明内容
根据各实施方式，提供一种能够推断无误差的磁极位置的永磁体同步电动机的控制装置、微型计算机、电动机系统以及永磁体同步电动机的运转方法。
实施方式的永磁体同步电动机的控制装置具备：
电流变化量运算部，对向永磁体同步电动机的定子通电的电流的变化量进行运算；
磁极位置推断部，推断转子的旋转速度，根据推断出的旋转速度推断所述转子的磁极位置；
位置校正部，基于决定所述转子的输出转矩的参数，对推断出的磁极位置进行校正；
坐标转换部，基于推断出的磁极位置将所述电流转换为dq轴上的电流；
电流控制部，以基于d、q轴电流指令值与d、q轴电流之间的各差分生成d、q轴电压指令值的方式进行电流控制；
调制控制部，基于所述d、q轴电压指令值与推断出的磁极位置，生成多个相的PWM信号指令值；
低速侧误差运算部，基于通过使用了校正后的磁极位置的坐标转换而得到的dq轴上的电流变化量，对低速侧的位置误差进行运算；
高速侧误差运算部，根据基于所述同步电动机的电压方程式而得到的感应电压或者转子磁通，输出高速侧的位置误差；以及
加法部，分别以规定的比例对所述低速侧的位置误差与所述高速侧的位置误差进行加权相加，
所述磁极位置推断部基于所述加法部的相加结果，推断所述转子的速度。
实施方式的微型计算机搭载实施方式的永磁体同步电动机的控制装置。
实施方式的电动机系统具备永磁体同步电动机和实施方式的永磁体同步电动机的控制装置。
附图说明
图1是第一实施方式，是表示永磁体同步电动机的控制装置的构成的功能框图。
图2是表示磁极位置推断部的构成的功能框图。
图3是表示位置推断误差Δθ与d轴感应电压Edc的关系的图。
图4是表示三相PWM信号的波形与U、V相电流的波形的图。
图5是表示位置推断误差Δθ与q轴电流变化量的关系的图。
图6是表示马达的输出转矩与q轴电流Iq以及校正角度θadd的关系的图。
图7是表示马达速度ω与低速侧权重Klow以及高速侧权重Khigh的关系的图。
图8是表示高负载运转时的位置推断误差Δθ与q轴电流变化量的关系的图。
图9是表示角度校正部的构成的图。
图10是表示进行了马达的正反转动作的情况下的各值的变化的图。
图11是第二实施方式，是表示永磁体同步电动机的控制装置的构成的功能框图。
图12是表示低速侧轴误差运算部的构成的图。
图13是表示现有技术中的位置推断误差Δθ与误差量Errsum的关系的图。
图14是表示误差量Errlow比轴误差Δθ仅偏离了π/6的情况下的相当于图13的图。
具体实施方式
(第一实施方式)
以下，参照图1至图10对第一实施方式进行说明。图1是表示永磁体同步电动机的控制装置的构成的功能框图。直流电源1是驱动永磁体同步电动机2的电力源，也可以代用通过交流电源进行交流→直流转换而生成的电力源。永磁体同步电动机2以下称为马达2。逆变器3例如以N沟道MOSFET4作为开关元件，将6个FET4进行三相桥式连接而构成。逆变器3基于由后述的PWM生成部10生成的六个开关信号，生成驱动马达2的电压。
电流检测部5由如下电路构成，并检测三相的电流Iu、Iv、Iw，该电路对由一般使用了分流电阻、霍尔CT等的电流传感器6输出的传感器信号进行处理。三相/dq坐标转换部7利用马达2的转子(rotor)的磁极位置相应的角度推断值θc，将三相电流Iu、Iv、Iw坐标转换为d轴电流Id、q轴电流Iq。
电流控制部8以使d、q轴的电流Id、Iq分别与输入的d、q轴的电流指令IdRef、IqRef一致的方式对d、q轴电压Vd、Vq进行运算。d轴电流指令IdRef例如根据由未图示的上级的控制装置进行全磁运行、弱磁运行的情况而被设定。此外，q轴电流指令IqRef根据例如由上级的控制装置赋予的速度指令ωRef和如后述那样推断出的转子的速度ωc之差而被生成。
调制控制部9利用角度推断值θc将d、q轴电压Vd、Vq坐标转换为三相电压Vu、Vv、Vw，而且利用直流电源1的电压Vdc标准化，从而运算出三相的调制指令Du、Dv、Dw。PWM生成部10通过与三相调制指令Du、Dv、Dw比较载波而生成各相的PWM信号脉冲。每一相的脉冲被附加死区时间，分别生成三相上下元件的开关信号U+、U－、V+、V－、W+、W－。另外，PWM生成部10根据需要使各相的PWM信号脉冲的相位移位，以便后述的相电流变化量运算部能够可靠地检测多个相电流的变化量。
相电流变化量运算部11为了得到3种相电流的变化量而在PWM周期内的2个定时检测对应的相电流。在本实施方式中，获得电压矢量V5(001)施加中的U相电流变化量dIu＿V5、V相电流变化量dIv＿V5和电压矢量V1(100)施加中的V相电流变化量dIv＿V1。低速侧轴误差运算部12基于由后述的角度校正部校正后的推断角度θc2，将由相电流变化量运算部11得到的相电流变化量dIu＿V5、dIv＿V5以及dIv＿V1坐标转换为d轴电流变化量dId、q轴电流变化量dIq。然后，将该变化量dIq作为低速侧轴误差Errlow输出。高速侧轴误差运算部13使用d、q轴电流/电压Id、Iq、Vd、Vq，运算高速侧轴误差Errhigh。
加权相加部14分别以规定的权重将高速侧轴误差Errhigh与低速侧轴误差Errlow相加而运算误差加法值Errsum。磁极位置推断部15为了推断磁极位置，使用由加权相加部14输出的误差加法值Errsum，例如如图2所示那样通过PLL(Phase Locked Loop)电路等计算角度推断值θc。这里，对于误差加法值Errsum，在PI控制部15a中使用比例增益Kp、积分增益Ki，进行PI控制运算，求出速度ωc。然后，通过利用积分部15b对速度ωc进行积分运算，计算角度推断值θc。角度校正部16运算对由磁极位置推断部15推断出的角度θc进行校正后得到的角度θc2，经由系数乘法器17向低速侧轴误差运算部12输出。
另外，在图1所示的构成中，除了马达2、逆变器电路3以及电流传感器6之外的是控制装置20，控制装置20由微型计算机构成。另外，马达2以及控制装置20构成了电动机控制系统。
这里，对本实施方式中的磁极位置推断方法的原理进行说明。首先，对低速区域、高速区域各自的磁极位置的推断原理进行说明。在高速区域的位置推断中，使用随着马达的旋转产生的感应电压。(6)式是稳定状态的永磁体同步马达的dq轴的电压式。
Figure BDA0002263490340000061
Ld、Lq：dq轴电感[H]
R：绕线电阻[Ω]
Figure BDA0002263490340000064
基于永磁体的电枢交链磁通[Wb]
ω：马达转速[rad/s]
这里，右边第二项是由马达的旋转引起的感应电压项，如(7)式所示，仅在q轴上产生。
Figure BDA0002263490340000062
(7)式与马达的真正磁极位置对应，但是若用从这里仅偏移了轴误差Δθ的坐标系θc考虑，则感应电压项如(8)式那样。
Figure BDA0002263490340000063
如图3所示，d轴侧感应电压Edc处于相对于轴误差Δθ以其零点为中心大致单调增加·减少的关系，因此通过将(6)式变形后的(9)式，根据马达常数与检测出的电压·电流求出d轴侧感应电压Edc，并利用于位置推断。
Edc＝Vdc－R·Idc+ωc·Lq·Iqc…(9)
ωc是推断速度，Iqc是以在无传感器控制下识别的坐标轴转换的电流，但在以下的记载以及附图中全部标记为“Iq”。
通过(9)式求出的Edc如前所述，相对于轴误差Δθ以零为中心单调增加·减少。因而，以使感应电压Edc成为零地求出推断速度ωc、并根据其积分求出推断位置θc的方式构成PLL(Phase Locked Loop)，从而能够进行位置推断。图2示出了在磁极位置推断部15的内部构成的PLL。在本实施方式中，使感应电压Edc为高速侧的误差量Errhigh。
接下来，对低速区域的位置推断进行说明。低速区域的位置推断是利用电感根据马达的磁极位置而变化的凸极性而进行的。(10)式示出了马达的三相电感的特性。
Figure BDA0002263490340000071
L0：与角度无关的一定的电感值[H]
L1：根据角度而变化的电感的位移值[H]
由于各相电感根据磁极位置而变化，因此利用该特性来推断位置。
(11)式分别示出了电压矢量V1(100)施加中的V相电流的变化量dIv＿V1、V5(001)施加中的V相电流的变化量dIv＿V5、V5(001)施加中的V相电流的变化量dIu＿V5的特性。
Figure BDA0002263490340000072
其中，
Figure BDA0002263490340000081
dt：电流变化量的检测时间[s]
Vdc：直流电压[V]
若着眼于右边，则虽然振幅不同，但相位变化的方式与(10)式的三相电感相同。因而，由运算部11检测这些电流变化量，求出磁极位置。
在本实施方式中，为了检测这些电压矢量施加中的电流变化量，例如使用图4所示那样的PWM信号的模式。在该情况下，调制控制部9为了使电流变化量的检测率提高，使三相PWM信号的脉冲的相位例如如该图所示那样移位。即，以三角波即V相载波的峰值作为基准相位，U相上侧的脉冲向延迟侧拉伸脉冲，W相上侧的脉冲向超前侧拉伸脉冲。V相上侧的脉冲以V相载波的谷值作为基准相位，向延迟、超前这两方拉伸脉冲。如果电流传感器6分别检测各相电流，则不需要这种相位移位处理。
图4所示的Δt是用于对电流变化量进行采样的期间。首先，在仅U相上侧接通的电压矢量V1(100)中，对V相电流的变化量进行采样。接下来，在仅W相上侧接通的电压矢量V5(001)中，对U相电流、V相电流的变化量进行采样。将这些采样到的(11)式的3种电流变化量以使推断角度θc为2倍的角度通过(13)式坐标转换为dId/dt、dIq/dt。
Figure BDA0002263490340000082
这里，推断角度θc如(14)式所示那样虽然距真正位置θ仅偏离误差Δθ。
θc＝θ+Δθ…(14)
若对(13)式右边的三相电流变化量代入(11)式右边并将式子展开，则求出由(15)式表示的dId/dt、dIq/dt。
Figure BDA0002263490340000091
(15)式的q轴项dIq/dt成为如图5所示相对于轴误差Δθ以零为中心大致单调增加·减少的关系。因而，与高速侧相同，能够构成图2所示那样的PLL而推断磁极位置。在本实施方式中，将dIq/dt设为低速侧的误差量Errlow。另外，如图6所示，q轴电流Iq随着马达2的输出转矩增大而增加的比例和校正角度θadd增加的比例大致相等。因而，在马达2的驱动状态为低速旋转·高转矩的区域中，
通过设为Errlow＝dIq/dt，可获得适当的误差量。
接下来，在本实施方式中，描述根据高速侧、低速侧的轴误差量推断磁极位置的方法。由加权相加部14使用高速侧权重Khigh与低速侧权重Klow，将如前述那样计算出的低速侧误差量Errlow与高速侧误差量Errhigh相加，运算出具有(16)式所示的特性的误差量Errsum。另外，由于轴误差所对应的极性为负，因此对高速侧误差量Errhigh乘以系数“－1”而相加。
Figure BDA0002263490340000092
误差量Errsum被输入到以零为指令值的PI控制器，根据推断速度ωc和其积分求出推断位置θc。
这里，在(16)式右边所示的误差量Errsum相对于轴误差Δθ的特性中，第一项由于是感应电压项因此与旋转速度ωc成比例。因此，在低速区域中将本项设定得较小，另外，由于误差、噪声大，因此将高速侧权重Khigh设定得较小。在停止时，Khigh＝0。另一方面，成对的低速侧权重Klow在停止时设定为最大值即“1.0”。之后，如图7所示，根据速度ωc的上升使Khigh增加，使Klow减少。另外，两权重的合计值始终设为“1.0”。通过像这样使两权重变化，能够进行从停止到高速区域的全部区域中的无传感器控制。
另外，在图7中，在速度ωc上升的过程中，在成为Klow＝Khigh＝0.5的时刻以后，电流变化量的检测率大幅提高。因而，调制控制部9也可以使图4所示的PWM信号脉冲的相位移位处理停止。
接下来，说明为了运算低速侧的轴误差Errlow而生成低速侧轴误差运算部12中使用的角度的角度校正部16的处理。在低速侧，使用(10)、(11)式所述的电感的磁极位置依存性即凸极性来推断位置。一般来说，在马达以轻负载运转的情况下，如(10)、(11)式的逻辑式那样，出现电压·电流·电感的关系。但是，已知在以大电流通电的高负载运转时，由于磁饱和、dq轴的轴间干扰等，凸极性引起的电感的特性变化。由于这些影响，有(10)式所示的磁极位置的2倍频率的正弦波的相位特性变化、如(17)式所示那样仅偏离相位θe的情况。
Figure BDA0002263490340000101
其结果，由低速侧轴误差运算部运算出的q轴电流变化量dIq/dt的特性也如(18)式、图8所示那样偏离。
Figure BDA0002263490340000102
若基于该(18)式所示的偏离的dIq/dt并利用PLL来推断磁极位置，则推断角度中也同样会产生θe大小的误差。若推断角度误差增加，则会引起通电电流的增加、效率的降低、进而是控制稳定性的降低等各种问题。
因此，在角度校正部16中，如(19)式、图9所示那样对由磁极位置推断部利用PLL推断出的推断角度θc进行校正。校正后的角度θc2被进一步乘以系数“－2”，并向低速侧轴误差运算部12输入。
θc2＝θc+θe…(19)
这里，校正值θe是在以大电流通电时产生的误差，因此需要预先通过试验等测定并求出。以利用角度校正部16校正后的角度θc2进行了坐标转换后的结果是，q轴电流变化量dIq/dt的特性与(15)式相同，磁饱和等的影响带来的误差得以校正。
图10表示通过本实施方式的控制进行了马达2的正反转动作的情况下的各值的变化。速度指令从负变化到正，隔着图中央的停止而以反转→正转的方式转变。在包含停止的低速区域中，高速侧权重Khigh为零，之后随着速度的上升而增加。低速侧权重Klow的变化模式与其相反。真正磁极位置θ与推断位置θc大致一致，仅在旋转停止前后，产生极微小的偏离。通过本实施方式的效果，能够从停止到高速区域实现顺畅的切换以及高精度的位置推断。
如以上那样，根据本实施方式，电流变化量运算部11对向马达2的定子通电的三相电流的变化量dIv＿V1、dIv＿V5、dIu＿V5进行运算，磁极位置推断部15推断转子的旋转速度ωc，通过推断出的旋转速度ωc来推断转子的磁极位置θc。角度校正部16基于决定转子的输出转矩的参数来校正所述磁极位置θc。三相/dq坐标转换部7基于磁极位置θc将三相电流转换为dq轴上的电流，电流控制部8以基于d、q轴电流指令值Idref、Iqref与d、q轴电流之间的各差分而生成d、q轴电压指令值Vd、Vq的方式进行电流控制。
调制控制部9基于d、q轴电压指令值Vd、Vq与推断出的磁极位置θc，生成三相的PWM信号指令值Du、Dv、Dw，将与各相的PWM信号指令值相应的信号脉冲的相位移位，以使电流变化量运算部11能够运算三相电流的变化量。
低速侧轴误差运算部12基于利用校正后的磁极位置θc2对三相电流的变化量进行坐标转换而得到的dq轴上的电流变化量dIq/dt，运算低速侧的位置误差Errlow，高速侧轴误差运算部13将基于马达2的电压方程式而得到的d轴感应电压Edc作为高速侧的位置误差Errhigh而输出。加权相加部14分别以规定的比例将位置误差Errlow、Errhigh加权相加，磁极位置推断部15基于该相加结果Errsum推断转子的速度ωc。如果这样构成，则能够推断无误差的磁极位置θc2。特别是，在本实施方式中，即使在低速侧与高速侧的误差量中分别以不同的角度包含与真正位置的误差，也能够推断尽量排除了误差的磁极位置θc2。
另外，由于加权相加部14根据转子的旋转速度ωc而使所述规定的比例变化，因此能够使位置误差Errlow、Errhigh的权重值的比例随着速度ωc的变化而适当地变化。
另外，调制控制部9在加权相加部14使规定的比例从低速侧向高速侧变化时，在低速侧的权重与高速侧的权重相等的时刻以后，使信号脉冲的相位移位停止，从而使控制更简单。
(第二实施方式)
以下，对与第一实施方式相同的部分赋予相同的附图标记并省略说明，对不同的部分进行说明。图11所示的第二实施方式的控制装置21具备高频电压施加部22、代替低速侧轴误差运算部12的三相/dq坐标转换部23以及低速侧轴误差运算部24。在第二实施方式中，对低速区域中的位置推断方法使用dq轴高频电压施加法。
高频电压施加部22将(20)式所示的dq轴的高频电压Vdh、Vqh，经由加法器25d、25q重叠于电流控制部8所输出的d、q轴电压指令值Vd、Vq。Vh是高频施加电压振幅，ωh是施加频率。
Vdh＝Vh·cos(ωht)
Vqh＝Vh·sin(ωht)…(20)
此时，在由三相/dq坐标转换部23进行了坐标转换后的dq轴电流Id2、Iq2中，由于马达2的凸极性的影响而包含了磁极位置的信息。即，Id2、Iq2的ωh成分Idh、Idq具有(21)式所示的特性。
Figure BDA0002263490340000131
通过利用该特性，能够推断磁极位置θc。因此，第二实施方式的低速侧轴误差运算部24如图12所示那样使用带通滤波器24a与低通滤波器24c进行检波处理。首先，将由三相/dq坐标转换部23输入的dq轴电流Id2、Iq2通过中心频率ωh的带通滤波器24a而提取频率ωh的成分。之后，利用乘法器24bd、24bq对电流Id2乘以cos(ωht)，对电流Iq2乘以sin(ωht)。然后，在设定了能够充分去除频率2ωh的成分的遮挡频率的低通滤波器24c中通过。通过利用减法器24d获得两者的滤波器输出的差分而得到的轴误差Errlow具有(22)式所示的特性。
Figure BDA0002263490340000132
(20)式的轴误差Errlow虽然系数不同，但轴误差所对应的特性与第一实施方式的q轴电流变化量dIq/dt相同，因此在第二实施方式中使用其进行推断。其他与第一实施方式相同。
如以上那样，根据第二实施方式，高频电压施加部22对电流控制部8所输出的d、q轴电压指令值Vd、Vq重叠dq轴的高频电压Vdh、Vqh。然后，低速侧误差运算部24根据利用高频电压Vdh、Vqh对由三相/dq坐标转换部23坐标转换后的dq轴电流Id2、Iq2进行了同步检波而得的结果，生成低速侧的位置误差Errlow。因而，可获得与第一实施方式相同的效果。
(其他实施方式)
虽然例示了低速区域、高速区域的位置推断方式，但也可以使用例示以外的方法。
在第二实施方式中，也可以仅向d轴、q轴的一方施加高频电压。
电流检测部可以是分流电阻，也可以是CT。
开关元件也可以使用MOSFET、IGBT、功率晶体管、SiC、GaN等宽带隙半导体等。
虽然说明了本发明的几个实施方式，但这些实施方式是作为例子而提出的，并不意图限定发明的范围。这些新的实施方式能够以其他各种方式实施，在不脱离发明的主旨的范围内能够进行各种省略、替换、变更。这些实施方式及其变形包含在发明的范围及主旨中，并且包含在权利要求书所记载的发明及其等效的范围内。

Claims (9)

1.一种永磁体同步电动机的控制装置，具备：
电流变化量运算部，对向永磁体同步电动机的定子通电的电流的变化量进行运算；
磁极位置推断部，推断转子的旋转速度，根据推断出的旋转速度推断所述转子的磁极位置；
位置校正部，基于决定所述转子的输出转矩的参数，对推断出的磁极位置进行校正；
坐标转换部，基于推断出的磁极位置将所述电流转换为dq轴上的电流；
电流控制部，以基于d、q轴电流指令值与d、q轴电流之间的各差分生成d、q轴电压指令值的方式进行电流控制；
调制控制部，基于所述d、q轴电压指令值与推断出的磁极位置生成多个相的PWM信号指令值；
低速侧误差运算部，基于通过使用了校正后的磁极位置的坐标转换而得到的dq轴上的电流变化量，对低速侧的位置误差进行运算；
高速侧误差运算部，根据基于所述同步电动机的电压方程式而得到的感应电压或者转子磁通，输出高速侧的位置误差；以及
加法部，分别以规定的比例对所述低速侧的位置误差与所述高速侧的位置误差进行加权相加，
所述磁极位置推断部基于所述加法部的相加结果，推断所述转子的速度。
2.根据权利要求1所述的永磁体同步电动机的控制装置，
所述低速侧误差运算部输出q轴电流变化量作为低速侧的位置误差。
3.根据权利要求2所述的永磁体同步电动机的控制装置，
所述调制控制部将与各相的PWM信号指令值相应的信号脉冲的相位移位，以使所述电流变化量运算部能够对所述电流的变化量进行运算。
4.根据权利要求3所述的永磁体同步电动机的控制装置，
所述调制控制部，在所述加法部使所述规定的比例从低速侧向高速侧变化时，在低速侧的权重与高速侧的权重相等的时刻以后，使所述信号脉冲的相位移位停止。
5.根据权利要求1所述的永磁体同步电动机的控制装置，
具备对所述d、q轴电压指令值的至少一方施加高频信号的高频信号施加部，
所述低速侧误差运算部根据利用所述高频信号对所述dq轴上的电流的至少一方进行了同步检波后的结果，生成低速侧的位置误差。
6.根据权利要求1所述的永磁体同步电动机的控制装置，
所述加法部根据所述转子的旋转速度或者旋转速度指令值使所述规定的比例变化。
7.一种微型计算机，搭载权利要求1至6中任一项所述的永磁体同步电动机的控制装置。
8.一种电动机系统，具备：
永磁体同步电动机；以及
权利要求1至6中任一项所述的永磁体同步电动机的控制装置。
9.一种永磁体同步电动机的运转方法，具备：
电流检测步骤，检测向永磁体同步电动机的定子通电的电流；
电流变化量运算步骤，对所述电流的变化量进行运算；
磁极位置推断步骤，推断转子的旋转速度，根据推断出的旋转速度推断所述转子的磁极位置；
位置校正步骤，基于决定所述转子的输出转矩的参数，对推断出的磁极位置进行校正；
坐标转换步骤，基于推断出的磁极位置将所述电流转换为dq轴上的电流；
电流控制步骤，以基于d、q轴电流指令值与d、q轴电流之间的各差分生成d、q轴电压指令值的方式进行电流控制；
调制控制步骤，基于所述d、q轴电压指令值与推断出的磁极位置，生成三相的PWM信号指令值；
低速侧误差运算步骤，基于通过使用了校正后的磁极位置的坐标转换而得到的dq轴上的电流变化量，对低速侧的位置误差进行运算；
高速侧误差运算步骤，根据基于所述同步电动机的电压方程式而得到的感应电压或者转子磁通，输出高速侧的位置误差；以及
加法步骤，分别以规定的比例对所述低速侧的位置误差与所述高速侧的位置误差进行加权相加，
所述磁极位置推断步骤中，基于所述加法步骤的相加结果，推断所述转子的速度。
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