JP2006014496A - モータの回転位置角推定方法及びモータの回転位置角推定装置並びにインバータ制御方法及びインバータ制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】位相ずれの発生を妨げつつ、物理量の高周波成分を効率良く抽出することが目的とされる。
【解決手段】モータの回転位置角推定装置Ａ１は、座標変換部１２１，１２２及び濾波部１２３を備える。突極モータ２を駆動する駆動電圧には、駆動電圧角周波数ωよりも高い角周波数ω_ｈの高周波電圧ｖ_ｈ，α，ｖ_ｈ，βが重畳している。座標変換部１２１は、高周波電圧ｖ_ｈ，α，ｖ_ｈ，βが重畳した駆動電圧に基づき固定座標系で与えられる磁束鎖交数λ_α，λ_βを回転座標系へと変換して、磁束鎖交数λ_ｄ，λ_ｑを得る。濾波部１２３は、座標変換部１２１で得られた磁束鎖交数λ_ｄ，λ_ｑを濾波して、少なくともその直流成分を除去して、その高周波成分λ_ｈ，ｄ，λ_ｈ，ｑを得る。座標変換部１２２は、濾波部１２３で濾波され得られた高周波成分λ_ｈ，ｄ，λ_ｈ，ｑを前記固定座標系へと変換して、高周波成分λ_ｈ，α，λ_ｈ，βを得る。
【選択図】図１

Description

この発明はモータの回転位置角推定方法及びモータの回転位置角推定装置並びにインバータ制御方法及びインバータ制御装置に関し、例えばインバータの制御技術に適用することができる。

従来から、回転位置角に同期させて電圧及び電流を制御することでトルク及び回転速度を制御して、突極性を有するモータ（以下、「突極モータ」という）を効率良く動作させている。このため、回転位置角を検出する必要がある。検出するために例えば位置センサを設けてもよいが、コストの増加及び制御装置の大型化を招き、あまり実用的でない。

そこで従来から、センサレスで回転位置角を推定する制御技術が開発されている。例えば、回転子が突極性を有する場合において、その突極性を利用して回転位置角を推定する方法が提案されている。

なお、本発明に関連する技術を以下に示す。上記したセンサレス制御技術は、例えば非特許文献１に示されている。

陳志謙、他３名，「突極型ブラシレスＤＣモータのセンサレス位置推定法と安定性の検討」，平成１０年電気学会産業応用部門全国大会論文集，Ｎｏ．５９，１９９８年，ｐ．１７９−１８２ 山田和範、他３名，「高周波電流注入方式による突極形ＰＭモータの低速領域におけるセンサレス位置・速度推定法」，平成８年電気学会産業応用部門全国大会論文集，Ｎｏ．１０３，１９９６年，ｐ．３０７−３１０ 藍原隆司、他２名，「センサレス方式による突極形同期モータのゼロ速トルク制御」，平成８年電気学会産業応用部門全国大会論文集，Ｎｏ．１７０，１９９６年，ｐ．１−２

センサレス制御技術には、突極モータを駆動する駆動電圧に重畳した高周波電圧に基づいて回転位置角を推定するものがある。すなわち、高周波電圧が重畳した駆動電圧に基づいて電圧、電流及び磁束鎖交数等の物理量を得て、それらの物理量から高周波成分が抽出される。そして、当該高周波成分を用いて回転位置角が推定される。

物理量から高周波成分を抽出する際には、例えばＢＰＦ（Band Pass Filter）やＦＦＴ（Fast Fourier Transform）が用いられる。この技術は、例えば上記した非特許文献２及び非特許文献３で紹介されている。

しかし、ＢＰＦ等に入力される物理量は、突極モータの固定子に対する固定座標系で与えられるため、駆動電圧の周波数成分と高周波電圧の周波数成分とを含む。このため、高周波電圧の周波数近傍の狭い通過帯域でＢＰＦ等を設計する必要があり、そのような設計は、ＢＰＦ等において位相ずれを生じる原因にもなっていた。また、位相ずれを考慮しつつも狭い通過帯域でＢＰＦ等を設計することは、困難であった。

本発明は、上述の事情に鑑みてなされたものであり、位相ずれの発生を妨げつつ、物理量の高周波成分を効率良く抽出することが目的とされる。

この発明の請求項１にかかるモータの回転位置角推定方法は、突極性を有するモータを駆動する駆動電圧に、前記駆動電圧の第１周波数（ω）よりも高い第２周波数（ω_ｈ）の高周波電圧（ｖ_ｈ，α，ｖ_ｈ，β）が重畳しており、（ａ）前記高周波電圧が重畳した前記駆動電圧（ｖ_α，ｖ_β）に基づき前記モータの固定子に対する固定座標系で与えられる物理量（λ_α，λ_β；ｖ_α，ｖ_β；ｉ_α，ｉ_β）を、前記モータの回転子について設定された回転座標系へと変換するステップと、（ｂ）前記ステップ（ａ）で変換された前記物理量を濾波して、少なくともその直流成分を除去するステップと、（ｃ）前記ステップ（ｂ）で濾波された前記物理量を、前記固定座標系へと変換するステップとを備える。

この発明の請求項２にかかるモータの回転位置角推定方法は、請求項１記載のモータの回転位置角推定方法であって、前記ステップ（ｂ）は、所定の周波数帯域に属する成分だけを通過させる。

この発明の請求項３にかかるモータの回転位置角推定方法は、請求項２記載のモータの回転位置角推定方法であって、前記所定の周波数帯域は、周波数の上限と下限を有する。

この発明の請求項４にかかるモータの回転位置角推定方法は、請求項１乃至請求項３のいずれか一つに記載のモータの回転位置角推定方法であって、（Ａ）前記高周波電圧が重畳した前記駆動電圧（ｖ_α，ｖ_β）と、これに従って流れる電流（ｉ_α，ｉ_β）と、前記モータのインダクタンス（Ｌ_ｑ；Ｌ_ｄ）とに基づいて磁束鎖交数（λ_α，λ_β）を求めるステップと、（Ｂ）前記ステップ（ａ）乃至前記ステップ（ｃ）に従って、前記磁束鎖交数の高周波成分（λ_ｈ，α，λ_ｈ，β）を求めるステップと、（Ｃ）少なくとも前記磁束鎖交数の前記高周波成分を用いて回転位置角（θ_ｒｅ）を求めるステップとを備える。

この発明の請求項５にかかるモータの回転位置角推定方法は、請求項４記載のモータの回転位置角推定方法であって、前記ステップ（Ｃ）は、前記回転座標系で与えられる前記電流の高周波成分（ｉ_ｈ，ｄ；ｉ_ｈ，ｑ）を求め、前記磁束鎖交数の前記高周波成分（λ_ｈ，α，λ_ｈ，β）及び前記電流の前記高周波成分を用いて回転位置角（θ_ｒｅ）を求める。

この発明の請求項６にかかるモータの回転位置角推定方法は、請求項４記載のモータの回転位置角推定方法であって、前記ステップ（Ｃ）は、前記磁束鎖交数の高周波成分（λ_ｈ，α，λ_ｈ，β）から多値で求まる前記回転位置角（θ_ｒｅ）を、予め求められた前記回転位置角（θ_ｒｅ１）に基づいて一つ選定する。

この発明の請求項７にかかるモータの回転位置角推定方法は、請求項１乃至請求項６のいずれか一つに記載のモータの回転位置角推定方法であって、前記高周波電圧（ｖ_ｈ，α，ｖ_ｈ，β）は、前記第１周波数（ω）の値が増加／減少するに従って、前記第２周波数（ω_ｈ）の値が増加／減少する。

この発明の請求項８にかかるモータの回転位置角推定方法は、請求項１乃至請求項７のいずれか一つに記載のモータの回転位置角推定方法であって、前記高周波電圧（ｖ_ｈ，α，ｖ_ｈ，β）は、前記第２周波数（ω_ｈ）の複数を有する。

この発明の請求項９にかかるモータの回転位置角推定方法は、請求項４乃至請求項６のいずれか一つに記載のモータの回転位置角推定方法であって、前記高周波電圧（ｖ_ｈ，α，ｖ_ｈ，β）は、時間的に間欠なパルスである。

この発明の請求項１０にかかるモータの回転位置角推定方法は、請求項１乃至請求項６のいずれか一つに記載のモータの回転位置角推定方法であって、前記高周波電圧（ｖ_ｈ，α，ｖ_ｈ，β）は、前記駆動電圧を発生させる際に生じるリプルである。

この発明の請求項１１にかかるインバータ制御方法は、前記モータは、電圧指令値（ｖ^* _１，α，ｖ^* _１，β）に基づいてインバータ（５）を介して制御され、請求項１乃至請求項１０のいずれか一つにかかる回転位置角推定方法で得られる前記回転位置角（θ_ｒｅ）を用いて、前記インバータに入力する前記電圧指令値を求める。

この発明の請求項１２にかかるモータの回転位置角推定装置は、第１座標変換部（１２１）と、第２座標変換部（１２２）と、濾波部（１２３）とを備え、突極性を有するモータを駆動する駆動電圧に、前記駆動電圧の第１周波数（ω）よりも高い第２周波数（ω_ｈ）の高周波電圧（ｖ_ｈ，α，ｖ_ｈ，β）が重畳しており、前記第１座標変換部は、前記高周波電圧が重畳した前記駆動電圧に基づき前記モータの固定子に対する固定座標系で与えられる物理量（λ_α，λ_β；ｖ_α，ｖ_β；ｉ_α，ｉ_β）を、前記モータの回転子について設定された回転座標系へと変換し、前記濾波部は、前記第１座標変換部で変換された前記物理量を濾波して、少なくともその直流成分を除去し、前記第２座標変換部は、前記濾波部で濾波された前記物理量を、前記固定座標系へと変換する。

この発明の請求項１３にかかるモータの回転位置角推定装置は、請求項１２記載のモータの回転位置角推定装置であって、前記濾波部（１２３）は、所定の周波数帯域に属する成分だけを通過させる。

この発明の請求項１４にかかるモータの回転位置角推定装置は、請求項１３記載のモータの回転位置角推定装置であって、前記濾波部（１２３）は、バンドパスフィルタである。

この発明の請求項１５にかかるモータの回転位置角推定装置は、請求項１２乃至請求項１４のいずれか一つに記載のモータの回転位置角推定装置であって、第１演算部（１１）と、第２演算部（１３；２３）とを更に備え、前記第１演算部は、前記高周波電圧が重畳した前記駆動電圧（ｖ_α，ｖ_β）と、これに従って流れる電流（ｉ_α，ｉ_β）と、前記モータのインダクタンス（Ｌ_ｑ；Ｌ_ｄ）とに基づいて磁束鎖交数（λ_α，λ_β）を求め、前記第１座標変換部（１２１）、前記第２座標変換部（１２２）及び前記濾波部（１２３）は、前記磁束鎖交数の高周波成分（λ_ｈ，α，λ_ｈ，β）を求め、前記第２演算部は、少なくとも前記磁束鎖交数の前記高周波成分を用いて回転位置角（θ_ｒｅ）を求める。

この発明の請求項１６にかかるモータの回転位置角推定装置は、請求項１５記載のモータの回転位置角推定装置であって、前記第１座標変換部（１２１）及び前記濾波部（１２３）は、前記回転座標系で与えられる前記電流の高周波成分（ｉ_ｈ，ｄ；ｉ_ｈ，ｑ）を更に求め、前記第２演算部（１３）は、前記磁束鎖交数の前記高周波成分（λ_ｈ，α，λ_ｈ，β）及び前記電流の前記高周波成分を用いて回転位置角（θ_ｒｅ）を求める。

この発明の請求項１７にかかるモータの回転位置角推定装置は、請求項１５記載のモータの回転位置角推定装置であって、前記第２演算部（２３）は、予め求めた前記回転位置角（θ_ｒｅ１）が与えられ、前記磁束鎖交数の高周波成分（λ_ｈ，α，λ_ｈ，β）から多値で求まる前記回転位置角（θ_ｒｅ）を、予め求められた前記回転位置角に基づいて一つ選定する。

この発明の請求項１８にかかるモータの回転位置角推定装置は、請求項１２乃至請求項１７のいずれか一つに記載のモータの回転位置角推定装置であって、前記高周波電圧（ｖ_ｈ，α，ｖ_ｈ，β）は、前記第１周波数（ω）が増加／減少するに従って、前記第２周波数（ω_ｈ）が増加／減少する。

この発明の請求項１９にかかるモータの回転位置角推定装置は、請求項１２乃至請求項１８のいずれか一つに記載のモータの回転位置角推定装置であって、前記高周波電圧（ｖ_ｈ，α，ｖ_ｈ，β）は、前記第２周波数（ω_ｈ）の複数を有する。

この発明の請求項２０にかかるモータの回転位置角推定装置は、請求項１５乃至請求項１７のいずれか一つに記載のモータの回転位置角推定装置であって、前記高周波電圧（ｖ_ｈ，α，ｖ_ｈ，β）は、時間的に間欠なパルスである。

この発明の請求項２１にかかるモータの回転位置角推定装置は、請求項１２乃至請求項１７のいずれか一つに記載のモータの回転位置角推定装置であって、前記高周波電圧（ｖ_ｈ，α，ｖ_ｈ，β）は、前記駆動電圧（ｖ_１，α，ｖ_１，β）を発生させる際に生じるリプルである。

この発明の請求項２２にかかるインバータ制御装置は、請求項１２乃至請求項２１のいずれか一つにかかる回転位置角推定装置と、電流制御部（４）とを備え、前記電流制御部は、前記回転位置角推定装置で得られる前記回転位置角（θ_ｒｅ）を用いて、電圧指令値（ｖ^* _１，α，ｖ^* _１，β）を求め、前記モータは、前記電圧指令値に基づいてインバータ（５）を介して制御される。

この発明の請求項１にかかるモータの回転位置角推定方法もしくは請求項１２にかかるモータの回転位置角推定装置によれば、電圧、磁束鎖交数及び電流等の物理量を回転座標系へ変換することで、その第１周波数成分は直流成分となる。よって、濾波により物理量の第１周波数成分が除去され、その高周波成分だけが効率良く取り出される。しかも、濾波部において周波数の通過帯域を広く設定することができるので、濾波部での位相ずれの発生が妨げられる。

この発明の請求項２にかかるモータの回転位置角推定方法もしくは請求項１３にかかるモータの回転位置角推定装置によれば、物理量の第１周波数成分を除去しつつも、高周波成分のうち所望の周波数成分だけが得られる。

この発明の請求項３にかかるモータの回転位置角推定方法もしくは請求項１４にかかるモータの回転位置角推定装置によれば、高周波ノイズが除去される。

この発明の請求項４または請求項５にかかるモータの回転位置角推定方法もしくは請求項１５または請求項１６にかかるモータの回転位置角推定装置によれば、物理量として磁束鎖交数が採用され、その高周波成分だけが効率良く取り出される。よって、回転位置角が精度良く求まる。

この発明の請求項６にかかるモータの回転位置角推定方法もしくは請求項１７にかかるモータの回転位置角推定装置によれば、電流の高周波成分を求める必要がないので、当該高周波成分が含む誤差による影響が妨げられ、より精度良く回転位置角が求まる。

この発明の請求項７にかかるモータの回転位置角推定方法もしくは請求項１８にかかるモータの回転位置角推定装置によれば、第１周波数の値の減少に従って、高周波電圧の第２周波数の値も減少するので、高周波電圧による騒音が低減される。

この発明の請求項８にかかるモータの回転位置角推定方法もしくは請求項１９にかかるモータの回転位置角推定装置によれば、高周波電圧が単一の周波数を有する場合に比べて、突出音が低減される。

この発明の請求項９にかかるモータの回転位置角推定方法もしくは請求項２０にかかるモータの回転位置角推定装置によれば、高周波電圧が断続的に注入されるので、高周波電圧による騒音が低減される。

この発明の請求項１０にかかるモータの回転位置角推定方法もしくは請求項２１にかかるモータの回転位置角推定装置によれば、高周波電圧を注入する必要がなくなるので、高周波電圧による騒音がより一層低減される。

この発明の請求項１１にかかるインバータ制御方法もしくは請求項２２にかかるインバータ制御装置によれば、回転位置角を考慮した電圧指令値が得られるので、モータが精度良く制御される。

第１の実施の形態．
図１は、本実施の形態にかかるモータの回転位置角推定装置Ａ１を概念的に示すブロック図である。回転位置角推定装置Ａ１は、回転位置角推定部１、突極モータ２、高周波電圧発生部３、電流制御部４、インバータ５、３／２相変換部６、スイッチング部７２、初期位置検出部８、速度制御部３１、回転速度計算部３２及び回転座標変換部３３を備える。

電流制御部４は、電圧指令値ｖ^* _１，α，ｖ^* _１，βを発生させる。電圧指令値ｖ^* _１，α，ｖ^* _１，βは、突極モータ２の回転速度ｍと極対数ｎとの積で表される駆動電源角周波数ωを有する。ここで、下付きで示されるα及びβは、突極モータ２の固定子に対する固定座標系の直交する座標軸をそれぞれ示し、以下において同様である。

高周波電圧発生部３は、入力される位相θ_ｈに従って高周波電圧指令値ｖ^* _ｈ，α，ｖ^* _ｈ，βを発生させる。このとき高周波電圧指令値ｖ^* _ｈ，α，ｖ^* _ｈ，βは、駆動電源角周波数ωよりも高い一定の角周波数ω_ｈを有する。

加算器３４は、電圧指令値ｖ^* _１，α，ｖ^* _１，βに、高周波電圧指令値ｖ^* _ｈ，α，ｖ^* _ｈ，βを重畳する。そして、高周波電圧指令値ｖ^* _ｈ，α，ｖ^* _ｈ，βが重畳した電圧指令値ｖ^* _α，ｖ^* _βは、インバータ５へと入力される。

インバータ５は、３／２相変換要素５１とＰＷＭ（Pulse Width Modulation）部５２、インバータ回路５３とを含む。入力された電圧指令値ｖ^* _α，ｖ^* _βは、３／２相変換要素５１において２相の電圧指令値ｖ^* _α，ｖ^* _βから３相の電圧指令値ｖ^* _ｕ，ｖ^* _ｖ，ｖ^* _ｗへと変換される。

ＰＷＭ部５２は、３相電圧指令値ｖ^* _ｕ，ｖ^* _ｖ，ｖ^* _ｗのパルス幅をそれぞれ変調して、それらをインバータ回路５３に与える。インバータ回路５３は、パルス幅が変調された３相電圧指令値ｖ^* _ｕ，ｖ^* _ｖ，ｖ^* _ｗに基づいて３相電圧ｖ_ｕ，ｖ_ｖ，ｖ_ｗを発生させて、突極モータ２へと３相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗを供給する。

３／２相変換部６は、３／２相変換要素６１，６２を含む。３／２相変換要素６１には、インバータ５から検出される３相電圧ｖ_ｕ，ｖ_ｖ，ｖ_ｗが与えられる。３相電圧ｖ_ｕ，ｖ_ｖ，ｖ_ｗは、インバータ５から直接に測定して得ることができる。このとき、３相電圧のうち２相分だけを検出し、残りの１相分の電圧を計算で求めても良い。また、インバータ回路５３の直流部電圧とＰＷＭパターンから演算して３相電圧ｖ_ｕ，ｖ_ｖ，ｖ_ｗを求めてもよいし、ハードウェアにより相電圧あるいは相関電圧を検出してもよい。

３／２相変換要素６２には、インバータ５から検出された３相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗが与えられる。３相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗは、例えばインバータ５から直接に測定して得られる。

３／２相変換要素６１は、電圧３相電圧ｖ_ｕ，ｖ_ｖ，ｖ_ｗを２相電圧ｖ_α，ｖ_βへと変換する。２相電圧ｖ_α，ｖ_βは、駆動電源角周波数ωの駆動電圧に角周波数ω_ｈの高周波電圧ｖ_ｈ，α，ｖ_ｈ，βが重畳している。このとき、高周波電圧ｖ_ｈ，α，ｖ_ｈ，βは、高周波電圧指令値ｖ^* _ｈ，α，ｖ^* _ｈ，βに基づいて生じている。３／２相変換要素６２は、３相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗを２相電流ｉ_α，ｉ_βへと変換する。そして、２相電圧ｖ_α，ｖ_β及び２相電流ｉ_α，ｉ_βは、後述する回転位置角推定部１のλ演算部１１に与えられる。

回転位置角演算部１は、λ演算部１１、座標変換濾波部１２、位置角演算部１３を有する。λ演算部１１は、２相電圧ｖ_α，ｖ_β、２相電流ｉ_α，ｉ_β及び突極モータ２のｑ軸インダクタンスＬ_ｑに基づいて、固定座標系で与えられる磁束鎖交数λ_α，λ_βを式（１）に従って求め、これを座標変換濾波部１２に与える。

式（１）で求まる磁束鎖交数λ_α，λ_βは、式（２）で表される電圧方程式に基づいて、式（３）の関係を満たす。ここで、Ｒは突極モータの抵抗、Ｌ_ｄはｄ軸インダクタンス、Ｋ_ｅは電機子鎖交磁束及びｐは時間微分演算子をそれぞれ示す。

図２は、座標変換濾波部１２を概念的に示すブロック図である。座標変換濾波部１２は、座標変換部１２１，１２２及び濾波部１２３を有する。

座標変換部１２１は、磁束鎖交数λ_α，λ_β及び電流ｉ_α，ｉ_βを、突極モータ２の回転子について設定された回転座標系へと変換して、磁束鎖交数λ_ｄ，λ_ｑ及び電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑをそれぞれ求める。ここで、下付きで示されるｄ及びｑは、回転座標系の直交する座標軸をそれぞれ示し、以下において同様である。また、座標変換部１２１での最初の変換では、初期位置検出部８で検出される初期回転位置角θ_ｒｅ０が採用される。その後の演算では、前回推定された回転位置角θ_ｒｅ１が採用される。

濾波部１２３は、磁束鎖交数λ_ｄ，λ_ｑ及び電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑを濾波して、少なくともその直流成分を除去する。これにより、磁束鎖交数λ_ｄ，λ_ｑの高周波成分λ_ｈ，ｄ，λ_ｈ，ｑ及び電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑの高周波成分ｉ_ｈ，ｄ，ｉ_ｈ，ｑを得る。高周波成分λ_ｈ，ｄ，λ_ｈ，ｑ及び高周波成分ｉ_ｈ，ｄ，ｉ_ｈ，ｑは角周波数ω_ｈを有する。高周波成分λ_ｈ，ｄ，λ_ｈ，ｑは座標変換部１２２に与えられ、高周波成分ｉ_ｈ，ｄ，ｉ_ｈ，ｑのうち高周波成分ｉ_ｈ，ｄが位置角演算部１３に与えられる。

高周波成分λ_ｈ，ｄ，λ_ｈ，ｑは、式（３）から高周波成分が抽出された式（４）の関係を満たす。

濾波部１２３には、例えばＨＰＦ（High Pass Filter）やＢＰＦが採用できる。特にＢＰＦを採用した場合には、磁束鎖交数λ_ｄ，λ_ｑの高周波成分λ_ｈ，ｄ，λ_ｈ，ｑ及び電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑの高周波成分ｉ_ｈ，ｄ，ｉ_ｈ，ｑを得つつも、不要な高周波ノイズを除去することができる。

座標変換部１２２は、高周波成分λ_ｈ，ｄ，λ_ｈ，ｑを固定座標系へと変換して、高周波成分λ_ｈ，α，λ_ｈ，βを求める。このとき、座標変換部１２１と同様に、初期回転位置角θ_ｒｅ０もしくは前回推定された回転位置角θ_ｒｅ１が用いられる。高周波成分λ_ｈ，α，λ_ｈ，βは、位置角演算部１３に与えられる。

電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑの高周波成分ｉ_ｈ，ｄ，ｉ_ｈ，ｑは、座標変換濾波部１２が有する座標変換部１２１及び濾波部１２３とは別に設けられた座標変換部１２１及び濾波部１２３で求めてもよい。また、電流ｉ_ｄの高周波成分ｉ_ｈ，ｄを得る際には、座標変換部１２１は電流ｉ_ｄだけを求めてもよい。

位置角演算部１３は、高周波成分λ_ｈ，α，λ_ｈ，βを用いて式（５）に従って回転位置角θ_ｒｅを求める。

このとき、高周波成分ｉ_ｄｈ及びインダクタンスＬ_ｄ，Ｌ_ｑに基づいて、次のようにして回転位置角θ_ｒｅを選定する。つまり、（Ｌ_ｄ−Ｌ_ｑ）・ｉ_ｈ，ｄ＞０ならば、λ_ｈ，α＞０のときは−π／２から＋π／２の範囲で、λ_ｈ，α＜０のときは＋π／２から＋３π／２の範囲で、それぞれ回転位置角θ_ｒｅを求める。また、（Ｌ_ｄ−Ｌ_ｑ）・ｉ_ｈ，ｄ＜０ならば、λ_ｈ，α＞０のときは＋π／２から＋３π／２の範囲で、λ_ｈ，α＜０のときは−π／２から＋π／２の範囲で、それぞれ回転位置角θ_ｒｅを求める。

λ演算部１１は、２相電圧ｖ_α，ｖ_β、２相電流ｉ_α，ｉ_β及び突極モータ２のｄ軸インダクタンスＬ_ｄに基づいて、固定座標系で与えられる磁束鎖交数λ_α，λ_βを式（６）に従って求めてもよい。

式（６）で求まる磁束鎖交数λ_α，λ_βは、式（７）で表される電圧方程式に基づいて、式（８）の関係を満たす。

この場合、濾波部１２３からは高周波成分ｉ_ｈ，ｄ，ｉ_ｈ，ｑのうち高周波成分ｉ_ｈ，ｑが、位置角演算部１３に与えられる。このとき、座標変換部１２１は、電流ｉ_ｑだけを求めてもよい。

また、濾波部１２３で得られる高周波成分λ_ｈ，ｄ，λ_ｈ，ｑは、式（８）から高周波成分が抽出された式（９）の関係を満たす。

そして、位置角演算部１３は、高周波成分λ_ｈ，α，λ_ｈ，βを用いて式（５）に従って回転位置角θ_ｒｅを求める。このとき高周波成分ｉ_ｑｈ及びインダクタンスＬ_ｄ，Ｌ_ｑに基づいて、次のようにして回転位置角θ_ｒｅを選定する。つまり、（Ｌ_ｄ−Ｌ_ｑ）・ｉ_ｈ，ｑ＞０ならば、λ_ｈ，α＞０のときは０から＋πの範囲で、λ_ｈ，α＜０のときは＋πから＋２πの範囲で、それぞれ回転位置角θ_ｒｅを求める。また、（Ｌ_ｄ−Ｌ_ｑ）・ｉ_ｈ，ｑ＜０ならば、λ_ｈ，α＞０のときは＋πから＋２πの範囲で、λ_ｈ，α＜０のときは０から＋πの範囲で、それぞれ回転位置角θ_ｒｅを求める。

スイッチング７２は、入力端子７２ａ，７２ｂと出力端子７２ｃを有する。初期回転位置角θ_ｒｅ０を検出する場合には、スイッチング部７２は入力端子７２ａ側にスイッチして、初期位置検出部８に接続する。また、回転位置角θ_ｒｅを推定する場合には、スイッチング部７２は入力端子７２ｂ側にスイッチして、位置角演算部１３に接続する。そして、回転位置角推定部１で推定された回転位置角θ_ｒｅもしくは初期位置検出部８で検出された初期回転位置角θ_ｒｅ０は、回転速度計算部３２、回転座標変換部３３及び座標変換部１２１，１２２へと与えられる。

回転速度計算部３２は、前回推定された回転位置角θ_ｒｅ１を記憶しつつ、新しく推定された回転位置角θ_ｒｅがスイッチング部７２から与えられる。そして、回転速度ｍを、（θ_ｒｅ−θ_ｒｅ１）／Δｔにより求める。ここで、回転位置角推定が時間間隔Δｔ毎に行われているとする。求められた回転速度ｍは、速度制御部３１へと与えられる。前回推定された回転位置角θ_ｒｅ１は、例えば別途設けられた記憶部で記憶して、当該記憶部から与えられてもよい。

速度制御部３１は、回転速度の指令値ｍ^*及び回転速度ｍが与えられ、これらに基づいて電流の指令値ｉ^*を出力する。電流の指令値ｉ^*は、電流制御部４に与えられる。

回転座標変換部３３は、前回推定された回転位置角θ_ｒｅ１を記憶しつつ、３／２相変換要素６２から２相電流ｉ_α，ｉ_βが与えられる。そして、２相電流ｉ_α，ｉ_βを回転座標系での２相電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑへと変換する。回転座標は、固定座標に対して、前回推定された回転位置角θ_ｒｅ１だけ回転している。そして、２相電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑは、電流制御部４へと与えられる。前回推定された回転位置角θ_ｒｅ１は、例えば別途設けられた記憶部で記憶して、当該記憶部から与えられてもよい。

電流制御部４は、電流の指令値ｉ^*及び２相電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑに基づいて、回転座標系での電圧指令値ｖ^* _１，ｄ，ｖ^* _１，ｑを新たに発生させる。そして、電流制御部４は、座標変換部を更に有し、電圧指令値ｖ^* _１，ｄ，ｖ^* _１，ｑを固定座標系での電圧指令値ｖ^* _１，α，ｖ^* _１，βへと変換して出力する。これにより、突極モータ２の回転速度とトルクとが制御される。

電流制御部４が有する座標変換部は、例えばインバータ５内において、電流制御部４と３／２相変換要素５１との間に設けられてもよい。この場合、電流制御部４からは、回転座標系での電圧指令値ｖ^* _１，ｄ，ｖ^* _１，ｑが出力され、高周波電圧発生部３からは、回転座標系での高周波電圧指令値ｖ^* _ｈ，ｄ，ｖ^* _ｈ，ｑが出力される。そして、加算器３４で重畳された電圧指令値ｖ^* _ｄ，ｖ^* _ｑは、インバータ５内の座標変換部により固定座標系の電圧指令値ｖ^* _α，ｖ^* _βに変換されて、３／２相変換要素５１へと与えられる。

上述したモータの回転位置角推定装置Ａ１によれば、磁束鎖交数λ_α，λ_βを回転座標系へと変換することで、その駆動電圧角周波数ωの成分は直流成分となる。よって、濾波により磁束鎖交数λ_α，λ_βの駆動電圧角周波数ωの成分が除去され、その高周波成分λ_ｈ，α，λ_ｈ，βだけが効率良く取り出される。しかも、回転位置角が精度良く求められる。

さらには、濾波部１２３において周波数の通過帯域を広く設定することができるので、濾波部１２３での位相ずれの発生が妨げられる。

第２の実施の形態．
図３は、本実施の形態にかかるモータの回転位置角推定装置Ａ２を概念的に示すブロック図である。回転位置角推定装置Ａ２は、図１で示される高周波電圧発生部３に換えて、高周波電圧発生部３０を備える。図３で示される構成要素のうち図１で示される構成要素と同じ機能を有するものには、同符号が付されている。

高周波電圧発生部３０は、回転速度計算部３２から回転速度ｍが与えられる。そして、回転速度ｍと極対数ｎとの積で求まる駆動電源角周波数ωに従って、所定の角周波数ω_ｈの高周波電圧指令値ｖ^* _ｈ，α，ｖ^* _ｈ，βを発生させる。このとき、駆動電圧角周波数ωの値が増加／減少するに従って、高周波電圧指令値ｖ^* _ｈ，α，ｖ^* _ｈ，βの角周波数ω_ｈを増加／減少させる。例えば、角周波数ω_ｈがω_ｈ＝１０ｎ・ｍ＝１０・ωにより求められる。

上述の内容によれば、駆動電圧角周波数ωの値が減少すると角周波数ω_ｈとの差が小さくなる。しかし、このような場合であっても、座標変換濾波部１２は駆動電圧角周波数ωの成分だけを除去できる。なぜなら、駆動電圧角周波数ωの成分が直流成分に変換されるので、濾波部１２３において除去しやすいからである。

第１の実施の形態で説明したように、２相電圧ｖ_α，ｖ_βは、駆動電源角周波数ωの駆動電圧に角周波数ω_ｈの高周波電圧ｖ_ｈ，α，ｖ_ｈ，βが重畳しており、高周波電圧ｖ_ｈ，α，ｖ_ｈ，βは、高周波電圧指令値ｖ^* _ｈ，α，ｖ^* _ｈ，βに基づいて生じている。従って上述の内容は、駆動電圧角周波数ωの値が増加／減少するに従って、高周波電圧ｖ_ｈ，α，ｖ_ｈ，βの角周波数ω_ｈを増加／減少させると、把握することができる。

上述した回転位置角推定装置Ａ２よれば、駆動電圧角周波数ωの値の減少に従って、高周波電圧ｖ_ｈ，α，ｖ_ｈ，βの角周波数ω_ｈの値も減少されるので、第１の実施の形態で説明した効果を得つつも、高周波電圧による騒音が低減される。

上述したいずれの実施の形態においても、高周波電圧ｖ_ｈ，α，ｖ_ｈ，βは、複数の角周波数ω_ｈを有してもよい。図４は、複数の角周波数ω_ｈを有する高周波電圧ｖ_ｈ，α，ｖ_ｈ，βを概念的に示す。高周波電圧ｖ_ｈ，αは実線で、高周波電圧ｖ_ｈ，βは破線でそれぞれ示されている。いずれにしても複数の角周波数ω_ｈを含むため、正弦波とは異なった波形を有する。

この内容によれば、高周波電圧ｖ_ｈ，α，ｖ_ｈ，βが単一の周波数ω_ｈを有する場合に比べて、突出音が低減される。

また、濾波部１２３にＨＰＦやＢＰＦを採用することで、所定の周波数帯域に属する成分だけを通過させることができる。よって、磁束鎖交数λ_α，λ_βの駆動電源角周波数ωの成分を除去しつつも、その高周波成分のうち所望の周波数成分だけを得ることができる。しかも、ＢＰＦを採用した場合には、不要な高周波ノイズを除去することもできる。

上述したいずれの実施の形態においても、高周波電圧ｖ_ｈ，α，ｖ_ｈ，βは、時間的に間欠なパルスであってもよい。図５は、時間的に間欠な高周波電圧ｖ_ｈ，α，ｖ_ｈ，βを概念的に示す。高周波電圧ｖ_ｈ，αは実線で、高周波電圧ｖ_ｈ，βは破線でそれぞれ示されている。いずれにしても、短期間では周期的に変化するものの、高周波電圧を生じない期間を有する。

この内容によれば、高周波電圧ｖ_ｈ，α，ｖ_ｈ，βが断続的に注入されるので、高周波電圧ｖ_ｈ，α，ｖ_ｈ，βによる騒音が低減される。

第３の実施の形態．
図６は、本実施の形態にかかるモータの回転位置角推定装置Ａ３を概念的に示すブロック図である。図６で示される構成要素のうち図１で示される構成要素と同じ機能を有するものには、同符号が付されている。

回転位置角推定装置Ａ３では、電流制御部４から出力された電圧指令値ｖ^* _１，α，ｖ^* _１，βがインバータ５に入力される。インバータ５では、まず３／２相変換要素５１において、電圧指令値ｖ^* _１，α，ｖ^* _１，βが３相電圧指令値ｖ^* _１，ｕ，ｖ^* _１，ｖ，ｖ^* _１，ｗに変換される。

ＰＷＭ部５２は、３相電圧指令値ｖ^* _１，ｕ，ｖ^* _１，ｖ，ｖ^* _１，ｗのパルス幅をそれぞれ変調させる。このとき、３相電圧指令値ｖ^* _１，ｕ，ｖ^* _１，ｖ，ｖ^* _１，ｗには、高い角周波数ω_ｈを有するリプルが生じる。そして、インバータ回路５３は、リプルを含む３相電圧指令値ｖ^* _１，ｕ，ｖ^* _１，ｖ，ｖ^* _１，ｗに基づいて３相電圧ｖ_ｕ，ｖ_ｖ，ｖ_ｗを発生させる。

３相電圧ｖ_ｕ，ｖ_ｖ，ｖ_ｗは、３／２相変換要素６１において、リプルが重畳した２相電圧ｖ_α，ｖ_βへと変換される。このとき、リプルを角周波数ω_ｈの高周波電圧ｖ_ｈ，α，ｖ_ｈ，βとして扱うこととすれば、第１の実施の形態と同様にして、回転位置角推定部１において回転位置角θ_ｒｅが推定できる。

上述した回転位置角推定装置Ａ３によれば、高周波電圧ｖ_ｈ，α，ｖ_ｈ，βを注入する必要がなくなるので、第１の実施の形態で説明した効果を得つつも、高周波電圧ｖ_ｈ，α，ｖ_ｈ，βによる騒音がより一層低減される。

第４の実施の形態．
上述したいずれの実施の形態においても、前回推定された回転位置角θ_ｒｅ１に基づいて回転位置角θ_ｒｅを推定してもよい。

図７は、本実施の形態にかかる回転位置角推定部２を概念的に示すブロック図である。回転位置角推定部２は、図１、図３及び図６で示される回転位置角推定部１に代えて採用される。

回転位置角推定部２は、λ演算部１１、座標変換濾波部１２、位置角演算部２３を有する。λ演算部１１及び座標変換濾波部１２は、第１の実施の形態で説明したと同様に動作する。ただし、座標変換濾波部１２は、磁束鎖交数λ_α，λ_βの高周波成分λ_ｈ，α，λ_ｈ，βだけを求める。

図８は、位置角演算部２３を概念的に示すブロック図である。位置角演算部２３は、逆正接部２３１及び選定部２３２を有する。演算部２３には、高周波成分λ_ｈ，α，λ_ｈ，βと、前回推定された回転位置角θ_ｒｅ１とが与えられる。

逆正接部２３１は、高周波成分λ_ｈ，α，λ_ｈ，βが与えられ、式（５）に従って（λ_ｈ，β／λ_ｈ，α）の逆正接を求める。このとき、２相電圧ｖ_α，ｖ_β、２相電流ｉ_α，ｉ_β及び突極モータ２のｑ軸インダクタンスＬ_ｑに基づいて磁束鎖交数λ_α，λ_βが求められる場合には、角度θ^* _ｒｅは−π／２から＋π／２の範囲に限定される。また、２相電圧ｖ_α，ｖ_β、２相電流ｉ_α，ｉ_β及び突極モータ２のｄ軸インダクタンスＬ_ｄに基づいて磁束鎖交数λ_α，λ_βが求められる場合には、角度θ^* _ｒｅは０から＋πの範囲に限定される。そして、角度θ^* _ｒｅは選定部２３２に与えられる。

選定部２３２は、図９で示されるフローチャートに従って、回転位置角θ_ｒｅを選定する。逆正接部２３１で求められた角度θ^* _ｒｅは、ステップ１０１で用いられる。角度θ^* _ｒｅが前回推定された回転位置角θ_ｒｅ１よりも大きい場合には、ステップ１０２において角度θ^* _ｒｅから回転位置角θ_ｒｅ１を差し引くことで差分Δθ_１が求められる。また、角度θ^* _ｒｅが回転位置角θ_ｒｅ１よりも小さい場合には、ステップ１０３において回転位置角θ_ｒｅ１から角度θ^* _ｒｅを差し引くことで差分Δθ_１が求められる。

ステップ１０４において差分Δθ_１がπよりも大きいと判断された場合には、ステップ１０５において２πから差分Δθ_１を差し引いた値を、新たな差分Δθ_１として更新する。また、ステップ１０４において差分Δθ_１がπよりも小さいと判断された場合には、差分Δθ_１は更新されない。

選定部２３２に与えられた角度θ^* _ｒｅは、ステップ１０６でも用いられる。角度（θ^* _ｒｅ＋π）が前回推定された回転位置角θ_ｒｅ１よりも大きい場合には、ステップ１０７において角度（θ^* _ｒｅ＋π）から回転位置角θ_ｒｅ１を差し引くことで差分Δθ_２が求められる。また、角度（θ^* _ｒｅ＋π）が回転位置角θ_ｒｅ１よりも小さい場合には、ステップ１０８において回転位置角θ_ｒｅ１から角度（θ^* _ｒｅ＋π）を差し引くことで差分Δθ_２が求められる。

ステップ１０９において差分Δθ_２がπよりも大きいと判断された場合には、ステップ１１０において２πから差分Δθ_２を差し引いた値を、新たな差分Δθ_２として更新する。また、ステップ１０９において差分Δθ_２がπよりも小さいと判断された場合には、差分Δθ_２は更新されない。

ステップ１１１において差分Δθ_１が差分Δθ_２よりも大きいと判断された場合には、ステップ１１２において回転位置角θ_ｒｅとして角度（θ^* _ｒｅ＋π）を採用する。また、ステップ１１１において差分Δθ_１が差分Δθ_２よりも小さいと判断された場合には、回転位置角θ_ｒｅとして角度θ^* _ｒｅを採用する。そして、回転位置角θ_ｒｅは位置角演算部２３から出力される。

上述した内容は、多値で求まる回転位置角θ_ｒｅを、前回推定された回転位置角θ_ｒｅ１に基づいて一つ選定すると把握することができる。

上述した回転位置角推定部２によれば、第１乃至第３の実施の形態と同様の効果を得ることができる。しかも、電流の高周波成分ｉ_ｈ，ｄ，ｉ_ｈ，ｑを求める必要がないので、高周波成分ｉ_ｈ，ｄ，ｉ_ｈ，ｑが含む誤差による影響が妨げられ、より精度良く回転位置角θ_ｒｅが求まる。

上述したいずれの実施の形態も、磁束鎖交数を用いずに回転位置角θ_ｒｅを推定する突極モータの回転位置角推定装置に適用することができる。この場合には、電圧ｖ_α，ｖ_βや電流ｉ_α，ｉ_β等の物理量に対して座標変換濾波部１２を適用することで、それらの高周波成分が抽出される。ただし、時間的に間欠な高周波電圧ｖ_ｈ，α，ｖ_ｈ，βは、磁束鎖交数を用いて回転位置角θ_ｒｅを推定する場合に適用することが望ましい。

上述したいずれの実施の形態においても、次のように把握することができる。つまり、電圧指令値ｖ^* _１，α，ｖ^* _１，βは、回転位置角推定部１で得られる回転位置角θ_ｒｅを用いて電流制御部４において求められる。そして、電圧指令値ｖ^* _１，α，ｖ^* _１，βに基づいて、インバータ５を介して突極モータ２が制御される。

これによれば、回転位置角θ_ｒｅを考慮した電圧指令値ｖ^* _１，α，ｖ^* _１，βが得られるので、突極モータ２が精度良く制御される。

第１の実施の形態で説明される、モータの回転位置角推定装置を概念的に示すブロック図である。 座標変換濾波部を概念的に示すブロック図である。 第２の実施の形態で説明される、モータの回転位置角推定装置を概念的に示すブロック図である。 高周波電圧ｖ_ｈ，α，ｖ_ｈ，βを概念的に示す図である。 高周波電圧ｖ_ｈ，α，ｖ_ｈ，βを概念的に示す図である。 第３の実施の形態で説明される、モータの回転位置角推定装置を概念的に示すブロック図である。 第４の実施の形態で説明される、回転位置角推定部２を概念的に示すブロック図である。 位置角演算部２３を概念的に示すブロック図である。 回転位置角の選定方法を概念的に示すフローチャート図である。

符号の説明

１１ λ演算部（第１演算部）
１３，２３ 位置角演算部（第２演算部）
１２１，１２２ 座標変換部
１２３ 濾波部
ω 駆動電圧角周波数（第１周波数）
ω_ｈ 高周波電圧の角周波数（第２周波数）
ｖ_ｈ，α，ｖ_ｈ，β 高周波電圧
λ_α，λ_β 磁束鎖交数（物理量）
ｖ_α，ｖ_β 電圧（物理量）
ｉ_α，ｉ_β 電流（物理量）
Ｌ_ｑ，Ｌ_ｄ インダクタンス
ｉ_ｈ，ｄ，ｉ_ｈ，ｑ 電流の高周波成分
λ_ｈ，α，λ_ｈ，β 磁束鎖交数の高周波成分
θ_ｒｅ，θ_ｒｅ１ 回転位置角

Claims (22)

1. 突極性を有するモータを駆動する駆動電圧に、前記駆動電圧の第１周波数（ω）よりも高い第２周波数（ω_ｈ）の高周波電圧（ｖ_ｈ，α，ｖ_ｈ，β）が重畳しており、
   （ａ）前記高周波電圧が重畳した前記駆動電圧（ｖ_α，ｖ_β）に基づき前記モータの固定子に対する固定座標系で与えられる物理量（λ_α，λ_β；ｖ_α，ｖ_β；ｉ_α，ｉ_β）を、前記モータの回転子について設定された回転座標系へと変換するステップと、
   （ｂ）前記ステップ（ａ）で変換された前記物理量を濾波して、少なくともその直流成分を除去するステップと、
   （ｃ）前記ステップ（ｂ）で濾波された前記物理量を、前記固定座標系へと変換するステップと
   を備える、モータの回転位置角推定方法。
2. 前記ステップ（ｂ）は、所定の周波数帯域に属する成分だけを通過させる、請求項１記載のモータの回転位置角推定方法。
3. 前記所定の周波数帯域は、周波数の上限と下限を有する、請求項２記載のモータの回転位置角推定方法。
4. （Ａ）前記高周波電圧が重畳した前記駆動電圧（ｖ_α，ｖ_β）と、これに従って流れる電流（ｉ_α，ｉ_β）と、前記モータのインダクタンス（Ｌ_ｑ；Ｌ_ｄ）とに基づいて磁束鎖交数（λ_α，λ_β）を求めるステップと、
   （Ｂ）前記ステップ（ａ）乃至前記ステップ（ｃ）に従って、前記磁束鎖交数の高周波成分（λ_ｈ，α，λ_ｈ，β）を求めるステップと、
   （Ｃ）少なくとも前記磁束鎖交数の前記高周波成分を用いて回転位置角（θ_ｒｅ）を求めるステップと
   を備える、請求項１乃至請求項３のいずれか一つに記載のモータの回転位置角推定方法。
5. 前記ステップ（Ｃ）は、
   前記回転座標系で与えられる前記電流の高周波成分（ｉ_ｈ，ｄ；ｉ_ｈ，ｑ）を求め、
   前記磁束鎖交数の前記高周波成分（λ_ｈ，α，λ_ｈ，β）及び前記電流の前記高周波成分を用いて回転位置角（θ_ｒｅ）を求める、請求項４記載のモータの回転位置角推定方法。
6. 前記ステップ（Ｃ）は、前記磁束鎖交数の高周波成分（λ_ｈ，α，λ_ｈ，β）から多値で求まる前記回転位置角（θ_ｒｅ）を、予め求められた前記回転位置角（θ_ｒｅ１）に基づいて一つ選定する、請求項４記載のモータの回転位置角推定方法。
7. 前記高周波電圧（ｖ_ｈ，α，ｖ_ｈ，β）は、前記第１周波数（ω）の値が増加／減少するに従って、前記第２周波数（ω_ｈ）の値が増加／減少する、請求項１乃至請求項６のいずれか一つに記載のモータの回転位置角推定方法。
8. 前記高周波電圧（ｖ_ｈ，α，ｖ_ｈ，β）は、前記第２周波数（ω_ｈ）の複数を有する、請求項１乃至請求項７のいずれか一つに記載のモータの回転位置角推定方法。
9. 前記高周波電圧（ｖ_ｈ，α，ｖ_ｈ，β）は、時間的に間欠なパルスである、請求項４乃至請求項６のいずれか一つに記載のモータの回転位置角推定方法。
10. 前記高周波電圧（ｖ_ｈ，α，ｖ_ｈ，β）は、前記駆動電圧を発生させる際に生じるリプルである、請求項１乃至請求項６のいずれか一つに記載のモータの回転位置角推定方法。
11. 前記モータは、電圧指令値（ｖ^* _１，α，ｖ^* _１，β）に基づいてインバータ（５）を介して制御され、
    請求項１乃至請求項１０のいずれか一つにかかるモータの回転位置角推定方法で得られる前記回転位置角（θ_ｒｅ）を用いて、前記インバータに入力する前記電圧指令値を求める、インバータ制御方法。
12. 第１座標変換部（１２１）と、
    第２座標変換部（１２２）と、
    濾波部（１２３）と
    を備え、
    突極性を有するモータを駆動する駆動電圧に、前記駆動電圧の第１周波数（ω）よりも高い第２周波数（ω_ｈ）の高周波電圧（ｖ_ｈ，α，ｖ_ｈ，β）が重畳しており、
    前記第１座標変換部は、前記高周波電圧が重畳した前記駆動電圧に基づき前記モータの固定子に対する固定座標系で与えられる物理量（λ_α，λ_β；ｖ_α，ｖ_β；ｉ_α，ｉ_β）を、前記モータの回転子について設定された回転座標系へと変換し、
    前記濾波部は、前記第１座標変換部で変換された前記物理量を濾波して、少なくともその直流成分を除去し、
    前記第２座標変換部は、前記濾波部で濾波された前記物理量を、前記固定座標系へと変換する、モータの回転位置角推定装置。
13. 前記濾波部（１２３）は、所定の周波数帯域に属する成分だけを通過させる、請求項１２記載のモータの回転位置角推定装置。
14. 前記濾波部（１２３）は、バンドパスフィルタである、請求項１３記載のモータの回転位置角推定装置。
15. 第１演算部（１１）と、
    第２演算部（１３；２３）と
    を更に備え、
    前記第１演算部は、前記高周波電圧が重畳した前記駆動電圧（ｖ_α，ｖ_β）と、これに従って流れる電流（ｉ_α，ｉ_β）と、前記モータのインダクタンス（Ｌ_ｑ；Ｌ_ｄ）とに基づいて磁束鎖交数（λ_α，λ_β）を求め、
    前記第１座標変換部（１２１）、前記第２座標変換部（１２２）及び前記濾波部（１２３）は、前記磁束鎖交数の高周波成分（λ_ｈ，α，λ_ｈ，β）を求め、
    前記第２演算部は、少なくとも前記磁束鎖交数の前記高周波成分を用いて回転位置角（θ_ｒｅ）を求める、請求項１２乃至請求項１４のいずれか一つに記載のモータの回転位置角推定装置。
16. 前記第１座標変換部（１２１）及び前記濾波部（１２３）は、前記回転座標系で与えられる前記電流の高周波成分（ｉ_ｈ，ｄ；ｉ_ｈ，ｑ）を更に求め、
    前記第２演算部（１３）は、前記磁束鎖交数の前記高周波成分（λ_ｈ，α，λ_ｈ，β）及び前記電流の前記高周波成分を用いて回転位置角（θ_ｒｅ）を求める、請求項１５記載のモータの回転位置角推定装置。
17. 前記第２演算部（２３）は、予め求めた前記回転位置角（θ_ｒｅ１）が与えられ、前記磁束鎖交数の高周波成分（λ_ｈ，α，λ_ｈ，β）から多値で求まる前記回転位置角（θ_ｒｅ）を、予め求められた前記回転位置角に基づいて一つ選定する、請求項１５記載のモータの回転位置角推定装置。
18. 前記高周波電圧（ｖ_ｈ，α，ｖ_ｈ，β）は、前記第１周波数（ω）が増加／減少するに従って、前記第２周波数（ω_ｈ）が増加／減少する、請求項１２乃至請求項１７のいずれか一つに記載のモータの回転位置角推定装置。
19. 前記高周波電圧（ｖ_ｈ，α，ｖ_ｈ，β）は、前記第２周波数（ω_ｈ）の複数を有する、請求項１２乃至請求項１８のいずれか一つに記載のモータの回転位置角推定装置。
20. 前記高周波電圧（ｖ_ｈ，α，ｖ_ｈ，β）は、時間的に間欠なパルスである、請求項１５乃至請求項１７のいずれか一つに記載のモータの回転位置角推定装置。
21. 前記高周波電圧（ｖ_ｈ，α，ｖ_ｈ，β）は、前記駆動電圧（ｖ_１，α，ｖ_１，β）を発生させる際に生じるリプルである、請求項１２乃至請求項１７のいずれか一つに記載のモータの回転位置角推定装置。
22. 請求項１２乃至請求項２１のいずれか一つにかかるモータの回転位置角推定装置と、
    電流制御部（４）と
    を備え、
    前記電流制御部は、前記回転位置角推定装置で得られる前記回転位置角（θ_ｒｅ）を用いて、電圧指令値（ｖ^* _１，α，ｖ^* _１，β）を求め、
    前記モータは、前記電圧指令値に基づいてインバータ（５）を介して制御される、インバータ制御装置。
    

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