CN110431741B

CN110431741B - 旋转电机的控制装置

Info

Publication number: CN110431741B
Application number: CN201780087546.7A
Authority: CN
Inventors: 小岛铁也; 加藤将
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2017-03-27
Filing date: 2017-12-19
Publication date: 2023-07-04
Anticipated expiration: 2037-12-19
Also published as: DE112017007328T5; JP6749472B2; CN110431741A; US11515821B2; JPWO2018179620A1; US20200186070A1; WO2018179620A1

Abstract

旋转电机(1)的控制装置的特征在于，具备：电流检测器(2)，检测在旋转电机(1)中流过的旋转电机电流；位置推测器(4)，基于旋转电机电流来推测旋转电机(1)的转子位置；控制器(5)，基于旋转电机电流和转子位置的信息来运算用于驱动旋转电机(1)的驱动电压指令，输出将用于推测转子位置的旋转电机(1)的各相的位置推测用电压指令和驱动电压指令相加而得到的旋转电机电压指令；以及电压施加器(3)，基于旋转电机电压指令对旋转电机(1)施加电压，其中，位置推测器(4)提取旋转电机电流中包含的、因位置推测用电压指令而变化的位置推测用电流，根据提取出的位置推测用电流的振幅中的不因转子位置而变化的直流分量来推测旋转电机(1)的转子位置。

Description

旋转电机的控制装置

技术领域

本发明涉及旋转电机的控制装置，该旋转电机的控制装置无需使用检测转子的旋转位置的位置传感器就能得到转子位置信息而控制旋转电机。

背景技术

由于为了驱动旋转电机而需要转子的位置信息，因此以往的旋转电机的控制装置使用由安装于旋转电机的位置传感器检测出的位置信息，但从进一步降低旋转电机的制造成本、使旋转电机小型化以及提高旋转电机的可靠性的观点出发，开发出了以无位置传感器的方式驱动旋转电机的技术。作为旋转电机的无位置传感器控制方法，主要有利用旋转电机的感应电压来推测旋转电机的位置的方法和利用凸极性来推测旋转电机的位置的方法。在利用感应电压的方法中，由于感应电压的大小与旋转速度成比例，所以在零速或低速区域中感应电压变小，信噪比降低，位置推测变得困难。在利用凸极性的方法中，虽然必须对旋转电机输入用于推测旋转电机的位置的位置推测用信号，但是即使在零速或低速区域也能够推测旋转电机的位置。

在专利文献1中公开了利用凸极性的无位置传感器控制方法，在该无位置传感器控制方法中，对驱动旋转电机的各相的电压叠加位置推测用电压，提取与旋转电机电流的频率相同的频率的高频电流、即位置推测用电流来进行位置推测。具体而言，在专利文献1所公开的无位置传感器控制方法中，计算高频电流的振幅，利用该振幅是具有转子位置电角的2倍频率的余弦函数或正弦函数的情况来推测转子位置。将如上所述对各相的电压叠加位置推测用电压来进行位置推测的方式称为“相电压叠加方式”。在相电压叠加方式中，由于能够根据高频电流直接运算推测位置，所以位置推测的响应快。另外，当在旋转电机的驱动控制中不进行旋转坐标变换、即d-q变换的情况下也能够使用相电压叠加方式。在专利文献1中利用了傅里叶变换，而在专利文献2所公开的旋转电机的控制装置中，利用了高频电流的平方和积分值而降低了运算量。专利文献3所公开的旋转机的控制装置与专利文献2同样地在旋转坐标中叠加位置推测用电压来进行推测。但是，专利文献3所公开的旋转机的控制装置通过使位置推测用电压与高频电流的外积收敛于零来进行位置推测。将这样在旋转坐标中叠加位置推测用电压来进行位置推测的方式称为“旋转坐标电压叠加方式”。

然而，在利用凸极性的位置推测中，磁饱和程度根据旋转电机的转矩大小、即根据负载的状态而变化，存在如下技术课题：推测出的位置与实际位置的误差由于磁饱和程度变大而变大。针对该技术课题，专利文献4所公开的同步电动机的磁极位置推测方法根据旋转电机的转矩来修正推测位置。但是，有时当磁饱和程度变大时，旋转电机的凸极性消失而无法进行位置推测。针对该技术课题，在专利文献3中，在旋转坐标的d-q轴的各个轴叠加位置推测用电压而分别提取d-q轴的高频电流i_dh和高频电流i_qh，根据将高频电流i_dh和高频电流i_qh组合而得到的值进行位置推测。

现有技术文件

专利文献

专利文献1：日本专利第5069306号公报

专利文献2：日本专利第5324646号公报

专利文献3：日本专利第5145850号公报

专利文献4：日本专利第4687846号公报

发明内容

发明所要解决的技术课题

但是，专利文献3所公开的磁极位置推测方法需要在旋转坐标的d-q轴的各个轴叠加位置推测用电压而分别提取d-q轴的高频电流即位置推测用电流，进而将它们组合。因此，存在为了改善磁饱和时的推测精度而计算负荷增加的问题。另外，由于专利文献3和专利文献4的磁极位置推测方法都基于旋转坐标电压叠加方式，所以为了位置推测而需要收敛运算，推测响应慢，还不能适用于不在旋转坐标中进行旋转电机的驱动控制的方式。

本发明是鉴于上述情况而完成的，目的在于得到一种即使在产生了磁饱和的情况下也能够抑制计算负荷的增加并且提高转子位置的推测精度的旋转电机的控制装置。

解决技术课题的技术方案

为了解决上述技术课题并达到目的，本发明的旋转电机的控制装置的特征在于，具备：电流检测器，检测在旋转电机中流过的旋转电机电流；位置推测器，基于旋转电机电流来推测旋转电机的转子位置；控制器，基于旋转电机电流和转子位置的信息来运算用于驱动旋转电机的驱动电压指令，输出旋转电机电压指令，该旋转电机电压指令是将用于推测转子位置的旋转电机的各相的位置推测用电压指令与驱动电压指令相加而得到的；以及电压施加器，基于旋转电机电压指令对旋转电机施加电压，其中，位置推测器提取旋转电机电流中包含的、因位置推测用电压指令而变化的位置推测用电流，根据提取出的位置推测用电流的振幅中的不因转子位置而变化的直流分量来推测旋转电机的转子位置。

发明效果

根据本发明，起到如下效果：即使在产生了磁饱和的情况下也能够抑制计算负荷的增加，并且提高转子位置的推测精度。

附图说明

图1是示出本发明的实施方式1的旋转电机的控制装置的结构的图。

图2是示出从图1所示的位置推测用电压产生器输出的位置推测用电压指令的图。

图3是示出本发明的实施方式1的位置推测器的结构的图。

图4是示出表示旋转电机的凸极性的高频电流的轨迹和以特定的通电角度通电的高频电流的轨迹的变化的图。

图5是示出旋转电机的转子位置与高频电流振幅的直流分量的关系的图。

图6是示出本发明的实施方式2的旋转电机的控制装置的结构的图。

图7是示出本发明的实施方式3的旋转电机的控制装置的结构的图。

图8是示出本发明的实施方式3的位置推测器的结构的图。

图9是示出本发明的实施方式4的旋转电机的控制装置的结构的图。

图10是示出本发明的实施方式4的位置推测器的结构的图。

图11是示出本发明的实施方式5的旋转电机的控制装置的结构的图。

图12是示出本发明的实施方式5的位置推测器的结构的图。

图13是示出本发明的实施方式1至5的旋转电机的控制装置的第一硬件结构例的图。

图14是示出本发明的实施方式1至5的旋转电机的控制装置的第二硬件结构例的图。

附图标记

1旋转电机，2电流检测器，3电压施加器，4、4B、4C、4D位置推测器，5、5A、5B控制器，6、21电流指令运算器，7d-q电流控制器，8旋转坐标逆变换器，9二相-三相变换器，10、10B位置推测用电压产生器，11三相-二相变换器，12旋转坐标变换器，13加法器，22三相电流运算器，23三相电流控制器，60专用处理电路，61处理器，62存储装置，100、100A、100B、100C、100D控制装置，401、3001高频电流提取器，402、402B直流分量提取器，403、403B、403C、5001推测位置运算器，3002高频电流振幅运算器，4001相电流振幅运算器，4002直流分量目标值运算器，5000减法器，5002推测位置切换器。

具体实施方式

以下，基于附图对本发明的实施方式的旋转电机的控制装置进行详细说明。另外，本发明不受该实施方式的限定。

实施方式1

图1是示出本发明的实施方式1的旋转电机的控制装置的结构的图。以下，有时将“旋转电机的控制装置”简称为“控制装置”。图1所示的控制装置100具备：电压施加器3，按照旋转电机电压指令v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*供给交流电力；电流检测器2，检测从电压施加器3对旋转电机1供给的交流电流，将检测出的交流电流输出为旋转电机电流i_u、i_v、i_w；位置推测器4，使用由电流检测器2检测出的旋转电机电流i_u、i_v、i_w来运算推测位置θ^_r；以及控制器5，以使旋转电机1的输出转矩成为由转矩指令值T^*指示的值的方式运算驱动旋转电机1的旋转电机电压指令v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*。

控制器5具有电流指令运算器6、d-q电流控制器7、旋转坐标逆变换器8、二相-三相变换器9、位置推测用电压产生器10、三相-二相变换器11、旋转坐标变换器12以及加法器13。

旋转电机1是利用转子的凸极性来产生转矩的三相同步磁阻马达。对旋转电机1连接有电压施加器3，在旋转电机1与电压施加器3之间设置有电流检测器2。

电流指令运算器6使用转矩指令值T^*，运算旋转坐标上的电流指令i_d ^*、i_q ^*。电流指令运算器6以使相对于转矩的电流有效值、即铜损变得最小的方式运算电流指令i_d ^*、i_q ^*。电流指令i_d ^*是表示旋转电机1的转子的磁阻变得最小的d轴方向的电枢电流分量的d轴电流的指令。电流指令i_q ^*是表示作为与d轴正交的方向的q轴方向的电枢电流分量的q轴电流的指令。在电流指令i_d ^*、i_q ^*的运算中，除了转矩指令值T^*以外，还使用旋转电机1的马达常数。作为马达常数，能够例示旋转电机1的互感和旋转电机1的极数。另外，也能够不使用马达常数而使用预先求出的电流指令与转矩的关系式或表。

三相-二相变换器11将由电流检测器2检测出的三相坐标上的旋转电机电流i_u、i_v、i_w变换为静止二相坐标上的旋转电机电流i_α、i_β。旋转坐标变换器12使用推测位置θ^_r，将静止二相坐标上的旋转电机电流i_α、i_β变换为旋转坐标上的电动机电流i_d、i_q。

d-q电流控制器7进行电流控制，以使由旋转坐标变换器12变换后的电动机电流i_d、i_q变为由电流指令运算器6运算出的电流指令i_d ^*、i_q ^*，并且运算旋转坐标上的电压指令v_d ^*、v_q ^*。作为d-q电流控制器7的电流控制，能够例示比例积分控制。旋转坐标逆变换器8使用推测位置θ^_r，将由d-q电流控制器7运算出的旋转坐标上的电压指令v_d ^*、v_q ^*变换为静止二相坐标上的电压指令v_α ^*、v_β ^*。二相-三相变换器9将静止二相坐标上的电压指令v_α ^*、v_β ^*变换为用于驱动旋转电机1的三相坐标上的驱动电压指令v_uf ^*、v_vf ^*、v_wf ^*。

位置推测用电压产生器10运算用于推测旋转电机1的转子位置的位置推测用电压指令v_uh ^*、v_vh ^*、v_wh ^*。图2是示出从图1所示的位置推测用电压产生器输出的位置推测用电压指令的图。在实施方式1中，如图2所示，位置推测用电压指令v_uh ^*、v_vh ^*、v_wh ^*为脉冲状电压，在该情况下按照u相、v相、w相的顺序被分别施加给各相。

加法器13将位置推测用电压指令v_uh ^*、v_vh ^*、v_wh ^*和驱动电压指令v_uf ^*、v_vf ^*、v_wf ^*相加而得到的旋转电机电压指令v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*输出给电压施加器3。

图3是示出本发明的实施方式1的位置推测器的结构的图。位置推测器4具备：高频电流提取器401，运算作为位置推测用电流的高频电流的振幅i_uh、i_vh、i_wh；直流分量提取器402，运算高频电流的振幅i_uh、i_vh、i_wh的平均值，提取运算出的平均值作为高频电流振幅的直流分量I_hdc；以及推测位置运算器403，利用旋转电机1的d轴周围的转子位置与高频电流振幅的直流分量的关系性，根据高频电流振幅的直流分量I_hdc来运算推测位置θ^_r。以下，有时将高频电流振幅的直流分量I_hdc称为“位置运算信号A”。

高频电流提取器401提取旋转电机电流中的根据位置推测用电压指令而变化的分量、即作为位置推测用电流的高频电流i_uh’、i_vh’、i_wh’，进一步运算高频电流的振幅i_uh、i_vh、i_wh。实施方式1的高频电流提取器401通过从施加脉冲状电压前的电流值减去施加脉冲状电压后的电流值，来提取下述式(1)所示的高频电流i_uh’、i_vh’、i_wh’。另外，高频电流的提取方法不限于此，高频电流的提取中也可以使用低通滤波器或高通滤波器。

【数学式1】

在位置推测用电压指令为脉冲状电压的情况下，高频电流的振幅i_uh、i_vh、i_wh如以下的式(2)所示与高频电流i_uh’、i_vh’、i_wh’大致相等。

【数学式2】

但是，通过上述的电流值的减法处理、低通滤波器或高通滤波器，所提取的高频电流的振幅有时也会衰减或放大，但衰减或放大的倍率在各相为相同，对后继的位置推测没有影响。

在此，在将高频电流的振幅中的不是依赖于转子位置而变化的分量设为“高频电流振幅的直流分量”“I_hdc”，将依赖于转子位置而变化的分量的振幅设为“高频电流振幅的交流分量的振幅”“I_hac”，将转子位置设为“θ_r”时，如专利文献2的说明书的段落[0037]所示，所提取的高频电流的振幅包含按照转子位置的二倍角的余弦函数而变化的分量。在专利文献2中，将旋转电机的d轴与u相对准时的转子位置设为零，此时，u相的电感为最大，u相的高频电流振幅为最小。直流分量提取器402如下述式(3)所示运算高频电流的振幅i_uh、i_vh、i_wh的平均值，从而提取高频电流振幅的直流分量I_hdc即位置运算信号A。

【数学式3】

如专利文献2的说明书的段落[0059]至段落[0070]所示，在专利文献2中，使用高频电流振幅的交流分量来推测转子位置。以下有时将高频电流振幅的交流分量称为“位置运算信号B”。如下述式(4)所示，通过从上述式(1)和上述式(2)所示的高频电流的振幅中减去高频电流振幅的直流分量来得到高频电流振幅的交流分量i_uhac、i_vhac、i_whac。

【数学式4】

在位置推测中，分为以三相的位置运算信号各自的过零点为中心的间隔电角60°的6个区间。在各区间中，位置运算信号B中的过零的部分关于转子位置θ_r为sin(2θ_r)或sin(2θ_r)的函数，所以通过对这些函数进行线性近似而根据位置运算信号B来运算推测位置。推测位置能够通过对上述式(4)的高频电流振幅的交流分量的任一个信号进行反余弦运算来求出。另外，推测位置能够通过对三相坐标的位置运算信号B进行三相-二相变换后进行反正切运算来求出。

然而，在利用凸极性的位置推测中，磁饱和程度根据旋转电机1的转矩大小而变化，推测出的位置与实际位置的误差变大。图4示出为了确认旋转电机1的凸极性及其变化，以输入了额定值的50％以及100％的转矩指令值T^*时的电流振幅在各种通电角度下通电而得到的高频电流的轨迹。图4是示出表示旋转电机的凸极性的高频电流的轨迹和在特定的通电角度下通电而得到的高频电流的轨迹的变化的图。图4的左侧示出输入了额定值的50％的转矩指令值T^*时的高频电流的轨迹，在图4的右侧示出输入了额定值的100％的转矩指令值T^*时的高频电流的轨迹。横轴表示高频电流的d轴分量i_d，纵轴表示高频电流的q轴分量i_q。关于纵横轴的电流值，将在转矩与电流之比为最小的条件下给出额定值的100％的转矩的值表示为100％。图4中示出在6个不同的通电角度下通电而得到的高频电流的dq轴分量i_d、i_q。

在被输入了这样的转矩指令值T^*时的旋转电机1中，因转子的凸极性而引起的高频电流的振幅基本上在q轴方向大而在d轴方向小。换言之，高频电流的轨迹成为以d轴为短轴的椭圆。在现有技术的位置推测中，椭圆的短轴方向被推测为d轴。在此，在转矩大的情况下或旋转电机电流的通电角度接近d轴方向的情况下，磁饱和程度变大，高频电流振幅的d轴分量和q轴分量变得相等。即，高频电流的轨迹从椭圆接近正圆，变得不能基于凸极性来进行位置推测。进而，在转矩大的情况下，磁饱和程度增大，在通电角度接近d轴时，椭圆向d轴方向倾斜，在通电角度接近q轴时，椭圆向q轴方向倾斜。在此，使用推测位置来运算通电角度，由于电压施加器3的电压输出误差以及电流检测器2的电流检测误差而在推测位置中包含误差。即，当在推测位置中包含d轴方向的误差的情况下，相对于真实的转子位置的通电角度接近d轴方向，其结果是，推测位置进一步在d轴方向上变大。同样地，对于q轴方向，推测位置的误差也扩大。由于像这样推测误差扩大，变得无法稳定地推测转子位置来驱动旋转电机1。

在实施方式1中，以即使在磁饱和程度大的情况下也能够进行位置推测的方式进行基于推测位置运算器403的位置推测。对转子位置和依赖于转子位置而变化的高频电流振幅的直流分量I_hdc进行汇总而得到图5的关系。图5是示出旋转电机的转子位置与高频电流振幅的直流分量的关系的图。纵轴表示高频电流振幅的直流分量，横轴表示转子位置。以旋转电机1的d轴为基准而用与之的差值来表示转子位置。图5的实线是输入了额定值的50％的转矩指令值T^*时的高频电流振幅的直流分量的轨迹。图5的虚线是输入了额定值的100％的转矩指令值T^*时的高频电流振幅的直流分量的轨迹。根据图5可知，在旋转电机1的d轴周边，转子位置与高频电流振幅的直流分量存在一对一的关系。由此，在图5所示的d轴周边(-30°～+25°)能够根据高频电流振幅的直流分量唯一地确定转子位置。推测位置运算器403预先存储该关系，根据该关系和高频电流振幅的直流分量I_hdc来运算推测位置θ^_r。另外，设为将该关系与设想要使用的转矩或旋转电机电流的范围对应起来存储。

在实施方式1中，在利用凸极性的无位置传感器控制方法中，通过利用位置推测用电流的振幅的直流分量，即使在旋转电机1的磁饱和程度大的情况下，也能够无需增加用于改善位置推测精度的计算负荷而稳定地推测转子位置来驱动旋转电机1。

实施方式2

在实施方式1中，在旋转坐标上进行旋转电机1的驱动控制。虽然在旋转坐标上的控制被广泛利用，并能够高响应地对旋转电机1进行驱动控制，但是在旋转坐标上的控制中需要旋转坐标变换及其控制运算。在实施方式2中，说明当在三相坐标中进行旋转电机1的驱动控制时的结构例。

图6是示出本发明的实施方式2的旋转电机的控制装置的结构的图。实施方式1的控制装置100与实施方式2的控制装置100A的不同点在于，在控制装置100A中使用控制器5A而不是控制器5。

控制器5A具备位置推测用电压产生器10、电流指令运算器21、三相电流运算器22以及三相电流控制器23。电流指令运算器21使用转矩指令值T^*来运算电流振幅指令I_p ^*和通电角度指令φ_i ^*。电流指令运算器21以相对于转矩的电流有效值即铜损变得最小的方式运算电流振幅指令I_p ^*和通电角度指令φ_i ^*。三相电流运算器22如下述式(5)所示，使用推测位置θ^_r、电流振幅指令I_p ^*和通电角度指令φ_i ^*来运算三相电流指令i_u ^*、i_v ^*、i_w ^*。

【数学式5】

三相电流控制器23进行电流控制以使得由电流检测器2检测出的三相坐标上的旋转电机电流i_u、i_v、i_w成为三相电流指令i_u ^*、i_v ^*、i_w ^*，并运算三相坐标上的驱动电压指令v_uf ^*、v_vf ^*、v_wf ^*。作为三相电流控制器23中的电流控制，能够例示比例积分控制。加法器13将由位置推测用电压产生器10运算出的位置推测用电压指令v_uh ^*、v_vh ^*、v_wh ^*与由三相电流控制器23运算出的驱动电压指令v_uf ^*、v_vf ^*、v_wf ^*相加而得到的旋转电机电压指令v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*输出到电压施加器3。

如上所述，根据实施方式2的控制装置100A，即使当不在旋转坐标中进行旋转电机1的驱动控制的情况下，也能够抑制计算负荷的增加，并且高精度地执行磁饱和时的位置推测。

实施方式3

在实施方式1、2中，使用脉冲状的位置推测用电压指令v_uh ^*、v_vh ^*、v_wh ^*。在实施方式3中，使用多相交流电压作为位置推测用电压指令v_uh ^*、v_vh ^*、v_wh ^*。

图7是示出本发明的实施方式3的旋转电机的控制装置的结构的图。实施方式1的控制装置100与实施方式3的控制装置100B的不同点在于，在控制装置100B中使用控制器5B而不是控制器5，并且使用位置推测器4B而不是位置推测器4。

控制器5B具有电流指令运算器6、d-q电流控制器7、旋转坐标逆变换器8、二相-三相变换器9、位置推测用电压产生器10B、三相-二相变换器11、旋转坐标变换器12以及加法器13。在控制器5B中，使用位置推测用电压产生器10B而不是位置推测用电压产生器10。

位置推测用电压产生器10B如下述式(6)所示，产生振幅V_hp和角频率ω_ht的多相交流电压即位置推测用电压指令v_uh ^*、v_vh ^*、v_wh ^*。

【数学式6】

图8是示出本发明的实施方式3的位置推测器的结构的图。实施方式1的位置推测器4与实施方式3的位置推测器4B的不同点在于，在位置推测器4B中，使用高频电流提取器3001和高频电流振幅运算器3002而不是高频电流提取器401，使用直流分量提取器402B而不是直流分量提取器402，使用推测位置运算器403B而不是推测位置运算器403。

高频电流提取器3001如下述式(7)所示，使用陷波滤波器提取作为位置推测用电流的高频电流i_uh’、i_vh’、i_wh’。高频电流i_uh’、i_vh’、i_wh’的提取方法不限于此，高频电流的提取中也可以使用低通滤波器或高通滤波器。提取出的高频电流i_uh’、i_vh’、i_wh’如专利文献2的说明书的段落[0037]所示，并且与上述式(1)同样地，包含按照转子位置的二倍角的余弦函数而变化的分量。

【数学式7】

如上述式(7)所示，高频电流i_uh’、i_vh’、i_wh’的振幅包含转子位置的信息。高频电流振幅运算器3002如专利文献2的说明书的段落[0049]至段落[0051]所示，并且如下述式(8)所示，通过运算由高频电流提取器3001提取的高频电流i_uh’、i_vh’、i_wh’的平方的积分值而求出高频电流的振幅i_uh、i_vh、i_wh。下述式(8)的系数K_h是依赖于积分区间的倍率。因此，该高频电流的振幅实际上为对真实的振幅乘以该倍率而得到的值，但由于各相的倍率相同，所以对后继的位置推测没有影响。另外，如果积分区间选择为位置推测用电压的半周期的整数倍，则能够始终平滑高频电流的平方值的脉动分量而得到高频电流的振幅。另外，也能够使用低通滤波器而不是积分。

【数学式8】

直流分量提取器402B与直流分量提取器402同样地通过运算高频电流的振幅的各相的平均值，从而运算高频电流振幅的直流分量K_h·I_hdc。推测位置运算器403B预先存储高频电流振幅的直流分量K_h·I_hdc与转子位置的关系，根据该关系和高频电流振幅的直流分量K_h·I_hdc来运算推测位置θ^_r。

如上所述，与对各相依次施加脉冲状电压的实施方式1和实施方式2那样对各相依次施加脉冲电压的情况相比，实施方式3能够对各相同时连续地施加位置推测用电压而连续地进行位置推测，因此能够响应性良好地推测转子位置。另外，在实施方式3中说明了在三相坐标上叠加多相交流电压的结构例，但实施方式3的控制装置100B也可以构成为使多相交流电压叠加到静止二相坐标上的电压指令v_α ^*、v_β ^*，从静止二相坐标上的旋转电机电流i_α、i_β中提取高频电流来进行位置推测。

实施方式4

在实施方式1、2、3中，在位置推测中需要预先存储高频电流振幅的直流分量与转子位置的关系。在实施方式4中说明降低为了位置推测而应存储的信息量的结构例。

图9是示出本发明的实施方式4的旋转电机的控制装置的结构的图。实施方式3的控制装置100B与实施方式4的控制装置100C的不同点在于，在控制装置100C中使用位置推测器4C而不是位置推测器4B。

图10是示出实施方式4的位置推测器的结构的图。实施方式3的位置推测器4B与实施方式4的位置推测器4C的不同点在于，在位置推测器4C中，除了高频电流提取器3001、高频电流振幅运算器3002和直流分量提取器402B之外，还具备相电流振幅运算器4001和直流分量目标值运算器4002，并且使用推测位置运算器403C而不是推测位置运算器403B。

相电流振幅运算器4001通过下述式(9)来运算旋转电机1的相电流振幅I_p。作为相电流振幅I_p的运算方法，可以利用旋转电机电流i_u、i_v、i_w的峰值或绝对值，当然也能够组合低通滤波器。

【数学式9】

如在实施方式1中所说明那样，如果预先设定旋转电机电流相对于转子位置的通电角度，则能够在旋转电机1的d轴周边对于作为相电流振幅的转矩指令值T^*唯一地确定相对于转子位置的高频电流振幅的直流分量。因此，直流分量目标值运算器4002预先存储直流分量目标值与相电流振幅的关系，并利用该关系输出直流分量目标值I_p’。另外，设为将该关系与设想要使用的转矩、即旋转电机电流的范围对应起来存储。推测位置运算器403C进行积分控制以使高频电流振幅的直流分量成为直流分量目标值I_p’，从而运算推测位置θ^_r。对目标值的跟随控制既可以是比例积分控制，也可以是比例积分微分控制。

如上所述，在实施方式4的位置推测器4C中，能够减少为了位置推测而应存储的信息量，抑制计算负荷的增加，并且高精度地执行磁饱和时的位置推测。

实施方式5

在实施方式1、2、3、4中，说明了利用高频电流振幅的直流分量来实施位置推测的结构例。但是，在旋转电机1的磁饱和程度小的情况下，能够利用以往的位置推测方法。在实施方式5中，说明根据磁饱和程度来切换以往的位置推测方法和利用了高频电流振幅的直流分量的位置推测方法的结构例。

图11是示出本发明的实施方式5的旋转电机的控制装置的结构的图。实施方式3的控制装置100B与实施方式5的控制装置100D的不同点在于，在控制装置100D中使用位置推测器4D而不是位置推测器4B。

图12是示出本发明的实施方式5的位置推测器的结构的图。实施方式3的位置推测器4B与实施方式5的位置推测器4D的不同点在于，在位置推测器4D中，除了高频电流提取器3001、高频电流振幅运算器3002、直流分量提取器402B和推测位置运算器403B之外，还具备相电流振幅运算器4001、减法器5000、推测位置运算器5001和推测位置切换器5002。

减法器5000通过从高频电流的振幅i_uh、i_vh、i_wh中减去高频电流振幅的直流分量K_h·I_hdc来运算高频电流振幅的交流分量，由减法器5000运算出的高频电流振幅的交流分量被输入到推测位置运算器5001。然后，推测位置运算器5001利用在实施方式1中说明过的以往的位置推测方法来运算推测位置θ^_rac。在以往的位置推测方法中，虽然无法在磁饱和时高精度地进行位置推测，但能够无需预先存储关于转子位置的信息而进行位置推测。

推测位置切换器5002选择根据预先存储的高频电流振幅的直流分量与转子位置的关系而运算出的推测位置θ^_rdc或者用以往的位置推测方法推测出的推测位置θ^_rac，作为推测位置θ^_r而输出。在推测位置切换器5002中的推测位置的切换中，利用相电流振幅I_p。

在相电流振幅I_p的值小于推测位置切换器5002中设定的阈值的情况下，推测位置切换器5002判定为磁饱和程度小，选择推测位置θ^_rac作为推测位置θ^_r并输出。在相电流振幅I_p的值为推测位置切换器5002中设定的阈值以上的情况下，推测位置切换器5002判定为磁饱和程度大，选择推测位置θ^_rdc作为推测位置θ^_r并输出。阈值被设定为旋转电机1磁饱和的值。因此，在磁饱和程度小的情况下，不需要预先存储关于转子位置的信息，所以能够抑制为了位置推测而应存储的信息量。在磁饱和程度大的情况下，通过利用高频电流振幅的直流分量，能够稳定地推测转子位置。此外，在推测位置的切换中，除了相电流振幅I_p以外，也能够利用转矩指令值T^*，还能够利用判定磁饱和程度的信号。

如上所述，在实施方式5的位置推测器4D中，由于在磁饱和程度小的情况下，能够利用基于不需要预先存储关于转子位置的信息的以往的位置推测方法的位置推测，因此不需要读出转子位置来进行位置推测运算，能够得到位置推测运算高速化的效果。

实施方式1至5的控制装置100、100A、100B、100C、100D所具备的各功能能够使用处理电路来实现。各功能是指电流检测器2、电压施加器3、位置推测器4、4B、4C、4D以及控制器5、5A、5B。图13是示出本发明的实施方式1至5的旋转电机的控制装置的第一硬件结构例的图。图14是示出本发明的实施方式1至5的旋转电机的控制装置的第二硬件结构例的图。图13中示出了由专用处理电路60那样的专用硬件来实现上述处理电路的例子。图14中示出了由处理器61和存储装置62来实现上述处理电路的例子。

如图13所示，在使用专用硬件的情况下，专用处理电路60相当于单一电路、复合电路、程序化的处理器、并行程序化的处理器、ASIC、FPGA或它们的组合。上述各功能可以分别由处理电路来实现，也可以一并由处理电路实现。

如图14所示，在利用处理器61和存储装置62的情况下，上述各功能分别由软件、固件或它们的组合来实现。软件或固件被描述为程序，并存储于存储装置62。处理器61读出并执行存储于存储装置62的程序。此外，也可以说这些程序使计算机执行上述各功能各自执行的步骤和方法。存储装置62相当于RAM(Random Access Memory，随机存取存储器)、ROM(Read Only Memory，只读存储器)、闪存、EPROM(Erasable Programmable Read OnlyMemory，可擦除可编程只读存储器)或EEPROM(Electrically Erasable ProgrammableRead Only Memory，电可擦除可编程只读存储器)(注册商标)这样的半导体存储器。半导体存储器可以是非易失性存储器，也可以是易失性存储器。另外，存储装置62除了相当于半导体存储器以外，还相当于磁盘、软盘、光盘、压缩盘、小型盘或DVD(Digital VersatileDisc，数字多功能盘)。

另外，上述各功能各自可以一部分由硬件实现，一部分由软件或固件实现。作为具体例，对于电流检测器2和电压施加器3，使用专用硬件来实现其功能，而对于位置推测器4、4B、4C、4D和控制器5、5A、5B，使用处理器61和存储装置62来实现其功能。

另外，在实施方式1、2、3、4、5中，将旋转电机1作为同步磁阻马达来进行了说明，但实施方式1至5的控制装置100、100B、100C、100D如果是针对作为嵌入磁铁型同步马达这种旋转电机1的具有凸极性的马达，则能够适用。

另外，在实施方式1至5中，根据高频电流振幅的直流分量来推测转子位置，但是有时为了提高位置推测的精度和降低位置推测的噪音而使位置推测用电压指令的大小可变。在该情况下，显然能够利用上述的直流分量与位置推测用电压指令之比、例如电感的直流分量等来代替高频电流振幅的直流分量。

另外，在实施方式1至5中，说明了控制装置100、100B、100C、100D的控制器5、5A、5B控制转矩的例子，但也能够将控制器5、5A、5B设为控制转速的结构。另外，在实施方式1至5中，旋转电机1的相对于转矩的电流指令被选择为使电流有效值即铜损变得最小，但也可以对控制装置100、100B、100C、100D以交链磁通或旋转电机1的损耗变得最小的方式进行设定。另外，在实施方式1至5中，说明了电流检测器2检测旋转电机1的相电流的结构例，但控制装置100、100B、100C、100D只要能够检测相电流即可，也可以设为如下结构：通过内置于逆变器的作为电压施加部的电流传感器来检测旋转电机1的相电流。

以上的实施方式所示的结构示出本发明的内容的一个例子，也能够与其它公知技术结合，还能够在不脱离本发明的主旨的范围内省略、变更结构的一部分。

Claims

1.一种旋转电机的控制装置，其特征在于，具备：

电流检测器，检测在所述旋转电机中流过的旋转电机电流；

位置推测器，基于所述旋转电机电流来推测所述旋转电机的转子位置；

控制器，基于所述旋转电机电流和所述转子位置的信息来运算用于驱动所述旋转电机的驱动电压指令，并输出旋转电机电压指令，该旋转电机电压指令是将用于推测所述转子位置的所述旋转电机的各相的位置推测用电压指令与所述驱动电压指令相加而得到的；以及

电压施加器，基于所述旋转电机电压指令对所述旋转电机施加电压，

所述位置推测器提取所述旋转电机电流中包含的、因所述位置推测用电压指令而变化的位置推测用电流，根据提取出的所述位置推测用电流的振幅的直流分量与旋转电机的d轴周围的转子位置的关系性来推测所述旋转电机的转子位置。

2.根据权利要求1所述的旋转电机的控制装置，其特征在于，所述直流分量是所述位置推测用电流的振幅的所述各相的平均值。

3.根据权利要求1或2所述的旋转电机的控制装置，其特征在于，所述位置推测用电压指令是对所述各相分别施加脉冲状电压的指令。

4.根据权利要求1或2所述的旋转电机的控制装置，其特征在于，所述位置推测用电压指令是多相交流电压。

5.根据权利要求4所述的旋转电机的控制装置，其特征在于，所述位置推测器通过所述位置推测用电流的平方值的积分来运算所述位置推测用电流的振幅。

6.根据权利要求5所述的旋转电机的控制装置，其特征在于，所述积分的区间是所述位置推测用电压指令的半周期的整数倍。

7.根据权利要求1、2、5或6所述的旋转电机的控制装置，其特征在于，所述位置推测器根据预先存储的所述直流分量与所述转子位置的关系来进行位置推测。

8.根据权利要求1、2、5或6所述的旋转电机的控制装置，其特征在于，所述位置推测器以使所述直流分量成为预先存储的直流分量目标值的方式进行位置推测。

9.根据权利要求1、2、5或6所述的旋转电机的控制装置，其特征在于，所述控制器将所述旋转电机电流控制为旋转电机磁饱和的值。

10.根据权利要求1、2、5或6所述的旋转电机的控制装置，其特征在于，在所述旋转电机电流的振幅小于被设定为所述旋转电机磁饱和的值的阈值的情况下，所述位置推测器根据所述位置推测用电流的振幅的交流分量来进行位置推测，在所述旋转电机电流为所述阈值以上的情况下，所述位置推测器根据所述位置推测用电流的振幅的直流分量来进行位置推测。