JP6232868B2 - モータ駆動装置および真空ポンプ - Google Patents

Description

本発明は、モータを駆動するモータ駆動装置、および、そのモータ駆動装置を備える真空ポンプに関する。

ターボ分子ポンプ等のロータを高速回転させて真空排気を行う真空ポンプでは、ロータを回転駆動するモータとしてＤＣブラシレスモータが使用される場合が多い。回転センサを使用しない真空ポンプでは、回転駆動に必要な回転速度情報およびモータロータの磁極位置情報を、モータの３相電圧および３相電流に関する検知信号に基づいて推定している。

一般的に、モータには、正弦波状に変調されＰＷＭ化された電圧がインバータによって印加される。この電圧はスイッチング素子のオンオフ制御によって生成され、急峻な変化をする矩形波状の電圧波形を有している。そのため、検出された３相電圧検知信号および３相電流検知信号は、ローパスフィルタを通過させることにより高周波ノイズが除去される。そして、高周波ノイズが除去された検知信号を用いて、回転速度情報およびモータロータの磁極位置情報を推定している。

特開平８−２５６４９６号公報

しかしながら、ローパスフィルタで高周波ノイズ除去を行うと、通過した基本波成分（正弦波成分）に信号遅延が発生する。そのため、実際の磁極位置と推定した磁極位置との間に無視できない誤差が生じ、回転駆動→電圧電流検知→磁極位置推定演算と一巡して繰り返される制御系において、安定性の低下をきたし、回転周波数の整数倍の高調波が多くなる。その高調波が回転周波数の基本波に重畳されることによって正弦波から歪んだ波形となり、その結果、運転負荷が大きい場合に、モータ電流の脈動や、モータの脱調が発生することがあった。

本発明の好ましい実施の形態によるモータ駆動装置は、複数のスイッチング素子を有してモータを駆動するインバータと、モータ相電圧に関する情報とモータ相電流に関する情報とに基づいて、モータロータの回転速度および磁極電気角を算出する演算部と、演算部で算出された磁極電気角の位相遅延を補正して補正後磁極電気角を生成する遅延補正部と、回転速度と目標回転速度との差分および補正後磁極電気角に基づいて、正弦波駆動指令を生成する駆動指令生成部と、正弦波駆動指令に基づいて、複数のスイッチング素子をオンオフ制御するためのＰＷＭ制御信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、を備え、前記モータ相電圧に関する情報は、前記モータの３相のコイルの各端子電圧が電圧検知部で検出され第１ローパスフィルタを介して入力されるモータ相電圧検知信号で、前記モータ相電流に関する情報は第２ローパスフィルタを介して入力されるモータ相電流検知信号であって、前記遅延補正部は、前記第１ローパスフィルタのフィルタ特性に起因する位相遅延を補正する進み位相を算出し、該進み位相を磁極電気角に加算して前記補正後磁極電気角を生成し、前記第２ローパスフィルタのフィルタ特性を、前記モータ相電圧検知信号に適した前記第１ローパスフィルタのフィルタ特性に合わせるように設定する。
本発明の好ましい実施の形態によるモータ駆動装置は、複数のスイッチング素子を有してモータを駆動するインバータと、モータ相電圧に関する情報とモータ相電流に関する情報とに基づいて、モータロータの回転速度および磁極電気角を算出する演算部と、前記演算部で算出された磁極電気角の位相遅延を補正して補正後磁極電気角を生成する遅延補正部と、前記回転速度と目標回転速度との差分および前記補正後磁極電気角に基づいて、正弦波駆動指令を生成する駆動指令生成部と、前記正弦波駆動指令に基づいて、前記複数のスイッチング素子をオンオフ制御するためのＰＷＭ制御信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、を備え、前記モータ相電流に関する情報は、ローパスフィルタを介して前記演算部に入力されるモータ相電流検出信号であって、前記遅延補正部は、前記ローパスフィルタのフィルタ特性に起因する位相遅延を補正する進み位相を算出し、該進み位相を磁極電気角に加算して前記補正後磁極電気角を生成し、前記駆動指令生成部は、前記差分に基づいて２相回転座標系における２相電圧指令Ｖd，Ｖqを生成し、該２相電圧指令Ｖd，Ｖqを前記補正後磁極電気角に基づいて２相固定座標系における２相電圧指令Ｖα，Ｖβに変換し、該２相電圧指令Ｖα，Ｖβを２相−３相変換して３相電圧指令Ｖu，Ｖv，Ｖwを生成し、該３相電圧指令Ｖu，Ｖv，Ｖwに基づいて前記ＰＷＭ制御信号を生成し、前記演算部は、前記２相固定座標系における２相電圧指令Ｖα，Ｖβの位相を前記進み位相と同一位相量だけ遅延させて得られる推定モータ電圧と、前記モータ相電流検出信号とに基づいて、前記回転速度および前記磁極電気角を算出する。
さらに好ましい実施形態では、前記遅延補正部は、前記演算部で算出された回転速度に応じて進み位相を算出する。
本発明の好ましい実施の形態によるモータ駆動装置は、複数のスイッチング素子を有してモータを駆動するインバータと、モータ相電圧に関する情報とモータ相電流に関する情報とに基づいて、モータロータの回転速度および磁極電気角を算出する演算部と、前記演算部で算出された磁極電気角の位相遅延を補正して補正後磁極電気角を生成する遅延補正部と、前記回転速度と目標回転速度との差分および前記補正後磁極電気角に基づいて、正弦波駆動指令を生成する駆動指令生成部と、前記正弦波駆動指令に基づいて、前記複数のスイッチング素子をオンオフ制御するためのＰＷＭ制御信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、モータ相電圧を検知するモータ相電圧検知部と、前記モータ相電圧検知部から出力されるモータ相電圧検知信号をローパスフィルタ処理するローパスフィルタと、前記インバータのスイッチング素子のグランド側に設けられたシャント抵抗によりモータ相電流を検知する、スリーシャント方式の電流検知部と、前記電流検知部から出力されアナログデジタル変換されたモータ相電流検知信号を、前記ローパスフィルタによる前記モータ相電圧検知信号の位相遅延と等価な位相だけ、デジタル処理にて遅延させる信号遅延処理部と、を備え、前記モータ相電圧に関する情報は、前記ローパスフィルタでフィルタ処理された後にアナログデジタル変換されたモータ相電圧検知信号であり、前記モータ相電流に関する情報は、前記信号遅延処理部から出力される位相補正後電流検知信号であり、前記遅延補正部は、前記ローパスフィルタのフィルタ特性に起因する前記位相遅延を補正する進み位相を算出し、該進み位相を磁極電気角に加算して前記補正後磁極電気角を生成する。
なお、前記デジタル処理を、デジタルローパスフィルタによるローパスフィルタ処理としても良い。
本発明の好ましい実施の形態による真空ポンプは、排気機能部が形成されたポンプロータと、ポンプロータを回転駆動するモータと、モータを駆動する上記実施形態によるモータ駆動装置と、を備える。

本発明によれば、モータ電流の脈動やモータ脱調を防止し、モータ駆動安定性の向上を図ることができる。

図１は、真空ポンプに設けられたポンプユニット１の概略構成を示す断面図である。 図２は、コントロールユニットの概略構成を示すブロック図である。 図３は、モータＭに関するモータ駆動制御系を示す図である。 図４は、正弦波駆動制御部４００を説明するブロック図である。 図５は、回転速度・磁極位置推定部４０７の詳細を示す図である。 図６は、ＰＷＭ正弦波駆動されているモータＭに印加される電圧、およびモータＭに流れる電流の一例を示す図である。 図７は、ｄ軸およびｑ軸の方向を示す図である。 図８は、ローパスフィルタのゲイン特性の一例を示す図である。 図９は、ローパスフィルタの位相特性の一例を示す図である。 図１０は、Ｕ相電流ｉu、補正前の磁極電気角θ、補正後磁極電気角θ’を示す図である。 図１１は、第２の実施の形態における正弦波駆動制御部４００を説明するブロック図である。 図１２は、第２の実施の形態における回転速度・磁極位置推定部４０７の詳細を示す図である。 図１３は、ローパスフィルタ４１０でフィルタリングした後の電圧波形を示す図である。 図１４は、第３の実施の形態におけるモータ駆動制御系を示すブロック図である。 図１５は、第３の実施の形態における正弦波制御部４００を示す図である。 図１６は、Ｕ相電圧Ｖu、Ｖ相電圧Ｖv、Ｗ相電圧ＶwおよびＵ相電流ｉu、Ｖ相電流ｉvおよびＷ相電流ｉwの一例を示す図である。

以下、図を参照して本発明を実施するための形態について説明する。
−第１の実施の形態−
図１は、本実施の形態の真空ポンプにおけるポンプユニット１の構成を示す図である。真空ポンプは、図１に示すポンプユニット１と、ポンプユニット１を駆動するコントロールユニット（不図示）とを備えている。なお、図１に示す真空ポンプは、磁気浮上式ターボ分子ポンプである。

ポンプユニット１は、回転翼４ａと固定翼６２とで構成されるターボポンプ段と、円筒部４ｂとネジステータ６４とで構成されるドラッグポンプ段（ネジ溝ポンプ）とを有している。ここではネジステータ６４側にネジ溝が形成されているが、円筒部４ｂ側にネジ溝を形成しても構わない。回転側排気機能部である回転翼４ａおよび円筒部４ｂはポンプロータ４に形成されている。ポンプロータ４はシャフト５に締結されている。ポンプロータ４とシャフト５とによって回転体ユニットＲが構成される。

複数段の固定翼６２は、軸方向に対して回転翼４ａと交互に配置されている。各固定翼６２は、スペーサリング６３を介してベース６０上に載置される。ポンプケーシング６１の固定フランジ６１ｃをボルトによりベース６０に固定すると、積層されたスペーサリング６３がベース６０とポンプケーシング６１の係止部６１ｂとの間に挟持され、固定翼６２が位置決めされる。

シャフト５は、ベース６０に設けられた磁気軸受６７，６８，６９によって非接触支持される。各磁気軸受６７，６８，６９は電磁石と変位センサとを備えている。変位センサによりシャフト５の浮上位置が検出される。なお、軸方向の磁気軸受６９を構成する電磁石は、シャフト５の下端に設けられたロータディスク５５を軸方向に挟むように配置されている。シャフト５はモータＭにより回転駆動される。

モータＭは同期モータであり、本実施の形態では、ＤＣブラシレスモータが用いられている。モータＭは、ベース６０に配置されるモータステータ１０と、シャフト５に設けられるモータロータ１１とを有している。モータロータ１１には、永久磁石が設けられている。磁気軸受が作動していない時には、シャフト５は非常用のメカニカルベアリング６６ａ，６６ｂによって支持される。

ベース６０の排気口６０ａには排気ポート６５が設けられ、この排気ポート６５にバックポンプが接続される。回転体ユニットＲを磁気浮上させつつモータＭにより高速回転駆動することにより、吸気口６１ａ側の気体分子は排気ポート６５側へと排気される。

図２は、コントロールユニットの概略構成を示すブロック図である。外部からのＡＣ入力は、コントロールユニットに設けられたＡＣ／ＤＣコンバータ４０によってＤＣ出力（ＤＣ電圧）に変換される。ＡＣ／ＤＣコンバータ４０から出力されたＤＣ電圧はＤＣ／ＤＣコンバータ４１に入力され、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１によって、モータＭ用のＤＣ電圧と磁気軸受用のＤＣ電圧とが生成される。

モータＭ用のＤＣ電圧はインバータ４３に入力される。磁気軸受用のＤＣ電圧は磁気軸受用のＤＣ電源４２に入力される。磁気軸受６７，６８，６９は５軸磁気軸受を構成しており、磁気軸受６７，６８は各々２対の電磁石４６を有し、磁気軸受６９は１対の電磁石４６を有している。５対の電磁石４６、すなわち１０個の電磁石４６には、それぞれに対して設けられた１０個の励磁アンプ４５から個別に電流が供給される。

制御部４４はモータおよび磁気軸受の制御を行うデジタル演算器であり、例えば、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等が用いられる。制御部４４は、インバータ４３に対しては、インバータ４３に含まれる複数のスイッチング素子をオンオフ制御するためのＰＷＭ制御信号４４１を出力し、各励磁アンプ４５に対しては、各励磁アンプ４５に含まれるスイッチング素子をオンオフ制御するためのＰＷＭ制御信号４４２をそれぞれ出力する。また、制御部４４は、後述するようにモータＭに関する相電圧および相電流に関する信号４４３や、磁気軸受に関する励磁電流信号および変位信号４４４が入力される。

図３は、モータＭに関するモータ駆動制御系を示す図である。モータ駆動制御系は、正弦波駆動制御部４００およびインバータ４３を有する。インバータ４３は、複数のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６と、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６をオンオフ駆動するためのゲートドライブ回路４３０とを備えている。スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６には、MOSFETやIGBTなどのパワー半導体素子が用いられる。なお、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６の各々には、環流ダイオードＤ１〜Ｄ６が並列接続されている。

モータステータ１０のＵ，Ｖ，Ｗ相コイルに流れる電流は電流検知部５０によってそれぞれ検出され、検出結果としての電流検知信号はローパスフィルタ４０９を介して制御部４４の正弦波駆動制御部４００に入力される。また、Ｕ，Ｖ，Ｗ相コイルの各端子電圧は電圧検知部５１によって検出され、検出結果としての電圧検知信号はローパスフィルタ４１０を介して正弦波駆動制御部４００に入力される。

正弦波駆動制御部４００は、ローパスフィルタ４０９、４１０でノイズ除去された電流検知信号および電圧検知信号に基づいて、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６をオンオフ制御するためのＰＷＭ制御信号を生成する。ゲートドライブ回路４３０は、ＰＷＭ制御信号に基づいてゲート駆動信号を生成し、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６をオンオフする。これにより、正弦波に変調されＰＷＭ化された電圧が、Ｕ，Ｖ，Ｗ相コイルにそれぞれ印加される。

本実施の形態では、モータ電流検知信号およびモータ電圧検知信号に基づいて回転速度、磁極位置を推定している。なお、本実施の形態のように、モータロータ１１の回転位置を検出する回転センサを有しないセンサレスのモータの場合には、モータ電流検知信号およびモータ電圧検知信号に基づいて回転速度、磁極位置を推定するのが一般的である。

図４は、正弦波駆動制御部４００を説明するブロック図である。モータＭに流れる３相電流は電流検知部５０により検出され、検出された電流検知信号はローパスフィルタ４０９に入力される。一方、モータＭの端子電圧は電圧検知部５１により検出され、検出された電圧検知信号はローパスフィルタ４１０に入力される。

図６は、ＰＷＭ正弦波駆動されているモータＭに印加されるＧＮＤ基準のＵ相電圧、およびモータＭに流れるＵ相電流の一例を示す図である。ラインＬ３はＵ相電流を示しており、ラインＬ３の上側に示したラインＬ４は、Ｕ相コイルに印加されるＧＮＤ基準の電圧を示している。相電圧Ｌ４はＰＷＭ変調された矩形波状波形を有しており、矩形波の幅（オンデューティ）は正弦波的に変化している。その結果、Ｕ相コイルに流れるＵ相電流も正弦波的な変化を示している。

モータに印加される電圧は、スイッチング素子のオンオフに伴って０Ｖと電源電圧Ｖdcとの間で急峻に変化する矩形波状波形を有している。上述したように、ＰＷＭ変調により電圧Ｌ４の矩形波のオンデューティは正弦波的に変化しており、このような電圧が印加されると、モータにはラインＬ３で示すような正弦波状の電流（振幅Ａ）が流れる。ただし、相電流Ｌ３には、矩形波の立ち上がりおよび立ち下がりに対応して、リップル振幅Ｂが発生している。

このように、相電流Ｌ３は、ＰＷＭキャリア周波数のリップル成分（高周波）が重畳された波形となる。そのため、電流検知信号および電圧検知信号の各入力ラインには、高周波ノイズを除去するためのローパスフィルタ４０９、４１０が設けられている。特に、電圧検知信号の場合には、基本波成分に比べてその他の高周波成分が多いので、電流検知信号の場合に比べてより厳しいフィルタリングが必要となる。図１３は、ローパスフィルタ４１０でフィルタリングした後の電圧波形（ＧＮＤ基準のＵ相電圧）を示す図である。図６に示した矩形波状の電圧波形から高周波成分が除去されて、正弦波状の波形に近づいていることが分かる。

ローパスフィルタ４０９を通過した電流検知信号およびローパスフィルタ４１０を通過した電圧検知信号は、それぞれ回転速度・磁極位置推定部４０７に入力される。回転速度・磁極位置推定部４０７は、電流検知信号および電圧検知信号に基づいて、モータＭの回転速度ωおよび磁極位置（電気角θ）を推定する。なお、磁極位置は電気角θで表されるので、以下では、磁極位置のことを磁極電気角θと呼ぶことにする。

図５は、回転速度・磁極位置推定部４０７の詳細を示す図である。電圧検知部５１から出力された相電圧検知信号ｖv，ｖu，ｖwは、ローパスフィルタ４１０を介して３相-２相変換部４０７２に入力される。３相-２相変換部４０７２は３相の電圧信号を２相の電圧信号ｖα’，ｖβ’に変換する。変換後の電圧信号ｖα’，ｖβ’は逆起電圧演算部４０７４に入力される。

一方、電流検知部５０から出力された相電流検知信号ｉv，ｉu，ｉwは、ローパスフィルタ４０９を介して３相-２相変換部４０７１に入力される。３相-２相変換部４０７１は、３相の電流検知信号ｉv，ｉu，ｉwを２相の電流信号ｉα，ｉβに変換する。変換後の電流信号ｉα，ｉβは等価回路電圧変換部４０７３に入力される。

等価回路電圧変換部４０７３は、モータＭの電気等価回路定数に基づく次式（１）を用いて、電流信号ｉα，ｉβを電圧信号ｖα，ｖβに変換する。変換後の電圧信号ｖα，ｖβは逆起電圧演算部４０７４に入力される。なお、等価回路は抵抗成分ｒおよびインダクタンス成分Ｌに分けられる。ｒ、Ｌの値はモータ仕様等から得られ、予め記憶部に記憶されている。

逆起電圧演算部４０７４は、モータ３相電圧に基づく電圧信号ｖα’，ｖβ’とモータ３相電流に基づく電圧信号ｖα，ｖβとに基づいて、次式（２）を用いて逆起電圧Ｅα，Ｅβを算出する。

電気角演算部４０７５は、モータロータ１１の磁極位置を電気角で表した磁極電気角θを、逆起電圧Ｅα，Ｅβに基づいて次式（３）により算出する。磁極電気角θは、磁極Ｎとモーターステータ１０のＵ相コイル位置が一致するタイミングがθ＝０に設定される。算出された磁極電気角θは、回転速度演算部４０７６および図４に示した遅延補正部４０８にそれぞれ入力される。

回転速度演算部４０７６は、入力された磁極電気角θに基づいて、次式（４）により回転速度ωを算出する。算出された回転速度ωは、等価回路電圧変換部４０７３、図４に示す速度制御部４０１，等価回路電圧変換部４０３および遅延補正部４０８に入力される。

図４に戻って、速度制御部４０１は、入力された目標回転速度ωiと推定された現在の回転速度ωとの差分に基づいて、ＰI制御（比例制御および積分制御）あるいはＰ制御（比例制御）を行い、電流指令Iを出力する。Ｉd・Ｉq設定部４０２は、電流指令Ｉに基づき、ｄ-ｑ軸回転座標系における電流指令Ｉd，Ｉqを設定する。図７に示すように、ｄ-ｑ軸回転座標のｄ軸は、回転しているモータロータ１１のＮ極を正方向とする座標軸である。ｑ軸はｄ軸に対して９０度進みの直角方向の座標軸で、その向きは逆起電圧方向となる。

等価回路電圧変換部４０３は、算出された回転速度ωおよびモータＭの電気等価回路定数に基づく次式（５）を用いて、電流指令Ｉd，Ｉqをｄ-ｑ軸回転座標系における電圧指令Ｖd，Ｖqに変換する。

ｄｑ-２相電圧変換部４０４では、変換後の電圧指令Ｖd，Ｖqと遅延補正部４０８から入力された補正後磁極電気角θ’とに基づいて、ｄ-ｑ軸回転座標系における電圧指令Ｖd，Ｖqを２軸固定座標系（α-β座標系）の電圧指令Ｖα，Ｖβに変換する。ところで、電圧信号および電流信号をローパスフィルタ４０９，４１０でフィルタ処理すると、基本波成分（正弦波成分）に信号遅延が発生する。そのため、実際の磁極電気角と推定した磁極電気角との間に無視できない誤差を生じる。

図８，９は、ローパスフィルタのフィルタ特性の一例を示す図である。図８はゲインを示す図であり、図９は位相を示す図である。図８，９において、角速度０〜ω0がポンプの運転区間である。図９において、矢印Ｄで示すマイナスの位相が位相遅れを示している。運転区間においては、回転速度ωが大きくなるほど位相遅れも大きくなる。そのため、位相遅れが生じている磁極電気角θを用いてｄｑ-２相電圧変換部４０４における変換を行うと、モータステータ側の回転磁界の位相とモータロータ１０の位相とのズレが大きくなって、脱調等が発生するおそれがある。

本実施の形態では、位相遅延によるこのような問題を防止するために、位相遅延を補正するための遅延補正部４０８を備えている。遅延補正部４０８は、回転速度・磁極位置推定部４０７から入力された磁極電気角θおよび回転速度ωに基づいて、次式（６）により補正後磁極電気角θ’を算出する。

式（６）において、進み位相φ(ω)は、磁極角速度θに対して位相をどれだけ進めるかを表している。進み位相φ(ω)は、図９に示すフィルタ特性から決定される。例えば、曲線部分を一定傾きの直線で近似しても良いし、運転区間を複数の区間に分けて、区間毎に値を設定するようにしても良い。また、最高回転速度（定格回転時の回転速度）ω0における位相遅れをφ0（＞０）とし、簡易的にφ(ω)＝φ0×（ω／ω0）としても良い。図１０は、Ｕ相電流ｉu、補正前の磁極電気角θ、補正後磁極電気角θ’を示す図である。補正後磁極電気角がθ’＝０となるタイミングとＵ相電流がｉu＝０となるタイミングとは、ほぼ一致している。

なお、高速回転中のモータロータ１１の回転速度は、ロータ回転慣性があるので回転１周期内で急激に変化することはなく、少なくとも数周期を要してゆっくりとしか変化できない。そのため、ここでは定常応答とみなすことができる。これにより、電気角θに遅延補正量φ(ω)を加算する比較的シンプルな手段にて効果を発揮することができる。

ｄｑ-２相電圧変換部４０４は、この補正後磁極電気角θ’と変換後の電圧指令Ｖd，Ｖqとに基づいて、ｄ-ｑ軸回転座標系における電圧指令Ｖd，Ｖqを２軸固定座標系（α-β座標系）の電圧指令Ｖα，Ｖβに変換する。２相-３相電圧変換部４０５は、２相の電圧指令Ｖα，Ｖβを３相電圧指令Ｖu，Ｖv，Ｖwに変換する。ＰＷＭ信号生成部４０６は、３相電圧指令Ｖu，Ｖv，Ｖwに基づいて、インバータ４３に設けられた６つのスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６をオンオフ（導通または遮断）するためのＰＷＭ制御信号を生成する。インバータ４３は、ＰＷＭ信号生成部４０６から入力されたＰＷＭ制御信号に基づいてスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６をオンオフし、モータＭに駆動電圧を印加する。

以上のように、第１の実施の形態では、ローパスフィルタ４１０を介して入力されるモータ相電圧検知信号と、ローパスフィルタ４０９を介して入力されるモータ相電流検知信号とに基づいて、回転速度ωおよび磁極電気角θを算出する場合に、ローパスフィルタ４１０のフィルタ特性に起因する位相遅延を補正する進み位相φを算出する。そして、磁極電気角θに進み位相φを加算した補正後磁極電気角θ’に基づいて、ＰＷＭ制御信号を生成するようにしたので、位相遅延が低減される。その結果、モータ電流の脈動やモータ脱調等の不具合の発生が防止され、モータ駆動安定性の向上を図ることができる。

なお、図６に示すように電流と電圧とは波形が異なるので、ローパスフィルタ４０９、４１０として最適なフィルタ特性は異なっている。しかしながら、回転速度・磁極位置推定部４０７に入力される電流検知信号および電圧検知信号においては、位相遅延の差が小さいほうが好ましい。そのため、ローパスフィルタ４０９、４１０には、同一特性を有するローパスフィルタが用いられる。その場合、ローパスフィルタ４０９のフィルタ特性を、電圧検知信号のノイズ除去に適したローパスフィルタ４１０に合わせるようにする。

−第２の実施の形態−
図１１，１２は、本発明の第２の実施の形態を説明する図である。図１１、１２は、それぞれ第１の実施の形態における図４、５に対応する図である。以下では、第１の実施の形態と異なる部分を中心に説明する。

上述した第１の実施の形態では、図５に示したように、逆起電圧演算部４０７４は、電流検知部５０で検出された電流検知信号に基づく電圧信号ｖα，ｖβと、電圧検知部５１で検出された電圧検知信号に基づく電圧信号ｖα’，ｖβ’とに基づいて、逆起電圧Ｅα，Ｅβを算出した。

一方、第２の実施の形態では、モータ電圧検知信号に基づく電圧信号ｖα’，ｖβ’の代わりに、ｄｑ-２相電圧変換部４０４から出力された電圧指令Ｖα，Ｖβの位相を位相戻し補正部４１１で補正し、その補正結果である電圧信号Ｖα’，Ｖβ’を、回転速度・磁極位置推定部４０７に入力するようにした。回転速度・磁極位置推定部４０７では、位相戻し補正部４１１から入力された電圧信号Ｖα’，Ｖβ’とモータ電流検知信号に基づく電圧信号ｖα，ｖβとに基づいて、逆起電圧Ｅα，Ｅβを算出するようにした。

位相戻し補正部４１１では、ｄｑ-２相電圧変換部４０４から出力された電圧指令Ｖα，Ｖβを、遅延補正部４０８で算出された進み位相φ(ω)と同一位相量だけ遅らせる。すなわち、電圧指令Ｖα，Ｖβの位相（補正後磁極電気角）θ’を「θ’−φ(ω)」で置き換え、置き換えたものを電圧信号Ｖα’，Ｖβ’とする。このように算出された電圧信号Ｖα’，Ｖβ’は、電圧検知信号に基づく電圧信号ｖα’，ｖβ’とほぼ一致するので、第１の実施の形態とほぼ同一の磁極電気角θおよび回転速度ωが回転速度・磁極位置推定部４０７から出力される。

正弦波駆動制御部４００では、ローパスフィルタ４０９から出力された信号をサンプリング周波数ｆsでサンプリングしてデジタル処理を行っている。位相戻し補正部４１１では、ｄｑ-２相電圧変換部４０４からデータを取り込む際に、例えば、次式（７）で与えられるサンプリング数Ｎだけ、すなわち、進み位相φ(ω)とほぼ同一位相だけ遅延したタイミングで保持したデータを適用する。
Ｎ＝φ(ω)×（ｆs／ω） ・・・（７）
但し、式７の右辺が整数でない場合は、最も近い整数をＮとする。また、単位は、ω[rad/s],fs[Hz],φ[rad]である。

なお、進み位相φ(ω)の設定方法は、ローパスフィルタ４０９のフィルタ特性に基づいて、第１の実施の形態と同様に行う。第１の実施の形態では、電流検知信号に対するローパスフィルタ４０９のフィルタ特性をローパスフィルタ４１０に合わせたが、本実施の形態では、電流検知信号に適したフィルタ特性に設定される。そのため、回転速度・磁極位置推定部４０７で算出される磁極電気角θの位相遅延を、第１の実施の形態に比べて小さく抑えることができる。

第２の実施の形態のように、算出された電圧指令Ｖα，Ｖβを用いて回転速度ωおよび磁極電気角θを推定する構成においては、電圧指令Ｖα，Ｖβの位相を進み位相φ(ω)と同一位相だけ遅延させることで、電流検知信号の信号遅延と電圧信号Ｖα’，Ｖβ’の信号遅延とを揃えるようにするのが好ましい。第２の実施の形態においても、信号遅延が補正された補正後磁極電気角θ’に基づいてＰＷＭ制御信号を生成しているので、第１の実施の形態の場合と同様に、モータ電流の脈動やモータ脱調等の不具合の発生が防止され、モータ駆動安定性の向上を図ることができる。

−第３の実施の形態−
上述した第１及び第２の実施の形態では、モータステータ１０のＵ，Ｖ，Ｗ相コイルに流れる電流（モータ相電流）を検知する電流センサ（検知部５０）として、例えば、ホール効果を利用したカレントトランス（ＣＴ）方式などの電流センサを想定している。本実施の形態では、より安価な電流センサを用いることで、より低コストなモータ駆動装置を提供するようにした。なお、モータ相電圧の検出に関しては、上述した第１の実施の形態と同様である。

図１４は、第３の実施の形態におけるモータ駆動制御系を示すブロック図である。また、図１５は、正弦波制御部４００を示す図であり、第１の実施の形態の図４に対応する図である。本実施の形態では、電流検知部５０は周知のスリーシャント方式（例えば、特開昭６３−８０７７４号公報）により３相電流を検知する構成となっている。インバータ４３のスイッチング素子ＳＷ４，ＳＷ５，ＳＷ６のグランド側には、電流検知用のシャント抵抗４３１ｕ、４３１ｖ、４３１ｗが直列に接続されている。

スイッチング素子ＳＷ４がオン（導通状態）のタイミングにおいてはシャント抵抗４３１ｕに電流が流れ、そのときのシャント抵抗４３１ｕの電圧値を検出することで、電流検知部５０はＵ相電流を検出することができる。同様に、スイッチング素子４３１ｖのオンタイミングにおいてシャント抵抗４３１ｖの電圧値を検出することでＶ相電流が検出され、スイッチング素子４３１ｗのオンタイミングにおいてシャント抵抗４３１ｗの電圧値を検出することでＷ相電流が検出される。

図１６は、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６をＰＷＭ正弦波駆動したときの、Ｕ相電圧Ｖu、Ｖ相電圧Ｖv、Ｗ相電圧ＶwおよびＵ相電流ｉu、Ｖ相電流ｉvおよびＷ相電流ｉwの一例を示す図である。Ｕ相電圧ＶuおよびＵ相電流ｉuは図６に示したもの（Ｌ３，Ｌ４）と同じものである。なお、図１６では、Ｕ相電圧Ｖu、Ｖ相電圧Ｖv、Ｗ相電圧Ｖwのラインが分かりやすいように、それぞれを図示上下方向にずらして（オフセットして）図示している。

電流検知部５０で検出された各相電流ｉu，ｉv，ｉwはＡＤコンバータ４１３により制御部４４に取り込まれる。スリーシャント方式では、Ｕ相電流ｉu、Ｖ相電流ｉvおよびＷ相電流ｉwが同一タイミングで取得できるように、ＰＷＭ周期の周期毎に１回のタイミングでＡＤコンバータ４１３から取り込まれる。

図１６に示すように、インバータ４３から出力されるＵ相電圧Ｖu、Ｖ相電圧Ｖv、Ｗ相電圧Ｖwはスイッチング素子のオンオフに伴って０Ｖと電源電圧Ｖdcとの間で急峻に変化する矩形波状波形を有している。ローサイドのスイッチング素子が導通状態となると、各相の電圧は０Ｖ（ＧＮＤ基準で）となる。すなわち、３相共通して０Ｖとなるタイミングが、電流検出タイミングである。

ＰＷＭ変調により、各相の電圧Ｖu，Ｖv，Ｖwの矩形波のオンデューティは正弦波的に変化するので、相電流検出タイミングである３相共通して導通状態となる時間幅は各タイミングにおいて異なっており、非常に短くなる場合がある。そのため、本実施の形態では、フィルタ処理による信号遅延の影響を考慮し、ローパスフィルタを介さずにＡＤコンバータ４１３から取り込む構成としている。例えば、各相の電圧が共に立ち下がったタイミングでＡＤコンバータ４１３に取り込むようにしている。各相電流ラインに附された丸印ＳＴが、取り込みタイミングを示しており、そのときの電流値がＡＤコンバータ４１３から取り込まれる。

一方、電圧検知部５１から出力されたモータ相電圧検知信号は、ローパスフィルタ４１０を介して取り込まれる。そのため、第１の実施の形態で説明したように、取り込まれたモータ相電圧検知信号には、ローパスフィルタ４１０のフィルタ特性に依存した位相遅延が発生する。そこで、本実施の形態では、ＡＤコンバータ４１３から出力されたモータ相電圧検知信号と相電流検知信号の位相を揃える目的で、図１５に示すように、相電流検知信号を遅延させる信号遅延処理部４１４を備えている。すなわち、ＡＤコンバータ４１３によりＡＤ変換されたデジタル信号である相電流検知信号を、信号遅延処理部４１４におけるデジタル演算処理より、ローパスフィルタ４１０の遅延位相と等価な（ほぼ同一）位相だけ遅延させる。

例えば、定格回転数ω０においては、図９に示す上記遅延位相Ｄに相当する遅延時間（Ｄ／ω０）だけ、ＡＤコンバータ４１３から取り込んだ各相電流検知信号データを遅延させる。具体的なデジタル処理としては、第二の実施形態で説明した式（７）で与えられるサンプリング数Ｎだけ、データを遅延させる処理となる。この場合、信号遅延処理部４１４は、ＡＤコンバータ４１３からデータを取り込む際に、式（７）で与えられるサンプリング数Ｎだけ遅延したタイミングで取り込まれたデータを回転速度・磁極位置推定部４０７に入力する。

または、信号遅延処理部４１４としてデジタルフィルタを設け、モータ相電圧検知信号へ適用するローパスフィルタ４１０の特性（例えば、図８，図９の特性）とほぼ同一特性を有するデジタルフィルタ処理で実現するようにしても良い。この場合、種々の回転速度において遅延補正を連続的に行うことができる。

以上説明したように、上述した第１〜３の実施の形態では、モータ相電圧に関する情報（モータ電圧検知信号または電圧指令）とモータ相電流に関する情報（モータ電流検知信号や相電流検知信号）とに基づいて、モータロータ１１の回転速度ωおよび磁極電気角θを算出し、算出された磁極電気角θの位相遅延を補正して補正後磁極電気角θ’を生成するようにした。そして、ＰＷＭ信号生成部４０６は、電流指令Ｉと補正後磁極電気角θ’とによって生成された３相電圧指令Ｖu，Ｖv，Ｖwに基づいて、インバータ４３のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６をオンオフ制御するためのＰＷＭ制御信号を生成する。その結果、ローパスフィルタに起因する信号遅延による影響を低減することができ、モータ電流の脈動やモータ脱調等が防止され、モータ駆動安定性の向上を図ることができる。

第１の実施の形態のように、ローパスフィルタ４１０を介して入力されるモータ相電圧検知信号と、ローパスフィルタ４０９を介して入力されるモータ相電流検出信号とに基づいて、回転速度ωおよび磁極電気角θを算出する場合には、ローパスフィルタ４１０のフィルタ特性に起因する位相遅延を補正する進み位相φを算出し、その進み位相φを磁極電気角θに加算して補正後磁極電気角θ’を生成する。通常、矩形波状信号である電圧検知信号に用いられるローパスフィルタ４１０の方が、ノイズ低減効果が高く、位相遅延量も大きい。そのため、位相遅延量のより大きいローパスフィルタ４１０のフィルタ特性に基づいて進み位相φを設定することで、位相遅延補正効果を得ることができる。

さらに、位相遅延は回転速度ωに応じて変化するので、その回転速度ωに応じて進み位相φを算出することで、種々の回転速度において位相遅延補正を効果的に行うことができる。

また、ローパスフィルタ４０９のフィルタ特性をローパスフィルタ４１０のフィルタ特性と同一に設定することで、回転速度・磁極位置推定部４０７に入力される電流検知信号の位相遅延と電圧検知信号の位相遅延とを揃えることができる。その結果、磁極電気角θの推定精度の向上を図ることができる。

また、第２の実施の形態のように、２相電圧指令Ｖα，Ｖβとローパスフィルタ４０９を介して入力される電流検知信号とに基づいて回転速度ωおよび磁極電気角θを算出する構成の場合には、２相電圧指令Ｖα，Ｖβの位相を、進み位相φと同一位相量だけ遅延させるようにするのが好ましい。この進み位相φは、ローパスフィルタ４０９のフィルタ特性に起因する位相遅延を補正するための電気角であり、ローパスフィルタ４０９のフィルタ特性に基づいて設定される。この場合も、回転速度ωに応じて進み位相φを算出することで、種々の回転速度において位相遅延補正を効果的に行うことができる。

また、第３の実施の形態のように、モータ相電圧検知信号がローパスフィルタ４１０を介して入力され、スリーシャント方式で検知された相電流検知信号がフィルタ処理されずに入力される構成の場合には、ＡＤコンバータ４１３により取り込まれた相電流検知信号を、信号遅延処理部４１４により、ローパスフィルタ４１０とほぼ同一位相だけ遅延させるデジタル処理を施す。そして、そのデジタル処理が施された相電流検知信号とＡＤコンバータ４１３から取り込んだモータ相電圧検知信号とに基づいて回転速度ωおよび磁極電気角θを算出する。さらに、ローパスフィルタ４１０のフィルタ特性に起因する位相遅延を補正する進み位相φを算出し、その進み位相φを磁極電気角θに加算して補正後磁極電気角θ’を生成する。この場合も第１の実施の形態と同様の位相遅延補正効果が得られる。

上述のようなモータ駆動装置を、ポンプロータを高速回転させるターボ分子ポンプ等の真空ポンプに適用することで、駆動安定性の高い真空ポンプとすることができる。

なお、上述した実施の形態では、２相固定座標を適用して磁極位置θおよび回転速度ωの推定演算を行っているが、本発明は２相固定座標に限定されるものではない。例えば、２相固定座標を回転座標系に変換した後に推定演算する場合にも適用することができる。また、実施形態では、回転速度ωを磁極位置θから演算しているが、これに限定されるものでない。例えば、３相（あるいは２相）の電圧、電流値から演算する場合にも適用できる。

なお、以上の説明はあくまでも一例であり、発明を解釈する際、上記実施の形態の記載事項と特許請求の範囲の記載事項の対応関係に何ら限定も拘束もされない。例えば、上述した実施の形態では、磁気軸受式のターボ分子ポンプを例に説明したが、これに限らず、ボールベアリング式のターボ分子ポンプや、高速回転を必要とする真空ポンプにも本発明を適用することができる。また、モータ相電流、相電圧検知をどちらも３相入力で図示しているが、公知の通り、２相のみ入力して、残りの１相は他２相より計算しても良い。Ｕ相、Ｖ相のみ電流、電圧ともに検出の場合は、残りＷ相については、各々、iw=-iu-iv、vw=-vu-vvにて算出できる。ここでは、２極モータ（図７）についてのみ記述したが、本発明は、２極モータに限定されるものでなく、４極モータなど多極モータにも電気角などを多極対応に置き換えることで適用可能である。

１：ポンプユニット、４：ポンプロータ、１０：モータステータ、１１：モータロータ、４３：インバータ、５０：電流検知部、５１：電圧検知部、４００：正弦波駆動制御部、４０１：速度制御部、４０２：Ｉd・Ｉq設定部、４０３，４０７３：等価回路電圧変換部、４０４：ｄｑ-２相電圧変換部、４０５：２相-３相電圧変換部、４０６：ＰＷＭ信号生成部、４０７：回転速度・磁極位置推定部、４０８：遅延補正部、４０９、４１０：ローパスフィルタ、４１１：位相戻し補正部、４１３：ＡＤコンバータ、４１４：信号遅延処理部、４０７１，４０７２：３相-２相変換部、４０７４：逆起電圧演算部、４０７５：電気角演算部、４０７６：回転速度演算部、ＳＷ１〜ＳＷ６：スイッチング素子

Claims (6)

1. 複数のスイッチング素子を有してモータを駆動するインバータと、
   モータ相電圧に関する情報とモータ相電流に関する情報とに基づいて、モータロータの回転速度および磁極電気角を算出する演算部と、
   前記演算部で算出された磁極電気角の位相遅延を補正して補正後磁極電気角を生成する遅延補正部と、
   前記回転速度と目標回転速度との差分および前記補正後磁極電気角に基づいて、正弦波駆動指令を生成する駆動指令生成部と、
   前記正弦波駆動指令に基づいて、前記複数のスイッチング素子をオンオフ制御するためのＰＷＭ制御信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、を備え、
   前記モータ相電圧に関する情報は、前記モータの３相のコイルの各端子電圧が電圧検知部で検出され第１ローパスフィルタを介して入力されるモータ相電圧検知信号で、前記モータ相電流に関する情報は第２ローパスフィルタを介して入力されるモータ相電流検知信号であって、
   前記遅延補正部は、前記第１ローパスフィルタのフィルタ特性に起因する位相遅延を補正する進み位相を算出し、該進み位相を磁極電気角に加算して前記補正後磁極電気角を生成し、
   前記第２ローパスフィルタのフィルタ特性を、前記モータ相電圧検知信号に適した前記第１ローパスフィルタのフィルタ特性に合わせるように設定する、モータ駆動装置。
2. 複数のスイッチング素子を有してモータを駆動するインバータと、
   モータ相電圧に関する情報とモータ相電流に関する情報とに基づいて、モータロータの回転速度および磁極電気角を算出する演算部と、
   前記演算部で算出された磁極電気角の位相遅延を補正して補正後磁極電気角を生成する遅延補正部と、
   前記回転速度と目標回転速度との差分および前記補正後磁極電気角に基づいて、正弦波駆動指令を生成する駆動指令生成部と、
   前記正弦波駆動指令に基づいて、前記複数のスイッチング素子をオンオフ制御するためのＰＷＭ制御信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、を備え、
   前記モータ相電流に関する情報は、ローパスフィルタを介して前記演算部に入力されるモータ相電流検出信号であって、
   前記遅延補正部は、前記ローパスフィルタのフィルタ特性に起因する位相遅延を補正する進み位相を算出し、該進み位相を磁極電気角に加算して前記補正後磁極電気角を生成し、
   前記駆動指令生成部は、前記差分に基づいて２相回転座標系における２相電圧指令Ｖd，Ｖqを生成し、該２相電圧指令Ｖd，Ｖqを前記補正後磁極電気角に基づいて２相固定座標系における２相電圧指令Ｖα，Ｖβに変換し、該２相電圧指令Ｖα，Ｖβを２相−３相変換して３相電圧指令Ｖu，Ｖv，Ｖwを生成し、該３相電圧指令Ｖu，Ｖv，Ｖwに基づいて前記ＰＷＭ制御信号を生成し、
   前記演算部は、前記２相固定座標系における２相電圧指令Ｖα，Ｖβの位相を前記進み位相と同一位相量だけ遅延させて得られる推定モータ電圧と、前記モータ相電流検出信号とに基づいて、前記回転速度および前記磁極電気角を算出する、モータ駆動装置。
3. 請求項２に記載のモータ駆動装置において、
   前記遅延補正部は、前記演算部で算出された回転速度に応じて前記進み位相を算出する、モータ駆動装置。
4. 複数のスイッチング素子を有してモータを駆動するインバータと、
   モータ相電圧に関する情報とモータ相電流に関する情報とに基づいて、モータロータの回転速度および磁極電気角を算出する演算部と、
   前記演算部で算出された磁極電気角の位相遅延を補正して補正後磁極電気角を生成する遅延補正部と、
   前記回転速度と目標回転速度との差分および前記補正後磁極電気角に基づいて、正弦波駆動指令を生成する駆動指令生成部と、
   前記正弦波駆動指令に基づいて、前記複数のスイッチング素子をオンオフ制御するためのＰＷＭ制御信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、
   モータ相電圧を検知するモータ相電圧検知部と、
   前記モータ相電圧検知部から出力されるモータ相電圧検知信号をローパスフィルタ処理するローパスフィルタと、
   前記インバータのスイッチング素子のグランド側に設けられたシャント抵抗によりモータ相電流を検知する、スリーシャント方式の電流検知部と、
   前記電流検知部から出力されアナログデジタル変換されたモータ相電流検知信号を、前記ローパスフィルタによる前記モータ相電圧検知信号の位相遅延と等価な位相だけデジタル処理にて遅延させる信号遅延処理部と、を備え、
   前記モータ相電圧に関する情報は、前記ローパスフィルタでフィルタ処理された後にアナログデジタル変換されたモータ相電圧検知信号であり、
   前記モータ相電流に関する情報は、前記信号遅延処理部から出力される位相補正後電流検知信号であり、
   前記遅延補正部は、前記ローパスフィルタのフィルタ特性に起因する前記位相遅延を補正する進み位相を算出し、該進み位相を磁極電気角に加算して前記補正後磁極電気角を生成する、モータ駆動装置。
5. 請求項４に記載のモータ駆動装置において、
   前記デジタル処理はデジタルローパスフィルタによるローパスフィルタ処理である、モータ駆動装置。
6. 排気機能部が形成されたポンプロータと、
   前記ポンプロータを回転駆動するモータと、
   前記モータを駆動する請求項１乃至５のいずれか一項に記載のモータ駆動装置と、を備える真空ポンプ。

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