CN103780189B - 电动机驱动装置及真空泵 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种电动机驱动装置及真空泵，能够实现电动机驱动稳定性的提高的电动机驱动装置。电动机驱动装置包括：反相器，包含多个开关元件，且驱动电动机；旋转速度·磁极位置推断部，基于和电动机相电压相关的信息以及和电动机相电流相关的信息，算出电动机转子的旋转速度及磁极电角度；延迟修正部，对利用旋转速度·磁极位置推断部而算出的磁极电角度的相位延迟进行修正，而生成修正后磁极电角度；驱动指令生成部，基于旋转速度与目标旋转速度的差分生成作为正弦波驱动指令的三相电压指令；以及脉宽调制信号生成部，基于正弦波驱动指令与修正后磁极电角度，生成用来对多个开关元件进行接通‑断开控制的脉宽调制控制信号。

Description

电动机驱动装置及真空泵

技术领域

本发明涉及一种驱动电动机（motor）的电动机驱动装置、及包括该电动机驱动装置的真空泵（vacuum pump）。

背景技术

在使涡轮分子泵（turbo-molecular pump）等的转子（rotor）高速旋转而进行真空排气的真空泵中，多数情况下使用直流（direct current，DC）无刷电动机（brushlessmotor）作为旋转驱动转子的电动机。在未使用旋转传感器（rotation sensor）的真空泵中，基于和电动机的三相电压及三相电流相关的侦测信号推断旋转驱动所需的旋转速度信息及电动机转子的磁极位置信息。

一般而言，利用反相器（inverter）对电动机施加调制成正弦波状且经脉宽调制（Pulse Width Modulation，PWM）化的电压。该电压通过开关（switching）元件的接通-断开（on-off）控制而生成，且具有产生急剧变化的矩形波状的电压波形。因此，通过使所检测出的三相电压侦测信号及三相电流侦测信号通过低通滤波器（lowpass filter）而去除高频噪音（noise）。继而，使用去除高频噪音后的侦测信号，推断旋转速度信息及电动机转子的磁极位置信息。

[背景技术文献]

[专利文献]

[专利文献1]日本专利特开平8-256496号公报

然而，如果利用低通滤波器去除高频噪音，那么在已通过的基波成分（正弦波成分）中会发生信号延迟。因此，在实际的磁极位置与所推断的磁极位置之间会产生不容忽视的误差，而在围绕旋转驱动→电压电流侦测→磁极位置推断运算循环一圈并重复的控制系统中，会导致稳定性下降，且旋转频率的整数倍的高频谐波增多。该高频谐波因与旋转频率的基波重叠而导致成为自正弦波产生歪曲的波形，其结果，在运行负载大的情况下，有时会产生电动机电流的脉动或电动机的失调。

发明内容

本发明的目的在于，克服现有技术存在的问题，而提供可防止电动机电流的脉动及电动机失调，从而实现电动机驱动稳定性的提高。

根据本发明的优选实施方式的电动机驱动装置包括：反相器，包含多个开关元件，且驱动电动机；运算部，基于和电动机相电压相关的信息以及和电动机相电流相关的信息，算出电动机转子的旋转速度及磁极电角度；延迟修正部，对利用运算部而算出的磁极电角度的相位延迟进行修正，并生成修正后磁极电角度；驱动指令生成部，基于旋转速度与目标旋转速度的差分及修正后磁极电角度，生成正弦波驱动指令；以及PWM信号生成部，基于正弦波驱动指令，生成用来对多个开关元件进行接通-断开控制的PWM控制信号。

在进而优选的实施方式中，和电动机相电压相关的信息是经由第1低通滤波器而输入的电动机相电压侦测信号，和电动机相电流相关的信息是经由第2低通滤波器而输入的电动机相电流侦测信号，且延迟修正部算出对由第1低通滤波器的滤波特性引起的相位延迟进行修正的超前相位（leading phase），并将该超前相位与磁极电角度相加而生成修正后磁极电角度。

在进而优选的实施方式中，延迟修正部根据利用运算部而算出的旋转速度算出超前相位。

在进而优选的实施方式中，将第2低通滤波器的滤波特性设定为与第1低通滤波器的滤波特性相同。

在进而优选的实施方式中，和电动机相电流相关的信息是经由低通滤波器而输入至运算部的电动机相电流检测信号，延迟修正部算出对由低通滤波器的滤波特性引起的相位延迟进行修正的超前相位，并将该超前相位与磁极电角度相加而生成修正后磁极电角度，驱动指令生成部基于差分生成两相旋转坐标系统中的两相电压Vd、Vq，且基于修正后磁极位置将该两相电压Vd、Vq转换成两相固定坐标系统中的两相电压Vα、Vβ，对该两相电压Vα、Vβ进行两相-三相转换而生成三相电压指令Vu、Vv、Vw，并基于该三相电压指令Vu、Vv、Vw生成PWM控制信号，运算部基于使两相固定坐标系统中的两相电压指令Vα、Vβ的相位延迟与超前相位相同的相位量而获得的推断电动机电压与电动机电流检测信号，算出旋转速度及所述磁极电角度。

在进而优选的实施方式中，延迟修正部根据利用运算部而算出的旋转速度算出超前相位。

在进而优选的实施方式中，所述电动机驱动装置包括：电动机相电压侦测部，侦测电动机相电压；低通滤波器，对从电动机相电压侦测部输出的电动机相电压侦测信号进行低通滤波处理；及信号延迟处理部，具备通过设置在反相器的开关元件的接地（ground）侧的分路电阻来侦测电动机相电流的三分路（three shunt）方式的电流侦测部，且利用数字处理使从电流侦测部输出且经模拟数字（analog digital）转换的电动机相电流侦测信号延迟与利用低通滤波器的电动机相电压侦测信号的相位延迟等效的相位；且和电动机相电压相关的信息是在利用低通滤波器进行滤波处理后经模拟数字转换的电动机相电压侦测信号，和电动机相电流相关的信息是从信号延迟处理部输出的相位修正后电流侦测信号，延迟修正部算出对由低通滤波器的滤波特性引起的相位延迟进行修正的超前相位，并将该超前相位与磁极电角度相加而生成所述修正后磁极电角度。

此外，也可以将数字处理设为利用数字低通滤波器进行的低通滤波处理。

根据本发明的优选实施方式的真空泵包括：泵转子（pump rotor），形成着排气功能部；电动机，旋转驱动泵转子；以及根据所述实施方式的电动机驱动装置，驱动电动机。

[发明效果]

根据本发明，可防止电动机电流的脉动及电动机失调，从而实现电动机驱动稳定性的提高。

附图说明

图1是表示设置在真空泵中的泵单元1的概略构成的剖视图。

图2是表示控制单元的概略构成的框图。

图3是表示关于电动机M的电动机驱动控制系统的图式。

图4是说明正弦波驱动控制部400的框图。

图5是表示旋转速度·磁极位置推断部407的详细情况的图式。

图6是表示施加至被PWM正弦波驱动的电动机M的电压、及流入至电动机M的电流的一例的图式。

图7是表示d轴及q轴的方向的图式。

图8是表示低通滤波器的增益特性的一例的图式。

图9是表示低通滤波器的相位特性的一例的图式。

图10是表示U相电流iu、修正前的磁极电角度θ、修正后磁极电角度θ'的图式。

图11是说明第2实施方式的正弦波驱动控制部400的框图。

图12是表示第2实施方式的旋转速度·磁极位置推断部407的详细情况的图式。

图13是表示利用低通滤波器410进行过滤后的电压波形的图式。

图14是表示第3实施方式的电动机驱动控制系统的框图。

图15是表示第3实施方式的正弦波驱动控制部400的图式。

图16是表示在PWM正弦波驱动开关元件SW1～SW6时的U相电压Vu、V相电压Vv、W相电压Vw以及U相电流iu、V相电流iv及W相电流iw的一例的图式。

[符号的说明]

1：泵单元 4：泵转子

4a：旋转翼 4b：圆筒部

5：轴 10：电动机定子

11：电动机转子 40：AC/DC转换器

41：DC/DC转换器 42：磁性轴承用DC电源

43：反相器 44：控制部

45：励磁放大器 46：电磁铁

50：电流侦测部 51：电压侦测部

55：转子盘 60：基座

60a：排气口 61：泵壳体

61a：进气口 61b：卡止部

61c：固定法兰 62：固定翼

63：垫圈 64：螺纹定子

65：排气埠 66a、66b：紧急用机械轴承

67、68、69：磁性轴承 400：正弦波驱动控制部

401：速度控制部 402：Id·Iq设定部

403、4073：等效电路电压转换部 404：dq-两相电压转换部

405：两相-三相电压转换部 406：PWM信号生成部

407：旋转速度·磁极位置推断部 408：延迟修正部

409、410：低通滤波器 411：相位恢复修正部

413：AD转换器 414：信号延迟处理部

430：栅驱动电路 441、442：PWM控制信号

443：与关于电动机M的相电压及相电流相关的信号

444：关于磁性轴承的励磁电流信号及位移信号

4071、4072：三相-两相转换部 4074：逆电压运算部

4075：电角度运算部 4076：旋转速度运算部

A：振幅 B：波纹振幅

D：箭头 D1～D6：环流二极管

Eα、Eβ：逆电压 I、Id、Iq：电流指令

L3、L4：线 M：电动机

R：旋转体单元 SW1～SW6：开关元件

U：U相线圈 V：V相线圈

Vdc：电源电压

Vd、Vq、Vu、Vv、Vw、Vα、Vβ：电压指令

Vα'、Vβ'、vα、vβ、vα'、vβ'：电压信号

W：W相线圈 iv、iu、iw：相电流侦测信号

vv、vu、vw：相电压侦测信号 iα、iβ：电流信号

θ：磁极电角度 θ'：修正后磁极电角度

ω：旋转速度 ω0：最高旋转速度

ωi：目标旋转速度 φ：超前相位

具体实施方式

以下，参照图式说明实施本发明的实施方式。

-第一实施方式-

图1是表示在本实施方式的真空泵中的泵单元（pump unit）1的构成的图式。真空泵包括图1所示的泵单元1、及驱动泵单元1的控制单元（control unit）（未图示）。此外，图1所示的真空泵为磁悬浮式涡轮分子泵。

泵单元1包括：涡轮泵（turbo pump）段，包含旋转翼4a与固定翼62；及牵引泵（dragpump）段（螺纹槽泵（thread groove pump）），包含圆筒部4b与螺纹定子（thread stator）64。此处，在螺纹定子64侧形成着螺纹槽，但也可以在圆筒部4b侧形成螺纹槽。作为旋转侧排气功能部的旋转翼4a及圆筒部4b形成于泵转子4。泵转子4紧固在轴（shaft）5上。由泵转子4与轴5构成旋转体单元R。

多数段固定翼62是相对于轴向与旋转翼4a交替地配置。各固定翼62隔着垫圈（spacer ring）63而载置于基座（base）60上。当通过螺钉（bolt）将泵壳体（pump casing）61的固定法兰（flange）61c固定在基座60上，积层的垫圈63被夹持在基座60与泵壳体61的卡止部61b之间，固定翼62便被定位。

轴5由设置在基座60上的磁性轴承67、68、69非接触支撑。各磁性轴承67、68、69包括电磁铁及位移传感器。通过位移传感器检测轴5的悬浮位置。此外，构成轴向的磁性轴承69的电磁铁以在轴向上夹持设置在轴5下端的转子盘（rotor disk）55的方式配置。轴5由电动机M旋转驱动。

电动机M为同步电动机，在本实施方式，使用DC无刷电动机。电动机M包括：电动机定子（motor stator）10，配置在基座60；及电动机转子11，设置在轴5。在电动机转子11设置着永久磁铁。当磁性轴承未作动时，轴5由紧急用机械轴承（mechanical bearing）66a、66b支撑。

在基座60的排气口60a设置着排气埠（port）65，在该排气埠65上连接着前级泵（backing pump）。利用使旋转体单元R磁悬浮并且通过电动机M进行高速旋转驱动，将进气口61a侧的气体分子向排气埠65侧排出。

图2是表示控制单元的概略构成的框图。来自外部的交流（alternating current，AC）输入通过设置在控制单元的AC/DC转换器（converter）40而被转换为DC输出（DC电压）。从AC/DC转换器40输出的DC电压被输入至DC/DC转换器41，并通过DC/DC转换器41生成电动机M用的DC电压与磁性轴承用的DC电压。

电动机M用DC电压被输入至反相器43。磁性轴承用DC电压被输入至磁性轴承用DC电源42。磁性轴承67、68、69构成五轴磁性轴承，磁性轴承67、68分别具有两对电磁铁46，磁性轴承69具有一对电磁铁46。对五对电磁铁46、即十个电磁铁46，从对各个电磁铁设置的十个励磁放大器（excitation amplifier）45个别地供给电流。

控制部44是进行电动机及磁性轴承的控制的数字（digital）运算器，例如，使用现场可编程门阵列（Field Programmable Gate Array，FPGA）等。控制部44分别对反相器43输出用来对反相器43中所包含的多个开关元件进行接通-断开控制的PWM控制信号441，对各励磁放大器45输出用来对各励磁放大器45中所包含的开关元件进行接通-断开控制的PWM控制信号442。另外，如下所述，控制部44输入与关于电动机M的相电压及相电流相关的信号443、以及关于磁性轴承的励磁电流信号及位移信号444。

图3是表示关于电动机M的电动机驱动控制系统的图式。电动机驱动控制系统包括正弦波驱动控制部400及反相器43。反相器43包括多个开关元件SW1～SW6、及用来接通-断开驱动开关元件SW1～SW6的栅驱动（gate drive）电路430。在开关元件SW1～SW6中使用金属氧化物半导体场效应晶体管（Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor，MOSFET）或绝缘栅双极型晶体管（Insulated Gate Bipolar Transistor，IGBT）等功率（power）半导体元件。此外，在各个开关元件SW1～SW6并联连接着环流二极管（diode）D1～D6。

流入至电动机定子10的U、V、W相线圈（coil）的电流分别由电流侦测部50检测，作为检测结果的电流侦测信号经由低通滤波器409被输入至控制部44的正弦波驱动控制部400。另外，U、V、W相线圈的各端子电压由电压侦测部51检测，作为检测结果的电压侦测信号经由低通滤波器410被输入至正弦波驱动控制部400。

正弦波驱动控制部400基于利用低通滤波器409、410而去除噪音的电流侦测信号及电压侦测信号，生成用来对开关元件SW1～SW6进行接通-断开控制的PWM控制信号。栅驱动电路430基于PWM控制信号生成栅驱动信号，而使开关元件SW1～SW6接通、断开。由此，被调制成正弦波且经PWM化的电压分别施加至U、V、W相线圈。

在本实施方式中，基于电动机电流侦测信号及电动机电压侦测信号推断旋转速度、磁极位置。此外，在如本实施方式般不包含检测电动机转子11的旋转位置的旋转传感器的无传感器（sensor-less）电动机的情况下，通常基于电动机电流侦测信号及电动机电压侦测信号推断旋转速度、磁极位置。

图4是说明正弦波驱动控制部400的框图。流入至电动机M的三相电流由电流侦测部50检测，检测出的电流侦测信号被输入至低通滤波器409。另一方面，电动机M的端子电压由电压侦测部51检测，检测出的电压侦测信号被输入至低通滤波器410。

图6是表示施加至被PWM正弦波驱动的电动机M的接地（ground，GND）基准的U相电压、及流入至电动机M的U相电流的一例的图式。线（line）L3表示U相电流，在线L3的上侧所示的线L4表示施加至U相线圈的GND基准的电压。相电压L4具有经PWM调制的矩形波状波形，矩形波的宽度（占空比（on duty））呈正弦波变化。其结果，流入至U相线圈的U相电流也呈现出正弦波般的变化。

施加至电动机的电压具有伴随着开关元件的接通、断开而在0V与电源电压Vdc之间急剧地变化的矩形波状波形。如上所述，通过PWM调制使电压L4的矩形波的占空比呈正弦波变化，如果施加这种电压，那么电动机中会流入像线L3所示般的正弦波状的电流（振幅A）。然而，在相电流L3中，与矩形波的上升及下降相对应地产生有波纹振幅（rippleamplitude）B。

这样一来，相电流L3成为PWM载波频率（carrier frequency）的波纹成分（高频）重叠而成的波形。因此，在电流侦测信号及电压侦测信号的各输入线上设置着用来去除高频噪音的低通滤波器409、410。尤其是在电压侦测信号的情况下，与基波成分相比其他高频成分较多，所以与电流侦测信号的情况相比必需更严格的过滤。图13是表示利用低通滤波器410过滤后的电压波形（GND基准的U相电压）的图式。可知是从图6所示的矩形波状的电压波形中去除高频成分，而接近于正弦波状的波形。

通过低通滤波器409的电流侦测信号及通过低通滤波器410的电压侦测信号分别被输入至旋转速度·磁极位置推断部407。旋转速度·磁极位置推断部407基于电流侦测信号及电压侦测信号，推断电动机M的旋转速度ω及磁极位置（电角度θ）。此外，由于磁极位置是以电角度θ表示，所以以下将磁极位置称为磁极电角度θ。

图5是表示旋转速度·磁极位置推断部407的详细情况的图式。从电压侦测部51输出的相电压侦测信号vv、vu、vw经由低通滤波器410被输入至三相-两相转换部4072。三相-两相转换部4072将三相的电压信号转换成两相的电压信号vα'、vβ'。转换后的电压信号vα'、vβ'被输入至逆电压运算部4074。

另一方面，从电流侦测部50输出的相电流侦测信号iv、iu、iw经由低通滤波器409被输入至三相-两相转换部4071。三相-两相转换部4071将三相的电流侦测信号iv、iu、iw转换成两相的电流信号iα、iβ。转换后的电流信号iα、iβ被输入至等效电路电压转换部4073。

等效电路电压转换部4073使用基于电动机M的电气等效电路常数的下述式（1），将电流信号iα、iβ转换成电压信号vα、vβ。转换后的电压信号vα、vβ被输入至逆电压运算部4074。此外，等效电路分为电阻成分r及电感（inductance）成分L。r、L的值可根据电动机规格等获得，预先被存储在存储部中。

[数1]

逆电压运算部4074根据基于电动机三相电压的电压信号vα'、vβ'及基于电动机三相电流的电压信号vα、vβ，使用下述式（2）而算出逆电压Eα、Eβ。

[数2]

电角度运算部4075基于逆电压Eα、Eβ并通过下述式（3）而算出以电角度表示电动机转子11的磁极位置的磁极电角度θ。磁极电角度θ是将磁极N与电动机定子10的U相线圈位置一致的时序（timing）设定为θ＝0。算出的磁极电角度θ被分别输入至旋转速度运算部4076及图4所示的延迟修正部408。

[数3]

θ＝tan^-1(-Eα/Eβ)...(3)

旋转速度运算部4076基于所输入的磁极电角度θ，并通过下述式（4）算出旋转速度ω。算出的旋转速度ω被输入至等效电路电压转换部4073、图4所示的速度控制部401、等效电路电压转换部403及延迟修正部408。

[数4]

ω＝Δθ/Δt...(4)

返回到图4中，速度控制部401基于所输入的目标旋转速度ωi与所推断的当前的旋转速度ω的差分，进行PI控制（比例（Proportional）控制及积分（Integral）控制）或者P控制（比例控制），并输出电流指令I。Id·Iq设定部402基于电流指令I，设定d-q轴旋转坐标系统中的电流指令Id、Iq。如图7所示，d-q轴旋转坐标的d轴是将旋转的电动机转子11的N极作为正方向的坐标轴。q轴是相对于d轴前进90度的直角方向的坐标轴，q轴的朝向成为逆电压方向。

等效电路电压转换部403使用基于算出的旋转速度ω及电动机M的电气等效电路常数的下述式（5），将电流指令Id、Iq转换成d-q轴旋转坐标系统中的电压指令Vd、Vq。

[数5]

在dq-两相电压转换部404中，基于转换后的电压指令Vd、Vq与从延迟修正部408输入的修正后磁极电角度θ'，将d-q轴旋转坐标系统中的电压指令Vd、Vq转换成双轴固定坐标系统（α-β坐标系统）的电压指令Vα、Vβ。且说，如果利用低通滤波器409、410对电压信号及电流信号进行滤波处理，那么基波成分（正弦波成分）中会发生信号延迟。因此，在实际的磁极电角度与所推断的磁极电角度之间会产生不容忽视的误差。

图8、图9是表示低通滤波器的滤波特性的一例的图式。图8是表示增益的图式，图9是表示相位的图式。在图8、图9中，角速度0～ω0是泵的运行区间。在图9中，以箭头D所示的负（minus）相位表示相位延迟。在运行区间内，旋转速度ω越大则相位延迟也变得越大。因此，如果使用产生有相位延迟的磁极电角度θ进行dq-两相电压转换部404中的转换，那么电动机定子侧的旋转磁场的相位与电动机转子10的相位的偏差会变大，而有发生失调等的担忧。

在本实施方式中，为了防止由相位延迟导致的这种问题，而设置着用来修正相位延迟的延迟修正部408。延迟修正部408基于从旋转速度·磁极位置推断部407输入的磁极电角度θ及旋转速度ω，通过下述式（6）而算出修正后磁极电角度θ'。

[数6]

θ’＝θ+φ(ω)...(6)

在式（6）中，超前相位φ（ω）表示使相位相对于磁极角速度θ超前何种程度。超前相位φ（ω）是根据图9所示的滤波特性而决定。例如，既能够以固定斜度的直线近似计算曲线部分，也可以将运行区间分成多个区间，而针对每个区间设定值。另外，也可以将最高旋转速度（额定旋转时的旋转速度）ω0时的相位延迟设为φ0（＞0），而简单地设为φ（ω）＝φ0×（ω/ω0）。图10是表示u相电流iu、修正前的磁极电角度θ、及修正后磁极电角度θ'的图式。修正后磁极电角度成为θ'＝0的时序与u相电流成为iu＝0的时序大致一致。

此外，因为存在转子旋转惯性，所以高速旋转中的电动机转子11的旋转速度不会在旋转一个周期内急剧地变化，而只能需要至少数个周期而缓慢地变化。因此，此处可看做稳态响应（steady-state response）。由此，可利用将延迟修正量φ（ω）与电角度θ相加的相对简易的方法发挥效果。

dq-两相电压转换部404基于该修正后磁极电角度θ'与转换后的电压指令Vd、Vq，将d-q轴旋转坐标系统中的电压指令Vd、Vq转换成双轴固定坐标系统（α-β坐标系统）的电压指令Vα、Vβ。两相-三相电压转换部405将两相的电压指令Vα、Vβ转换成三相电压指令Vu、Vv、Vw。PWM信号生成部406基于三相电压指令Vu、Vv、Vw，生成用来使设置在反相器43的六个开关元件SW1～SW6接通、断开（导通或阻断）的PWM控制信号。反相器43基于从PWM信号生成部406输入的PWM控制信号使开关元件SW1～SW6接通、断开，而对电动机M施加驱动电压。

如上所述，在第1实施方式中，在基于经由低通滤波器410输入的电动机相电压侦测信号与经由低通滤波器409输入的电动机相电流侦测信号而算出旋转速度ω及磁极电角度θ的情况下，算出对由低通滤波器410的滤波特性引起的相位延迟进行修正的超前相位φ。继而，基于将超前相位φ与磁极电角度θ相加后所得的修正后磁极电角度θ'，而生成PWM控制信号，因此减少相位延迟。其结果，可防止电动机电流的脉动及电动机失调等不良情况的产生，从而可实现电动机驱动稳定性的提高。

此外，如图6所示般，电流与电压的波形不同，因此，作为低通滤波器409、410，最佳的滤波特性不同。然而，在输入至旋转速度·磁极位置推断部407的电流侦测信号及电压侦测信号中，优选的是相位延迟的差较小。因此，在低通滤波器409、410中使用具有相同特性的低通滤波器。在此情况下，使低通滤波器409的滤波特性与适于将电压侦测信号的噪音去除的低通滤波器410一致。

-第二实施方式-

图11、图12是说明本发明的第2实施方式的图式。图11、图12是分别与第1实施方式中的图4、图5相对应的图式。以下，以与第1实施方式不同的部分为中心进行说明。

在所述第一实施方式中，如图5所示，逆电压运算部4074根据基于利用电流侦测部50而检测出的电流侦测信号的电压信号vα、vβ、及基于利用电压侦测部51而检测出的电压侦测信号的电压信号vα'、vβ'，算出逆电压Eα、Eβ。

另一方面，在第2实施方式中，利用相位恢复修正部411修正从dq-两相电压转换部404输出的电压指令Vα、Vβ的相位，并将作为其修正结果的电压信号Vα'、Vβ'输入至旋转速度·磁极位置推断部407，来代替基于电动机电压侦测信号的电压信号vα'、vβ'。在旋转速度·磁极位置推断部407中，根据从相位恢复修正部411输入的电压信号Vα'、Vβ'与基于电动机电流侦测信号的电压信号vα、vβ，算出逆电压Eα、Eβ。

在相位恢复修正部411中，使从dq-两相电压转换部404输出的电压指令Vα、Vβ延迟与利用延迟修正部408而算出的超前相位φ（ω）相同的相位量。也就是说，以「θ'－φ（ω）」置换电压指令Vα、Vβ的相位（磁极电角度）θ'，并将置换的「θ'－φ（ω）」设为电压信号Vα'、Vβ'。以此方式算出的电压信号Vα'、Vβ'与基于电压侦测信号的电压信号vα'、vβ'大致一致，因此，从旋转速度·磁极位置推断部407输出与第1实施方式大致相同的磁极电角度θ及旋转速度ω。

在正弦波驱动控制部400中，以抽样（sampling）频率fs对从低通滤波器409输出的信号进行抽样而进行数字处理。在相位恢复修正部411中，当从dq-两相电压转换部404取入数据时，应用例如以下述式（7）所给出的抽样数N、即延迟了与超前相位φ（ω）大致相同的相位的时序而保持的数据。

N＝φ（ω）×（fs/ω） （7）

其中，在式（7）的右边并非整数的情况下，将最近的整数设为N。另外，单位为ω[rad/s]、fs[Hz]、φ[rad]。

此外，超前相位φ（ω）的设定方法是基于低通滤波器409的滤波特性，与第一实施方式同样地进行。在第一实施方式中，使低通滤波器409对于电流侦测信号的滤波特性与低通滤波器410一致，但在本实施方式中，设定为适合于电流侦测信号的滤波特性。因此，可将利用旋转速度·磁极位置推断部407而算出的磁极电角度θ的相位延迟抑制得比第1实施方式小。

在如第二实施方式般使用算出的电压指令Vα、Vβ推断旋转速度ω及磁极电角度θ的构成中，优选的是通过使电压指令Vα、Vβ的相位延迟与超前相位φ（ω）相同的相位，而使电流侦测信号的信号延迟与电压信号Vα'、Vβ'的信号延迟一致。在第2实施方式中，也是基于对信号延迟进行修正后的修正后磁极电角度θ'生成PWM控制信号，因此，可与第一实施方式的情况同样地防止电动机电流的脉动及电动机失调等不良情况的产生，从而实现电动机驱动稳定性的提高。

-第三实施方式-

在所述第一及第二实施方式中，例如假定利用霍尔效应（Hall effect）的电流互感（Current transformer，CT）方式等的电流传感器作为侦测流入至电动机定子10的U相、V相、W相线圈的电流（电动机相电流）的电流传感器（侦测部50）。在本实施方式中，通过使用更廉价的电流传感器，而提供一种更低成本的电动机驱动装置。此外，关于电动机相电压的检测，与所述第1实施方式相同。

图14是表示第3实施方式中的电动机驱动控制系统的框图。另外，图15是表示正弦波驱动控制部400的图式，且是与第1实施方式的图4相对应的图式。在本实施方式中，电流侦测部50成为通过众所周知的三分路方式（例如，日本专利特开昭63-80774号公报）侦测三相电流的构成。在反相器43的开关元件SW4、SW5、SW6的接地侧串联地连接着用于侦测电流的分路电阻431u、431v、431w。

在开关元件SW4接通（导通状态）的时序，电流流入到分路电阻431u，电流侦测部50可通过检测出此时的分路电阻431u的电压值而检测U相电流。同样地，通过在开关元件431v的接通时序检测出分路电阻431v的电压值而检测V相电流，通过在开关元件431w的接通时序检测出分路电阻431w的电压值而检测W相电流。

图16是表示在PWM正弦波驱动开关元件SW1～SW6时的U相电压Vu、V相电压Vv、W相电压Vw以及U相电流iu、V相电流iv及W相电流iw的一例的图式。U相电压Vu及U相电流iu与图6所示的内容（L3、L4）相同。此外，在图16中，为了易于理解U相电压Vu、V相电压Vv、W相电压Vw的线，分别将这些线在图示上下方向上错开（偏移（offset））而进行图示。

利用电流侦测部50所检测出的各相电流iu、iv、iw通过模拟数字（analog todigital，AD）转换器413而被取入至控制部44。在三分路方式中，以能够以相同时序取得U相电流iu、V相电流iv及W相电流iw的方式，在PWM周期的每一个周期以1次时序从AD转换器413取入。

如图16所示，从反相器43输出的U相电压Vu、V相电压Vv、W相电压Vw具有伴随着开关元件的接通、断开而在0V与电源电压Vdc之间急剧地变化的矩形波状波形。如果低侧（lowside）的开关元件成为导通状态，那么各相的电压成为0V（以GND为基准）。即，三相共同成为0V的时序为电流检测时序。

通过PWM调制，而使各相的电压Vu、Vv、Vw的矩形波的占空比呈正弦波变化，所以作为相电流检测时序的三相共同成为导通状态的时间幅度在各时序中不同，存在变得非常短的情况。因此，在本实施方式中，考虑到滤波处理所引起的信号延迟的影响，设为不经由低通滤波器而自AD转换器413取入的构成。例如，以各相的电压一起下降的时序取入至AD转换器413。附在各相电流线上的圆形记号ST表示取入时序，从AD转换器413取入此时的电流值。

另一方面，从电压侦测部51输出的电动机相电压侦测信号经由低通滤波器410而被取入。因此，如在第1实施方式中所说明那样，在所取入的电动机相电压侦测信号会产生取决于低通滤波器410的滤波特性的相位延迟。因此，在本实施方式中，为了使从AD转换器413输出的电动机相电压侦测信号与相电流侦测信号的相位一致，而如图15所示般具备使相电流侦测信号延迟的信号延迟处理部414。即，通过信号延迟处理部414中的数字运算处理，使利用AD转换器413进行AD转换后的数字信号即相电流侦测信号延迟与低通滤波器410的延迟相位等效（大致相同）的相位。

例如，以额定转速ω0，使从AD转换器413取入的各相电流侦测信号数据延迟相当于图9所示的所述延迟相位D的延迟时间（D/ω0）。作为具体的数字处理，成为使数据延迟在第二实施方式中所说明的由式（7）所给出的抽样数N的处理。在此情况下，信号延迟处理部414在从AD转换器413取入数据时，将以延迟了由式（7）所给出的抽样数N的时序取入的数据输入至旋转速度·磁极位置推断部407。

或者，也可以设置数字滤波器作为信号延迟处理部414，以具有与应用于电动机相电压侦测信号的低通滤波器410的特性（例如，图8、图9的特性）大致相同的特性的数字滤波处理而实现。在此情况下，能够在各种旋转速度下连续地进行延迟修正。

如以上所说明般，在所述第一至第三实施方式中，基于和电动机相电压相关的信息（电动机电压侦测信号或电压指令）以及和电动机相电流相关的信息（电动机电流侦测信号或相电流侦测信号），而算出电动机转子11的旋转速度ω及磁极电角度θ，并对算出的磁极电角度θ的相位延迟进行修正而生成修正后磁极电角度θ'。继而，PWM信号生成部406基于通过电流指令I与修正后磁极电角度θ'而生成的三相电压指令Vu、Vv、Vw，而生成用来对反相器43的开关元件SW1～SW6进行接通-断开控制的PWM控制信号。其结果，可降低由低通滤波器引起的信号延迟所造成的影响，防止电动机电流的脉动及电动机失调等，从而可实现电动机驱动稳定性的提高。

在如第一实施方式般基于经由低通滤波器410输入的电动机相电压检测信号与经由低通滤波器409输入的电动机相电流检测信号而算出旋转速度ω及磁极电角度θ的情况下，算出对由低通滤波器410的滤波特性引起的相位延迟进行修正的超前相位φ，并将该超前相位φ与磁极电角度θ相加而生成修正后磁极电角度θ'。通常，用于作为矩形波状信号的电压侦测信号的低通滤波器410的噪音降低效果较高，相位延迟量也较大。因此，通过基于相位延迟量更大的低通滤波器410的滤波特性设定超前相位φ，可获得相位延迟修正效果。

进而，由于相位延迟根据旋转速度ω而产生变化，所以可通过根据其旋转速度ω算出超前相位φ，而在各种旋转速度下有效地进行相位延迟修正。

另外，通过将低通滤波器409的滤波特性设定为与低通滤波器410的滤波特性相同，而可使输入至旋转速度·磁极位置推断部407的电流侦测信号的相位延迟与电压侦测信号的相位延迟一致。其结果，可实现磁极电角度θ的推断精度的提高。

另外，在如第二实施方式般基于两相电压指令Vα、Vβ与经由低通滤波器409而输入的电流侦测信号算出旋转速度ω及磁极电角度θ的构成的情况下，优选的是使两相电压指令Vα、Vβ的相位延迟与超前相位φ相同的相位量。该超前相位φ是用来对由低通滤波器409的滤波特性引起的相位延迟进行修正的电角度，且基于低通滤波器409的滤波特性而设定。在此情况下，也能够通过根据旋转速度ω算出超前相位φ，而在各种旋转速度下有效地进行相位延迟修正。

另外，如第三实施方式般，在经由低通滤波器410输入电动机相电压侦测信号，而不进行滤波处理便输入以三分路方式所侦测的相电流侦测信号的构成的情况下，实施数字处理，该数字处理是通过信号延迟处理部414使利用AD转换器413而取入的相电流侦测信号延迟与低通滤波器410大致相同的相位。继而，基于经实施该数字处理的相电流侦测信号与从AD转换器413取入的电动机相电压侦测信号，算出旋转速度ω及磁极电角度θ。进而，算出对由低通滤波器410的滤波特性引起的相位延迟进行修正的超前相位φ，并将该超前相位φ与磁极电角度θ相加而生成修正后磁极电角度θ'。在此情况下也能获得与第一实施方式相同的相位延迟修正效果。

通过将如上所述的电动机驱动装置应用于使泵转子高速旋转的涡轮分子泵等真空泵中，可实现驱动稳定性高的真空泵。

此外，在所述实施方式中，应用两相固定坐标来推断磁极位置θ及旋转速度ω，但本发明并不限定于两相固定坐标。例如，也可适用于将两相固定坐标转换为旋转坐标系统后进行推断运算的情况。另外，在实施方式中，根据磁极位置θ来运算旋转速度ω，但并不限定于此。例如，也可适用于根据三相（或两相）的电压、电流值进行运算的情况。

此外，以上的说明仅为一例，当对发明进行解释时，并不受所述实施方式的记载事项与权利要求的记载事项的对应关系任何限定或约束。例如，在所述实施方式中，以磁性轴承式的涡轮分子泵为例进行了说明，但并不限定于此，也可将本发明应用于滚珠轴承（ballbearing）式的涡轮分子泵或必需高速旋转的真空泵。另外，对电动机相电流、相电压检测均以三相输入进行了图示，但如众所周知般，也可以只输入两相，剩余的一相根据其他两相而计算。在只针对U相、V相一同检测出电流、电压的情况下，对于剩余的W相，可分别利用iw＝-iu－iv、vw＝-vu－vv而算出。此处，只对两极电动机（图7）进行了记述，但本发明并不限定于两极电动机，通过将电角度等多极对应地置换也可以将本发明应用于四极电动机等多极电动机。

Claims (9)

1.一种电动机驱动装置，其特征在于包括：

反相器，包含多个开关元件，且驱动电动机；

运算部，基于和电动机相电压相关的信息以及和电动机相电流相关的信息算出电动机转子的旋转速度及磁极电角度，其中上述和电动机相电压相关的信息是通过第1低通滤波器而输入的电动机相电压检测信号，上述和电动机相电流相关的信息是通过第2低通滤波器而输入的电动机相电流检测信号；

延迟修正部，对利用所述运算部而算出的磁极电角度的由上述第1低通滤波器的滤波器特性造成的相位延迟，或由上述第2低通滤波器的滤波器特性造成的相位延迟，进行修正，并生成修正后磁极电角度；

驱动指令生成部，基于所述旋转速度与目标旋转速度的差分及所述修正后磁极电角度，生成正弦波驱动指令；以及

脉宽调制信号生成部，基于所述正弦波驱动指令，生成用来对所述多个开关元件进行接通-断开控制的脉宽调制控制信号。

2.根据权利要求1所述的电动机驱动装置，其特征在于：

所述延迟修正部算出对由所述第1低通滤波器的滤波特性引起的相位延迟进行修正的超前相位，并将该超前相位与磁极电角度相加而生成所述修正后磁极电角度。

3.根据权利要求2所述的电动机驱动装置，其特征在于：

所述延迟修正部根据利用所述运算部而算出的旋转速度算出所述超前相位。

4.根据权利要求2或3所述的电动机驱动装置，其特征在于：

所述第2低通滤波器的滤波特性设定为与所述第1低通滤波器的滤波特性相同。

5.根据权利要求1所述的电动机驱动装置，其特征在于：

所述延迟修正部算出对由所述第1或所述第2低通滤波器的滤波特性引起的相位延迟进行修正的超前相位，并将所述超前相位与磁极电角度相加而生成所述修正后磁极电角度；

所述驱动指令生成部基于所述差分生成两相旋转坐标系统中的两相电压指令Vd、Vq，且基于所述修正后磁极电角度将所述两相电压指令Vd、Vq转换成两相固定坐标系统中的两相电压指令Vα、Vβ，并对所述两相电压指令Vα、Vβ进行两相-三相转换而生成三相电压指令Vu、Vv、Vw，基于所述三相电压指令Vu、Vv、Vw生成所述脉宽调制控制信号；且

所述运算部基于使所述两相固定坐标系统中的所述两相电压指令Vα、Vβ的相位延迟与所述超前相位相同的相位量而获得的推断电动机电压与所述电动机相电流检测信号，而算出所述旋转速度及所述磁极电角度。

6.根据权利要求5所述的电动机驱动装置，其特征在于：

所述延迟修正部根据利用所述运算部而算出的旋转速度算出所述超前相位。

7.根据权利要求1所述的电动机驱动装置，其特征在于包括：

电动机相电压侦测部，侦测电动机相电压；

所述第1低通滤波器，对从所述电动机相电压侦测部输出的电动机相电压侦测信号进行低通滤波处理；以及

信号延迟处理部，具备三分路方式的电流侦测部，其通过设置在所述反相器的开关元件的接地侧的分路电阻来侦测电动机相电流，且利用数字处理使从所述电流侦测部输出且经模拟数字转换的电动机相电流侦测信号延迟与利用所述第1低通滤波器的所述电动机相电压侦测信号的相位延迟等效的相位；

其中所述和电动机相电压相关的信息是在利用所述第1低通滤波器进行滤波处理后经模拟数字转换的电动机相电压侦测信号；

所述和电动机相电流相关的信息是从所述信号延迟处理部输出的相位修正后电流侦测信号；

所述延迟修正部算出对由所述第1低通滤波器的滤波特性引起的所述相位延迟进行修正的超前相位，并将所述超前相位与磁极电角度相加而生成所述修正后磁极电角度。

8.根据权利要求7所述的电动机驱动装置，其特征在于：

所述数字处理是利用数字低通滤波器进行的低通滤波处理。

9.一种真空泵，其特征在于包括：

泵转子，形成着排气功能部；

电动机，旋转驱动所述泵转子；以及

根据权利要求1至8中任一项所述的电动机驱动装置，驱动所述电动机。