JP6116538B2 - モータ制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、同期ＰＷＭおよび非同期ＰＷＭ制御を切り換えて行うモータ制御におけるモータ電流の検出に関する。

モータ駆動電流には、ＰＷＭ制御に起因する電流リプルが乗るため、基本波についての正確な電流検出が難しい。

特許文献１では、電圧ベクトル座標系のＱ軸成分の電流リプルｉＱｈが「０」になる位相角で電流検出値をサンプリングホールドし、直前のサンプリングホールド値と最新のサンプリングホールド値の平均値を電流検出値とする。なお、サンプリングホールドは、位相６０°区間に２回行われる。

特許文献２では、インバータに印加する電圧の位相角０度を基準に、位相角６０°間を８以上の整数で除算した角度間隔で、ｄｑ軸電流をサンプリングホールドする。そして、サンプリングホールド値を移動平均することで、同期ＰＷＭのｄｑ軸電流の基本波成分を検出する。

特許文献１，２の手法により、電流リプルの影響を排除して、モータ電流を検出することができる。

特許第４１０２１１４号公報 特開２０１３−１８７９３６号公報

ここで、特許文献１の電流サンプリング方法では、同期ＰＷＭの一つである低次高調波消去ＰＷＭを行った場合、Ｑ軸成分の電流リプルＩＱｈが「０」になる位相角におけるＰ軸成分の電流リプルＩＰｈは同じ大きさで交互に繰り返す誤差でないため、平均値が「０」にならず、電流の基本波成分を抽出できない。すなわち、特許文献１では、ＩＰｈが６０°毎の区間において３０°，０Ａの点を中心とした点対称波形であり、ＩＱｈが６０°毎の区間において３０°を中心とした線対称波形であることを前提としている。このため、この前提が崩れると電流の基本波成分を抽出できない。

特許文献２では、上述のように６０°間のサンプリングを移動平均してｄｑ軸電流の基本波成分を検出している。しかしながら、電流の基本波成分が変化している時には、移動平均により遅れが生じる。特に、回転数が低い程この遅れは大きくなる。また、この手法は、同期ＰＷＭの場合の電流検出であり、非同期ＰＷＭの場合は、回転電気角とＰＷＭ用のキャリアである三角波が非同期であるため移動平均するとジッターを生じ、正しい電流値を検出できない。

本発明は、モータに駆動電圧を印加するインバータと、前記駆動電圧の変調率および位相の指令値を出力する電圧指令生成手段と、前記インバータを非同期ＰＷＭ制御するか、同期ＰＷＭ制御するかを選択する選択手段と、前記モータに供給される電流を一定時間間隔で検出する電流検出手段と、前記電流検出手段で検出した電流をｄｑ軸電流に変換するｄｑ軸電流変換器と、得られたｄｑ軸電流のリプル周波数を除去する、ローパスフィルタおよびバンドストップフィルタと、を備え、前記バンドストップフィルタは、モータの回転周波数の６倍と、１２倍と、１８倍の周波数をリプル周波数としてそれぞれ除去する３段のバンドストップフィルタを含み、前記ローパスフィルタは、遮断周波数がモータ周波数の６倍の周波数に設定され、モータ周波数の６倍の周波数以上の周波数を除去する１段のローパスフィルタを含み、前記選択手段により、非同期ＰＷＭ制御が選択した場合、および同期ＰＷＭ制御を選択した場合のいずれの場合においても前記ローパスフィルタと、前記バンドストップフィルタの両方を使用してｄｑ軸電流のリプル周波数を除去する。

本発明は、モータに駆動電圧を印加するインバータと、前記駆動電圧の変調率および位相の指令値を出力する電圧指令生成手段と、前記インバータを非同期ＰＷＭ制御するか、同期ＰＷＭ制御するかを選択する選択手段と、前記同期ＰＷＭ制御が選択された場合に、電気１周期中のパルス数を出力するパルス数生成手段と、前記モータに供給される電流を一定時間間隔で検出する電流検出手段と、前記電流検出手段で検出した電流をｄｑ軸電流に変換するｄｑ軸電流変換器と、得られたｄｑ軸電流のリプル周波数を除去するバンドストップフィルタと、を備え、前記バンドストップフィルタは、前記非同期ＰＷＭ制御が選択された場合は、ＰＷＭキャリア周波数の倍数の周波数をリプル周波数として除去し、前記同期ＰＷＭ制御が選択された場合は、モータの回転周波数と倍数の周波数をリプル周波数として除去する。

また、前記バンドストップフィルタは、前記同期ＰＷＭ制御が選択された場合は、モータの回転周波数の倍数であって、電気１周期中のパルス数に応じて予め決定された複数の周波数をリプル周波数として除去することが好適である。

また、非同期ＰＷＭ制御が選択された場合は、前記バンドストップフィルタを２つ直列接続し、キャリア周波数の２倍と４倍の周波数をリプル周波数として除去することが好適である。

ＰＷＭ制御を行うモータ制御におけるモータ電流の基本波を検出することができる。

実施形態に係るモータ制御装置を含むモータ制御システムの構成を示すブロック図である。 回転周波数-トルクマップ上の同期パルス数のパルス数を示す図である。 リプル除去フィルタの構成例を示すブロック図である。 リプル除去フィルタの中心周波数を示す図である。 リプル除去フィルタの他の構成例を示すブロック図である。 モータ電流検出結果を示す図である。 モータ電流検出結果を示す図である。 モータ電流検出結果を示す図である。 モータ電流検出結果を示す図である。 モータ電流検出結果を示す図である。 モータ電流検出結果を示す図である。 モータ電流検出結果を示す図である。 モータ電流検出結果の他手法との比較を示す図である。 モータ電流変化時の検出結果を示す図である。 リプル除去フィルタの他の構成例を示すブロック図である。 リプル除去フィルタのリプル除去特性を示す図である。 モータ電流検出結果を示す図である。 モータ電流検出結果を示す図である。 モータ電流検出結果を示す図である。 モータ電流検出結果を示す図である。 モータ電流検出結果を示す図である。 モータ電流検出結果を示す図である。 モータ電流検出結果を示す図である。

以下、本発明の実施形態について、図面に基づいて説明する。なお、本発明は、ここに記載される実施形態に限定されるものではない。

＜実施形態の装置構成＞
図１は、実施形態に係るモータ制御装置を含むモータ制御システムの構成を示すブロック図である。このモータ制御システムは、電気車に搭載され、モータ１０が電気車の駆動に用いられる。この例において、駆動対象となるモータ１０は、三相の交流モータであり、そのロータの回転位置（位相角）がレゾルバや、ホール素子などの回転位置検出器１２によって検出される。

モータの出力トルクについての目標値であるトルク指令と、回転位置検出器１２によって検出された回転位置から得られた回転周波数が電圧指令生成部１４に供給される。電圧指令生成部１４では、トルク指令と回転数から得た回転周波数（回転角速度ω／２π）に基づいて、電圧指令ｖｄ，ｖｑを生成する。この電圧指令ｖｄ，ｖｑは、ベクトル制御における励磁電圧指令ｖｄ，トルク電圧指令ｖｑである。なお、モータはポール数によって、電気周波数と機械周波数が異なる。そこで、本明細書においては、機械的な周波数は無視し、回転周波数は、電気周波数（モータ電流（電圧）の周波数）、周期は電気周期（モータ電流（電圧）の周期）をいう。

また、モータ１０の三相のモータ電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを電流検出手段である電流センサ３０によって検出する。三相の内の２相のモータ電流を検出することで三相のモータ電流を検出できるため、この例では、２相のモータ電流を検出している。

電流センサ３０の出力は、サンプリング手段であるサンプラー３２に供給され、ここで所定のサンプリングポイントにおけるモータ電流がサンプリングされる。

サンプラー３２において、所定の間隔でサンプリングされた三相のモータ電流は、３相／ｄｑ軸変換部３４において、ｄｑ軸電流ｉｄ，ｉｑにそれぞれ変換される。得られたｄｑ軸電流ｉｄ，ｉｑは、リプル除去フィルタ３６に供給され、リプル成分が除去される。この例では、リプル除去フィルタ３６として、１段のバンドストップフィルタが採用されている。そして、得られたリプル成分が除去された、基本波についての電流値ｉｄｂ，ｉｑｂが電圧指令生成部１４に供給される。

電圧指令生成部１４は、トルク指令から計算した目標ｄｑ軸電流ｉｄ^＊，ｉｑ^＊と比較して、ＰＩ制御による電圧指令ｖｄ，ｖｑを生成する。また、目標ｄ，ｑ軸電流ｉｄ^＊，ｉｑ^＊と、回転角速度ωから、電圧指令ｖｄ，ｖｑの計算は、次式によって行われる。

ここで、Ｒは抵抗、Ｌｄはｄ軸インダクタンス、Ｌｑはｑ軸インダクタンス、Φはモータコイルに鎖交する磁束の大きさである。また、トルク指令をτとすると、τ＝Φｉｑ^＊＋（Ｌｄ−Ｌｑ）ｉｄ^＊・ｉｑ^＊の関係があり、通常はモータの効率を最大にするようにｉｄ^＊，ｉｑ^＊を決定する。また、温度変化による抵抗値変化、デッドタイムによる電圧誤差等は除いてある。

このように、回転位置から回転角速度ωを求め、トルク指令からｉｄ^＊，ｉｑ^＊を求めることで、電圧指令ｖｄ，ｖｑが算出される。

また、この電圧指令生成部１４には、インバータの入力電圧（正負母線間電圧）ＶＨも供給されており、電圧指令の振幅をＶＨで除算することで変調率を計算する（下式）。

このように、電圧指令生成部１４では、電圧指令ｖｄ、ｖｑと、変調率を計算し、これをＰＷＭ信号生成部１６に供給するが、変調率をパルス数生成部１８、および非同期／同期判定器２０に供給する。

パルス数生成部１８では、同期ＰＷＭ制御の際のパルス数を決定する。このパルス数の決定は、モータの回転周波数（電気周波数）に応じて、インバータのスイッチング周波数が所定の上限値を上回らないように決定すればよいが、モータ損失を考慮することも好適である。

ここで、パルス数は、例えば図２に示すマップによって決定する。図２の例では、同じ回転周波数であっても出力トルクが大きくなるとパルス数が少なくなり、これによって電流歪み率を所定値以下に抑制しつつパルス数を少なくすることができる。パルス数生成部１８で生成されたパルス数はＰＷＭ信号生成部１６に供給される。

また、非同期／同期判定器２０は、供給される変調率に基づいて非同期ＰＷＭ制御とするか、同期ＰＷＭ制御とするかを決定し、その結果をＰＷＭ信号生成部１６に供給する。

なお、電圧指令生成部１４、パルス数生成部１８、非同期／同期判定器２０は、別々のブロックとして記載したが、１つの演算装置において、これら機能を達成してもよい。また、変調率は、いずれのブロックで演算しても構わない。なお、非同期／同期判定器２０が、インバータ２２を非同期ＰＷＭ制御するか、同期ＰＷＭ制御するかを選択する選択手段として機能する。

非同期／同期判定器２０と、パルス数生成部１８も、例えば図２のマップに基づき、非同期ＰＷＭ、同期ＰＷＭのいずれを採用するか、同期ＰＷＭのパルス数をいくつにするかを決定すればよい。

電圧指令生成部１４からの電圧指令ｖｄ、ｖｑと、変調率と、パルス数生成部１８からのパルス数、非同期／同期判定器２０からの非同期ＰＷＭ、同期ＰＷＭのいずれを採用するかについての非同期／同期指令は、ＰＷＭ信号生成部１６に供給される。なお、ＰＷＭ信号生成部１６には、回転位置の信号も供給されている。そこで、ＰＷＭ信号生成部１６では、モータ１０を駆動するためにインバータ２２の各スイッチング素子をオンオフするＰＷＭ信号を生成する。

すなわち、回転位置を参照して電圧指令ｖｄ、ｖｑについて、ｄｑ軸→３相変換するとともに、変調率に基づきＰＷＭ波形を決定し、さらにパルス数により同期ＰＷＭ制御の際のパルス数を決定して、各スイッチング素子をオンオフするＰＷＭ信号を生成する。

ここで、このＰＷＭ信号生成部１６においては、非同期ＰＷＭ制御の場合に、三角波（キャリア）と電圧指令の比較に基づきＰＷＭ信号を発生し、一方、同期ＰＷＭ制御の場合には、三角波と電圧指令の比較ではなく、低次高調波消去ＰＷＭによりＰＷＭ信号を生成する。この低次高調波消去ＰＷＭ制御では、各パルス数の低次高調波を消去できるＰＷＭ波形を予め記憶しておき、供給されてくるパルス数に応じて、ＰＷＭ信号の波形を決定するとともに、変調率に応じてその波形のデューティ比を変更する。これによって、低次高調波を消去できるとともに、所期のモータの同期ＰＷＭ制御を行うことができる。

インバータ２２は、正負母線間に２つのスイッチング素子の直列接続からなるレグを３本有し、これらレグの中点を三相のモータ１０の各相コイル端に接続している。そして、６つのスイッチング素子をＰＷＭ信号生成部１６からのＰＷＭ信号でそれぞれスイッチング制御することで、モータ１０の３相のコイルに三相のモータ駆動電流を供給する。

なお、インバータ２２の正負母線間には、バッテリなどの直流電源から電圧ＶＨの直流電力が供給される。

このようにして、インバータ２２のスイッチングを制御することで、モータ１０にトルク指令に応じた駆動電流を供給して、モータ１０の駆動を制御することが可能となる。

例えば、電気自動車や、ハイブリッド自動車などでは、アクセルの踏み込み量などからトルク指令が決定され、これに応じて走行用モータの駆動が制御される。

＜モータ電流のサンプリング＞
ここで、本実施形態では、上述のように、同期ＰＷＭ制御において低次高調波消去ＰＷＭを用いる。このため、パルス数により波形が決定されており、そのデューティ比が電圧指令に応じて変更される。

そして、同期ＰＷＭで駆動した場合のモータの各相波形は、０°〜６０°，６０°〜１２０°，１２０°〜１８０°の３つのパターンに分解され、１８０°〜３６０°はその反転となっている。また、各相は位相が１２０°異なっているが、ｄｑ軸電流波形をみると、すべて６０°の間隔の波形の繰り返しである。

なお、各相モータ電流は、基本的に位相が１２０°ずつ異なった同様の波形であり、ｄｑ軸電流の位相角は、各相モータ電流の位相角に対応する。

そこで、本実施形態では、サンプラー３２は、電気周期６０°の区間において、１６（２^４）で除算した、３．７５°毎にサンプリングポイントを設定して、データをサンプリングしている。すなわち、各パルス数で同期ＰＷＭで駆動した場合のモータのｄｑ軸波形を検討することで、６０°を８で除算した各点（８点）以上のサンプリングを行うことで、電流リプルを含むｄｑ軸電流を適切に得ることができる。

なお、非同期ＰＷＭの場合には、ＰＷＭのキャリアについての高調波（例えば、２倍、４倍の周波数）が電流リプルとなる。この電流リプルに応じた波形を検出する必要がある。そこで、キャリア周波数の４倍の周波数の１６倍程度のサンプリング周波数とするとよい。これによって、キャリア周波数の４倍の周波数の電流リプルについて、１周期に１６点のサンプルが得られ、波形を検出することができる。

ここで、同期ＰＷＭ、非同期ＰＷＭのいずれにおいても、サンプラー３２には一定時間間隔でサンプリングを行う。この一定時間間隔は、例えばＡ／Ｄ変換器の変換時間に若干の余裕時間を加えた時間とするのが好適である。通常のＡ／Ｄ変換器の変換時間より長く、余裕時間を加算した時間として、例えば５μｓｅｃ程度があげられる。

＜リプル除去フィルタ＞
上述のように、各相のモータ電流の波形についてのデータがサンプラー３２おいてサンプリングされ、これが３相／ｄｑ軸変換部３４において、ｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑに変換される。なお、３相／ｄｑ軸変換部３４には、回転位置検出器１２で検出したモータ１０の回転位置についての情報が供給されており、これを利用してｄｑ軸への変換が行われる。

なお、３相／ｄｑ軸変換を行った後にサンプリングすることも可能であるが、サンプリングした後はデジタル処理を行うため、サンプラー３２でモータ電流をサンプリングして、得られた値を３相／ｄｑ変換することが好ましい。

そして、得られたｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑは、リプル除去フィルタ３６に供給される。

このリプル除去フィルタ３６は、バンドストップフィルタで形成されており、その時の運転状態に応じて、遮断する帯域の中心周波数が決定される。なお、バンドストップフィルタは、なるべく半値幅の狭いものがよいが、一般的なもので構わない。

そして、このバンドストップフィルタは、同期ＰＷＭの場合には、パルス数に応じて遮断中心周波数を決定し、非同期ＰＷＭの場合にはキャリア周波数に応じて遮断中心周波数を決定する。

ここで、ノイズとなる電流リプルは、３相交流モータの駆動における同期ＰＷＭの場合には、回転周波数の６倍の周波数が基本となる。そして、パルス数が多くなるに従って、より高次のリプルが大きくなる。また、１つの周波数（次数）の電流リプルだけを除去するのではなく、少なくとも２つの次数の電流リプルを除去することが好適である。このために、リプル除去フィルタ３６を、２段のバンドストップフィルタで構成にすることが好適である。

例えば、図３に示すように、１段目のバンドストップフィルタ３６−１、２段目のバンドストップフィルタ３６−２を直列接続し、１段目と２段目で次数の異なる電流リプルを除去する。

図４に、バンドストップフィルタ３６−１，３６−２の遮断周波数の一例を示す。

同期ＰＷＭの場合には、パルス数１，３，５，７，９，１１，１５に対し、１段目のバンドストップフィルタ３６−１の中心周波数を、６，６，６，１２，１２，１２，１８，２４×（モータの電気周波数（ｆｍ））とする。また、２段目のバンドストップフィルタ３６−２の中心周波数は、１段目のバンドストップフィルタ３６−１の２倍の周波数とする。

パルス数が多くなると、電気周波数の１周期の中での電流のオンオフ回数が増加し、より高次の電流リプルが多くなるため、高次側のリプルを除去する。

非同期ＰＷＭの場合には、電流リプルは、三角波キャリアのキャリア周波数の倍数の電流リプルが発生する。そこで、バンドストップフィルタでは、これを除去すればいい。キャリア周波数の２倍、４倍の電流リプルを除去することで、比較的正確な基本波検出が可能になることがわかった。なお、キャリア周波数は、数ｋＨｚ、例えば５ｋＨｚ程度の場合が多いが、モータ１０の駆動状況に応じて、適切なものが設定される。

なお、バンドストップフィルタ３６−１，３６−２は、デジタルフィルタであり、演算を切り換えることで、遮断周波数を変更することができる。バンドストップフィルタ３６−１，３６−２は、非同期／同期判定器２０、パルス数生成部１８から、非同期／同期の別、および同期の際のパルス数の情報をもらい、遮断周波数を設定すればよい。

このように、本実施形態では、その時にＰＷＭ制御の状態に応じて、バンドストップフィルタ３６−１，３６−２の遮断周波数を切り換えることで、パルス数に応じた適切な電流リプルの除去が行えるだけでなく、非同期の場合にも同様に対応することができる。

＜ローパスフィルタの利用＞
さらに、図５の例では、リプル除去フィルタ３６として、２段のバンドストップフィルタを用いると共に、その後段にローパスフィルタ３６Ｌを設けてある。このように、ローパスフィルタ３６Ｌを設けることでジッターを抑制することができる。すなわち、本実施形態では、サンプラー３２におけるサンプリングと、インバータ２２におけるスイッチング発生の周波数が非同期であり、ｄｑ軸電流値にジッターが発生しやすい。バンドストップフィルタ３６−１，３６−２の後段にローパスフィルタ３６Ｌを設けることでジッターを抑制することができる。

なお、ローパスフィルタ３６Ｌは、前回の出力値と今回の入力値の差の数１０％を前回の出力値に加算して、今回の出力値にするというような簡単なものが好適であり、これによって時間遅れをほとんど発生せずノイズの低減が図れる。

＜同期ＰＷＭの場合の実例＞
（ｉ）電流検出の結果（低次高調波消去ＰＷＭ（同期ＰＷＭ）１１パルス，バンドストップフィルタ１つ）
図６には、同期ＰＷＭ１１パルスの場合であって、バンドストップフィルタ３６が１段構成の場合のスイッチング状態およびモータ電流が示してある。上段がインバータにおける各相のスイッチング素子のオンオフ状態の１周期を示している。２段目は、サンプラー３２において得られるＵ，Ｖ，Ｗの各相の電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗである。３段目、４段目がｄ軸電流、ｑ軸電流のフィルタ前の電流値（ｄ軸電流、ｑ軸電流）と、フィルタ後の検出値（ｄ軸電流検出値、ｑ軸電流検出値）である。

このように、１段のバンドストップフィルタ（１８・ｆｍ）によって、ｄ、ｑ軸電流について、電流リプルが除去されていることがわかる。

（ｉｉ）電流検出の結果（低次高調波消去ＰＷＭ（同期ＰＷＭ）１１パルス，バンドストップフィルタ２つ）−図３の出力
図７には、同期ＰＷＭ１１パルスの場合であって、バンドストップフィルタが２段構成（１８・ｆｍ，３６ｆｍ）の場合が示してある。

このように、２段のバンドストップフィルタによって、ｄ、ｑ軸電流について、電流リプルが除去されて、ほぼ基本波が検出されていることがわかる。

（ｉｉｉ）電流検出の結果（低次高調波消去ＰＷＭ１１パルス，バンドストップフィルタ２つ＋ローパスフィルタ）−図５の出力
図８には、同期ＰＷＭ１１パルスの場合であって、バンドストップフィルタが２段（１８・ｆｍ，３６ｆｍ）の後にローパスフィルタを追加した場合が示してある。

このように、ローパスフィルタを追加することによって、電流リプルがさらに除去されて、ｄ、ｑ軸電流が検出されることがわかる。

（ｉｖ）電流検出の結果（低次高調波消去ＰＷＭ７パルス，バンドストップフィルタ２つ＋ローパスフィルタ）−図５の出力
図９には、同期ＰＷＭ７パルスでバンドストップフィルタが２段（１２・ｆｍ，２４ｆｍ）、ローパスフィルタありの場合を示してある。７パルスの場合、１１パルスに比べ電流リプルが大きくなっている。しかし、２段のバンドストップフィルタ、およびローパスフィルタによって、電流リプルが十分除去され、基本波を検出することができる。

（ｖ）電流検出の結果（低次高調波消去ＰＷＭ５パルス，バンドストップフィルタ２つ＋ローパスフィルタ）−図５の出力
図１０には、同期ＰＷＭ５パルスでバンドストップフィルタが２段（６・ｆｍ，１２ｆｍ）、ローパスフィルタありの場合を示してある。

５パルスの場合でも、十分電流リプルを除去できていることがわかる。

（ｖｉ）電流検出の結果（低次高調波消去ＰＷＭ１パルス，バンドストップフィルタ２つ＋ローパスフィルタ）−図５の出力
図１１は、同期ＰＷＭ１パルスでバンドストップフィルタが２段（６・ｆｍ，１２ｆｍ）、ローパスフィルタありの場合である。

このように、１パルスの場合であっても、基本波の検出が可能である。

（ｖｉｉ）電流検出の結果（非同期ＰＷＭ，バンドストップフィルタ２つ＋ローパスフィルタ）−図５の出力
図１２には、非同期ＰＷＭでバンドストップフィルタが２段（４・ｆｃ，１２ｆｃ）、ローパスフィルタありの場合を示してある。

このように、非同期ＰＷＭにおいても、バンドストップフィルタにより、電流リプルを十分除去することができる。

なお、図６−１２において、リプル除去フィルタ（バンドストップフィルタ）３６による処理前をｄ軸電流、ｑ軸電流と記載し、リプル除去フィルタ（バンドストップフィルタ）３６による処理後をｄ軸電流検出値、ｑ軸電流検出値と記載してある。

＜従来法との比較＞
図１３には、図１２に示した非同期ＰＷＭにおけるｄ軸、ｑ軸の検出値と、従来から知られている一般的手法である、山谷サンプルホールド法の比較を示す。この山谷サンプルホールド法では、非同期ＰＷＭのキャリアである三角波の山谷で電流値をサンプルホールドし、基本波を検出する。図中、黒四角で示したのが山谷サンプルホールド法による検出値である。

このように、多少の差はあるが、ほぼ同様の検出値が得られていることがわかる。

図１４には、モータ電流が変化した際のｄ，ｑ軸電流の検出値と、２段のバンドストップフィルタ３６−１，３６−２およびローパスフィルタ３６Ｌで処理した際の検出値を示してある。このように、本実施形態では、バンドストップフィルタを利用する。このため、急激な出力変化の時も、検出遅れなくｄｑ軸電流の基本波成分を検出することができる。

特許文献２の手法では、移動平均を行うため、検出値に遅れが生じる。この点で、本実施形態により、特許文献２の手法における欠点が解消されていることがわかる。

＜３段のバンドストップフィルタとローパスフィルタの利用＞
図１５の例では、リプル除去フィルタ３６として、３段のバンドストップフィルタ３６−１，３６−２，３６−３と、ローパスフィルタ３６Ｌと、有している。

ここで、バンドストップフィルタ３６−１，３６−２，３６−３は、電気次数６，１２，１８の周波数（モータ回転数の６倍、１２倍、１８倍の周波数）のリプルを選択的に除去（遮断）する。これによって、モータ回転に伴って発生する電流リプルを除去することができる。

ローパスフィルタ３６Ｌは、遮断周波数がモータの電気周波数の６次（モータ回転数の６倍）に設定される。

このようなリプル除去フィルタ３６を採用することによって、図１６に示すように、ローパスフィルタ３６Ｌによって、電気次数３６次の周波数のリプルが除去される。なお、ローパスフィルタ３６Ｌで除去されるリプルは、パルス数によって異なる。例えば、パルス数によっては、２４次の周波数のリプルが、ローパスフィルタ３６Ｌによって除去される。ローパスフィルタ３６Ｌの遮断周波数は、モータ周波数の６次の周波数に設定されるため、図１６に示されるように、電気周波数の２４次より高次の周波数は遮断される。

図１７には、低次高周波消去ＰＷＭ１１パルスの場合であって、図１５の構成のリプル除去フィルタ３６を採用した場合のｄｑ軸電流などが示されている。このように、十分なリプル除去が行われていることがわかる。

図１８には、低次高周波消去ＰＷＭ１１パルスの場合であって、図１５の構成から、３つのバンドストップフィルタ３６−１，３６−２，３６−３を削除した構成、すなわち、ローパスフィルタ３６Ｌからなる構成のリプル除去フィルタ３６を採用した場合のｄｑ軸電流などが示されている。このように、図１７に比べると、電流リプルが残留する。

図１９には、低次高周波消去ＰＷＭ１１パルスの場合であって、図１５の構成から、１２次、１８次の２つのバンドストップフィルタ３６−２，３６−３を削除した構成、すなわち、６次のバンドストップフィルタ３６−１と、ローパスフィルタ３６Ｌからなる構成のリプル除去フィルタ３６を採用した場合のｄｑ軸電流などが示されている。このように、図１８に比べると改善されているが、図１７に比べると、電流リプルが残留する。

図２０には、低次高周波消去ＰＷＭ１１パルスの場合であって、図１５の構成から、１８次のバンドストップフィルタ３６−３を削除した構成、すなわち、６次、１２次の２つのバンドストップフィルタ３６−１，３６−２と、ローパスフィルタ３６Ｌからなる構成のリプル除去フィルタ３６を採用した場合のｄｑ軸電流などが示されている。このように、図１９に比べると改善されているが、図１７に比べると、電流リプルが残留する。

図２１には低次高周波消去ＰＷＭ７パルス、図２２には低次高周波消去ＰＷＭ５パルス、図２３には低次高周波消去ＰＷＭ１パルスの場合であって、図１５の構成のリプル除去フィルタ３６を採用した場合のｄｑ軸電流などが示されている。このように、パルス数が変わっても十分なリプル除去が行われていることがわかる。

このように、図１５に示される、電気次数６，１２，１８の周波数のバンドストップフィルタ３６−１，３６−２，３６−３と、電気次数６の周波数を遮断周波数とするローパスフィルタ３６Ｌの組み合わせからなるリプル除去フィルタ３６を用いた場合には、低次高周波消去ＰＷＭを利用した場合に、パルス数によらず、十分なリプル除去が行える。

なお、図１５に示されるリプル除去フィルタ３６を採用した場合、同構成のまま非同期ＰＷＭの場合にも対応できる。これは、電気車などに用いる通常のモータの使用回転数であれば、ローパスフィルタ３６Ｌによって、キャリア周波数の２倍以上の周波数成分を除去できるからである。

１０ モータ、１２ 回転位置検出器、１４ 電圧指令生成部、１６ ＰＷＭ信号生成部、１８ パルス数生成部、２０ 非同期／同期判定器、２２ インバータ、３０ 電流センサ、３２ サンプラー、３４ ３相／ｄｑ軸変換部、３６ リプル除去フィルタ、３６−１〜３６−３ バンドストップフィルタ、３６Ｌ ローパスフィルタ。

Claims (4)

1. モータに駆動電圧を印加するインバータと、
   前記駆動電圧の変調率および位相の指令値を出力する電圧指令生成手段と、
   前記インバータを非同期ＰＷＭ制御するか、同期ＰＷＭ制御するかを選択する選択手段と、
   前記モータに供給される電流を一定時間間隔で検出する電流検出手段と、
   前記電流検出手段で検出した電流をｄｑ軸電流に変換するｄｑ軸電流変換器と、
   得られたｄｑ軸電流のリプル周波数を除去する、ローパスフィルタおよびバンドストップフィルタと、
   を備え、
   前記バンドストップフィルタは、モータの回転周波数の６倍と、１２倍と、１８倍の周波数をリプル周波数としてそれぞれ除去する３段のバンドストップフィルタを含み、
   前記ローパスフィルタは、遮断周波数がモータ周波数の６倍の周波数に設定され、モータ周波数の６倍の周波数以上の周波数を除去する１段のローパスフィルタを含み、
   前記選択手段により、非同期ＰＷＭ制御が選択した場合、および同期ＰＷＭ制御を選択した場合のいずれの場合においても前記ローパスフィルタと、前記バンドストップフィルタの両方を使用してｄｑ軸電流のリプル周波数を除去する、
   モータ制御装置。
2. モータに駆動電圧を印加するインバータと、
   前記駆動電圧の変調率および位相の指令値を出力する電圧指令生成手段と、
   前記インバータを非同期ＰＷＭ制御するか、同期ＰＷＭ制御するかを選択する選択手段と、
   前記同期ＰＷＭ制御が選択された場合に、電気１周期中のパルス数を出力するパルス数生成手段と、
   前記モータに供給される電流を一定時間間隔で検出する電流検出手段と、
   前記電流検出手段で検出した電流をｄｑ軸電流に変換するｄｑ軸電流変換器と、
   得られたｄｑ軸電流のリプル周波数を除去するバンドストップフィルタと、
   を備え、
   前記バンドストップフィルタは、
   前記非同期ＰＷＭ制御が選択された場合は、ＰＷＭキャリア周波数の倍数の周波数をリプル周波数として除去し、
   前記同期ＰＷＭ制御が選択された場合は、モータの回転周波数の倍数の周波数をリプル周波数として除去する、
   モータ制御装置。
3. 請求項２に記載のモータ制御装置であって、
   前記バンドストップフィルタは、
   前記同期ＰＷＭ制御が選択された場合は、モータの回転周波数の倍数であって、電気１周期中のパルス数に応じて予め決定された複数の周波数をリプル周波数として除去する、
   モータ制御装置。
4. 請求項２または３に記載のモータ制御装置であって、
   非同期ＰＷＭ制御が選択された場合は、前記バンドストップフィルタを２つ直列接続し、キャリア周波数の２倍と４倍の周波数をリプル周波数として除去する、
   モータ制御装置。