JP5344988B2 - 電力変換器の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、複数の半導体スイッチ素子で構成された電力変換器（以下「インバータ」と称する）の制御装置に関するものであり、特に、パルス幅変調（以下「ＰＷＭ」と称する）を用いて制御されるインバータに関するものである。

インバータ駆動用スイッチングパターンは、ＰＷＭによって生成されるが、多くの場合電圧指令とキャリアとの大小比較によってなされる。キャリア比較される電圧指令の更新タイミングは、キャリアの頂点に設定されることが多い。これは、キャリア比較方式では、キャリア頂点間の区間に発生するＰＷＭ電圧ベクトルの平均値が、電圧指令と一致するようにスイッチングパターンが生成され、この頂点間の区間がインバータ出力電圧の最小の時間分解能を決定しているためである。このため、電圧指令更新タイミングがキャリア頂点に一致し、頂点間の区間で電圧指令が一定ならば、半導体スイッチ素子の短絡防止時間（デッドタイム）や半導体素子の順電圧降下を無視すると、インバータ出力電圧と電圧指令は、完全に一致する。

ところが、電圧指令更新タイミングがキャリア頂点に同期せず、キャリア頂点以外のタイミングで更新するようなインバータの制御装置では、条件によっては意図しないタイミングで電圧指令とキャリアの大小関係の反転がなされ、電圧指令とインバータ出力電圧に誤差が発生する場合があった。インバータに接続した負荷の電流制御を行う場合、電流制御系が電圧指令と出力電圧の誤差を補償するため、それほど問題とはならないが、近年、高精度なインバータ出力電圧情報を必要とする事例が増加している。その一例として、ＡＣモータの位置・速度センサレス制御系がある。

ＡＣモータ制御系では多くの場合、位置または速度情報をフィードバックするためのセンサを必要とする。このセンサレス化を図る場合、ＡＣモータの回路モデルを用いて位置または速度情報の推定を実施するが、実際にＡＣモータに入力される電圧値をモデルに入力する必要がある。ＡＣモータへの入力電圧情報は、インバータへの電圧指令で代用される場合が多く、この電圧指令と出力電圧情報間に誤差が存在すると、精度の良い位置・速度情報の推定がなされなくなる。このような問題を解決手段として、下記特許文献１や特許文献２に示される技術がある。

下記特許文献１に示される技術は、直流電源から出力される直流電力をＰＷＭにより交流電力に変換するインバータ制御装置において、スイッチングパターンから計算されるデューティと直流電源の出力電圧値との積を、インバータの出力電圧とする出力電圧推定部を設けたものである。この出力電圧推定部は、パルス幅変調処理の結果、最終的に得られるスイッチング信号に基づいて電圧推定処理を行うため、上述したように、電圧指令の更新タイミングがキャリアと同期が取れていない場合でも、誤差が発生することなく高精度なインバータ出力電圧情報を得ることができる。

下記特許文献２に示される技術は、上述同様にスイッチングパターンからカウンタ機構によりデューティ相当の信号を求め電圧を換算する。さらに下記特許文献２には、得られた電圧信号を座標変換して使用する技術が開示されている。

特許第３３９７７６９号公報 特開２００８−２２００６９号公報

しかしながら、上記特許文献１および２に開示される出力電圧推定部は、高精度な電圧推定を実行できるが、インバータの交流電力の周波数が高くなると電圧推定精度が低下するという問題があった。その一例を以下詳述する。ここでは説明のためインバータは３相２レベルとしデッドタイムは考慮しないものとする。

まず、電圧指令とキャリアの比較によってパルス指令が計算され、このパルス指令波形に相似の端子電圧波形がインバータより出力され、所定の相電圧波形が得られる。つぎに、座標変換によって直交回転座標上に変換され、ｄ軸電圧波形とｑ軸電圧波形が得られる。さらに、ｄ軸電圧波形とｑ軸電圧波形を、キャリアの頂点間の区間で平均化した波形（以下「平均値１」と称する）が得られる。

一方、特許文献１、２に従って電圧値を計算した場合、ＰＷＭパルス指令から相電圧波形を得る過程は上述同様であるが、特許文献１、２は、得られた相電圧波形に対し、キャリアの頂点間の区間において平均化処理を施している。さらに、得られた平均値波形に対し、キャリアの頂点毎のタイミングで座標変換を施すと、上述した平均値１に似た波形（以後「平均値２」とする）が得られるが、平均値１と平均値２の間には差が生じる結果となる。実際のインバータ出力電圧に近いのは、上述した平均値１と考えられるが、特許文献１、２に示される方法を用いると平均値２となり、推定電圧には誤差が生じることになる。この現象は、交流電力の周波数が高くなると、キャリアの頂点間の区間で交流電力の位相変化が顕著となり、電圧指令波形の変化が顕著となるために発生する。

このように、特許文献１、２に示される技術には、推定電圧誤差によって、例えばＡＣモータの位置・速度センサレス制御系では、位置または速度の推定精度が低下し制御系が不安定化する場合があるという課題があった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、インバータ出力電圧の推定精度の更なる向上を実現できる電力変換器の制御装置を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、複数の半導体スイッチング素子で構成された電力変換器に適用され、ＰＷＭ変調を用いて前記半導体スイッチング素子を制御する電力変換器の制御装置において、直流リンク部電圧を検出し直流リンク部電圧信号として出力する電圧検出器と、前記電力変換器から負荷に供給される電流を検出し電流信号として出力する電流検出器と、座標変換に用いる位相信号を出力する位相発生部と、前記電力変換器から前記負荷に印加される交流電圧を求めて推定電圧信号として出力する電圧推定部と、を備え、前記電圧推定部は、ＰＷＭパターン指令、前記直流リンク部電圧信号、および前記電流信号に基づいて前記電力変換器の交流側の端子電圧信号を求め、前記端子電圧信号を中性点を基準とした相電圧信号に変換し、前記相電圧信号を直交回転座標上の直交軸電圧信号と直交軸電圧指令との何れか一方に切り替え、切替られた信号または指令を所定の期間毎に平均化し前記推定電圧信号を出力すること、を特徴とする。

この発明によれば、スイッチングパターン指令とインバータ直流リンク部電圧とインバータ交流側検出電流からインバータ交流側の端子電圧を推定し、推定した端子電圧を直交回転座標上の信号に変換した後に平均化処理を行うようにしたので、平均値計算を行っても位相遅れの影響を受け難くなり、電力変換器の交流電力の周波数が高くなった場合でもインバータ出力電圧の推定精度の更なる向上を実現できるという効果を奏する。

図１は、本発明の実施の形態１にかかる電力変換器の制御装置の構成図である。 図２は、従来技術によって推定された出力電圧に誤差が生じている状態を示す図である。 図３は、本発明の実施の形態２にかかる電力変換器の制御装置の構成図である。 図４は、本発明の実施の形態３にかかる電力変換器の制御装置の構成図である。 図５は、位相処理部の動作を説明するための図である。 図６は、本発明の実施の形態４にかかる電力変換器の制御装置の構成図である。 図７は、本発明の実施の形態５にかかる電力変換器の制御装置の構成図である。 図８は、本発明の実施の形態６にかかる電力変換器の制御装置の構成図である。 図９は、本発明の実施の形態７にかかる電力変換器の制御装置の構成図である。 図１０は、本発明の実施の形態８にかかる電力変換器の制御装置の構成図である。

以下に、本発明にかかる電力変換器の制御装置の実施の形態を図面に基づき詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
（電力変換器の制御装置）
図１は、本発明の実施の形態１にかかる電力変換器の制御装置の構成図であり、図２は、従来技術によって推定された出力電圧に誤差が生じている状態を示す図である。以後、電力変換器であるインバータ５０は、直流電源４０から出力される直流電力を交流電力に変換する２レベルインバータとして説明する。同様に、インバータ５０の交流側は、３相として説明する。なお、本発明は３相２レベルインバータ以外のインバータにも適用可能であり、各実施の形態においても同様である。

図１において、電力変換器の制御装置は、主たる構成として、電圧指令発生部１、座標変換部３、位相発生部５、キャリア発生部７、ＰＷＭパターン発生部９、直流リンク部電圧検出器（以下単に「電圧検出器」と称する）１１、多相交流電流検出器（以下単に「電流検出器」と称する）１３、および電圧推定部（以下単に「推定部」と称する）１５を有して構成されている。

電圧指令発生部１は、直交回転座標上における電圧指令である直交軸電圧指令２を発生する。直交軸電圧指令２は、座標変換部３によって静止座標上の多相交流電圧指令４に変換される。座標変換処理に用いる位相信号６は、位相発生部５より出力され、キャリア発生部７から出力されるキャリア信号８は、多相交流電圧指令４と共にＰＷＭパターン発生部９に入力される。

ＰＷＭパターン発生部９は、パルス幅変調を行い、さらにインバータ５０の短絡保護防止措置、すなわちデッドタイムの挿入を行い、スイッチングパターン指令（以下単に「パターン指令」と称する）１０として出力する。インバータ５０は、パターン指令１０に従い各半導体スイッチ素子をオン・オフし電力変換する。

（電圧推定部）
次に、推定部１５の構成と動作を説明する。電圧推定部１５は、主たる構成として、端子電圧推定部１５ａ、相電圧換算部１５ｃ、座標変換部１５ｅ、および平均値演算部１５ｇを有して構成されている。

端子電圧推定部１５ａは、インバータ５０の電圧検出器１１から出力される直流リンク部電圧信号１２（以下単に「電圧信号１２」と称する）と、電流検出器１３から出力される多相交流検出電流信号（以下単に「検出電流信号」と称する）１４と、パターン指令１０を入力として、インバータ５０の交流側端子電圧を推定する。具体的には、端子電圧推定部１５ａは、入力された各信号に基づき表１を参照して電圧値を決定し、さらに、表１を参照して得られた電圧値に対し、順電圧降下などの半導体スイッチ素子の特性を考慮した補償を行い、推定端子電圧信号１５ｂとして出力する。

相電圧換算部１５ｃは、推定端子電圧信号１５ｂを入力して、中性点を基準とした推定相電圧信号１５ｄを出力する。例えば、３相２レベルインバータの場合、（１）式〜（３）式により計算ができる。

座標変換部１５ｅは、推定相電圧信号１５ｄを座標変換して、直交回転座標上の推定直交軸電圧信号１５ｆを出力する。平均値演算部１５ｇは、推定直交軸電圧信号１５ｆを、所定の期間毎に平均化処理して、推定電圧信号１６として出力する。この過程で、座標変換部１５ｅの座標変換処理により、交流信号が直交回転座標上の直流信号に変換され、平均値演算部１５ｇは、直交回転座標上の推定直交軸電圧信号１５ｆに対して平均化処理を施している。

以上に説明したように、本実施の形態にかかる電力変換器の制御装置は、検出電流信号１４と電圧信号１２とパターン指令１０とに基づき推定された交流信号である推定相電圧信号１５ｄを、直交回転座標上の信号である推定直交軸電圧信号１５ｆに変換した後に平均化処理を行うようにしたので、インバータ交流電力すなわち位相信号６の周波数上昇があっても、平均化処理に伴う位相遅れの影響を抑制でき、高精度の電圧推定が達成可能である。なお、背景技術にて説明したように、従来技術は、図２の（ｍ）、（ｎ）に示されるような推定電圧の「平均値２」を出力するため「平均値１」との間に誤差が生じるという問題があったが、本実施の形態にかかる電力変換器の制御装置によれば、このような問題を解決することが可能である。

なお、本実施の形態にかかる電力変換器の制御装置では、推定直交軸電圧信号１５ｆに対する処理を、所定の期間毎の平均化としたが、移動平均といったローパスフィルタ処理でもよいことは言うまでもない。

実施の形態２．
図３は、本発明の実施の形態２にかかる電力変換器の制御装置の構成図である。図３に示される推定部１５は、実施の形態１に示したものと同等である。以下、実施の形態１と同様の部分については、同じ符号を付してその説明を省略し、異なる部分についてのみ述べる。

実施の形態２にかかる電力変換器の制御装置は、キャリア信号８を平均値演算部１５ｇに入力する。平均値演算部１５ｇは、実施の形態１の説明と同様に、推定直交軸電圧信号１５ｆに対して平均化処理を実施する。このとき、平均値演算部１５ｇは、平均化の区間として、キャリア信号８を基準にとる。すなわち、キャリア信号８の頂点間の区間、またはその複数倍の区間に設定する。上記特許文献１にて説明されるように、パルス幅変調において頂点間の区間が、電圧を再現する最小の区間である。このため同区間を基準に平均化処理を行うことで、過渡的な電圧の変化にも比較的高速に追従することが可能となる。

以上に説明したように、本実施の形態にかかる電力変換器の制御装置は、平均値演算部１５ｇがキャリア信号８を基準として推定直交軸電圧信号１５ｆの平均化処理を実施するようにしたので、高精度の電圧推定ができるとともに、過渡的な電圧の変化に対して高速に追従することが可能となる。

実施の形態３．
図４は、本発明の実施の形態３にかかる電力変換器の制御装置の構成図であり、図５は、位相処理部１５ｍの動作を説明するための図である。以下、実施の形態１〜２と同様の部分については、同じ符号を付してその説明を省略し、異なる部分についてのみ述べる。実施の形態３では、実施の形態２と同様に、インバータ５０の交流側電圧信号を直交回転座標上で平均化した推定電圧信号１６を得る目的は同じであるが、実施の形態２とは異なる構成を用いる。

推定部１５は、位相記録タイミング発生部（以下単に「タイミング発生部」と称する）１５ｈと位相信号記録部（以下単に「記録部」と称する）１５ｊと周波数演算部１５ｎと位相処理部１５ｍから構成される。

タイミング発生部１５ｈは、パターン指令１０に基づき、パターンが反転する瞬間にタイミング信号１５ｉを発生する。ただしパターン指令１０には、デッドタイムが挿入されているので、検出電流信号１４の符号を確認しながらタイミングを発生する。

記録部１５ｊは、タイミング信号１５ｉに従い、座標変換用の位相信号６を記録する。また、記録部１５ｊは、キャリア信号８を入力してキャリアの頂点タイミングで位相信号６を記録する。３相インバータの場合、ＵＶＷ相のパターン指令１０の反転のタイミングとキャリア頂点のタイミングで合計４個（θｕ，θｖ，θｗ，θ）の位相信号６を記録することとなる。

記録部１５ｊにて記録された位相信号（「記録位相信号」と称する）１５ｋは、位相処理部１５ｍに入力され、位相処理部１５ｍは、記録位相信号１５ｋ、インバータ交流電力の周波数ω、およびキャリア信号８に基づいて、電圧信号１２を位相処理して推定電圧信号１６として出力する。以下、位相処理部１５ｍの処理に関して詳説する。

位相処理部１５ｍは、（４）式と（５）式を実行して電圧を推定する。（４）式と（５）式において、Ｖｄｃは電圧信号１２であり、ｆｃはキャリア周波数である。ωは、インバータ交流電力の周波数（単位［ｒａｄ］）であり、位相信号６から周波数演算部１５ｎによって出力される。なお、（４）式と（５）式において、座標変換の位相信号６に基づき、基準となるベクトル方向をｄ軸、ｄ軸に対し９０度位相が進んだ方向をｑ軸としている。

次に、（４）式と（５）式について図５を用いて説明する。説明のためデッドタイムはないものとし、３相２レベルインバータとする。電圧指令は、Ｕ相が最大でありＷ相が最小、キャリアの状態は右上りとする。対象となる区間の先頭位相をθとし、周波数はωとする。パルス幅変調の特性上、キャリアの頂点周辺では、αβ静止２相座標換算するとゼロ電圧である。また区間ｘでは（６）式および（７）式、区間ｙでは（８）式および（９）式に示す電圧となる。

次に、これらの電圧に対し座標変換を行う。位相は周波数ωで変化するので、座標変換の式は区間ｘでは（１０）式、区間ｙでは（１１）式となる。

キャリア頂点間の区間での平均値を求めることが目的であるので、積分をして平均値計算を行うと、（１２）式と（１３）式が得られ、これらを変形すると上述した（４）式と（５）式が得られる。

なお、ＵＶＷ相の電圧指令の大小関係が変化しても同様に（４）式と（５）式となる。ただしキャリアの状態が右下りでは、符号が反転し（１４）式と（１５）式となる。

以上に説明したように、本実施の形態で説明した電力変換器の制御装置における推定部１５は、端子電圧推定、相電圧換算、および平均化などの処理を、パターン指令１０のオン・オフのタイミングに対して、十分高速に実行する必要がある。推定電圧信号１６は、実施の形態２のものと同様だが、高速動作が必要な箇所は、比較的単純な処理を実施するタイミング発生部１５ｈと記録部１５ｊのみとなる。位相処理部１５ｍは、三角関数を用いた複雑な処理となるものの、キャリア頂点に同期したタイミングでの動作となり、高速動作が不要となる。この結果、比較的実装が容易となる。

実施の形態４．
図６は、本発明の実施の形態４にかかる電力変換器の制御装置の構成図である。図６に示される推定部１５は、実施の形態１に示したものと同等である。以下、実施の形態１〜３と同様の部分については、同じ符号を付してその説明を省略し、異なる部分についてのみ述べる。実施の形態４では、推定部１５において、切替部１５ｐを設け、推定直交軸電圧信号１５ｆと直交軸電圧指令２との何れか一方に切り替え、切替後の信号１５ｏを平均値演算部１５ｇに入力するようにしたものである。

切り替えの基準であるが、例えば、インバータ交流電力の周波数や直交軸電圧指令２の振幅の大きさが考えられる。切り替えの閾値は、インバータ５０に接続された負荷６０の種類や運転状況に応じて適切に設定する。

ＡＣモータの駆動など可変周波数の電力をインバータ５０より供給する場合、特定の周波数区間のみ直交軸電圧指令２を選択すると言った使用法が考えられる。一例として、インバータ５０の交流電力の周波数が低く、直交軸電圧指令２とインバータ交流側電圧との誤差が小さいような条件である。直交軸電圧指令２を切り替えて用いることにより、端子電圧推定部１５ａや相電圧換算部１５ｃや座標変換部１５ｅを停止させることができ、制御装置全体の消費電力低減を図ることができる。なお、本実施の形態では、切替部１５ｐを実施の形態１の推定部１５に適用する形態について説明したが、実施の形態２の推定部１５に適用することも可能である。

実施の形態５．
図７は、本発明の実施の形態５にかかる電力変換器の制御装置の構成図である。なお、実施の形態１〜４と同様の部分については、同じ符号を付してその説明を省略し、異なる部分についてのみ述べる。実施の形態５は、推定部１５を、インバータ５０の交流側の実検出電圧信号の補償に応用したものである。

図７には、電圧補償部１８および電圧検出器１７が示されている。電圧検出器１７は、インバータ出力電圧を検出し、インバータ直流リンク部のＮ側電位（低電圧側）に対する端子電圧を検出して、端子電圧信号１８ａとして出力する。

電圧補償部１８では、この端子電圧信号１８ａに対し、中性点を基準とした相電圧信号１８ｂへの換算を行い、座標変換部１５ｅは、推定相電圧信号１８ｂを座標変換して、直交回転座標上の推定直交軸電圧信号１８ｃを出力する。平均値演算部１５ｇは、推定直交軸電圧信号１８ｃを平均化処理して補正電圧信号１９として出力する。

通常、電圧検出器１７は、ＰＷＭによる高調波成分を除去するため後段にローパスフィルタ等を組み合わせて使用される場合が多い。しかしながら、インバータ交流電力の周波数が高くなりローパスフィルタの遮断周波数に近接すると、ローパスフィルタの影響で検出信号に位相遅れが生じる。

一方、ローパスフィルタの遮断周波数を上げると、ＰＷＭによる高調波成分が除去しきれないといった問題があった。このように、位相遅れの防止と高調波成分の除去とはトレードオフの関係であり、両立することが困難であった。

実施の形態５にかかる電力変換器の制御装置は、電圧補償部１８を用いることで平均化処理によりＰＷＭ成分が除去され、かつ位相遅れを抑制した高精度のインバータ出力電圧情報を得ることが可能となる。なお、図７ではＮ側電位を基準に電圧を検出するものとしたが、端子電圧と線間電圧は、ゼロ電圧を除いて一対一の対応が取れるため、線間電圧を検出する場合でも端子電圧に換算する処理を挿入すれば、同じ結果が得られることは言うまでも無い。また、実施の形態２に示したようにキャリア信号８を基準とした平均化処理を実施してもよい。

実施の形態６．
図８は、本発明の実施の形態６にかかる電力変換器の制御装置の構成図である。図８に示される推定部１５は、実施の形態１に示したものと同等である。以下、実施の形態１〜５と同様の部分については、同じ符号を付してその説明を省略し、異なる部分についてのみ述べる。実施の形態６は、本発明による推定部１５を、ＡＣモータ６１の位置・速度センサレス制御システムに応用した場合の構成である。

電圧推定部１５は、キャリア信号８、検出電流信号１４、パターン指令１０、および電圧信号１２を入力として、推定電圧信号１６を出力する。検出電流信号１４は、座標変換部２０により、直交回転座標上の直交軸検出電流信号２１に変換される。位相推定部２２は、直交軸検出電流信号２１と推定電圧信号１６を入力して、推定位相信号２３を出力する。推定位相信号２３は、推定部１５に入力されインバータ５０の交流側電圧推定に用いられる他、座標変換部３と２０に入力され座標変換に用いられる。

以上に説明したように、本発明をＡＣモータ６１の位置・速度センサレス制御システムに応用すると、ＡＣモータ６１の高速運転時すなわちインバータ交流電力の周波数上昇時でも、高精度の推定電圧を得ることができ、位相推定部２２においても高精度の位相推定が達成される。この結果、ＡＣモータ６１が高速運転時でも安定した制御動作が実現できる。

実施の形態７．
図９は、本発明の実施の形態７にかかる電力変換器の制御装置の構成図である。図９に示される推定部１５は、実施の形態１に示したものと同等である。以下、実施の形態１〜６と同様の部分については、同じ符号を付してその説明を省略し、異なる部分についてのみ述べる。実施の形態７は、本発明による推定部１５をＡＣモータ６１のトルク制御システムに応用した場合の構成である。

推定部１５は、キャリア信号８、検出電流信号１４、パターン指令１０、電圧信号１２を入力として推定電圧信号１６を出力する。検出電流信号１４は、座標変換部２０により、直交回転座標上の直交軸検出電流信号２１に変換され、電流制御部３４に入力される。電流制御部３４は、トルク電流指令２９と励磁電流指令３３を入力し、直交軸検出電流信号２１と一致するように制御演算処理を行い、直交軸電圧指令２を出力する。

磁束指令発生部３０は、磁束指令３１を発生する。磁束制御部３２は、磁束指令３１と推定磁束２５を入力し、両者が一致するよう制御演算処理を行って励磁電流指令３３を出力する。トルク指令発生部２６は、トルク指令２７を出力する。トルク電流指令発生部２８は、トルク指令２７と磁束指令３１からトルク電流指令２９を求め出力する。

ＡＣモータ６１のトルク制御システムでは、トルク電流成分とモータ磁束を独立して制御することにより、高精度なトルク制御を達成する。ＡＣモータ６１の磁束は、推定処理にて求めるが、ＡＣモータ６１に入力される電圧情報を必要とし、電圧情報の精度が高いほど高精度な磁束推定が達成される。すなわち、磁束推定に用いる電圧情報の精度が高いほど、トルク制御精度も向上する。

以上に説明したように、本実施の形態にかかる電力変換器の制御装置では、推定部１５から出力された推定電圧信号１６を磁束推定部２４に用いるため、高精度な磁束推定およびトルク制御を達成可能となる。

実施の形態８．
図１０は、本発明の実施の形態８にかかる電力変換器の制御装置の構成図である。図１０に示される推定部１５は、実施の形態１に示したものと同等である。以下、実施の形態１〜７と同様の部分については、同じ符号を付してその説明を省略し、異なる部分についてのみ述べる。実施の形態８は、本発明による推定部１５を、負荷６０の電気的定数（パラメータ）の測定システムに応用した場合の構成図である。

測定用電圧指令発生部３５は、パラメータ測定に適した電圧（測定用電圧指令３７）を発生する測定用電圧指令発生部である。負荷パラメータ測定器３６は、推定部１５から出力される推定電圧信号１６と直交軸電流信号２１を入力して、負荷パラメータの測定を行う。

抵抗値やインダクタンス値といった電力負荷のパラメータは、負荷６０に入力される電圧と負荷６０に流れる電流の間の特性から導出される。正確な電圧情報と電流情報を用いることで、高精度なパラメータ測定が達成できる。

以上に説明したように、本実施の形態にかかる電力変換器の制御装置では、推定部１５から出力された推定電圧信号１６を用いて、負荷パラメータ測定器３６を動作させるので、高精度なパラメータ測定が達成可能となる。

以上のように、本発明に係る電力変換器の制御装置は、パルス幅変調を用いて制御されるインバータに適用可能であり、特に、電力変換器の交流電力の周波数が高くなっても、インバータ出力電圧の推定精度を向上できる発明として有用である。

１ 電圧指令発生部
２ 直交軸電圧指令
３，１５ｅ，２０ 座標変換部
４ 多相交流電圧指令
５ 位相発生部
６ 位相信号
７ キャリア発生部
８ キャリア信号
９ ＰＷＭパターン発生部
１０ スイッチングパターン指令（ＰＷＭパターン指令）
１１ 直流リンク部電圧検出器
１２ 直流リンク部検出電圧信号
１３ 電流検出器
１４ 多相交流検出電流信号
１５ 電圧推定部
１５ａ 端子電圧推定部
１５ｂ 推定端子電圧信号
１５ｃ 相電圧換算部
１５ｄ 推定相電圧信号
１５ｆ 推定直交軸電圧信号
１５ｇ 平均値演算部
１５ｈ 位相記録タイミング発生部
１５ｉ タイミング信号
１５ｊ 位相信号記録部
１５ｋ 記録位相信号
１５ｍ 位相処理部
１５ｎ 周波数演算部
１５ｏ 切替後の信号
１５ｐ 切替部
１６ 推定電圧信号
１７ 電圧検出器
１８ 電圧補償部
１８ａ 端子電圧信号
１８ｂ 相電圧信号
１８ｃ 直交軸電圧信号
１９ 補償電圧信号
２１ 直交軸検出電流信号
２２ 位相推定部
２３ 推定位相信号
２４ 磁束推定部
２５ 推定磁束
２６ トルク指令発生部
２７ トルク指令
２８ トルク電流指令発生部
２９ トルク電流指令
３０ 磁束指令発生部
３１ 磁束指令
３２ 磁束制御部
３３ 励磁電流指令
３４ 電流制御部
３５ 測定用電圧指令発生部
３６ 負荷パラメータ測定器
３７ 測定用電圧指令
４０ 直流電源
５０ インバータ
６０ 負荷
６１ ＡＣモータ

Claims (7)

1. 複数の半導体スイッチング素子で構成された電力変換器に適用され、ＰＷＭ変調を用いて前記半導体スイッチング素子を制御する電力変換器の制御装置において、
   直流リンク部電圧を検出し直流リンク部電圧信号として出力する電圧検出器と、
   前記電力変換器から負荷に供給される電流を検出し電流信号として出力する電流検出器と、
   座標変換に用いる位相信号を出力する位相発生部と、
   前記電力変換器から前記負荷に印加される交流電圧を求めて推定電圧信号として出力する電圧推定部と、
   を備え、
   前記電圧推定部は、
   ＰＷＭパターン指令、前記直流リンク部電圧信号、および前記電流信号に基づいて前記電力変換器の交流側の端子電圧信号を求め、前記端子電圧信号を中性点を基準とした相電圧信号に変換し、前記相電圧信号を直交回転座標上の直交軸電圧信号と直交軸電圧指令との何れか一方に切り替え、切替られた信号または指令を所定の期間毎に平均化し前記推定電圧信号を出力すること、
   を特徴とする電力変換器の制御装置。
2. 複数の半導体スイッチング素子で構成された電力変換器に適用され、ＰＷＭ変調を用いて前記半導体スイッチング素子を制御する電力変換器の制御装置において、
   直流リンク部電圧を検出し直流リンク部電圧信号として出力する電圧検出器と、
   前記電力変換器から負荷に供給される電流を検出し電流信号として出力する電流検出器と、
   座標変換に用いる位相信号を出力する位相発生部と、
   前記電力変換器から前記負荷に印加される交流電圧を求めて推定電圧信号として出力する電圧推定部と、
   を備え、
   前記電圧推定部は、
   ＰＷＭパターン指令、前記直流リンク部電圧信号、および前記電流信号に基づいて前記電力変換器の交流側の端子電圧信号を推定する端子電圧推定部と、
   前記端子電圧信号を中性点を基準とした相電圧信号に換算する相電圧換算部と、
   前記相電圧信号を直交回転座標上の直交軸電圧信号に変換する座標変換部と、
   前記直交軸電圧信号と直交軸電圧指令との何れか一方に切り替える切替部と、
   前記切替部から出力された信号または指令を所定の期間毎に平均化し前記推定電圧信号を出力する平均値演算部と、
   を有すること、
   を特徴とする電力変換器の制御装置。
3. 直交軸電圧指令を出力する電圧指令発生部と、
   前記ＰＷＭ変調に用いるキャリア信号を出力するキャリア発生部と、
   を備え、
   前記電圧推定部は、
   前記所定の期間として前記キャリア信号の頂点間の区間、またはその複数個の区間を使用し、前記直交軸電圧信号または前記直交軸電圧指令を平均化し前記推定電圧信号を出力すること、
   を特徴とする請求項１または２に記載の電力変換器の制御装置。
4. 複数の半導体スイッチング素子で構成された電力変換器に適用され、ＰＷＭ変調を用いて前記半導体スイッチング素子を制御する電力変換器の制御装置において、
   直流リンク部電圧を検出し直流リンク部電圧信号として出力する電圧検出器と、
   前記電力変換器から負荷に供給される電流を検出し電流信号として出力する電流検出器と、
   座標変換に用いる位相信号を出力する位相発生部と、
   前記ＰＷＭ変調に用いるキャリア信号を出力するキャリア発生部と、
   前記電力変換器から前記負荷に印加される交流電圧を求めて推定電圧信号として出力する電圧推定部と、
   を備え、
   前記電圧推定部は、
   ＰＷＭパターン指令および前記電流信号に基づいて、前記位相信号を記録するためのタイミング信号を出力する位相記録タイミング発生部と、
   前記タイミング信号に従い前記位相信号を記録し、または、前記キャリア信号の頂点間隔で前記位相信号を記録する位相信号記録部と、
   前記位相信号記録部からの記録位相信号に基づき、前記交流電圧の周波数を演算する周波数演算部と、
   前記記録位相信号、前記交流電圧の周波数、および前記キャリア信号に基づいて、前記直流リンク部電圧信号を位相処理し、前記推定電圧信号として出力する位相処理部と、
   を有すること、
   を特徴とする電力変換器の制御装置。
5. 複数の半導体スイッチング素子で構成された電力変換器に適用され、ＰＷＭ変調を用いて前記半導体スイッチング素子を制御する電力変換器の制御装置において、
   前記ＰＷＭ変調に用いるキャリア信号を出力するキャリア発生部と、
   直交軸電圧指令を出力する電圧指令発生部と、
   直流リンク部電圧を検出し直流リンク部電圧信号として出力する電圧検出器と、
   前記電力変換器から負荷に供給される電流を検出し電流信号として出力する電流検出器と、
   前記電力変換器から前記負荷に印加される交流電圧を求めて推定電圧信号として出力する電圧推定部と、
   直交軸検出電流信号および前記推定電圧信号に基づいて、座標変換に用いる位相信号を推定し、推定位相信号として出力する位相推定部と、
   を備え、
   前記電圧推定部は、
   ＰＷＭパターン指令、前記直流リンク部電圧信号、前記電流信号、前記キャリア信号、前記直交軸電圧指令、および前記推定位相信号に基づいて、前記電力変換器の交流側の端子電圧信号を求め、前記端子電圧信号を中性点を基準とした相電圧信号に変換し、前記相電圧信号を直交回転座標上の直交軸電圧信号に変換し、前記直交軸電圧信号を所定の期間毎に平均化し前記推定電圧信号を出力すること、
   を特徴とする電力変換器の制御装置。
6. 複数の半導体スイッチング素子で構成された電力変換器に適用され、ＰＷＭ変調を用いて前記半導体スイッチング素子を制御する電力変換器の制御装置において、
   前記ＰＷＭ変調に用いるキャリア信号を出力するキャリア発生部と、
   直流リンク部電圧を検出し直流リンク部電圧信号として出力する電圧検出器と、
   前記電力変換器から負荷に供給される電流を検出し電流信号として出力する電流検出器と、
   座標変換に用いる位相信号を出力する位相発生部と、
   前記電力変換器から前記負荷に印加される交流電圧を求めて推定電圧信号として出力する電圧推定部と、
   直交軸検出電流信号および前記推定電圧信号に基づいて、前記電力変換器に接続された電動機の磁束を推定し、推定磁束として出力する磁束推定部と、
   トルク指令および磁束指令に基づいてトルク電流指令を出力するトルク電流指令発生部と、
   前記磁束指令および前記推定磁束に基づいて励磁電流指令を出力する磁束制御部と、
   前記トルク電流指令および前記励磁電流指令に基づき直交軸電圧指令を出力する電流制御部と、
   を備え、
   前記電圧推定部は、
   ＰＷＭパターン指令、前記直流リンク部電圧信号、前記電流信号、前記キャリア信号、前記直交軸電圧指令、および前記位相信号に基づいて、前記電力変換器の交流側の端子電圧信号を求め、前記端子電圧信号を中性点を基準とした相電圧信号に変換し、前記相電圧信号を直交回転座標上の直交軸電圧信号に変換し、前記直交軸電圧信号を所定の期間毎に平均化し前記推定電圧信号を出力すること、
   を特徴とする電力変換器の制御装置。
7. 複数の半導体スイッチング素子で構成された電力変換器に適用され、ＰＷＭ変調を用いて前記半導体スイッチング素子を制御する電力変換器の制御装置において、
   座標変換に用いる位相信号を出力する位相発生部と、
   直流リンク部電圧を検出し直流リンク部電圧信号として出力する電圧検出器と、
   前記電力変換器から負荷に供給される電流を検出し電流信号として出力する電流検出器と、
   前記ＰＷＭ変調に用いるキャリア信号を出力するキャリア発生部と、
   前記電力変換器から前記負荷に印加される交流電圧を求めて推定電圧信号として出力する電圧推定部と、
   直交軸検出電流信号および前記推定電圧信号に基づいて、前記電力変換器に接続された負荷の電気的定数を演算する負荷パラメータ測定器と、
   測定用電圧指令を出力する測定用電圧指令発生部と、
   を備え、
   前記電圧推定部は、
   ＰＷＭパターン指令、前記直流リンク部電圧信号、前記電流信号、前記キャリア信号、前記測定用電圧指令、および前記位相信号に基づいて、前記電力変換器の交流側の端子電圧信号を求め、前記端子電圧信号を中性点を基準とした相電圧信号に変換し、前記相電圧信号を直交回転座標上の直交軸電圧信号に変換し、前記直交軸電圧信号を所定の期間毎に平均化し前記推定電圧信号を出力すること、
   を特徴とする電力変換器の制御装置。

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