JP4725694B2 - Ｐｗｍ電力変換器の制御装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明はＰＷＭ（パルス幅変調）制御される電源側レッグ及びインバータ側レッグを備え、インバータ側レッグの零相電圧を制御することによりインバータ側レッグを前記電源側レッグと共に単相コンバータの一方の上下アームを構成する仮想レッグとして動作させて交流出力端子に接続された多相交流電動機等の多相交流負荷の中性点電流を制御するようにした、ＰＷＭ電力変換器の制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
この種の従来技術を、多相交流負荷の中でも一般に使用されている三相交流電動機を三相ＰＷＭインバータにより駆動する場合を例に挙げて説明する。
図１０は、三相交流電動機５００の固定子巻線の中性点を単相交流電源１００の一端に接続し、電源電流を制御すると同時に三相インバータの零相電圧により三相交流電動機５００の中性点電流を制御するようにしたＰＷＭ電力変換器の例である。
【０００３】
図１０において、２００は電源側レッグ、３００はインバータ側レッグ、４００は平滑コンデンサであり、２０１，２０２，３０１〜３０６は逆並列ダイオードを備えたＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）等の半導体スイッチング素子である。また、電源側レッグ２００及びインバータ側レッグ３００は何れもＰＷＭ制御によりスイッチング動作する。
【０００４】
この回路の動作は、「零相電力を利用した新型単相―三相変換回路」（平成９年電気学会産業応用部門全国大会５３）や、特開平１０−３３７０４７号公報に記載された「多相出力電力変換回路」の図２等により公知であり、以下にその概要を述べる。
【０００５】
上記「零相電力を利用した新型単相―三相変換回路」（平成９年電気学会産業応用部門全国大会５３）に記載されているように、図１０の回路において、インバータ側レッグ３００を電源側レッグ２００と同様な構成の上下アームからなる一つの仮想レッグとして動作させれば、この仮想レッグ及び電源側レッグ２００により単相コンバータが構成される。
また、インバータ側レッグを三相インバータとして動作させれば、図１０の回路全体は、図１１に示すごとくコンバータ及びインバータ６００（上述の如く電源側レッグ２００及びインバータ側レッグ３００の機能による。なお、図１０の平滑コンデンサ４００を含むものとする。）と、電動機５００と、単相交流電源１００との直列回路によって表すことができる。
【０００６】
図１０，図１１のような構成では、電源側レッグ２００が一方の上下アームを構成する単相コンバータの他方の上下アームを、インバータ側レッグ３００による仮想レッグによって代用できるので、半導体スイッチング素子及びダイオードの数や導通損失を減らすことができると共に、単相コンバータの入力側に必要とされる入力リアクトルを電動機５００の漏れインダクタンスで代用可能であり、電力変換器全体を大幅に小型化することができる。
【０００７】
ここで、三相ＰＷＭインバータにおける直流リンク電圧ｅｄｃの中点電位（１／２の電位）を基準とし、各相の電圧指令値をｖｕ ＊，ｖｖ ＊，ｖｗ ＊とすると、負荷（電動機５００）の中性点電位ｖｏは数式１のようになる。
【０００８】
【数１】
ｖｏ＝（ｖｕ ＊＋ｖｖ ＊＋ｖｗ ＊）／３
【０００９】
また、電動機５００はインバータの線間電圧によって制御されるから、各相出力電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗに零相電圧を重畳してもこの零相電圧は線間電圧に現れず、電動機駆動には影響しない。いま、各相の出力相電圧にｖｏだけ零相電圧を重畳したとすると、中性点電位もｖｏとなる。すなわち、交流電源１００の一端と負荷である電動機５００とを電力変換器を介することなく接続し、電動機５００の中性点電位を制御して中性点電流を制御すれば、電力変換器を介さずに交流電源１００と電動機５００との間で電力を授受することができる。
【００１０】
この場合、電動機５００の各相に流れる電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは、交流電源１００による入力電流をｉｓ、電動機５００の線間を流れる電流をｉａ，ｉｂ，ｉｃとすると、数式２によって表すことができ、交流電源１００は、電動機５００から見ると零相成分となるように接続されている。
【００１１】
【数２】
ｉｕ＝ｉａ−ｉｓ／３，
ｉｖ＝ｉｂ−ｉｓ／３，
ｉｗ＝ｉｃ−ｉｓ／３
【００１２】
ここで、三相インバータの出力電圧がゼロになる（このときの出力電圧ベクトルを零電圧ベクトルという）スイッチングパターンが２つ（上側アームの半導体スイッチング素子がすべてオン、または、下側アームの半導体スイッチング素子がすべてオン）存在するが、それぞれ負荷中性点の電位が異なる。この中性点電位ｖ０は、インバータの直流電圧ｅｄｃの中点電位（１／２の電位）を基準とすると、以下の数式３のようになる。
【００１３】
【数３】
ｖ０＝（１／２）ｅｄｃ ：上側アームの半導体スイッチング素子がすべてオン
ｖ０＝（−１／２）ｅｄｃ ：下側アームの半導体スイッチング素子がすべてオン
【００１４】
つまり、これら二つの零電圧ベクトルを使い分けることによって電動機５００の中性点電位ｖ０、ひいては中性点電流を制御することができる。
すなわち、電動機５００の中性点電位は、インバータ側レッグ３００を構成する３つのレッグにより零相電圧を指令値とするあたかも１つのレッグ（仮想レッグ）として制御することができる。
【００１５】
図１０に示した回路の正相分等価回路は図１２のようになり、電動機５００の駆動に関しては従来と同様の三相インバータとして動作し、インバータの出力線間電圧及び線間を流れる電流による電力の制御によりインバータと電動機５００との間で電力を授受する。
一方、零相分等価回路は図１３のようになり、インバータ側レッグ３００は零電圧ベクトルの比でスイッチング動作する一つの仮想レッグ３００Ａとみなすことができる。この仮想レッグ３００Ａにより零相電圧を制御することで、電源側レッグ２００と共にフルブリッジ形の単相コンバータ（正弦波整流回路）が構成される。
【００１６】
なお、電動機のトルクは磁束とトルク分電流の積で表される。磁束は電圧の積分によって生じるが、電動機の３相巻線が対称に巻かれていれば各相の巻線により発生する零相電圧による磁束はキャンセルされ、零相電圧に起因する磁束は発生しない。従って、零相電圧に起因する磁束が発生しなければ、零相電流によるトルクは発生しない。
【００１７】
図１４は、図１０の回路の制御ブロック図である。
図１４において、インバータの電圧指令値ｖａ ＊，ｖｂ ＊，ｖｃ ＊に零相電圧指令値ｖｏ ＊をそれぞれ重畳し、その結果をコンパレータ７０３〜７０５により三角波と比較する。そして、これらのコンパレータ７０３〜７０５の出力信号と各反転信号とをインバータ側レッグ３００の半導体スイッチング素子３０１〜３０６に対する駆動信号として出力する。
【００１８】
電源側レッグ２００については、直流リンク電圧指令値ｅｄｃ ＊と検出した直流リンク電圧ｅｄｃとの偏差をＡＶＲ（自動電圧調節器）７０１に入力する。このＡＶＲ７０１の出力と交流電源電圧に同期した正弦波とを乗じ、入力電流指令値ｉｏ ＊を得る。この入力電流指令値ｉｏ ＊と実際の入力電流ｉｏとの偏差をＡＣＲ（自動電流調節器）７０２に入力し、単相コンバータの電圧指令値を得る。この電圧指令値をコンパレータ７０６により三角波と比較し、その出力信号と反転信号を電源側レッグ２００の半導体スイッチング素子２０１，２０２に対する駆動信号として出力する。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】
図１０のように、多相交流負荷としての三相交流電動機５００の中性点を交流電源１００の一端に接続し、多相インバータの零相電圧により電動機５００の中性点電流を制御する電力変換器では、電源側レッグ２００の中点（半導体スイッチング素子２０１，２０２の相互接続点）とインバータ側レッグ３００のある相の中点との間で、電動機５００の相電圧（インバータの出力相電圧）と電源電圧との和の電圧を出力する必要がある。従って、三相インバータの直流リンク電圧ｅｄｃとしては、インバータの出力相電圧と電源電圧との和以上の電圧が必要となる。
【００２０】
周知のように、インバータでは直流リンク電圧を高くすると半導体スイッチング素子のスイッチング損失を増加させ、電力変換効率の低下を招くという問題がある。
そこで本発明は、ＰＷＭ電力変換器の直流リンク電圧を極力小さくして電力変換効率を高めることができるＰＷＭ電力変換器の制御装置を提供しようとするものである。
【００２１】
【課題を解決するための手段】
まず、図６はＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子におけるスイッチング損失を説明するための電流、電圧の概略的な波形図である。
スイッチング損失は、スイッチング素子のコレクタ−エミッタ間電圧ｖｃｅとコレクタ電流ｉｃとの積である。例えば、スイッチング素子のターンオフ時のコレクタ−エミッタ間電圧ｖｃｅとコレクタ電流ｉｃとを数式４により近似する。
【００２２】
【数４】
ｖｃｅ＝（ｅｄｃ／Ｔｏｆｆ）ｔ
ｉｃ＝ｉ０−（ｉ０／Ｔｏｆｆ）ｔ
【００２３】
なお、数式４において、ｅｄｃ：直流リンク電圧、Ｔｏｆｆ：ターンオフ時間、ｉ０：スイッチオン時のコレクタ電流、ｔ：スイッチオフからの経過時間である。
数式４から、スイッチング損失Ｗは、数式５によって表される。
【００２４】
【数５】
【００２５】
ターンオン時についてもまったく同様であり、スイッチング時間（ターンオフ時間、ターンオン時間）を一定とすれば、スイッチング損失Ｗは直流リンク電圧ｅｄｃに比例する。従って、電力変換器の直流リンク電圧ｅｄｃを小さくすれば、スイッチング損失Ｗを低減することができる。
前述のように、直流リンク電圧ｅｄｃとして最低限必要な電圧は、インバータの出力相電圧と電源電圧との和であるから、インバータの出力電圧相当値（出力線間電圧指令値や出力線間電圧検出値）または電源電圧の大きさに応じて直流電圧を変化させても良いことになる。つまり、インバータの出力相電圧と電源電圧との和が小さいときには直流リンク電圧を小さくしても差し支えなく、これによりスイッチング損失Ｗを低減して電力変換器の高効率化を図ることができる。
【００２６】
そこで、請求項１記載の発明は、半導体スイッチング素子相互の直列接続点が電源の一端に接続されてＰＷＭ制御される電源側レッグと、この電源側レッグの両端に平滑コンデンサを介して接続され、かつＰＷＭ制御されて多相インバータとして動作するインバータ側レッグとを備え、前記インバータ側レッグの交流出力端子に接続された多相交流負荷の中性点が前記電源の他端に接続されると共に、前記インバータ側レッグが前記電源側レッグと共に単相コンバータを構成するように前記インバータ側レッグを仮想レッグとして動作させることにより前記中性点の電流を制御するようにしたＰＷＭ電力変換器において、前記平滑コンデンサ両端の直流リンク電圧を、前記多相インバータの出力電圧相当値（出力線間電圧指令値や出力線間電圧検出値）に応じて変化させると共に、前記電源側レッグの電圧指令値を得るための電流調節手段の出力を前記直流リンク電圧にて除算し、かつ、前記インバータ側レッグの各相電圧指令値を前記直流リンク電圧にて除算するものである。
【００２７】
請求項２記載の発明は、半導体スイッチング素子相互の直列接続点が電源の一端に接続されてＰＷＭ制御される電源側レッグと、この電源側レッグの両端に平滑コンデンサを介して接続され、かつＰＷＭ制御されて多相インバータとして動作するインバータ側レッグとを備え、前記インバータ側レッグの交流出力端子に接続された多相交流負荷の中性点が前記電源の他端に接続されると共に、前記インバータ側レッグが前記電源側レッグと共に単相コンバータを構成するように前記インバータ側レッグを仮想レッグとして動作させることにより前記中性点の電流を制御するようにしたＰＷＭ電力変換器において、前記平滑コンデンサ両端の直流リンク電圧を、前記電源の電圧に応じて変化させると共に、前記電源側レッグの電圧指令値を得るための電流調節手段の出力を前記直流リンク電圧にて除算し、かつ、前記インバータ側レッグの各相電圧指令値を前記直流リンク電圧にて除算するものである。
【００２８】
請求項３記載の発明は、半導体スイッチング素子相互の直列接続点が電源の一端に接続されてＰＷＭ制御される電源側レッグと、この電源側レッグの両端に平滑コンデンサを介して接続され、かつＰＷＭ制御されて多相インバータとして動作するインバータ側レッグとを備え、前記インバータ側レッグの交流出力端子に接続された多相交流負荷の中性点が前記電源の他端に接続されると共に、前記インバータ側レッグが前記電源側レッグと共に単相コンバータを構成するように前記インバータ側レッグを仮想レッグとして動作させることにより前記中性点の電流を制御するようにしたＰＷＭ電力変換器において、前記平滑コンデンサ両端の直流リンク電圧を、前記多相インバータの出力電圧相当値と前記電源の電圧との和に応じて変化させると共に、前記電源側レッグの電圧指令値を得るための電流調節手段の出力を前記直流リンク電圧にて除算し、かつ、前記インバータ側レッグの各相電圧指令値を前記直流リンク電圧にて除算するものである。
【００２９】
請求項４記載の発明は、半導体スイッチング素子相互の直列接続点が電源の一端に接続されてＰＷＭ制御される電源側レッグと、この電源側レッグの両端に平滑コンデンサを介して接続され、かつＰＷＭ制御されて多相インバータとして動作するインバータ側レッグとを備え、前記インバータ側レッグの交流出力端子に接続された多相交流電動機の中性点が前記電源の他端に接続されると共に、前記インバータ側レッグが前記電源側レッグと共に単相コンバータを構成するように前記インバータ側レッグを仮想レッグとして動作させることにより前記中性点の電流を制御するようにしたＰＷＭ電力変換器において、前記平滑コンデンサ両端の直流リンク電圧を、前記多相交流電動機の速度指令相当値に応じて変化させると共に、前記電源側レッグの電圧指令値を得るための電流調節手段の出力を前記直流リンク電圧にて除算し、かつ、前記インバータ側レッグの各相電圧指令値を前記直流リンク電圧にて除算するものである。
【００３０】
【発明の実施の形態】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は請求項１に記載した発明の実施形態であり、本実施形態を含む下記のすべての実施形態は図１０のＰＷＭ電力変換器を対象とした制御装置のブロック図である。
まず、図１の実施形態では、ＰＷＭインバータの出力電圧指令値（出力線間電圧指令値）ｖｉｎｖ ＊に応じて直流リンク電圧ｅｄｃを制御する。なお、後述するように、制御される直流リンク電圧ｅｄｃは電源電圧相当分（√２ｖｓｒｍｓ）以上の値である。
【００３１】
図１において、１は直流リンク電圧指令値演算手段であり、インバータの出力電圧指令値ｖｉｎｖ ＊から直流リンク電圧指令値ｅｄｃ ＊を演算して出力する。
ここで、図７は本実施形態におけるインバータの出力電圧指令値ｖｉｎｖ ＊と直流リンク電圧ｅｄｃとの関係を示す図である。前述のように、図１０に示した回路において最低限必要な直流リンク電圧ｅｄｃは、インバータの出力電圧実効値をｖｉｎｖｒｍｓ、電源電圧実効値をｖｓｒｍｓとすれば、以下の数式６によって表される。なお、数式６及び図７から明らかなように、インバータの出力電圧がゼロの場合でも、電源電圧相当分（√２ｖｓｒｍｓ）の直流リンク電圧は必要である。従って、直流リンク電圧指令値演算手段１では、この電源電圧相当分（√２ｖｓｒｍｓ）の値をメモリに予め記憶しており、この値以上の直流リンク電圧指令値ｅｄｃ ＊をｖｉｎｖｒｍｓ ＊に応じて演算し出力することになる。
【００３２】
【数６】
ｅｄｃ＝√２（ｖｓｒｍｓ＋ｖｉｎｖｒｍｓ／√３）
【００３３】
数式６により演算された直流リンク電圧指令値ｅｄｃ ＊と実際の直流リンク電圧ｅｄｃとの偏差が加算手段２により算出され、ＡＶＲ（自動電圧調節器）３により入力電流振幅指令値ｉｓ ＊が生成される。
【００３４】
一方、単相交流電源１００の電源電圧ｖｓは位相検出手段９に入力されており、この手段９により検出された電源電圧位相θｓを基準とする正弦波がｓｉｎテーブル１０により作成され、この正弦波と入力電流振幅指令値ｉｓ ＊とを乗算手段４にて乗算することにより入力電流基準信号ｉｓ ＊が作成される。
また、入力電流基準信号ｉｓ ＊と実際の入力電流ｉｓとの偏差が加算手段５により算出され、この偏差はＡＣＲ（自動電流調節器）６に入力される。
【００３５】
本実施形態では、直流リンク電圧指令値ｅｄｃ ＊ひいてはその実際値ｅｄｃをインバータの出力電圧指令値ｖｉｎｖ ＊に応じて変化させるようにしているので、ＡＣＲ６の出力を除算手段７により直流リンク電圧ｅｄｃで除算することにより、直流リンク電圧ｅｄｃの変動の影響を受けない電源側レッグ２００の電圧指令値ｖｒ ＊（ＰＷＭコンバータの電圧指令値）を得る。
【００３６】
これに対し、インバータ側レッグ３００の電圧指令値は以下のようにして得る。
インバータ電圧指令発生手段１２は、インバータ出力電圧指令値ｖｉｎｖ ＊から求めた実効値ｖｉｎｖｒｍｓ ＊と、インバータ出力角周波数指令値ω＊を積分手段１１により積分して得た位相指令値θ＊とから、振幅が√２ｖｉｎｖｒｍｓ ＊で角周波数がω＊である三相対称交流波形に対応した各相電圧指令値ｖｕｓ ＊，ｖｖｓ ＊，ｖｗｓ ＊を生成する。このインバータ電圧指令発生手段１２には、回転座標変換手段を用いてもよい。
【００３７】
インバータ電圧指令発生手段１２により得られた各相電圧指令値ｖｕｓ ＊，ｖｖｓ ＊，ｖｗｓ ＊についても、電源側レッグ２００の場合と同様に直流リンク電圧ｅｄｃの変動の影響を受けないようにするため、除算手段１３，１４，１５により直流リンク電圧ｅｄｃで除算する。
その後、三相交流負荷である電動機５００の中性点電位ひいては中性点電流を制御するために、インバータの零相分電圧ｖ０を重畳する。ここで、重畳される零相分電圧ｖ０の大きさは、以下のように零相分演算手段８により計算される。
【００３８】
零相分演算手段８は、電源側レッグ２００と、インバータ側レッグ３００に零電圧ベクトルを出力させる際の仮想レッグとの電圧分配比を決め、それぞれ電源側レッグ電圧指令値ｖｒｓ ＊とインバータ側の仮想レッグの電圧指令値ｖ０ ＊を演算する。この際の電圧分配比は、スイッチング損失の低減、スイッチング素子の電圧定格を下げるため、零相分演算手段８に入力されている直流リンク電圧指令値ｅｄｃ ＊が最小となるように求める。
そこで、インバータ側レッグ３００の変調率が最大１となるようにする。インバータ側レッグ３００の変調率の最大値αｍａｘは、中性点電位（零相電圧）の実効値をｖ０ｒｍｓとすると数式７により表される。
【００３９】
【数７】
αｍａｘ＝（２／ｅｄｃ）・｛（√２・ｖｉｎｖｒｍｓ／√３）＋√２・ｖ０ｒｍｓ｝
【００４０】
数式７のαｍａｘ＝１とおいて、重畳できる最大の零相電圧の実効値ｖ０ｒｍｓを求めると、数式８となる。
【００４１】
【数８】
ｖ０ｒｍｓ＝（ｅｄｃ／２√２）−ｖｉｎｖｒｍｓ／√３
【００４２】
電源電流（入力電流）ｉｓを制御するために必要な電源側レッグ電圧、すなわちＡＣＲ６により作られるＰＷＭコンバータの電圧指令値ｖｒ ＊の実効値をｖｒｒｍｓ ＊としたとき、電源側レッグ２００の出力電圧の実効値（これをｖｘｒｍｓとする）は、数式９によって表される。
【００４３】
【数９】
ｖｘｒｍｓ＝ｖｒｒｍｓ ＊−ｖ０ｒｍｓ
【００４４】
よって、電圧分配比ｋは、ＰＷＭコンバータの電圧指令値の実効値ｖｒｒｍｓ ＊がほぼ電源電圧実効値ｖｓｒｍｓ ＊と等しいから数式１０となり、電圧分配比ｋは、直流リンク電圧ｅｄｃ、インバータ出力電圧実効値ｖｉｎｖｒｍｓ及び電源電圧実効値ｖｓｒｍｓに応じて変化することになる。
【００４５】
【数１０】
【００４６】
また、この実施形態では、零相分演算手段８において、電源電圧実効値ｖｓｒｍｓを一定とし、インバータ側レッグ３００による仮想レッグに対する電圧指令値ｖ０ ＊についてはＰＷＭコンバータの電圧指令値ｖｒ ＊に数式１０で求めた電圧分配比ｋを乗じて演算し、電源側レッグ２００に対する電圧指令値ｖｒｓ ＊については、ＰＷＭコンバータの電圧指令値ｖｒ ＊に−（１−ｋ）を乗じて演算する。
なお、本実施形態において、直流リンク電圧指令値ｅｄｃ ＊はインバータの出力電圧検出値に応じて変化させても良い。
【００４７】
次に、図２は請求項２に記載した発明の実施形態を示している。以下では、図１と異なる部分を中心に説明し、同一の構成要素には同一の参照符号を付して説明を省略する。
図２の実施形態では、電源電圧の最大値√２ｖｓに応じて直流リンク電圧ｅｄｃを制御するため、電源電圧の最大値√２ｖｓを求める最大値検出手段１９が設けられており、この最大値検出手段１９の出力が直流リンク電圧指令値演算手段２０及び零相分演算手段８に加えられている。
【００４８】
図８は、この実施形態における電源電圧の最大値√２ｖｓと直流リンク電圧ｅｄｃとの関係を示すものである。
本実施形態は、電源が可変直流電圧源や可変交流電圧源の場合、電源電圧の大きさに応じて直流リンク電圧ｅｄｃを変化させることで、スイッチング損失を低減するように構成されている。前述した図１０の回路は電源に対して昇圧機能を有しているので、電源電圧が小さい場合はインバータの出力電圧に必要な直流リンク電圧ｅｄｃを図８に示す如く一定値２√２ｖｉｎｖ／√３に保ち、電源電圧が大きい場合はその最大値√２ｖｓに応じて直流リンク電圧ｅｄｃを増加させる。
【００４９】
また、零相分演算手段８では、電源電圧の最大値√２ｖｓを実効値ｖｓｒｍｓに変換し、図１の実施形態と同様に数式１０に基づいて分配比ｋを演算すると共に、電圧指令値ｖ０ ＊，ｖｒｓ ＊を演算して出力する。
【００５０】
次いで、図３は請求項３に記載した発明の実施形態を示す制御ブロック図である。
本実施形態において、直流リンク電圧ｅｄｃは、電源電圧の大きさとインバータ出力電圧の大きさとの和によって制御される。
【００５１】
直流リンク電圧ｅｄｃはインバータの出力相電圧に依存することから、インバータの出力電圧指令値（出力線間電圧指令値）ｖｉｎｖ ＊を相電圧演算手段２１に入力してインバータの出力相電圧を求めると共に、最大値検出手段１９により検出した電源電圧の最大値√２ｖｓを加算手段２２においてインバータの出力相電圧に加算し、その加算結果に比例する直流リンク電圧指令値ｅｄｃ ＊を直流リンク電圧指令値演算手段２３により演算する。ここで、インバータの出力相電圧はインバータの出力電圧検出値（出力線間電圧検出値）から求めても良い。
図９は、本実施形態における電源電圧の最大値とインバータの出力相電圧との和と、直流リンク電圧ｅｄｃとの関係を示す図である。本実施形態における直流リンク電圧ｅｄｃは、実質的に数式６に従う。
【００５２】
また、図３における直流リンク電圧指令値演算手段２３以後の構成は図２と同様であり、零相分演算手段８では、電源電圧の最大値√２ｖｓを実効値ｖｓｒｍｓに変換し、数式１０に基づいて分配比ｋを演算すると共に、電圧指令値ｖ０ ＊及びｖｒｓ ＊を演算して出力する。
【００５３】
図４は、請求項４に記載した発明の実施形態を示す制御ブロック図である。
この実施形態では、インバータにより制御される多相交流負荷を三相誘導電動機とし、この電動機に対する速度指令相当値に応じて直流リンク電圧を制御する。また、インバータの出力電圧指令値は、回転座標上におけるＶ／Ｆ制御（電圧／周波数一定制御）を例としている。
【００５４】
インバータによって交流電動機を制御する場合、インバータの出力電圧指令値は速度指令値にほぼ比例するが、出力電圧指令値は電動機電流のフィードバック値を用いて計算されていることがある。
この場合、直流リンク電圧を例えば図１の実施形態のように出力電圧指令値を用いて制御すると、制御系の安定性に問題が生じる恐れがある。そこで、請求項４に記載した発明では、電動機の速度指令相当値としての二次角周波数指令値を用いて直流リンク電圧を制御することとした。
【００５５】
図４において、誘導電動機の電流を検出して直交２軸（二次磁束方向に平行なｄ軸及びこのｄ軸に直交するｑ軸）のｄ軸電流ｉ１ｄ、ｑ軸電流ｉ１ｑに分解し、そのうちのｑ軸電流ｉ１ｑからすべり周波数演算手段２５によりすべり角周波数ωｓを求める。このすべり角周波数ωｓを加算手段２６により二次角周波数指令値ω２ ＊に加算し、一次角周波数指令値ω１ ＊を得る。
【００５６】
一次角周波数指令値ω１ ＊は磁束パターン４２に入力され、予め記憶された磁束パターンから二次磁束指令値φ２ｄ ＊が求められる。また、誘導電動機の一次抵抗による電圧降下分やダンピング補償を加味した補償量が一次電圧補償手段２９により演算され、この補償量を加算手段３０によってｄ軸電圧指令値ｖ１ｄ ＊＝０に加算したものを新たなｄ軸電圧指令値ｖ１ｄ ＊として回転座標変換手段３２に入力する。
【００５７】
また、二次磁束指令値φ２ｄ ＊と一次角周波数指令値ω１ ＊とが乗算手段２８により乗算され、その積と前記補償量とを加算手段３１により加算してｑ軸電圧指令値ｖ１ｑ ＊を得る。これにより、ｄ軸電圧指令値ｖ１ｄ ＊と同様に一次抵抗による電圧降下分などの補償を行う。
回転座標変換手段３２は、上記の手段により得られたｄ軸電圧指令値ｖ１ｄ ＊、ｑ軸電圧指令ｖ１ｑ ＊と位相指令値θ＊とを用いて回転座標変換を行い、三相正弦波電圧指令値を得る。
【００５８】
以下、図１と同様にして除算手段１３〜１５，加算手段１６〜１８を介してインバータ側レッグ３００の電圧指令値ｖｕｓ ＊，ｖｖｓ ＊，ｖｗｓ ＊を作成する。
この場合、直流リンク電圧指令値ｅｄｃ ＊は、二次角周波数指令値ω２ ＊に基づいて直流リンク電圧指令値演算手段２４が演算する。零相分演算手段８は、電源電圧実効値を一定とすればインバータ電圧指令値が二次角周波数指令値ω２ ＊に比例するという考えに基づいて、直流リンク電圧指令値ｅｄｃ ＊が二次角周波数指令値ω２ ＊の関数であるから、直流リンク電圧指令値ｅｄｃ ＊のみを用いて数式１０から分配比ｋを演算し、更に各電圧指令値ｖｒｓ ＊，ｖ０ ＊を演算する。
【００５９】
最後に、図５は請求項４に記載した発明の他の実施形態を示す制御ブロック図である。以下では、図４と異なる部分を中心に説明する。
本実施形態において、インバータの直流リンク電圧指令値ｅｄｃ ＊は、速度指令相当値としての一次角周波数指令値ω１ ＊に基づいて直流リンク電圧指令値演算手段３３により演算する。また、零相分演算手段８の動作は図４と同一である。
【００６０】
本実施形態において、直流リンク電圧ｅｄｃは一次角周波数指令値ω１ ＊により制御される。インバータによって誘導電動機を駆動する場合、実際の速度を速度指令値と一致させるためには、すべり角周波数ωｓを二次角周波数指令値ω２ ＊に加算したものを一次角周波数指令値ω１ ＊としているが、大きな負荷トルクを印加するとインバータの電圧が飽和し、速度が低下する。これを防止するため、本実施形態では一次角周波数値ω１ ＊を用いてインバータの直流リンク電圧ｅｄｃを制御するようにしたものである。
【００６１】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、ＰＷＭ電力変換器の直流リンク電圧をインバータの出力電圧相当値、電源電圧、またはこれら両方の和によって制御するため、出力電圧や電源電圧に応じて直流リンク電圧を低下させることによりスイッチング損失を低減させ、電力変換器の変換効率を向上させることができる。
また、多相インバータにより多相交流電動機を駆動する場合には、二次角周波数指令値や一次角周波数指令値等の速度指令相当値に基づいて直流リンク電圧を制御することにより、インバータの出力電圧の飽和を招くことなく大きな駆動トルクを発生できるとともに、低速回転時には電力変換器の効率を改善することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】請求項１に記載した発明の実施形態を示す制御ブロック図である。
【図２】請求項２に記載した発明の実施形態を示す制御ブロック図である。
【図３】請求項３に記載した発明の実施形態を示す制御ブロック図である。
【図４】請求項４に記載した発明の実施形態を示す制御ブロック図である。
【図５】請求項４に記載した発明の他の実施形態を示す制御ブロック図である。
【図６】半導体スイッチング素子のスイッチング損失を説明するための波形図である。
【図７】図１の実施形態におけるインバータの出力電圧指令値と直流リンク電圧との関係を示す図である。
【図８】図２の実施形態における電源電圧の最大値と直流リンク電圧との関係を示す図である。
【図９】図３の実施形態における電源電圧の最大値とインバータの出力相電圧との和と、直流リンク電圧との関係を示す図である。
【図１０】従来技術を示すＰＷＭ電力変換器の主回路構成図である。
【図１１】図１０の回路を機能面から見た概略構成図である。
【図１２】図１０の回路の正相分等価回路図である。
【図１３】図１０の回路の零相分等価回路図である。
【図１４】図１０の回路の制御ブロックを示す図である。
【符号の説明】
１，２０，２３，２４，３３ 直流リンク電圧指令値演算手段
２，５，１６，１７，１８，２２，２６，３０，３１ 加算手段
３ 自動電圧調節器（ＡＶＲ）
９ 位相検出手段
４，２８ 乗算手段
６ 自動電流調節器（ＡＣＲ）
７，１３，１４，１５ 除算手段
８ 零相分演算手段
９ 位相検出手段
１０ ｓｉｎテーブル
１１ 積分手段
１２ インバータ電圧指令発生手段
１９ 最大値検出手段
２１ 相電圧演算手段
２５ すべり周波数演算手段
２７ 磁束パターン
２９ 一次電圧補償手段
３２ 回転座標変換手段
１００ 単相交流電源
２００ 電源側レッグ
３００ インバータ側レッグ
３００Ａ 仮想レッグ
２０１，２０２，３０１〜３０６ 半導体スイッチング素子
４００ 平滑コンデンサ
５００ 三相交流電動機
６００ コンバータ及びインバータ
【産業上の利用分野】
本発明はＰＷＭ（パルス幅変調）制御される電源側レッグ及びインバータ側レッグを備え、インバータ側レッグの零相電圧を制御することによりインバータ側レッグを前記電源側レッグと共に単相コンバータの一方の上下アームを構成する仮想レッグとして動作させて交流出力端子に接続された多相交流電動機等の多相交流負荷の中性点電流を制御するようにした、ＰＷＭ電力変換器の制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
この種の従来技術を、多相交流負荷の中でも一般に使用されている三相交流電動機を三相ＰＷＭインバータにより駆動する場合を例に挙げて説明する。
図１０は、三相交流電動機５００の固定子巻線の中性点を単相交流電源１００の一端に接続し、電源電流を制御すると同時に三相インバータの零相電圧により三相交流電動機５００の中性点電流を制御するようにしたＰＷＭ電力変換器の例である。
【０００３】
図１０において、２００は電源側レッグ、３００はインバータ側レッグ、４００は平滑コンデンサであり、２０１，２０２，３０１〜３０６は逆並列ダイオードを備えたＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）等の半導体スイッチング素子である。また、電源側レッグ２００及びインバータ側レッグ３００は何れもＰＷＭ制御によりスイッチング動作する。
【０００４】
この回路の動作は、「零相電力を利用した新型単相―三相変換回路」（平成９年電気学会産業応用部門全国大会５３）や、特開平１０−３３７０４７号公報に記載された「多相出力電力変換回路」の図２等により公知であり、以下にその概要を述べる。
【０００５】
上記「零相電力を利用した新型単相―三相変換回路」（平成９年電気学会産業応用部門全国大会５３）に記載されているように、図１０の回路において、インバータ側レッグ３００を電源側レッグ２００と同様な構成の上下アームからなる一つの仮想レッグとして動作させれば、この仮想レッグ及び電源側レッグ２００により単相コンバータが構成される。
また、インバータ側レッグを三相インバータとして動作させれば、図１０の回路全体は、図１１に示すごとくコンバータ及びインバータ６００（上述の如く電源側レッグ２００及びインバータ側レッグ３００の機能による。なお、図１０の平滑コンデンサ４００を含むものとする。）と、電動機５００と、単相交流電源１００との直列回路によって表すことができる。
【０００６】
図１０，図１１のような構成では、電源側レッグ２００が一方の上下アームを構成する単相コンバータの他方の上下アームを、インバータ側レッグ３００による仮想レッグによって代用できるので、半導体スイッチング素子及びダイオードの数や導通損失を減らすことができると共に、単相コンバータの入力側に必要とされる入力リアクトルを電動機５００の漏れインダクタンスで代用可能であり、電力変換器全体を大幅に小型化することができる。
【０００７】
ここで、三相ＰＷＭインバータにおける直流リンク電圧ｅｄｃの中点電位（１／２の電位）を基準とし、各相の電圧指令値をｖｕ ＊，ｖｖ ＊，ｖｗ ＊とすると、負荷（電動機５００）の中性点電位ｖｏは数式１のようになる。
【０００８】
【数１】
ｖｏ＝（ｖｕ ＊＋ｖｖ ＊＋ｖｗ ＊）／３
【０００９】
また、電動機５００はインバータの線間電圧によって制御されるから、各相出力電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗに零相電圧を重畳してもこの零相電圧は線間電圧に現れず、電動機駆動には影響しない。いま、各相の出力相電圧にｖｏだけ零相電圧を重畳したとすると、中性点電位もｖｏとなる。すなわち、交流電源１００の一端と負荷である電動機５００とを電力変換器を介することなく接続し、電動機５００の中性点電位を制御して中性点電流を制御すれば、電力変換器を介さずに交流電源１００と電動機５００との間で電力を授受することができる。
【００１０】
この場合、電動機５００の各相に流れる電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは、交流電源１００による入力電流をｉｓ、電動機５００の線間を流れる電流をｉａ，ｉｂ，ｉｃとすると、数式２によって表すことができ、交流電源１００は、電動機５００から見ると零相成分となるように接続されている。
【００１１】
【数２】
ｉｕ＝ｉａ−ｉｓ／３，
ｉｖ＝ｉｂ−ｉｓ／３，
ｉｗ＝ｉｃ−ｉｓ／３
【００１２】
ここで、三相インバータの出力電圧がゼロになる（このときの出力電圧ベクトルを零電圧ベクトルという）スイッチングパターンが２つ（上側アームの半導体スイッチング素子がすべてオン、または、下側アームの半導体スイッチング素子がすべてオン）存在するが、それぞれ負荷中性点の電位が異なる。この中性点電位ｖ０は、インバータの直流電圧ｅｄｃの中点電位（１／２の電位）を基準とすると、以下の数式３のようになる。
【００１３】
【数３】
ｖ０＝（１／２）ｅｄｃ ：上側アームの半導体スイッチング素子がすべてオン
ｖ０＝（−１／２）ｅｄｃ ：下側アームの半導体スイッチング素子がすべてオン
【００１４】
つまり、これら二つの零電圧ベクトルを使い分けることによって電動機５００の中性点電位ｖ０、ひいては中性点電流を制御することができる。
すなわち、電動機５００の中性点電位は、インバータ側レッグ３００を構成する３つのレッグにより零相電圧を指令値とするあたかも１つのレッグ（仮想レッグ）として制御することができる。
【００１５】
図１０に示した回路の正相分等価回路は図１２のようになり、電動機５００の駆動に関しては従来と同様の三相インバータとして動作し、インバータの出力線間電圧及び線間を流れる電流による電力の制御によりインバータと電動機５００との間で電力を授受する。
一方、零相分等価回路は図１３のようになり、インバータ側レッグ３００は零電圧ベクトルの比でスイッチング動作する一つの仮想レッグ３００Ａとみなすことができる。この仮想レッグ３００Ａにより零相電圧を制御することで、電源側レッグ２００と共にフルブリッジ形の単相コンバータ（正弦波整流回路）が構成される。
【００１６】
なお、電動機のトルクは磁束とトルク分電流の積で表される。磁束は電圧の積分によって生じるが、電動機の３相巻線が対称に巻かれていれば各相の巻線により発生する零相電圧による磁束はキャンセルされ、零相電圧に起因する磁束は発生しない。従って、零相電圧に起因する磁束が発生しなければ、零相電流によるトルクは発生しない。
【００１７】
図１４は、図１０の回路の制御ブロック図である。
図１４において、インバータの電圧指令値ｖａ ＊，ｖｂ ＊，ｖｃ ＊に零相電圧指令値ｖｏ ＊をそれぞれ重畳し、その結果をコンパレータ７０３〜７０５により三角波と比較する。そして、これらのコンパレータ７０３〜７０５の出力信号と各反転信号とをインバータ側レッグ３００の半導体スイッチング素子３０１〜３０６に対する駆動信号として出力する。
【００１８】
電源側レッグ２００については、直流リンク電圧指令値ｅｄｃ ＊と検出した直流リンク電圧ｅｄｃとの偏差をＡＶＲ（自動電圧調節器）７０１に入力する。このＡＶＲ７０１の出力と交流電源電圧に同期した正弦波とを乗じ、入力電流指令値ｉｏ ＊を得る。この入力電流指令値ｉｏ ＊と実際の入力電流ｉｏとの偏差をＡＣＲ（自動電流調節器）７０２に入力し、単相コンバータの電圧指令値を得る。この電圧指令値をコンパレータ７０６により三角波と比較し、その出力信号と反転信号を電源側レッグ２００の半導体スイッチング素子２０１，２０２に対する駆動信号として出力する。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】
図１０のように、多相交流負荷としての三相交流電動機５００の中性点を交流電源１００の一端に接続し、多相インバータの零相電圧により電動機５００の中性点電流を制御する電力変換器では、電源側レッグ２００の中点（半導体スイッチング素子２０１，２０２の相互接続点）とインバータ側レッグ３００のある相の中点との間で、電動機５００の相電圧（インバータの出力相電圧）と電源電圧との和の電圧を出力する必要がある。従って、三相インバータの直流リンク電圧ｅｄｃとしては、インバータの出力相電圧と電源電圧との和以上の電圧が必要となる。
【００２０】
周知のように、インバータでは直流リンク電圧を高くすると半導体スイッチング素子のスイッチング損失を増加させ、電力変換効率の低下を招くという問題がある。
そこで本発明は、ＰＷＭ電力変換器の直流リンク電圧を極力小さくして電力変換効率を高めることができるＰＷＭ電力変換器の制御装置を提供しようとするものである。
【００２１】
【課題を解決するための手段】
まず、図６はＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子におけるスイッチング損失を説明するための電流、電圧の概略的な波形図である。
スイッチング損失は、スイッチング素子のコレクタ−エミッタ間電圧ｖｃｅとコレクタ電流ｉｃとの積である。例えば、スイッチング素子のターンオフ時のコレクタ−エミッタ間電圧ｖｃｅとコレクタ電流ｉｃとを数式４により近似する。
【００２２】
【数４】
ｖｃｅ＝（ｅｄｃ／Ｔｏｆｆ）ｔ
ｉｃ＝ｉ０−（ｉ０／Ｔｏｆｆ）ｔ
【００２３】
なお、数式４において、ｅｄｃ：直流リンク電圧、Ｔｏｆｆ：ターンオフ時間、ｉ０：スイッチオン時のコレクタ電流、ｔ：スイッチオフからの経過時間である。
数式４から、スイッチング損失Ｗは、数式５によって表される。
【００２４】
【数５】
ターンオン時についてもまったく同様であり、スイッチング時間（ターンオフ時間、ターンオン時間）を一定とすれば、スイッチング損失Ｗは直流リンク電圧ｅｄｃに比例する。従って、電力変換器の直流リンク電圧ｅｄｃを小さくすれば、スイッチング損失Ｗを低減することができる。
前述のように、直流リンク電圧ｅｄｃとして最低限必要な電圧は、インバータの出力相電圧と電源電圧との和であるから、インバータの出力電圧相当値（出力線間電圧指令値や出力線間電圧検出値）または電源電圧の大きさに応じて直流電圧を変化させても良いことになる。つまり、インバータの出力相電圧と電源電圧との和が小さいときには直流リンク電圧を小さくしても差し支えなく、これによりスイッチング損失Ｗを低減して電力変換器の高効率化を図ることができる。
【００２６】
そこで、請求項１記載の発明は、半導体スイッチング素子相互の直列接続点が電源の一端に接続されてＰＷＭ制御される電源側レッグと、この電源側レッグの両端に平滑コンデンサを介して接続され、かつＰＷＭ制御されて多相インバータとして動作するインバータ側レッグとを備え、前記インバータ側レッグの交流出力端子に接続された多相交流負荷の中性点が前記電源の他端に接続されると共に、前記インバータ側レッグが前記電源側レッグと共に単相コンバータを構成するように前記インバータ側レッグを仮想レッグとして動作させることにより前記中性点の電流を制御するようにしたＰＷＭ電力変換器において、前記平滑コンデンサ両端の直流リンク電圧を、前記多相インバータの出力電圧相当値（出力線間電圧指令値や出力線間電圧検出値）に応じて変化させると共に、前記電源側レッグの電圧指令値を得るための電流調節手段の出力を前記直流リンク電圧にて除算し、かつ、前記インバータ側レッグの各相電圧指令値を前記直流リンク電圧にて除算するものである。
【００２７】
請求項２記載の発明は、半導体スイッチング素子相互の直列接続点が電源の一端に接続されてＰＷＭ制御される電源側レッグと、この電源側レッグの両端に平滑コンデンサを介して接続され、かつＰＷＭ制御されて多相インバータとして動作するインバータ側レッグとを備え、前記インバータ側レッグの交流出力端子に接続された多相交流負荷の中性点が前記電源の他端に接続されると共に、前記インバータ側レッグが前記電源側レッグと共に単相コンバータを構成するように前記インバータ側レッグを仮想レッグとして動作させることにより前記中性点の電流を制御するようにしたＰＷＭ電力変換器において、前記平滑コンデンサ両端の直流リンク電圧を、前記電源の電圧に応じて変化させると共に、前記電源側レッグの電圧指令値を得るための電流調節手段の出力を前記直流リンク電圧にて除算し、かつ、前記インバータ側レッグの各相電圧指令値を前記直流リンク電圧にて除算するものである。
【００２８】
請求項３記載の発明は、半導体スイッチング素子相互の直列接続点が電源の一端に接続されてＰＷＭ制御される電源側レッグと、この電源側レッグの両端に平滑コンデンサを介して接続され、かつＰＷＭ制御されて多相インバータとして動作するインバータ側レッグとを備え、前記インバータ側レッグの交流出力端子に接続された多相交流負荷の中性点が前記電源の他端に接続されると共に、前記インバータ側レッグが前記電源側レッグと共に単相コンバータを構成するように前記インバータ側レッグを仮想レッグとして動作させることにより前記中性点の電流を制御するようにしたＰＷＭ電力変換器において、前記平滑コンデンサ両端の直流リンク電圧を、前記多相インバータの出力電圧相当値と前記電源の電圧との和に応じて変化させると共に、前記電源側レッグの電圧指令値を得るための電流調節手段の出力を前記直流リンク電圧にて除算し、かつ、前記インバータ側レッグの各相電圧指令値を前記直流リンク電圧にて除算するものである。
【００２９】
請求項４記載の発明は、半導体スイッチング素子相互の直列接続点が電源の一端に接続されてＰＷＭ制御される電源側レッグと、この電源側レッグの両端に平滑コンデンサを介して接続され、かつＰＷＭ制御されて多相インバータとして動作するインバータ側レッグとを備え、前記インバータ側レッグの交流出力端子に接続された多相交流電動機の中性点が前記電源の他端に接続されると共に、前記インバータ側レッグが前記電源側レッグと共に単相コンバータを構成するように前記インバータ側レッグを仮想レッグとして動作させることにより前記中性点の電流を制御するようにしたＰＷＭ電力変換器において、前記平滑コンデンサ両端の直流リンク電圧を、前記多相交流電動機の速度指令相当値に応じて変化させると共に、前記電源側レッグの電圧指令値を得るための電流調節手段の出力を前記直流リンク電圧にて除算し、かつ、前記インバータ側レッグの各相電圧指令値を前記直流リンク電圧にて除算するものである。
【００３０】
【発明の実施の形態】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は請求項１に記載した発明の実施形態であり、本実施形態を含む下記のすべての実施形態は図１０のＰＷＭ電力変換器を対象とした制御装置のブロック図である。
まず、図１の実施形態では、ＰＷＭインバータの出力電圧指令値（出力線間電圧指令値）ｖｉｎｖ ＊に応じて直流リンク電圧ｅｄｃを制御する。なお、後述するように、制御される直流リンク電圧ｅｄｃは電源電圧相当分（√２ｖｓｒｍｓ）以上の値である。
【００３１】
図１において、１は直流リンク電圧指令値演算手段であり、インバータの出力電圧指令値ｖｉｎｖ ＊から直流リンク電圧指令値ｅｄｃ ＊を演算して出力する。
ここで、図７は本実施形態におけるインバータの出力電圧指令値ｖｉｎｖ ＊と直流リンク電圧ｅｄｃとの関係を示す図である。前述のように、図１０に示した回路において最低限必要な直流リンク電圧ｅｄｃは、インバータの出力電圧実効値をｖｉｎｖｒｍｓ、電源電圧実効値をｖｓｒｍｓとすれば、以下の数式６によって表される。なお、数式６及び図７から明らかなように、インバータの出力電圧がゼロの場合でも、電源電圧相当分（√２ｖｓｒｍｓ）の直流リンク電圧は必要である。従って、直流リンク電圧指令値演算手段１では、この電源電圧相当分（√２ｖｓｒｍｓ）の値をメモリに予め記憶しており、この値以上の直流リンク電圧指令値ｅｄｃ ＊をｖｉｎｖｒｍｓ ＊に応じて演算し出力することになる。
【００３２】
【数６】
ｅｄｃ＝√２（ｖｓｒｍｓ＋ｖｉｎｖｒｍｓ／√３）
【００３３】
数式６により演算された直流リンク電圧指令値ｅｄｃ ＊と実際の直流リンク電圧ｅｄｃとの偏差が加算手段２により算出され、ＡＶＲ（自動電圧調節器）３により入力電流振幅指令値ｉｓ ＊が生成される。
【００３４】
一方、単相交流電源１００の電源電圧ｖｓは位相検出手段９に入力されており、この手段９により検出された電源電圧位相θｓを基準とする正弦波がｓｉｎテーブル１０により作成され、この正弦波と入力電流振幅指令値ｉｓ ＊とを乗算手段４にて乗算することにより入力電流基準信号ｉｓ ＊が作成される。
また、入力電流基準信号ｉｓ ＊と実際の入力電流ｉｓとの偏差が加算手段５により算出され、この偏差はＡＣＲ（自動電流調節器）６に入力される。
【００３５】
本実施形態では、直流リンク電圧指令値ｅｄｃ ＊ひいてはその実際値ｅｄｃをインバータの出力電圧指令値ｖｉｎｖ ＊に応じて変化させるようにしているので、ＡＣＲ６の出力を除算手段７により直流リンク電圧ｅｄｃで除算することにより、直流リンク電圧ｅｄｃの変動の影響を受けない電源側レッグ２００の電圧指令値ｖｒ ＊（ＰＷＭコンバータの電圧指令値）を得る。
【００３６】
これに対し、インバータ側レッグ３００の電圧指令値は以下のようにして得る。
インバータ電圧指令発生手段１２は、インバータ出力電圧指令値ｖｉｎｖ ＊から求めた実効値ｖｉｎｖｒｍｓ ＊と、インバータ出力角周波数指令値ω＊を積分手段１１により積分して得た位相指令値θ＊とから、振幅が√２ｖｉｎｖｒｍｓ ＊で角周波数がω＊である三相対称交流波形に対応した各相電圧指令値ｖｕｓ ＊，ｖｖｓ ＊，ｖｗｓ ＊を生成する。このインバータ電圧指令発生手段１２には、回転座標変換手段を用いてもよい。
【００３７】
インバータ電圧指令発生手段１２により得られた各相電圧指令値ｖｕｓ ＊，ｖｖｓ ＊，ｖｗｓ ＊についても、電源側レッグ２００の場合と同様に直流リンク電圧ｅｄｃの変動の影響を受けないようにするため、除算手段１３，１４，１５により直流リンク電圧ｅｄｃで除算する。
その後、三相交流負荷である電動機５００の中性点電位ひいては中性点電流を制御するために、インバータの零相分電圧ｖ０を重畳する。ここで、重畳される零相分電圧ｖ０の大きさは、以下のように零相分演算手段８により計算される。
【００３８】
零相分演算手段８は、電源側レッグ２００と、インバータ側レッグ３００に零電圧ベクトルを出力させる際の仮想レッグとの電圧分配比を決め、それぞれ電源側レッグ電圧指令値ｖｒｓ ＊とインバータ側の仮想レッグの電圧指令値ｖ０ ＊を演算する。この際の電圧分配比は、スイッチング損失の低減、スイッチング素子の電圧定格を下げるため、零相分演算手段８に入力されている直流リンク電圧指令値ｅｄｃ ＊が最小となるように求める。
そこで、インバータ側レッグ３００の変調率が最大１となるようにする。インバータ側レッグ３００の変調率の最大値αｍａｘは、中性点電位（零相電圧）の実効値をｖ０ｒｍｓとすると数式７により表される。
【００３９】
【数７】
αｍａｘ＝（２／ｅｄｃ）・｛（√２・ｖｉｎｖｒｍｓ／√３）＋√２・ｖ０ｒｍｓ｝
【００４０】
数式７のαｍａｘ＝１とおいて、重畳できる最大の零相電圧の実効値ｖ０ｒｍｓを求めると、数式８となる。
【００４１】
【数８】
ｖ０ｒｍｓ＝（ｅｄｃ／２√２）−ｖｉｎｖｒｍｓ／√３
【００４２】
電源電流（入力電流）ｉｓを制御するために必要な電源側レッグ電圧、すなわちＡＣＲ６により作られるＰＷＭコンバータの電圧指令値ｖｒ ＊の実効値をｖｒｒｍｓ ＊としたとき、電源側レッグ２００の出力電圧の実効値（これをｖｘｒｍｓとする）は、数式９によって表される。
【００４３】
【数９】
ｖｘｒｍｓ＝ｖｒｒｍｓ ＊−ｖ０ｒｍｓ
【００４４】
よって、電圧分配比ｋは、ＰＷＭコンバータの電圧指令値の実効値ｖｒｒｍｓ ＊がほぼ電源電圧実効値ｖｓｒｍｓ ＊と等しいから数式１０となり、電圧分配比ｋは、直流リンク電圧ｅｄｃ、インバータ出力電圧実効値ｖｉｎｖｒｍｓ及び電源電圧実効値ｖｓｒｍｓに応じて変化することになる。
【００４５】
【数１０】
また、この実施形態では、零相分演算手段８において、電源電圧実効値ｖｓｒｍｓを一定とし、インバータ側レッグ３００による仮想レッグに対する電圧指令値ｖ０ ＊についてはＰＷＭコンバータの電圧指令値ｖｒ ＊に数式１０で求めた電圧分配比ｋを乗じて演算し、電源側レッグ２００に対する電圧指令値ｖｒｓ ＊については、ＰＷＭコンバータの電圧指令値ｖｒ ＊に−（１−ｋ）を乗じて演算する。
なお、本実施形態において、直流リンク電圧指令値ｅｄｃ ＊はインバータの出力電圧検出値に応じて変化させても良い。
【００４７】
次に、図２は請求項２に記載した発明の実施形態を示している。以下では、図１と異なる部分を中心に説明し、同一の構成要素には同一の参照符号を付して説明を省略する。
図２の実施形態では、電源電圧の最大値√２ｖｓに応じて直流リンク電圧ｅｄｃを制御するため、電源電圧の最大値√２ｖｓを求める最大値検出手段１９が設けられており、この最大値検出手段１９の出力が直流リンク電圧指令値演算手段２０及び零相分演算手段８に加えられている。
【００４８】
図８は、この実施形態における電源電圧の最大値√２ｖｓと直流リンク電圧ｅｄｃとの関係を示すものである。
本実施形態は、電源が可変直流電圧源や可変交流電圧源の場合、電源電圧の大きさに応じて直流リンク電圧ｅｄｃを変化させることで、スイッチング損失を低減するように構成されている。前述した図１０の回路は電源に対して昇圧機能を有しているので、電源電圧が小さい場合はインバータの出力電圧に必要な直流リンク電圧ｅｄｃを図８に示す如く一定値２√２ｖｉｎｖ／√３に保ち、電源電圧が大きい場合はその最大値√２ｖｓに応じて直流リンク電圧ｅｄｃを増加させる。
【００４９】
また、零相分演算手段８では、電源電圧の最大値√２ｖｓを実効値ｖｓｒｍｓに変換し、図１の実施形態と同様に数式１０に基づいて分配比ｋを演算すると共に、電圧指令値ｖ０ ＊，ｖｒｓ ＊を演算して出力する。
【００５０】
次いで、図３は請求項３に記載した発明の実施形態を示す制御ブロック図である。
本実施形態において、直流リンク電圧ｅｄｃは、電源電圧の大きさとインバータ出力電圧の大きさとの和によって制御される。
【００５１】
直流リンク電圧ｅｄｃはインバータの出力相電圧に依存することから、インバータの出力電圧指令値（出力線間電圧指令値）ｖｉｎｖ ＊を相電圧演算手段２１に入力してインバータの出力相電圧を求めると共に、最大値検出手段１９により検出した電源電圧の最大値√２ｖｓを加算手段２２においてインバータの出力相電圧に加算し、その加算結果に比例する直流リンク電圧指令値ｅｄｃ ＊を直流リンク電圧指令値演算手段２３により演算する。ここで、インバータの出力相電圧はインバータの出力電圧検出値（出力線間電圧検出値）から求めても良い。
図９は、本実施形態における電源電圧の最大値とインバータの出力相電圧との和と、直流リンク電圧ｅｄｃとの関係を示す図である。本実施形態における直流リンク電圧ｅｄｃは、実質的に数式６に従う。
【００５２】
また、図３における直流リンク電圧指令値演算手段２３以後の構成は図２と同様であり、零相分演算手段８では、電源電圧の最大値√２ｖｓを実効値ｖｓｒｍｓに変換し、数式１０に基づいて分配比ｋを演算すると共に、電圧指令値ｖ０ ＊及びｖｒｓ ＊を演算して出力する。
【００５３】
図４は、請求項４に記載した発明の実施形態を示す制御ブロック図である。
この実施形態では、インバータにより制御される多相交流負荷を三相誘導電動機とし、この電動機に対する速度指令相当値に応じて直流リンク電圧を制御する。また、インバータの出力電圧指令値は、回転座標上におけるＶ／Ｆ制御（電圧／周波数一定制御）を例としている。
【００５４】
インバータによって交流電動機を制御する場合、インバータの出力電圧指令値は速度指令値にほぼ比例するが、出力電圧指令値は電動機電流のフィードバック値を用いて計算されていることがある。
この場合、直流リンク電圧を例えば図１の実施形態のように出力電圧指令値を用いて制御すると、制御系の安定性に問題が生じる恐れがある。そこで、請求項４に記載した発明では、電動機の速度指令相当値としての二次角周波数指令値を用いて直流リンク電圧を制御することとした。
【００５５】
図４において、誘導電動機の電流を検出して直交２軸（二次磁束方向に平行なｄ軸及びこのｄ軸に直交するｑ軸）のｄ軸電流ｉ１ｄ、ｑ軸電流ｉ１ｑに分解し、そのうちのｑ軸電流ｉ１ｑからすべり周波数演算手段２５によりすべり角周波数ωｓを求める。このすべり角周波数ωｓを加算手段２６により二次角周波数指令値ω２ ＊に加算し、一次角周波数指令値ω１ ＊を得る。
【００５６】
一次角周波数指令値ω１ ＊は磁束パターン４２に入力され、予め記憶された磁束パターンから二次磁束指令値φ２ｄ ＊が求められる。また、誘導電動機の一次抵抗による電圧降下分やダンピング補償を加味した補償量が一次電圧補償手段２９により演算され、この補償量を加算手段３０によってｄ軸電圧指令値ｖ１ｄ ＊＝０に加算したものを新たなｄ軸電圧指令値ｖ１ｄ ＊として回転座標変換手段３２に入力する。
【００５７】
また、二次磁束指令値φ２ｄ ＊と一次角周波数指令値ω１ ＊とが乗算手段２８により乗算され、その積と前記補償量とを加算手段３１により加算してｑ軸電圧指令値ｖ１ｑ ＊を得る。これにより、ｄ軸電圧指令値ｖ１ｄ ＊と同様に一次抵抗による電圧降下分などの補償を行う。
回転座標変換手段３２は、上記の手段により得られたｄ軸電圧指令値ｖ１ｄ ＊、ｑ軸電圧指令ｖ１ｑ ＊と位相指令値θ＊とを用いて回転座標変換を行い、三相正弦波電圧指令値を得る。
【００５８】
以下、図１と同様にして除算手段１３〜１５，加算手段１６〜１８を介してインバータ側レッグ３００の電圧指令値ｖｕｓ ＊，ｖｖｓ ＊，ｖｗｓ ＊を作成する。
この場合、直流リンク電圧指令値ｅｄｃ ＊は、二次角周波数指令値ω２ ＊に基づいて直流リンク電圧指令値演算手段２４が演算する。零相分演算手段８は、電源電圧実効値を一定とすればインバータ電圧指令値が二次角周波数指令値ω２ ＊に比例するという考えに基づいて、直流リンク電圧指令値ｅｄｃ ＊が二次角周波数指令値ω２ ＊の関数であるから、直流リンク電圧指令値ｅｄｃ ＊のみを用いて数式１０から分配比ｋを演算し、更に各電圧指令値ｖｒｓ ＊，ｖ０ ＊を演算する。
【００５９】
最後に、図５は請求項４に記載した発明の他の実施形態を示す制御ブロック図である。以下では、図４と異なる部分を中心に説明する。
本実施形態において、インバータの直流リンク電圧指令値ｅｄｃ ＊は、速度指令相当値としての一次角周波数指令値ω１ ＊に基づいて直流リンク電圧指令値演算手段３３により演算する。また、零相分演算手段８の動作は図４と同一である。
【００６０】
本実施形態において、直流リンク電圧ｅｄｃは一次角周波数指令値ω１ ＊により制御される。インバータによって誘導電動機を駆動する場合、実際の速度を速度指令値と一致させるためには、すべり角周波数ωｓを二次角周波数指令値ω２ ＊に加算したものを一次角周波数指令値ω１ ＊としているが、大きな負荷トルクを印加するとインバータの電圧が飽和し、速度が低下する。これを防止するため、本実施形態では一次角周波数値ω１ ＊を用いてインバータの直流リンク電圧ｅｄｃを制御するようにしたものである。
【００６１】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、ＰＷＭ電力変換器の直流リンク電圧をインバータの出力電圧相当値、電源電圧、またはこれら両方の和によって制御するため、出力電圧や電源電圧に応じて直流リンク電圧を低下させることによりスイッチング損失を低減させ、電力変換器の変換効率を向上させることができる。
また、多相インバータにより多相交流電動機を駆動する場合には、二次角周波数指令値や一次角周波数指令値等の速度指令相当値に基づいて直流リンク電圧を制御することにより、インバータの出力電圧の飽和を招くことなく大きな駆動トルクを発生できるとともに、低速回転時には電力変換器の効率を改善することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】請求項１に記載した発明の実施形態を示す制御ブロック図である。
【図２】請求項２に記載した発明の実施形態を示す制御ブロック図である。
【図３】請求項３に記載した発明の実施形態を示す制御ブロック図である。
【図４】請求項４に記載した発明の実施形態を示す制御ブロック図である。
【図５】請求項４に記載した発明の他の実施形態を示す制御ブロック図である。
【図６】半導体スイッチング素子のスイッチング損失を説明するための波形図である。
【図７】図１の実施形態におけるインバータの出力電圧指令値と直流リンク電圧との関係を示す図である。
【図８】図２の実施形態における電源電圧の最大値と直流リンク電圧との関係を示す図である。
【図９】図３の実施形態における電源電圧の最大値とインバータの出力相電圧との和と、直流リンク電圧との関係を示す図である。
【図１０】従来技術を示すＰＷＭ電力変換器の主回路構成図である。
【図１１】図１０の回路を機能面から見た概略構成図である。
【図１２】図１０の回路の正相分等価回路図である。
【図１３】図１０の回路の零相分等価回路図である。
【図１４】図１０の回路の制御ブロックを示す図である。
【符号の説明】
１，２０，２３，２４，３３ 直流リンク電圧指令値演算手段
２，５，１６，１７，１８，２２，２６，３０，３１ 加算手段
３ 自動電圧調節器（ＡＶＲ）
９ 位相検出手段
４，２８ 乗算手段
６ 自動電流調節器（ＡＣＲ）
７，１３，１４，１５ 除算手段
８ 零相分演算手段
９ 位相検出手段
１０ ｓｉｎテーブル
１１ 積分手段
１２ インバータ電圧指令発生手段
１９ 最大値検出手段
２１ 相電圧演算手段
２５ すべり周波数演算手段
２７ 磁束パターン
２９ 一次電圧補償手段
３２ 回転座標変換手段
１００ 単相交流電源
２００ 電源側レッグ
３００ インバータ側レッグ
３００Ａ 仮想レッグ
２０１，２０２，３０１〜３０６ 半導体スイッチング素子
４００ 平滑コンデンサ
５００ 三相交流電動機
６００ コンバータ及びインバータ
Claims (4)
- 半導体スイッチング素子相互の直列接続点が電源の一端に接続されてＰＷＭ制御される電源側レッグと、この電源側レッグの両端に平滑コンデンサを介して接続され、かつＰＷＭ制御されて多相インバータとして動作するインバータ側レッグとを備え、前記インバータ側レッグの交流出力端子に接続された多相交流負荷の中性点が前記電源の他端に接続されると共に、前記インバータ側レッグが前記電源側レッグと共に単相コンバータを構成するように前記インバータ側レッグを仮想レッグとして動作させることにより前記中性点の電流を制御するようにしたＰＷＭ電力変換器において、
前記平滑コンデンサ両端の直流リンク電圧を、前記多相インバータの出力電圧相当値に応じて変化させると共に、前記電源側レッグの電圧指令値を得るための電流調節手段の出力を前記直流リンク電圧にて除算し、かつ、前記インバータ側レッグの各相電圧指令値を前記直流リンク電圧にて除算することを特徴とするＰＷＭ電力変換器の制御装置。 - 半導体スイッチング素子相互の直列接続点が電源の一端に接続されてＰＷＭ制御される電源側レッグと、この電源側レッグの両端に平滑コンデンサを介して接続され、かつＰＷＭ制御されて多相インバータとして動作するインバータ側レッグとを備え、前記インバータ側レッグの交流出力端子に接続された多相交流負荷の中性点が前記電源の他端に接続されると共に、前記インバータ側レッグが前記電源側レッグと共に単相コンバータを構成するように前記インバータ側レッグを仮想レッグとして動作させることにより前記中性点の電流を制御するようにしたＰＷＭ電力変換器において、
前記平滑コンデンサ両端の直流リンク電圧を、前記電源の電圧に応じて変化させると共に、前記電源側レッグの電圧指令値を得るための電流調節手段の出力を前記直流リンク電圧にて除算し、かつ、前記インバータ側レッグの各相電圧指令値を前記直流リンク電圧にて除算することを特徴とするＰＷＭ電力変換器の制御装置。 - 半導体スイッチング素子相互の直列接続点が電源の一端に接続されてＰＷＭ制御される電源側レッグと、この電源側レッグの両端に平滑コンデンサを介して接続され、かつＰＷＭ制御されて多相インバータとして動作するインバータ側レッグとを備え、前記インバータ側レッグの交流出力端子に接続された多相交流負荷の中性点が前記電源の他端に接続されると共に、前記インバータ側レッグが前記電源側レッグと共に単相コンバータを構成するように前記インバータ側レッグを仮想レッグとして動作させることにより前記中性点の電流を制御するようにしたＰＷＭ電力変換器において、
前記平滑コンデンサ両端の直流リンク電圧を、前記多相インバータの出力電圧相当値と前記電源の電圧との和に応じて変化させると共に、前記電源側レッグの電圧指令値を得るための電流調節手段の出力を前記直流リンク電圧にて除算し、かつ、前記インバータ側レッグの各相電圧指令値を前記直流リンク電圧にて除算することを特徴とするＰＷＭ電力変換器の制御装置。 - 半導体スイッチング素子相互の直列接続点が電源の一端に接続されてＰＷＭ制御される電源側レッグと、この電源側レッグの両端に平滑コンデンサを介して接続され、かつＰＷＭ制御されて多相インバータとして動作するインバータ側レッグとを備え、前記インバータ側レッグの交流出力端子に接続された多相交流電動機の中性点が前記電源の他端に接続されると共に、前記インバータ側レッグが前記電源側レッグと共に単相コンバータを構成するように前記インバータ側レッグを仮想レッグとして動作させることにより前記中性点の電流を制御するようにしたＰＷＭ電力変換器において、
前記平滑コンデンサ両端の直流リンク電圧を、前記多相交流電動機の速度指令相当値に応じて変化させると共に、前記電源側レッグの電圧指令値を得るための電流調節手段の出力を前記直流リンク電圧にて除算し、かつ、前記インバータ側レッグの各相電圧指令値を前記直流リンク電圧にて除算することを特徴とするＰＷＭ電力変換器の制御装置。
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