JPH11241847A

JPH11241847A - 空気調和機

Info

Publication number: JPH11241847A
Application number: JP10334333A
Authority: JP
Inventors: Koji Kato; 浩二加藤; Toru Inoue; 井上　　徹; Makoto Ishii; 誠石井; Yuuya Takakura; 雄八高倉; Yasuo Notohara; 保夫能登原; Yukio Kawabata; 幸雄川端; Hiroshi Shinozaki; 弘篠崎
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1996-07-16
Filing date: 1998-11-25
Publication date: 1999-09-07
Anticipated expiration: 2016-10-04
Also published as: JP3170571B2

Abstract

(57)【要約】【課題】異なる交流電源電圧に共用し、かつ回路構成
の簡略化を図る。【解決手段】交流電源１からの交流電源電圧が整流器
２で全波整流され、コンデンサ５で充電されてインバー
タ１３の直流電源電圧Ｅｄが得られる。ここで、交流電
源電圧は１００Ｖと２００Ｖとがあり、交流電源電圧が
１００Ｖのときには、コンデンサ５の直流電圧Ｅｄの分
圧電圧Ｅｄ１が、交流電源電圧が２００Ｖのときには、
分圧電圧Ｅｄ２（但し、Ｅｄ１＞Ｅｄ２）が夫々切換ス
イッチ１８により選択され、直流電圧Ｅｄ’としてスイ
ッチ素子６のオン，オフ制御に用いられる。交流電源電
圧が１００Ｖと２００Ｖとでは、直流電源電圧Ｅｄが異
なるが、夫々に対し、インバータ１３の直流電源電圧Ｅ
ｄを、インバータ１３を低損失，高効率で動作させる電
圧値に設定可能とする。マイコン１５は、交流電源電圧
の判別やスイッチ１８，２１，２２などの機能を有して
いる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、空気調和機に係わ
り、特に電力変換器及びインバータを有する空気調和機
に好適なものである。

【０００２】

【従来の技術】入力電流の高調波を抑制する高力率な電
力変換噐を電源とした電動機駆動装置の一従来例が、例
えば、特公平７−８９７４３号公報に示されている。図
１２はかかる従来の電動機駆動装置を示すブロック図で
あって、１は交流電源、２は整流器、２ａ，２ｂ，２
ｃ，２ｄはダイオード、３はリアクトル、４はダイオー
ド、５はコンデンサ、６はスイッチ素子、７は電圧比較
器、８は掛算器、９は負荷電流検出器、１０は電流比較
器、１１は発振器、１２は駆動回路、１３はインバー
タ、１４は電動機、１５はマイコン、１６はインバータ
駆動回路、１７は変調器である。

【０００３】同図において、整流器２、リアクトル３、
ダイオード４、コンデンサ５、スイッチ素子６、電圧比
較器７、掛算器８、負荷電流検出器９、電流比較器１
０、発振器１１、駆動回路１２及び変調器１７からなる
部分は電力変換器を構成しており、インバータ１３はこ
の電力変換器を電源としている。

【０００４】まず、この電力変換器について説明する。

【０００５】交流電源１からの交流電源電圧は、ダイオ
ード２ａ〜２ｄからなる整流器２で全波整流されて、整
流電圧Ｅｓに変換される。この整流電圧Ｅｓはリアクト
ル３とダイオード４を介してコンデンサ５に印加され、
平滑された直流電圧Ｅｄが得られる。これらダイオード
４とコンデンサ５とに並列にスイッチ素子６が設けられ
ている。

【０００６】コンデンサ５で平滑された直流電圧Ｅｄは
抵抗Ｒ３，Ｒ４で分圧されて直流電圧Ｅｄ’が形成さ
れ、これと基準電圧Ｅｏとの偏差値が電圧比較器７で求
められて電圧制御信号Ｖｅが作成される。

【０００７】整流器２で正弦波状の交流電源電圧を全波
整流して得られる整流電圧Ｅｓは、また、抵抗Ｒ１，Ｒ
２で分圧されて正弦波同期信号Ｅｓ’が得られ、この正
弦波同期信号Ｅｓ’と電圧比較器７からの電圧制御信号
Ｖｅとが掛算器８で演算されて電流基準信号Ｖｉ’が形
成される。この電流基準信号Ｖｉ’は負荷電流検出器９
で得られる電流信号Ｖｉと電流比較器１０で比較され、
変調信号Ｖｋが得られる。この変調信号Ｖｋは変調器１
７に供給されて発振器１１からの鋸歯波状や三角波状の
搬送波Ｖｋ’を変調し、この変調信号Ｖｋに応じてデュ
ーティ比が変化するＰＷＭ波のスイッチング駆動信号Ｖ
ｇが作成される。このスイッチング駆動信号Ｖｇによ
り、駆動回路１２がスイッチング素子６をオン，オフ駆
動する。

【０００８】以上のように、この従来例は、正弦波状の
整流電圧Ｅｓの波形に追従させながらスイッチング素子
６をオン，オフさせるものであって、これにより、入力
交流電流ｉを高力率で高調波の少ない正弦波状の電流と
することができ、また、基準電圧Ｅｏと直流電圧Ｅｄと
の偏差値に応じてスイッチング素子６の通流比を変化さ
せており、これにより、負荷の変動にかかわらず、安定
した直流電圧Ｅｄが得られる。従って、基準電圧Ｅｏや
抵抗Ｒ３，Ｒ４の抵抗値を適宜設定することにより、直
流電圧Ｅｄを所望の電圧値にすることができ、入力交流
電力を直流出力に変換することができると記載されてい
る。

【０００９】次に、図１２での電動機駆動回路について
説明する。

【００１０】上記の電力変換器で作成された直流電力は
インバ−タ１３で交流電力に逆変換され、電動機１４に
供給されてこれを駆動する。また、速度指令に基づいて
マイコン１５から演算出力されるＰＷＭ信号がインバー
タ駆動回路１６を介してこのインバータ１３に供給さ
れ、これによってこのインバータ１３が駆動されて、そ
のスイッチング素子（図示せず）が所定の通流率でオ
ン，オフ動作する。

【００１１】以上の構成の電動機駆動装置では、直流電
圧Ｅｄは、入力交流電源電圧が変化しても、安定して得
られるが、入力交流電源電圧の電圧値に応じてこの直流
電圧Ｅｄを変化させたい場合には、回路定数を修正する
必要がある。特に、上記従来例では、昇圧方式の電力変
換器であるため、安定した制御を行なうためには、次式
直流電圧Ｅｄ≧交流電源電圧×１.４１＋１０〔Ｖ〕に
より、入力交流電源電圧が１００Ｖの場合には、１５０
Ｖ以上の直流電圧Ｅｄに、また、入力交流電源電圧が２
００Ｖの場合には、３００Ｖ以上の直流電圧Ｅｄに夫々
設定する。

【００１２】従って、交流電源１が１００Ｖと２００Ｖ
のどちらでも使用できる電力変換器とする場合には、直
流電圧Ｅｄの設定値を３００Ｖ以上にする必要がある。

【００１３】例えば、１００Ｖの入力交流電源電圧の場
合には、直流電圧Ｅｄを３００Ｖ程度の一定電圧とし、
インバータ１３を任意の通電率でチョッパ駆動して回転
数制御を行なうよりも、１５０Ｖ以上の任意の直流電圧
Ｅｄで、１００％通電率のチョッパなしで制御する方が
損失を少なくすることができるが、上記従来例では、そ
の点が考慮されていないため、必要以上に損失が大きく
なるという問題が生じる。

【００１４】また、上記従来例は、交流電源１からの交
流電源電圧を全波整流して得られる正弦波状の整流電圧
Ｅｓを抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧して正弦波同期信号Ｅｓ’
を形成し、これと電圧制御信号Ｖｅとを掛算器８で演算
して電流基準信号Ｖｉ’を作成し、この電流基準信号Ｖ
ｉ’を参照して入力交流電流を正弦波状に制御する方式
であるため、交流電源電圧が１００Ｖと２００Ｖの場合
では、整流電圧Ｅｓが異なるため、正弦波の形状や値が
両者で著しく異なる。このため、交流電源電圧を１００
Ｖと２００Ｖで共用すると、力率が悪く、高調波の含有
率が高い電力変換器になる。

【００１５】また、以上の電力変換器を用いた電動機駆
動装置及び空気調和機では、交流電源電圧に１００Ｖと
２００Ｖとを使用する場合、夫々に対応した仕様の電力
変換器にしなければならない。従って、機種の増加を招
き、生産効率が低下するなどの問題が生じる。

【００１６】さらに、入力交流電流が小さく、特に、上
記の制御を行なう必要がない場合、逆に、低入力電流時
の制御の不安定動作や損失，ノイズなどを排除すること
については考慮されていない。

【００１７】例えば、負荷電流検出器９として抵抗を用
い、両端に発生する電圧により、電流信号Ｖｉを得よう
とする場合、微小な電流に対しても、制御のためには充
分な電圧を発生させる必要があり、具体的には、この抵
抗の抵抗値を大きく設定することが必要である。この場
合、負荷電流が大きくなると、この抵抗で消費される電
力が大きくなり、損失の増大を招くことになる。

【００１８】さらにまた、インバータ１３では、その直
流電源電圧Ｅｄを一定とし、この直流電源電圧Ｅｄをマ
イコン１５からのＰＷＭ信号のデューティ比に応じた通
電率でチョッピングすることにより、このデューティ比
に応じた所定の回転数で電動機１４が回転するようにし
ている。このデューティ比を変化させることにより、電
動機１４の回転数が変化することになるが、かかる従来
の電動機駆動装置では、このように、常時インバータ１
３がチョッパ駆動されるため、これによる電力損失（チ
ョッパ損失）が生じて効率が低くならざるを得なかっ
た。

【００１９】

【発明が解決しようとする課題】従来の空気調和機は、
アクテイブコンバータの駆動部がマイコンと独立した基
板上に設けられていないため、従来の受動素子により構
成された力率改善回路との置換えが非常に面倒であっ
た。このため、制御回路の共用化が図れず、機種の展開
が面倒となり、新製品の早期提供の障害となっていた。
また、異なる入力交流電源電圧の交流電源に共用して接
続されると、入力交流電源電圧の種類によって、整流電
圧の波形がで著しく異なるため、異なる種類の入力交流
電源電圧で共用すると、力率が低下した高調波の含有率
が高いものになってしまうという問題があった。

【００２０】本発明の目的は、スイッチ素子を含むアク
テイブコンバータブロックを同一基板としてマイコンを
含む周辺回路基板と独立させることによって、従来の受
動素子により構成された力率改善回路との置換えが容易
となり、制御回路の共用化が図れ、機種の展開が容易と
なり、新製品の早期提供が容易となる。空気調和機を提
供することにある。

【００２１】本発明の他の目的は、異なる入力交流電源
電圧の交流電源に共用して接続されても、高力率でかつ
高調波の少ない状態で動作することができて入力交流電
源側への悪影響も抑制することができる空気調和機を提
供することにある。

【００２２】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明は、圧縮機を駆動する電動機駆動装置を有す
る空気調和機において、該電動機駆動装置は、交流電源
に接続され、入力交流電源電圧を整流して直流電圧を出
力する電力変換装置と、該電力変換装置の出力直流電圧
を電源電圧とするインバータと、該電力変換装置及びイ
ンバータを制御するマイコンと、該インバータにより駆
動される電動機とを備え、該電力変換装置は、該入力交
流電源電圧を整流する整流器と、該整流器によって得ら
れる整流電圧を平滑して直流電圧を該インバータへ供給
するコンデンサと、該整流器と該コンデンサとの間に接
続され、駆動信号によりオン，オフ制御されるスイッチ
素子を含むアクテイブコンバータの駆動部とを有し、該
アクテイブコンバータの駆動部は、該マイコンを含む周
辺回路基板と独立したアクテイブコンバータブロック基
板上に設けた構成とするものである。

【００２３】また、本発明は、圧縮機を駆動する電動機
駆動装置を有する空気調和機において、該電動機駆動装
置は、交流電源に接続され、入力交流電源電圧を整流し
て直流電圧を出力する電力変換装置と、該電力変換装置
の出力直流電圧を電源電圧とするインバータと、該電力
変換装置及びインバータを制御するマイコンと、該イン
バータにより駆動される電動機とを備え、該電力変換装
置は、該入力交流電源電圧を整流する整流器と、該整流
器によって得られる整流電圧を平滑して直流電圧を該イ
ンバータへ供給するコンデンサと、該整流器と該コンデ
ンサとの間に接続され、駆動信号によりオン，オフ制御
されるスイッチ素子を含むアクテイブコンバータの駆動
部とを有し、該アクテイブコンバータの駆動部は、該ス
イッチ素子と、整流電圧同期信号と直流電圧制御信号と
を用いて電流基準信号を形成する掛算器と、該電流基準
信号と負荷電流信号とを用いて変調信号を形成する電流
比較器と、該変調信号と搬送波とを用いてスイッチング
駆動信号を形成する駆動回路とを有し、該マイコンを含
む周辺回路基板と独立したアクテイブコンバータブロッ
ク基板上に設けた構成とするものである。

【００２４】さらに、本発明は、圧縮機を駆動する電動
機駆動装置を有する空気調和機において、該電動機駆動
装置は、交流電源に接続され、入力交流電源電圧を整流
して直流電圧を出力する電力変換装置と、該電力変換装
置の出力直流電圧を電源電圧とするインバータと、該電
力変換装置及びインバータを制御するマイコンと、該イ
ンバータにより駆動される電動機とを備え、該電力変換
装置は、該入力交流電源電圧を整流する整流器と、該整
流器によって得られる整流電圧を平滑して直流電圧を該
インバータへ供給するコンデンサと、該整流器と該コン
デンサとの間に接続され、駆動信号によりオン，オフ制
御されるスイッチ素子を含むアクテイブコンバータの駆
動部と、入力交流電源電圧の種類による回路切換部とを
有し、該アクテイブコンバータの駆動部は、該スイッチ
素子と、該整流電圧を用いて該電力変換装置の負荷電流
が整流電圧の波形に追従するように該スイッチ手段を制
御する信号を生成する力率改善信号生成手段とを有し、
該マイコンは、該入力交流電源電圧の種類を判別する判
別手段と、該判別手段によって判別された該入力交流電
源電圧の種類に応じて該力率改善信号生成手段の制御値
を選択設定する設定手段とを有し、該アクテイブコンバ
ータの駆動部と回路切換部とは、該マイコンを含む周辺
回路基板と独立したアクテイブコンバータブロック基板
上に纏めて設けた構成とするものである。

【００２５】さらにまた、本発明は、圧縮機を駆動する
電動機駆動装置を有する空気調和機において、該電動機
駆動装置は、交流電源に接続され、入力交流電源電圧を
整流して直流電圧を出力する電力変換装置と、該電力変
換装置の出力直流電圧を電源電圧とするインバータと、
該電力変換装置及びインバータを制御するマイコンと、
該インバータにより駆動される電動機とを備え、該電力
変換装置は、該入力交流電源電圧を整流する整流器と、
該整流器によって得られる整流電圧を平滑して直流電圧
を該インバータへ供給するコンデンサと、該整流器と該
コンデンサとの間に接続され、駆動信号によりオン，オ
フ制御されるスイッチ素子を含むアクテイブコンバータ
の駆動部と、入力交流電源電圧の種類による回路切換部
とを有し、該アクテイブコンバータの駆動部は、該スイ
ッチ素子と、整流電圧同期信号と直流電圧制御信号とを
用いて電流基準信号を形成する掛算器と、該電流基準信
号と負荷電流信号とを用いて変調信号を形成する電流比
較器と、該変調信号と搬送波とを用いてスイッチング駆
動信号を形成する駆動回路とを有し、該回路切換部は、
該整流電圧を分圧する複数の抵抗と、該抵抗の接続を切
替えて分圧比を変える切換スイッチとを有し、該マイコ
ンは、該入力交流電源電圧の種類を判別する判別手段
と、該判別手段によって判別された該入力交流電源電圧
の種類に応じて該力率改善信号生成手段の制御値を選択
設定する設定手段とを有し、該アクテイブコンバータの
駆動部と回路切換部とは、該マイコンを含む周辺回路基
板と独立したアクテイブコンバータブロック基板上に纏
めて設けた構成とするものである。

【００２６】かかる構成により、スイッチ素子を含むア
クテイブコンバータブロックを同一基板としてマイコン
を含む周辺回路基板と独立させることによって、従来の
受動素子により構成された力率改善回路との置換えが容
易となり、制御回路の共用化が図れ、機種の展開が容易
となり、新製品の早期提供が容易となる。また、異なる
種類の入力交流電源電圧の交流電源に共用して接続され
ても、高力率でかつ高調波の少ない状態で動作すること
ができる。

【００２７】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態を図面を
用いて説明する。図１は本発明による空気調和機の第１
の実施形態を示すブロック図であって、１８は直流電圧
切換スイッチ、１９はトリガ素子、２０は同期信号切換
スイッチ、２１は電圧指令切換スイッチ、２２はドライ
ブ信号切換スイッチ、２３は入力電流検出器、２４はア
クティブコンバータブロック、２５はＬＰＦ（ローパス
フィルタ）であり、図１２に対応する部分には同一符号
を付けて重複する説明を省略する。

【００２８】図１において、コンデンサ５で平滑して得
られる直流電圧Ｅｄは抵抗Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６からなる分
圧回路で分圧され、直流電圧Ｅｄ１，Ｅｄ２が形成され
る。ここで、Ｅｄ１＝Ｅｄ×（Ｒ５＋Ｒ６）／（Ｒ４＋Ｒ５＋Ｒ６）Ｅｄ２＝Ｅｄ×Ｒ６／（Ｒ４＋Ｒ５＋Ｒ６）であり、Ｅｄ１＞Ｅｄ２である。

【００２９】直流電圧Ｅｄ１は直流電圧切換スイッチ１
８の接点Ｂに、直流電圧Ｅｄ２はこの切換スイッチの接
点Ａに夫々供給される。この直流電圧切換スイッチ１８
は、マイコン１５により、直流電圧Ｅｄの分圧電圧Ｅｄ
１に応じて切換制御され、この直流電圧切換スイッチ１
８からは直流電圧Ｅｄ１，Ｅｄ２のうちの選択された方
が直流電圧Ｅｄ１’として出力される。

【００３０】直流電圧切換スイッチ１８の出力直流電圧
Ｅｄ１’は電圧指令切換スイッチ２１の接点Ｂに供給さ
れる。また、この電圧指令切換スイッチ２１の接点Ａに
は、マイコン１５から出力される電動機１４の速度制御
のためのＰＷＭ信号がＬＰＦ２５で平滑処理されて形成
される直流電圧Ｅｄ２’が供給される。この電圧指令切
換スイッチ２１もマイコン１５によって切換制御され、
通電率が１００％よりも小さい電動機負荷のときには、
接点Ｂ側が、また、電動機負荷が大きくて通電率が１０
０％のときには、接点Ａ側が夫々選択される。

【００３１】電圧指令切換スイッチ２１で選択された直
流電圧Ｅｄ１’，Ｅｄ２’のいずれかは、直流電圧Ｅ
ｄ’として電圧比較器７に供給され、基準電圧Ｅｏとの
偏差値が求められて電圧制御信号Ｖｅが形成される。

【００３２】図１２で示した従来例では、この電圧制御
信号Ｖｅは、コンデンサ５で平滑された直流電圧Ｅｄを
分圧して得られる１種類の直流電圧Ｅｄ’を、基準電圧
Ｅｏと比較することにより得ていたが、この第１の実施
形態では、直流電圧Ｅｄを分圧して得られる２種類の直
流電圧Ｅｄ１，Ｅｄ２とＬＰＦ２５から得られる直流電
圧Ｅｄ２’とのいずれかを上記の直流電圧Ｅｄ’とし、
これと基準電圧Ｅｏと比較することにより得ている。

【００３３】一方、整流器２から出力される正弦波の全
波整流波形の整流電圧Ｅｓは、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３か
らなる分圧回路で分圧され、電圧Ｅｓ１，Ｅｓ２が形成
される。ここで、Ｅｓ１＝Ｅｓ×（Ｒ２＋Ｒ３）／（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）Ｅｓ２＝Ｅｄ×Ｒ３／（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）であり、Ｅｓ１＞Ｅｓ２である。

【００３４】電圧Ｅｓ１は同期信号切換スイッチ２０の
接点Ｂに、また、電圧Ｅｓ２はこの同期信号切換スイッ
チ２０の接点Ａに夫々供給される。この同期信号切換ス
イッチ２０も、マイコン１５により、直流電圧切換スイ
ッチ１８と同様に、コンデンサ５で平滑された直流電圧
Ｅｄの分圧電圧Ｅｄ１に応じて切換え制御され、この同
期信号切換スイッチ２０から出力される電圧Ｅｓ１また
はＥｓ２は、正弦波同期信号Ｅｓ’として掛算器８に供
給される。

【００３５】掛算器８からは電流基準信号Ｖｉ’が得ら
れ、これを用いて、図１２に示した従来例と同様にし
て、スイッチ素子６のオン，オフ制御が行なわれる。

【００３６】以上のようにして、この第１の実施形態に
おいても、正弦波の全波整流波形の整流電圧Ｅｓの波形
に追従させながらスイッチ素子６をオン，オフするもの
であり、これにより、高力率で高調波の少ない正弦波状
の入力交流電流にすることができ、また、基準電圧Ｅｏ
と直流電圧Ｅｄ’の偏差値に応じてスイッチ素子６の通
流率を変化させるものであるから、負荷の変動にかかわ
らず、安定した直流電圧Ｅｄが得られる。従って、基準
電圧Ｅｏと抵抗Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６の抵抗値を適宜設定す
ることにより、直流電圧Ｅｄを所望の電圧値とすること
ができる。

【００３７】ここで、マイコン１５は、また、入力電流
検出器２３により、入力交流電流Ｉｓを検出しており、
この入力交流電流Ｉｓの電流値が所定値以上となるまで
の期間“Ｌ”（ローレベル）のトリガ信号ＶＴをトリガ
素子１９に供給する。このトリガ素子１９は、このトリ
ガ信号ＶＴの“Ｌ”期間駆動回路１２を制御し、スイッ
チ素子６をオフ状態にする。トリガ信号ＶＴが“Ｌ”か
ら“Ｈ”（ハイレベル）に変化すると、この時点でトリ
ガ素子１９がスイッチ素子６を動作状態にする。

【００３８】また、マイコン１５から出力されるＰＷＭ
信号は、通常設定Ａ側に閉じているドライブ信号切換ス
イツチ２２を介してインバータ駆動回路１６に供給さ
れ、このインバータ駆動回路１６は、このＰＷＭ信号の
デューティ比に応じた通電率でインバータ１３の図示し
ないスイッチ素子をオン，オフ制御する。これにより、
インバータ１３では、コンデンサ５から供給される直流
電圧Ｅｄの直流電力がこの通電率でチョッピングされて
交流電力に変換され、電動機１４に供給してＰＷＭ信号
のデューティ比に応じた回転数で回転させる。

【００３９】次に、国内の場合を例にして、この第１の
実施形態の制御動作方法について、図２により説明す
る。なお、国内の場合には、交流電源電圧は、１００Ｖ
と２００Ｖとの２種類がある。

【００４０】まず、電源がオンすると（ステップ１０
０）、マイコン１５が初期状態に設定され、これによ
り、マイコン１５は、直流電圧切換スイッチ１８，同期
信号切換スイッチ２０を接点Ａ側に、電圧指令切換スイ
ッチ２１を接点Ｂ側に、ドライブ信号切換スイッチ２２
を接点Ａ側に夫々閉じる。これにより、直流電圧切換ス
イッチ１８は直流電圧Ｅｄ２を選択し、電圧比較器７に
は、次の直流電圧Ｅｄ’、Ｅｄ’＝Ｅｄ×Ｒ６／（Ｒ４
＋Ｒ５＋Ｒ６）が供給される。また、同期信号切換スイ
ッチ２０では、正弦波同期信号Ｅｓ２が選択される。

【００４１】かかる状態でコンデンサ５で充電動作を開
始し、マイコン１５はコンデンサ５の直流電圧Ｅｄの分
圧電圧Ｅｄ１を検出する（ステップ１０１）。この検出
した直流電圧Ｅｄ１の電圧値から、Ｅｄ＝Ｅｄ１×（Ｒ４＋Ｒ５＋Ｒ６）／（Ｒ５＋Ｒ６）により、直流電圧Ｅｄが、例えば、１６０Ｖより高けれ
ば（ステップ１０２）、入力交流電源電圧は２００Ｖで
あると判断し、直流電圧切換スイッチ１８を接点Ａに閉
じたままとする（ステップ１０３）。これにより、直流
電圧Ｅｄ’は直流電圧Ｅｄ２となり、コンデンサ５に得
られる直流電圧Ｅｄは、Ｅｄ＝Ｅｄ２×｛１＋（Ｒ５＋Ｒ４）／Ｒ６｝となる。

【００４２】また、同期信号切換スイッチ２０を接点Ａ
に閉じたままとする（ステップ１０４）。従って、この
ときの正弦波同期信号Ｅｓ’は、Ｅｓ’＝Ｅｓ×Ｒ３／（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）となる。

【００４３】一方、直流電圧Ｅｄが、例えば、１２０Ｖ
より低ければ（ステップ１０２）、入力交流電源電圧は
１００Ｖであると判断して、直流電圧切換スイッチ１８
を接点Ｂ側に切り換える（ステップ１１０）。従って、
コンデンサ５の直流電圧Ｅｄは、Ｅｄ＝Ｅｄ１×｛１＋Ｒ４／（Ｒ５＋Ｒ６）｝となる。

【００４４】また、同期信号切換スイッチ２０を接点Ｂ
に切り換える（ステップ１１１）。従って、このときの
正弦波同期信号Ｅｓ’は、Ｅｓ’＝Ｅｓ×（Ｒ２＋Ｒ３）／（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）となる。

【００４５】このように、入力交流電源電圧の大きさに
応じて直流電圧切換スイッチ１８，同期信号切換スイッ
チ２０を切換え制御することにより、入力交流電源電圧
が２００Ｖのときには、直流電圧Ｅｄ’や正弦波同期信
号Ｅｓ’を夫々低い方の直流電圧Ｅｄ２，Ｅｓ２とし、
入力交流電源電圧が１００Ｖのときには、直流電圧Ｅ
ｄ’や正弦波同期信号Ｅｓ’を夫々高い方の直流電圧Ｅ
ｄ１，Ｅｓ１とする。これにより、入力交流電源電圧が
１００Ｖのときと２００Ｖのときとでの直流電圧Ｅｄ’
の違いを押さえることができ、電圧制御信号Ｖｅの振幅
が大きくなり過ぎて飽和してしまうことによる制御の不
安定や、正弦波同期信号Ｅｓ’及び電圧制御信号Ｖｅか
ら演算される電流基準信号Ｖｉ’が乱れて電流波形が正
弦波でなくなるなどの不具合を防ぐことができる。

【００４６】なお、この実施形態では、入力交流電源電
圧を１００Ｖと２００Ｖとの２種類としているが、一般
に、入力交流電源電圧をＶ１，Ｖ２，……，Ｖｎのｎ種
類とし、かつ直流電圧Ｅｄ’，Ｅｓ’も同様にｎ種類と
して、入力交流電源電圧がＶ１，Ｖ２，……，Ｖｎのい
ずれてあるかを判定し、この判定結果に応じて、この入
力交流電源電圧に対応する直流電圧Ｅｄ’，Ｅｓ’とす
ることにより、同様の効果が得られる。

【００４７】ステップ１０２で入力交流電源電圧が２０
０Ｖであると判断した場合には、また、電圧指令切換ス
イッチ２１を接点Ｂ側に閉じた状態のままとする（ステ
ップ１０５）。このとき、ほぼＥ０＝Ｅｄ’となり、従
って、直流電圧Ｅｄは、Ｅｄ＝Ｅ０×｛１＋（Ｒ５＋Ｒ４）／Ｒ６｝となる。この場合、例えば、Ｅｄ＝３００Ｖである。

【００４８】また、このとき、ドライブ信号切換スイツ
チ２２は接点Ａ側に閉じたままの状態とされ（ステップ
１０５）、マイコン１５から出力されるＰＷＭ信号がこ
のドライブ信号切換スイツチ２２を介してインバータ駆
動回路１６に供給される。

【００４９】以上の動作により、電力変換器で作成され
た直流電力Ｅｄがインバ−タ１３で交流に逆変換され、
これにより、電動機１４が駆動させる（ステップ１０
６）。マイコン１５は、図１２に示した従来例と同様
に、速度指令に基づく演算によって上記のＰＷＭ信号を
生成して出力し、これにより、インバータ駆動回路１６
を介してインバータ１３が駆動され、このインバータ１
３のスイッチ素子をこのＰＷＭ信号のデューティ比に応
じた所定の通流率でオン，オフして電動機１４の回転数
制御を行なう。

【００５０】なお、一般に、交流電源電圧が上記のＶ
１，Ｖ２，……，ＶｎのいずれかＶｊ（ｊ＝１，２，…
…，ｎ）である場合、この入力交流電源電圧Ｖｊに対
応する直流電圧Ｅｄ’と一定の基準電圧Ｅｏとを比較し
て、この入力交流電源電圧Ｖｊを整流平滑して得られる
直流電圧Ｅｄを任意の一定値（例えば、３００Ｖ）に設
定し、インバータ１３のスイッチ素子を任意の通電率で
オン、オフさせる。

【００５１】昇圧回路において、この直流電圧Ｅｄを入
力交流電源電圧の全波整流電圧Ｅｓ以下に下げると、力
率低下や入力電流波形の乱れを生じる。この不具合を回
避するために、２００Ｖと判定した場合には、Ｅｄ＝３
００Ｖ一定にして制御を行なう。勿論、Ｅｄ＝３００Ｖ
で充分電動機１４は所望の回転数が得られることが条件
であり、３００Ｖ以上に昇圧しても、本発明の主旨は損
なわれない。

【００５２】マイコン１５は、入力電流検出器２３で入
力交流電流Ｉｓを検出し（ステップ１０７）、この入力
交流電流Ｉｓが大きい期間“Ｈ”のトリガ信号ＶＴをト
リガ素子１９に出力し、この期間スイッチ素子６がオ
ン，オフ動作するようにして（ステップ１０８）、運転
を継続する（ステップ１０９）。

【００５３】また、ステップ１０２で入力交流電源電圧
が１００Ｖであると判断した場合でも、電圧指令切換ス
イッチ２１は接点Ｂ側に閉じた状態のままとする（ステ
ップ１１２）。従って、上記と同様に、ほぼＥ０＝Ｅ
ｄ’となり、直流電圧Ｅｄは、Ｅｄ＝Ｅ０×｛１＋Ｒ４／（Ｒ５＋Ｒ６）｝となり、この場合、例えば、Ｅｄ＝１５０Ｖである。こ
のように、基準電圧Ｅ０を共用しながら、コンデンサ５
での直流電圧Ｅｄを、入力交流電源電圧が２００Ｖであ
る場合とは異なる電圧値に設定できる。

【００５４】このとき、インバ−タ１３の通電率が１０
０％未満の場合には（ステップ１１６）、ステップ１０
５，１０６と同様にして、電動機１４を駆動させ（ステ
ップ１１２，１１３）、また、ステップ１０７，１０８
と同様にして、スイッチ素子６のオン，オフ動作を行な
わせて（ステップ１１４，１１５）、運転をそのまま継
続する（ステップ１１８）。

【００５５】しかし、入力交流電源電圧が１００Ｖで動
作中、例えば、電動機負荷が大きくなり、インバータ１
３でのスイッチ素子の通電率が１００％になる場合には
（ステップ１１６）、電圧指令切換スイッチ２１を接点
Ａ側に、また、ドライブ信号切換スイツチ２２を接点Ｂ
側に夫々切り換える（ステップ１１７）。

【００５６】これにより、速度指令に基づいて演算され
たマイコン１５からのスイッチ素子駆動信号（ＰＷＭ信
号）がＬＰＦ２５によって平滑処理された直流電圧Ｅｄ
２’が電圧指令切換スイッチ２１から直流電圧Ｅｄ’と
して出力され、この直流電圧Ｅｄ’から形成された電圧
制御信号Ｖｅが電圧比較器７に供給される。これに応じ
て、コンデンサ５での直流電圧Ｅｄが、例えば、１５０
Ｖ以上の任意の電圧になるように、スイッチ素子６のオ
ン，オフ制御がなされる。また、これと同時にドライブ
信号切換スイツチ２２が接点Ｂ側に切り換えられたこと
により、インバータ１３を通電率１００％で駆動するた
めの電圧Ｅｉがこのドライブ信号切換スイツチ２２を介
してインバータ駆動回路１６に供給される。

【００５７】ここで、入力交流電源電圧が１００Ｖであ
る場合のかかるこの実施形態の上記動作を、空気調和機
の暖房運転の場合を例として、図３によりさらに詳細に
説明する。なお、図３は、室温センサ２９が付加して示
している以外、図１と同じである。

【００５８】同図において、空気調和機には、室温セン
サ２９が設けられており、マイコン１５は、この室温セ
ンサ２９によって室内の温度を検出し（この検出される
温度を、以下、計測室温という）、これをユーザによっ
て設定された希望の室温（設定室温）と比較し、計測室
温が低くて設定室温に達していないときには、これらの
差に応じてＰＷＭ信号のデューティ比を高め、インバー
タ１３でのスイッチ素子の通電率を高めて電動機１４の
回転数を高めるようにする。

【００５９】このとき、コンデンサ５の直流電圧Ｅｄ、
即ち、インバータ１３の直流電源電圧は１５０Ｖに固定
されており、インバータ１３のスイッチ素子がチョッパ
動作しているが、上記ＰＷＭ信号のデューティ比が１０
０％となっても、計測室温が設定室温に達していない
と、マイコン１５は、上記ステップ１１７で説明したよ
うに、ドライブ信号切換スイッチ２２を接点Ｂ側に切り
換えて、一定電圧Ｅｉをインバータ駆動回路１６に供給
するようにすることにより、インバータ１３のスイッチ
素子の通電率を１００％に保持し、これとともに、電圧
指令切換スイッチ２１を接点Ａ側に切り換えて、ＰＷＭ
信号をＬＰＦ２５で平滑して得られる電圧Ｅｄ２’を電
圧Ｅｄ’として電圧比較器７に供給するようにする。そ
して、このＰＷＭ信号のデューティ比を小さくしていっ
て、電圧Ｅｄ’が基準電圧Ｅｏよりも順次小さくなるよ
うにしていく。

【００６０】これにより、スイッチ素子６の通電率が、
コンデンサ５の直流電圧Ｅｄが１５０Ｖであるときの通
電率よりも大きくなっていき、これにより、コンデンサ
５の直流電圧Ｅｄが１５０Ｖから順次増大していって電
動機１４の回転数が増加していく。そして、これととも
に、室温がさらに高くなり、計測室温が設定室温に達す
るようになる。

【００６１】以上のように、入力交流電源電圧が１００
Ｖの場合には、各スイッチを切り換えることにより、ス
イッチ素子６とインバータ１３の駆動制御信号を、マイ
コン１５から単一ポートで出力することが可能となり、
インバータ１３のスイッチ素子の通電率が１００％の場
合には、このインバータ１３の電源電圧としての直流電
圧Ｅｄを変化させる指令電圧Ｅｄ２’（ＰＷＭ信号）を
出力し、１００％未満の場合には、インバータ１３を駆
動する制御電圧（ＰＷＭ信号）を出力させる。そして、
これら各々の場合について、インバータ１３の駆動回路
１６に入力する信号として、通電率１００％でインバー
タ１３のスイッチ素子を駆動するための所定の一定電圧
か、マイコン１５の単一ポートからのインバータ駆動信
号（ＰＷＭ信号）かを切り換えて出力する手段（ドライ
ブ信号切換スイッチ２２）とを備えることにより、マイ
コン１５として比較的低機能で廉価なマイコンを使用し
ても、上記の制御が可能となり、安価な製品を供給する
ことができる。

【００６２】また、通電率が１００％になった場合に
は、コンデンサ５で得られるの直流電圧Ｅｄを制御する
ことにより、電動機１４の回転数制御が行われる。

【００６３】従って、インバータ１３のスイッチ素子の
オン，オフの通電率が１００％未満であるときには、直
流電圧Ｅｄ１’を一定の基準電圧Ｅｏと比較しながら、
１５０Ｖ程度という比較的低い任意の一定値に設定した
上で、インバータ１３のスイッチ素子を任意の通電率で
オン，オフさせて電動機１４の回転数を制御するもので
あるから、インバータ１３あるいは電動機１４での損失
が低減してその効率を向上させることができる。

【００６４】さらに、インバータ１３のスイッチ素子の
通電率が１００％であるときには、直流電圧Ｅｄ１’の
代わりに、任意の指令電圧Ｅｄ２’を切り換えて電圧比
較器７に供給して基準電圧Ｅｏと比較し、電動機１４の
所望の回転数に応じて指令電圧Ｅｄ２’を変化させ、こ
のようにして、インバータ１３でチョッパが行なわれ
ず、直流電圧値Ｅｄを大小制御することにより、電動機
１４の回転数を高低に制御するようにしているので、イ
ンバータ１３でのチョッパ損失を低減することができ
る。

【００６５】かかる回転制御により、インバータ１３で
のスイッチング損失低減，低直流電圧での電動機１４の
インバータ駆動による効率向上が実現でき、高効率化が
図れることになる。

【００６６】図４はある電動機負荷のときでのこの実施
形態と従来の空気調和機との電動機回転数と効率との関
係を比較して示す図であり、Ａは入力交流電源電圧が１
００Ｖであるときの上記動作をなすこの実施形態の特性
を示し、Ｂはインバータの直流電源電圧が一定に保持さ
れる従来の空気調和機、または、入力交流電圧が２００
Ｖであるときの上記動作をなすこの実施形態の特性を夫
々示している。

【００６７】同図において、インバータの直流電源電圧
を、例えば、３００Ｖと一定に保持し、インバータのチ
ョッパの通電率の制御により電動機の回転数を制御する
空気調和機（以下、公知の空気調和機という）では、電
動機の回転数ｎ（ｒｐｍ）に対して、その効率が特性Ｂ
のように変化する。回転数ｎの増加とともに効率が上昇
するのは、インバータのチョッパの通電率が上昇するこ
とにより、電動機のヒステリシス損失が低減されること
になる。

【００６８】これに対し、入力交流電源電圧が１００Ｖ
であって、上記のように、インバータのチョッパの通電
率が１００％未満では、インバータの直流電源電圧を１
５０Ｖ一定にしてインバータでチョッパの通電率の制御
により電動機の回転数制御を行ない、この通電率が１０
０％となると、インバータの直流電源電圧を制御するこ
とにより電動機の回転数制御を行なう実施形態（以下、
入力１００Ｖの実施形態という）では、電動機の回転数
ｎに対して、その効率が特性Ａのように変化し、従来の
空気調和機の効率Ｂよりもかなり高いものとなる。

【００６９】ここで、領域ｎ₁を入力１００Ｖの実施形
態でのインバータでチョッパの通電率が１００％未満の
領域、また、領域ｎ₂を入力１００Ｖの実施形態でのイ
ンバータでチョッパの通電率が１００％の領域とし、こ
こでの電動機負荷に対し、領域ｎ₁，ｎ₂の境界で、即
ち、インバータの直流電源電圧が１５０Ｖでインバータ
がチョッパ駆動されるときでの電動機が取り得る最大の
回転数を４０００（ｒｐｍ）としている。また、いずれ
のものにおいても、インバータの直流電源電圧が３００
Ｖで、インバータのスイッチ素子の通電が１００％であ
るとき、電動機の回転数が９０００（ｒｐｍ）としてい
る。

【００７０】公知の空気調和機では、領域ｎ₁，ｎ₂を含
む全領域でインバータの直流電源電圧を３００Ｖとし、
インバータのスイッチ素子の通電率の制御により、電動
機の回転数制御が行なわれる。これに対し、入力１００
Ｖの実施形態では、領域ｎ₁においては、インバータの
直流電源電圧を３００Ｖの半分の１５０Ｖとして、イン
バータのスイッチ素子の通電率の制御により、電動機の
回転数制御が行なわれる。従って、このインバータの直
流電源電圧が低い分、入力１００Ｖの実施形態の効率が
高くなる。

【００７１】また、領域ｎ₂では、入力１００Ｖの実施
形態では、インバータのスイッチ素子の通電率を１００
％として、インバータでチョッパが行なわれず、このイ
ンバータの直流電源電圧を制御することにより、電動機
の回転数制御が行なわれる。このため、効率はほぼ一定
となるが、特性Ａとして示すように、ほぼインバータで
チョッパが行なわれない分、公知の空気調和機よりも高
い効率となっている。

【００７２】なお、電動機の回転数がほぼ９０００（ｒ
ｐｍ）になると、入力１００Ｖの実施形態においては、
インバータの通電率が１００％でその直流電源電圧が３
００Ｖとなり、公知の空気調和機でのインバータの通電
率が１００％となったときと同じ状態となるので、特性
Ａ，Ｂは一致する。

【００７３】図１に示した第１の実施形態では、また、
以上の手順で電力変換器の制御を行ない、正弦波同期信
号Ｅｓ’については、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３の抵抗値
を、直流電圧Ｅｄ’については、抵抗Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６
の抵抗値を夫々適正に設定することにより、入力交流電
源電圧が１００Ｖの場合でも、また、２００Ｖの場合で
も、夫々に任意の直流電圧Ｅｄが得られ、また、高調波
の少ない高力率な電力変換器となる。

【００７４】このとき、入力電流検出器２３の検出出力
電圧はマイコン１５に供給され、これが所定の値以上と
なった場合には、マイコン１５からスイッチ素子６の駆
動トリガ信号ＶＴを出力し、そのスイッチング動作を開
始させる。従って、供給電流の大きい場合には、安定し
た高力率が得られる。

【００７５】例えば、負荷電流検出器９として抵抗を用
い、その両端に生ずる電圧により、電流信号Ｖｉを得よ
うとする場合、微小な電流に対しても、制御のために充
分な電圧を発生させる必要があり、具体的には、その抵
抗値を大きく設定することが必要である。この場合、負
荷電流が大きくなると、この抵抗からなる負荷電流検出
機９で消費される電力が大きくなり、損失の増大を招く
ことになる。従って、この損失を低減するためには、そ
の抵抗値を極力小さくし、しかも、低負荷電流時の微小
検出電圧に対して不安定な動作をさせないようにするた
めに、入力電流検出器２３の検出出力値が所定の値より
小さい場合には、スイッチ素子６の駆動を禁止する。こ
のようにして、低入力電流時の不安定動作を回避し、か
つ高入力時の損失の低減を実現する。また、低入力電流
時には、スイッチ素子６のチョッパ動作が行なわれない
ようにすることより、これも損失を低減することが可能
となり、かつノイズを低減せしめる。

【００７６】なお、図１において、アクティブコンバー
タブロック２４は、アクティブコンバータの駆動部，１
００Ｖ／２００Ｖによる回路切換部，インバータドライ
ブ信号と直流電圧指令信号の切換部などをブロック化
し、同一基板上にまとめたものである。

【００７７】このアクティブコンバータブロック２４を
他の回路と独立した基板構成にすることにより、図５に
示すように、コンデンサ２６やリアクトル２７，ダイオ
ード２８などのまるごと受動素子により構成された力率
改善回路Ｑとの置き換えが可能であり、マイコン１５な
どを含めた周辺回路基板の共用化が図れる。

【００７８】図６は図５で示したような受動素子で構成
された回路を用いた空気調和機と、能動素子を用い、イ
ンバータの直流電源電圧に応じて電動機の回転数を制御
するようにした図１で示した第１の実施形態とでの電動
機の出力範囲を比較して示す図であって、横軸に電動機
の回転数Ｎを、縦軸に負荷トルクＴを夫々とっており、
電動機の出力ＷはＮ×Ｔにほぼ比例する。

【００７９】同図において、家庭用ブレーカの容量（例
えば、２０Ａ）により、入力電流が制限され、エアコン
に対する最大入力（＝入力電源電圧×入力電流×力率）
が制限される。図５に示した回路を用いる空気調和機で
は、力率９０％程度であるため、Ｙ線よりも下側の領域
に入力制限範囲（即ち、電動機の出力の取り得る範囲）
が規制される。これに対し、上記第１の実施形態では、
上記のように、力率が改善されてほぼ１００％となって
いるので、Ｘ線よりの下側の領域が入力制限範囲とな
り、図５に示した回路を用いる空気調和機に比べて、電
動機に与える有効電力がほぼ１０％アップする。そし
て、特に、電動機の負荷トルクが大きい場合には、かか
る入力制限範囲によって制限される。

【００８０】また、電動機の回転数が高くなると、電動
機の最大出力範囲がインバータの直流電源電圧Ｅｄによ
って制限される。電動機は、自己の回転により誘起電圧
が発生するため、低い直流電圧では、電流が流れなくな
り、無負荷でも、一定以上回転数が上がらなくなる。特
に、実用上最も運転される時間の多い低速領域で高い効
率が得られる電動機ほど、同一回転数で発生する誘起電
圧が大きくなるので、同一直流電圧によって駆動できる
回転数は低くなる傾向がある。従って、交流電源電圧を
整流平滑することしかできない。例えば、図５に示され
るような構成では、効率のよい電動機ほど回転数を上げ
られず、ひいては、最大出力の低下を招くというトレー
ドオフの問題が発生する。

【００８１】図５に示した回路を用いる空気調和機で
は、この直流電源電圧Ｅｄは、例えば、ほぼ２３０Ｖか
ら最大でもほぼ２８０Ｖであり、Ｅｄ＝２３０Ｖのとき
の制限範囲をＹ’線で示している。このＹ’線の左側の
範囲しか電動機の出力を取り得ないことになる。これに
対し、上記第１の実施形態では、この直流電源電圧Ｅｄ
は、上記の例では、３００Ｖであるし、また、１５０Ｖ
から３００Ｖまで可変であり、最大の３００Ｖでの制限
範囲をＸ’線で示している。このことからして、電動機
の出力範囲が拡大したことになり、かつ、効率の良い電
動機を使いつつ、高い最大出力が得られることになり、
前記の不具合を改善することができる。

【００８２】図７は本発明による空気調和器の第２の実
施形態を示すブロック図であって、３０は交流電源電圧
検出器であり、図１に対応する部分には同一符号を付け
て重複する説明を省略する。

【００８３】同図において、図１に示した第１の実施形
態と異なる点は、交流電源電圧検出器３０を設けた点で
あって、交流電源１からの入力交流電源電圧を交流電源
電圧検出器３０が検出し、その検出出力信号Ｖｓ’をも
とにマイコン１５が入力交流電源電圧を判別する。そし
て、この判別結果に応じて、直流電圧切換スイッチ１８
や同期信号切換スイッチ２０が、第１の実施形態と同様
に、切り換え制御される。

【００８４】なお、これら第１，第２の実施形態は、入
力交流電源電圧の判定や制御信号の出力をマイコン１５
のソフトで行なっているが、ハード回路で行なうように
してもよく、同様の効果を得られることは明らかであ
る。

【００８５】図８は本発明による空気調和機の第３の実
施形態を示すブロック図であって、３１は交直流切換ス
イッチ、３２は直流電源であり、図１に対応する部分に
は同一符号を付けて重複する説明を省略する。

【００８６】同図において、この第３の実施形態では、
整流器２の代わりに、ソーラー電源などの直流電源３２
（例えば、１５０Ｖ程度）も設け、これからの直流電源
電圧ＥＡと整流器２からの整流電圧Ｅｓとのいずれかを
交直流切換スイッチ３１で選択することができるように
したものであり、直流電圧の昇圧回路として機能するこ
とが可能としている。

【００８７】直流電源３２を選択した場合には、図２に
おいて、マイコン１５がコンデンサ５の直流電圧を１６
０Ｖ以下と判定したとき（ステップ１０２）と同様の動
作を行なう。従って、この第３の実施形態は、低い電圧
の直流電源３２でもって電動機１４を駆動することが可
能となる。

【００８８】リアクトル３の電源側に太陽電池などの直
流電源を接続すると、直流電源電圧の変動があっても、
所望の直流電圧Ｅｄに安定化させることができる。これ
により、太陽電池などの電源電圧変動や直流電源の種類
（太陽電池，蓄電池，燃料電池など）を問わず接続する
ことが可能となる。また、スイッチ素子６のコレクタ，
エミッタ間に太陽電池などの直流電源を、ダイオードと
リアクトルを介して、接続した場合でも、同様の効果が
得られる。

【００８９】直流電源３２の出力直流電圧ＥＡが交流電
源１からの入力交流電源電圧を全波整流して得られる直
流電圧Ｅｄより高い場合には、交直流切換スイッチ３１
を切り換えて、この直流電源３２により電動機制御を行
なってもよいし、予め、手動操作によって回路の切換を
行なうことも可能である。

【００９０】また、平滑コンデンサ５に太陽電池などの
直流電源をダイオードを介して接続すると（図示せ
ず）、この直流電源の出力電圧が上記の所望の直流電圧
に達している場合には、この直流電源から電力を供給
し、この所望の直流電圧に達していない場合には、交流
電源から電力を供給して所望の直流電圧まで昇圧し、こ
れにより、インバータ１３のスイッチ素子をオン，オフ
させて電動機１４の回転数を制御することにより、商用
交流電源と上記直流電源との併用化が可能となり、省電
力化が図れる。

【００９１】図９は本発明による空気調和機の第４の実
施形態を示すブロック図であって、図１に対応する部分
には同一符号をつけて重複する説明を省略する。

【００９２】同図において、図１に示した第１の実施形
態と異なる点は、マイコン１５が、直流電圧切替スイッ
チ１８，電圧指令切替スイッチ２１及びドライブ信号切
替スイッチ２２の機能も有し、また、インバータ駆動回
路１６への出力ポートと、電圧比較器７への出力ポート
を独立に備えた点である。

【００９３】マイコン１５は、第１の実施形態と同様
に、入力電源電圧に応じて、同期信号切替スイッチ２０
を切り替える信号を出力するとともに、マイコン１５内
で直流電圧Ｅｄの分圧直流電圧Ｅｄ１をＡ／Ｄ変換して
読み込む。そして、この分圧直流電圧Ｅｄ１の値に応じ
て、１００Ｖの入力交流電源電圧か２００Ｖの入力交流
電源電圧かに対応する直流電圧Ｅｄ’を求め、積分して
得られる直流電圧がこの直流電圧Ｅｄ’となるようなデ
ューティ比のＰＷＭ信号を形成して出力する。このＰＷ
Ｍ信号はローパスフィルタ２５で平滑されて直流電圧Ｅ
ｄ’となり、これが電圧比較器７に供給される。

【００９４】かかるソフトウエアによる動作は、先の第
１の実施形態などでの平滑コンデンサ５での直流電圧Ｅ
ｄに応じて直流電圧切替スイッチ１８や電圧指令切替ス
イッチ２１，ドライブ信号切替スイッチ２２を切換制御
し、分圧電圧Ｅｄ１，Ｅｄ２のいずれかを選択するとい
うハードウエアによる動作に相当するものであり、かか
るハードウエアによる動作の場合と比べて、構成が簡略
化されて同様の制御動作を行なうことができる。

【００９５】マイコン１５がインバータ駆動部１６に供
給する信号としては、インバータ１３のスイッチ素子の
通電率が１００％の場合には、所定値の一定電圧Ｅｉと
し、また、この通電率が１００％未満の場合には、イン
バータ１３を駆動する制御電圧（ＰＷＭ信号）とする。

【００９６】また、電圧比較器７に供給される直流電圧
Ｅｄ’としても、上記の通電率が１００％の場合には、
直流電圧Ｅｄを変化させる指令電圧Ｅｄ２’（ＰＷＭ信
号）とする。このＰＷＭ信号はローパスフィルタ２５に
よって平滑されて直流電圧Ｅｄ’とし、これが電圧比較
器７に供給される。

【００９７】一方、上記通電率が１００％未満の場合に
は、マイコン１５は、分圧直流電圧Ｅｄ２（または、直
流電圧Ｅｄ）から所定の低直流電圧Ｅｄ’を求め、積分
してこの低直流電圧Ｅｄ’となるデューティ比のＰＷＭ
信号を発生して出力する。このＰＷＭ信号は、ローパス
フィルタ２５によって平滑されて直流電圧Ｅｄ’とな
り、これが電圧比較器７に供給される。

【００９８】従って、電圧切換えのためのスイッチなど
の周辺回路は、これと同様の機能をマイコン１５に持た
せることにより、特に、多段階の切換えを要する場合に
は、部品点数を大幅に削減することが可能となり、か
つ、各スイッチへの配線の引き回しも少なくなるので、
耐ノイズ性の向上も含め、信頼性が大幅に向上すること
になる。

【００９９】なお、図７〜図９に示した実施形態におい
ても、図１に示した実施形態と同様、図２，図３で説明
した動作をなし、図４，図６で説明した効果が得られる
ことはいうまでもない。

【０１００】上記の実施形態のように、直流電圧を任意
の値に昇圧して電動機を駆動する制御を行ない、かつ電
源電圧の判定を整流平滑後の直流電圧により行なう場合
には、運転時の直流電圧と交流電源電圧とは必ずしも相
関はない。従って、前回運転時に印加された電圧が、判
定前に、充分放電されている必要がある。

【０１０１】通常では、放電抵抗などで放電させるの
で、問題はないが、放電系の不具合、あるいは運転中の
電源の瞬断などの場合には、以前の運転状態により、直
流電圧が高いままであることも考えられる。

【０１０２】例えば、運転中に電源電圧が瞬断した場合
には、マイコン１５はリセットされ、再度、電源電圧の
判定を行なおうとする。この場合、電源が瞬断した微小
時間では、平滑コンデンサに充電されている電荷の放電
が充分でなく、例えば、Ｅｄ＝３００Ｖで運転していた
場合には、交流電源の判定結果が高い交流電源電圧であ
るかのごとく誤認識してしまうおそれがある。

【０１０３】また、交流電圧を検出する方法として、一
般に、誘導トランスを用いて電源電圧を降圧し、その２
次側出力を整流平滑して直流電圧値として判定する方法
もあるが、電源電圧に比例した出力を得やすい一方で、
誘導トランス自体のコストアップ、またトランスに通電
することによる損失増大，取付けスペースの確保などの
問題がある。

【０１０４】そこで、コストや省電力，低スペース化に
有利な平滑コンデンサの直流電圧による判定を生かしな
がら、リセット時、電圧判定を行なう前に、平滑コンデ
ンサに蓄えられた電荷を予め放電することによって交流
電源電圧の誤判定を防止するようにした本発明の第５の
実施形態について説明する。

【０１０５】図１０は本発明による空気調和機の第５の
実施形態を示すブロック図であって、３３は交流電源電
圧を整流する整流器、３４は整流器３３で整流された電
圧を平滑する平滑コンデンサ、３５は平滑コンデンサ３
４で平滑された直流電圧を任意の複数種類の電圧に変換
するトランス回路、３６は交流電源１と整流器２を接続
するためのパワーリレー、３７は整流器３３の接続構成
を全波整流あるいは倍電圧整流方式に切り替えるための
切替リレーであり、図３に対応する部分には同一符号を
つけて重複する説明を省略する。

【０１０６】次に、この第５の実施形態の制御方法につ
いて、図１１により説明する。

【０１０７】まず、交流電源１がオンすると（ステップ
２００）、マイコン１５が初期状態に設定され、これに
より、マイコン１５は、直流電圧切換スイッチ１８及び
同期信号切換スイッチ２０を接点Ａ側に、電圧指令切換
スイッチ２１を接点Ｂ側に、ドライブ信号切換スイッチ
２２を接点Ａ側に夫々閉じる。これにより、直流電圧切
換スイッチ１８は直流電圧Ｅｄ２を選択し、同期信号切
換スイッチ２０は正弦波同期信号Ｅｓ２を選択する（ス
テップ２０１）。

【０１０８】ここで、パワーリレー３６は非通電となっ
ており、入力交流電圧の判定を行なう前に、直流電圧Ｅ
ｄがこの判定に支障のない充分低い直流電圧Ｅｔｈ（例
えば、１００Ｖ）となっているかを判定する（ステップ
２０２）。

【０１０９】Ｅｄ＞Ｅｔｈならば、パワーリレー３６は
非通電のままであり、インバータ１３の上アームの任意
の１相とこの上アームの相とは異なる相の下アームの任
意の相をオンさせることにより、平滑コンデンサ５の電
荷を電動機１４を通じて放電する（ステップ２０３）。

【０１１０】このとき、インバータ１３の上アームのス
イッチ素子（図示せず）は任意のデューティ比でオン，
オフされ、そのときの電動機１４に通電される電流は、
チョッパ電流Ｉ１と還流電流Ｉ２とからなる。

【０１１１】ここで、平滑コンデンサ５より供給される
電流は、チョッパ電流Ｉ１であり、この平滑コンデンサ
５に、もし電荷が残っていても、およそ次式のように放
電される。

【０１１２】Ｅｄ（ｔ）＝Ｅｄ（０）×ｅｘｐ｛（−Ｄ
₀ ²×ｔ）／（Ｒ×Ｃ）｝ここで、Ｅｄ（０）：初期直流電圧Ｄ₀：任意のデューティｔ：経過時間Ｒ：電動機巻線抵抗Ｃ：平滑コンデンサ容量であり、Ｅｄ＜Ｅｔｈとなるまでこの放電動作を続け
る。

【０１１３】このように、平滑コンデンサ５の放電の手
段として、既に備えているインバータ１３及び電動機１
４を用いることにより、特に放電抵抗などを新たに追加
する必要がなく、これも低コスト化，小型化に有利な構
成である。

【０１１４】なお、予め平滑コンデンサ５が放電されて
いる場合には、上記動作を行なう必要はない。

【０１１５】次に、パワーリレー３６をオンさせると
（ステップ２０４）、交流電源１から整流器２及びリア
クトル３を介し、平滑コンデンサ５に交流電源電圧に応
じた電荷が充電される。

【０１１６】この交流電源電圧に応じた直流電圧が発生
するのに要する時間を待って、マイコン１５はコンデン
サ５の直流電圧Ｅｄの分圧電圧Ｅｄ１を検出する（ステ
ップ１０１）。この検出した直流電圧Ｅｄ１の電圧値、Ｅｄ＝Ｅｄ１×（Ｒ４＋Ｒ５＋Ｒ６）／（Ｒ５＋Ｒ６）により、直流電圧Ｅｄが、例えば、１６０Ｖより高けれ
ば（ステップ１０２）、入力交流電源電圧は２００Ｖで
あると判断し、また、例えば、１６０Ｖより低ければ
（ステップ１０２）、入力交流電源電圧は１００Ｖであ
ると判断する。

【０１１７】これ以降の動作は図２のフローチャートで
の説明と同様である。

【０１１８】このように、交流電源電圧の判定前に平滑
コンデンサ５に蓄えられた電荷を予め放電することによ
り、交流電源電圧の誤判定を防止することが可能とな
る。

【０１１９】また、図１０において、入力交流電源電圧
がいずれの前記電源電圧区分に属するかに応じて、切替
リレー３７をオンまたはオフさせることにより、整流器
３３の構成を変更するようにして、平滑コンデンサ３４
とで全波整流器あるいは倍電圧整流器のいずれかの構成
に選択するできる。例えば、入力交流電源電圧が１００
Ｖであると判断した場合には、切替リレー３７をオンさ
せて整流器３３を倍電圧整流器とし、１００Ｖであると
判断した場合には、切替リレー３７をオフさせて整流器
３３を全波整流器とする。平滑コンデンサ３４で得られ
た直流電圧はトランス回路３５により適宜変換され、電
圧比較器７や掛算器８、負荷電流検出器９、電流比較器
１０、発振器１１、駆動回路１２，マイコン１５、イン
バータ駆動回路１６、スイッチ１８，２０，２１，２
２、トリガ素子１９、入力電流検出器２３などの直流電
源電圧が得られる。

【０１２０】上記制御を行なうことにより、制御電源に
対する入力電圧変動を抑制することができ、ラインレギ
ュレーションを向上させることができる。従って、切替
リレー３７を追加することにより、容易に制御電源の入
力によらない安定した出力電圧を得ることが可能とな
る。

【０１２１】以上説明したように、上記実施形態によれ
ば、供給交流電源電圧を検出して直流電圧設定値を任意
に制御することが可能となる。例えば、１００Ｖの交流
電源電圧が供給される場合には、３００Ｖ程度の一定直
流電圧でもってインバータを任意の通電率でチョッパ動
作させ、回転数制御を行なうよりも、１５０Ｖ以上の任
意の直流電圧でもって１００％通電率のチョッパなしで
制御する方が損失を少なくすることができるため、供給
交流電源電圧に応じて直流電源電圧の設定値を切り換え
ることは、高効率化に有効である。

【０１２２】また、上記実施形態によれば、正弦波同期
信号の設定値を任意に制御することが可能となり、供給
電源電圧が変化しても、安定した直流電圧と高力率で高
調波の少ない電力変換器を提供することができる。

【０１２３】さらに、上記実施形態によれば、供給電流
を検知してスイッチ素子の動作のトリガとすることは、
供給電流が小さい場合には、特に、高力率である必要は
ないことより、低電流供給時の制御の不安定動作や余分
な損失，ノイズなどを排除することができる。

【０１２４】さらに、上記実施形態によれば、供給電源
電圧が１００Ｖ，２００Ｖのいずれに対しても、性能や
機能の変わらない電動機駆動装置を提供することがで
き、このために、電動機駆動装置の機種が多様化せず、
機種統合が図れて、生産性の向上と共に原価低減が可能
となる。

【０１２５】さらに、上記実施形態によれば、スイッチ
素子を含むブロックを同一基板として独立させることに
よって、従来の受動素子により構成された力率改善回路
との置換えが容易となり、制御回路の共用化が図れる
し、機種の展開が容易となり、新製品の早期提供が容易
となる。

【０１２６】さらに、上記実施形態によれば、ソーラー
電源などの直流電源を接続することも可能であり、この
場合、次段のスイッチング素子により直流電圧を可変，
昇圧することができるので、比較的低い直流電圧で電動
機を駆動することが可能となる。

【０１２７】さらにまた、上記実施形態によれば、制御
信号切換えのためのスイッチ群などの周辺回路をマイコ
ン内部に取り込めむことにより、部品点数を大幅に削減
することが可能となり、かつ、スイッチ群への配線の引
き回しも少なくなるので、耐ノイズ性の向上も含め、信
頼性を向上することが可能となる。

【０１２８】さらにまた、上記実施形態によれば、イン
バータの所定の低い電源電圧でのチョッパ動作により、
電動機の回転数制御を行なうとともに、インバータでの
チョッパ動作での通電率が１００％になると、インバー
タの電源電圧の制御により電動機の回転数を制御するも
のであるから、インバータのチョッパ損失や電動機での
損失を大幅に低減できて、効率を大幅に高めることがで
きる。

【０１２９】さらに、上記実施形態によれば、供給交流
電源電圧を直流電圧として検出して交流電源電圧の判定
を行なうため、特に、交流電源を検出する回路を追加す
る必要はなく、無駄なコストアップや消費電力を排除す
ることができるとともに、基板実装面積を増やさなくて
すみ、低コスト化や省電力，小型化に有利な構成であ
る。

【０１３０】また、リセット時、電圧判定を行なう前
に、平滑コンデンサに蓄えられた電荷を予め放電するこ
とにより、交流電源電圧の誤判定を防止することが可能
となる。これは、特に上記実施形態の構成回路のよう
に、直流電圧を任意の値に昇圧して電動機を駆動する場
合には、有効である。

【０１３１】また、上記実施形態の構成にすれば、平滑
コンデンサの放電の手段として、既に備えているインバ
ータ及び電動機を用いることにより、特に放電抵抗など
を新たに追加する必要がなく、これも低コスト化や小型
化に有利な構成である。

【０１３２】また、上記の交流電源電圧がいずれの上記
電源電圧区分に属するかに応じて、実施形態における制
御電源用のコンバータの構成を選択できることにより、
容易に制御電源の入力によらない安定した出力電圧を得
ることが可能となる。

【０１３３】

【発明の効果】以上説明したように、本発明の空気調和
機によれば、スイッチ素子を含むアクテイブコンバータ
ブロックを同一基板としてマイコンを含む周辺回路基板
と独立させることによって、従来の受動素子により構成
された力率改善回路との置換えが容易となり、制御回路
の共用化が図れ、機種の展開が容易となり、新製品の早
期提供が容易となる。また、に、異なる種類の入力交流
電源電圧の交流電源に共用して接続されても、高力率で
かつ高調波の少ない状態で動作することができて入力交
流電源側への悪影響も抑制することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による空気調和機の第１の実施形態を示
すブロック図である。

【図２】図１に示した第１の実施形態の制御方法を示す
フローチャート図である。

【図３】図１に示した第１の実施形態の入力交流電源電
圧が１００Ｖの場合の図２に示した制御方法を説明する
ための図である。

【図４】図３で説明した制御方法による効果を従来例と
比較して示す図である。

【図５】図１に示した第１の実施形態のアクテイブフィ
ルタブロックを従来の受動素子に置換えた例を示すブロ
ック図である。

【図６】図１に示した第１の実施形態と図５に示した回
路を用いる空気調和機との効果を比較して示す図であ
る。

【図７】本発明による空気調和機の第２の実施形態を示
すブロック図である。

【図８】本発明による空気調和機の第３の実施形態を示
すブロック図である。

【図９】本発明による空気調和機の第４の実施形態を示
すブロック図である。

【図１０】本発明による空気調和機の第５の実施形態を
示すブロック図である。

【図１１】図１０に示した第５の実施形態の制御方法を
示すフローチャート図である。

【図１２】従来の空気調和機での電動機駆動装置の回路
構成図である。

【符号の説明】

１交流電源２整流器３リアクトル４ダイオード５コンデンサ６スイッチ素子７電圧比較器８掛算器９負荷電流検出器１０電流比較器１１発振器１２駆動回路１３インバータ１４電動機１５マイコン１６インバータ駆動回路１８直流電圧信号切換スイッチ１９トリガ素子２０同期信号切換スイッチ２１電圧指令切換スイッチ２２ドライブ信号切換スイッチ２３供給電流検出器２４アクティブコンバータブロック２５ローパスフィルタ２６電源キャパシタ２７リアクトル２８ダイオード２９室温センサ３０交流電源電圧検出器３１交流直流切換スイッチ３２直流電源３３整流器３４コンデンサ３５制御電源回路３６パワーリレー３７切替リレーＱ力率改善回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者高倉雄八栃木県下都賀郡大平町大字富田800番地株式会社日立製作所冷熱事業部内 (72)発明者能登原保夫茨城県日立市大みか町七丁目１番１号株式会社日立製作所日立研究所内 (72)発明者川端幸雄茨城県日立市大みか町七丁目１番１号株式会社日立製作所日立研究所内 (72)発明者篠崎弘栃木県下都賀郡大平町大字富田800番地株式会社日立製作所冷熱事業部内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】圧縮機を駆動する電動機駆動装置を有す
る空気調和機において、該電動機駆動装置は、交流電源に接続され、入力交流電
源電圧を整流して直流電圧を出力する電力変換装置と、
該電力変換装置の出力直流電圧を電源電圧とするインバ
ータと、該電力変換装置及びインバータを制御するマイ
コンと、該インバータにより駆動される電動機とを備
え、該電力変換装置は、該入力交流電源電圧を整流する整流
器と、該整流器によって得られる整流電圧を平滑して直
流電圧を該インバータへ供給するコンデンサと、該整流
器と該コンデンサとの間に接続され、駆動信号によりオ
ン，オフ制御されるスイッチ素子を含むアクテイブコン
バータの駆動部とを有し、該アクテイブコンバータの駆動部は、該マイコンを含む
周辺回路基板と独立したアクテイブコンバータブロック
基板上に設けたことを特徴とする空気調和機。
【請求項２】圧縮機を駆動する電動機駆動装置を有す
る空気調和機において、該電動機駆動装置は、交流電源に接続され、入力交流電
源電圧を整流して直流電圧を出力する電力変換装置と、
該電力変換装置の出力直流電圧を電源電圧とするインバ
ータと、該電力変換装置及びインバータを制御するマイ
コンと、該インバータにより駆動される電動機とを備
え、該電力変換装置は、該入力交流電源電圧を整流する整流
器と、該整流器によって得られる整流電圧を平滑して直
流電圧を該インバータへ供給するコンデンサと、該整流
器と該コンデンサとの間に接続され、駆動信号によりオ
ン，オフ制御されるスイッチ素子を含むアクテイブコン
バータの駆動部とを有し、該アクテイブコンバータの駆動部は、該スイッチ素子
と、整流電圧同期信号と直流電圧制御信号とを用いて電
流基準信号を形成する掛算器と、該電流基準信号と負荷
電流信号とを用いて変調信号を形成する電流比較器と、
該変調信号と搬送波とを用いてスイッチング駆動信号を
形成する駆動回路とを有し、該マイコンを含む周辺回路
基板と独立したアクテイブコンバータブロック基板上に
設けたことを特徴とする空気調和機。
【請求項３】圧縮機を駆動する電動機駆動装置を有す
る空気調和機において、該電動機駆動装置は、交流電源に接続され、入力交流電
源電圧を整流して直流電圧を出力する電力変換装置と、
該電力変換装置の出力直流電圧を電源電圧とするインバ
ータと、該電力変換装置及びインバータを制御するマイ
コンと、該インバータにより駆動される電動機とを備
え、該電力変換装置は、該入力交流電源電圧を整流する整流
器と、該整流器によって得られる整流電圧を平滑して直
流電圧を該インバータへ供給するコンデンサと、該整流
器と該コンデンサとの間に接続され、駆動信号によりオ
ン，オフ制御されるスイッチ素子を含むアクテイブコン
バータの駆動部と、入力交流電源電圧の種類による回路
切換部とを有し、該アクテイブコンバータの駆動部は、該スイッチ素子
と、該整流電圧を用いて該電力変換装置の負荷電流が整
流電圧の波形に追従するように該スイッチ手段を制御す
る信号を生成する力率改善信号生成手段とを有し、該マイコンは、該入力交流電源電圧の種類を判別する判
別手段と、該判別手段によって判別された該入力交流電
源電圧の種類に応じて該力率改善信号生成手段の制御値
を選択設定する設定手段とを有し、該アクテイブコンバータの駆動部と回路切換部とは、該
マイコンを含む周辺回路基板と独立したアクテイブコン
バータブロック基板上に纏めて設けたことを特徴とする
空気調和機。
【請求項４】圧縮機を駆動する電動機駆動装置を有す
る空気調和機において、該電動機駆動装置は、交流電源に接続され、入力交流電
源電圧を整流して直流電圧を出力する電力変換装置と、
該電力変換装置の出力直流電圧を電源電圧とするインバ
ータと、該電力変換装置及びインバータを制御するマイ
コンと、該インバータにより駆動される電動機とを備
え、該電力変換装置は、該入力交流電源電圧を整流する整流
器と、該整流器によって得られる整流電圧を平滑して直
流電圧を該インバータへ供給するコンデンサと、該整流
器と該コンデンサとの間に接続され、駆動信号によりオ
ン，オフ制御されるスイッチ素子を含むアクテイブコン
バータの駆動部と、入力交流電源電圧の種類による回路
切換部とを有し、該アクテイブコンバータの駆動部は、該スイッチ素子
と、整流電圧同期信号と直流電圧制御信号とを用いて電
流基準信号を形成する掛算器と、該電流基準信号と負荷
電流信号とを用いて変調信号を形成する電流比較器と、
該変調信号と搬送波とを用いてスイッチング駆動信号を
形成する駆動回路とを有し、該回路切換部は、該整流電圧を分圧する複数の抵抗と、
該抵抗の接続を切替えて分圧比を変える切換スイッチと
を有し、該マイコンは、該入力交流電源電圧の種類を判別する判
別手段と、該判別手段によって判別された該入力交流電
源電圧の種類に応じて該力率改善信号生成手段の制御値
を選択設定する設定手段とを有し、該アクテイブコンバータの駆動部と回路切換部とは、該
マイコンを含む周辺回路基板と独立したアクテイブコン
バータブロック基板上に纏めて設けたことを特徴とする
空気調和機。