JPH1189282A - 空気調和機 - Google Patents
空気調和機Info
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- JPH1189282A JPH1189282A JP9242406A JP24240697A JPH1189282A JP H1189282 A JPH1189282 A JP H1189282A JP 9242406 A JP9242406 A JP 9242406A JP 24240697 A JP24240697 A JP 24240697A JP H1189282 A JPH1189282 A JP H1189282A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】本発明の目的は、電源の力率を改善し、電源電
流の高調波含有率を低減すると共に、インバータ部と電
動機での損失と機器の漏洩電流を低減した空気調和器を
提供することにある。 【解決手段】平滑コンデンサと前記インバータの間にス
イッチ素子とリアクタと平滑コンデンサとダイオードか
らなる降圧チョッパ回路を設け、降圧チョッパ回路の動
作を制御して、インバータに印加される直流電圧を任意
に変化させる手段を設け、直流電圧を変化させることに
よりインバータの通電率を100%の状態で前記電動機
を所望の回転数に制御する。
流の高調波含有率を低減すると共に、インバータ部と電
動機での損失と機器の漏洩電流を低減した空気調和器を
提供することにある。 【解決手段】平滑コンデンサと前記インバータの間にス
イッチ素子とリアクタと平滑コンデンサとダイオードか
らなる降圧チョッパ回路を設け、降圧チョッパ回路の動
作を制御して、インバータに印加される直流電圧を任意
に変化させる手段を設け、直流電圧を変化させることに
よりインバータの通電率を100%の状態で前記電動機
を所望の回転数に制御する。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、インバータルーム
エアコン用圧縮機の電動機駆動装置に係り、特に、交流
電源の力率を改善し、インバータと電動機での損失を低
減し、インバータ部と圧縮機からの漏洩電流を低減する
ことができる電動機の回転数制御方法に関する。
エアコン用圧縮機の電動機駆動装置に係り、特に、交流
電源の力率を改善し、インバータと電動機での損失を低
減し、インバータ部と圧縮機からの漏洩電流を低減する
ことができる電動機の回転数制御方法に関する。
【0002】
【従来の技術】第1の従来例として、交流電源の力率を
改善し、インバータと電動機での損失を低減する電動機
駆動装置が、特願平8−264713 号公報に示されている。
改善し、インバータと電動機での損失を低減する電動機
駆動装置が、特願平8−264713 号公報に示されている。
【0003】図6は、かかる従来の電動機駆動装置を示
すブロック図であって、1は交流電源、2は整流器、3
はリアクトル、4はダイオード、5はコンデンサ、6は
スイッチ素子、7は電圧比較器、8は掛け算器、9は負
荷電流検出器、10は電流比較器、11は発振器、12
は駆動回路、13はインバータ、14は電動機、15は
マイコン、16はインバータ駆動回路、18は直流電圧
切り替えスイッチ、19はトリガ素子、20は同期信号
切り替えスイッチ、21は電圧指令切り替えスイッチ、
22はドライブ信号切り替えスイッチ、23は供給電流
検出器、24はアクティブコンバータブロック、25は
ローパスフィルタである。
すブロック図であって、1は交流電源、2は整流器、3
はリアクトル、4はダイオード、5はコンデンサ、6は
スイッチ素子、7は電圧比較器、8は掛け算器、9は負
荷電流検出器、10は電流比較器、11は発振器、12
は駆動回路、13はインバータ、14は電動機、15は
マイコン、16はインバータ駆動回路、18は直流電圧
切り替えスイッチ、19はトリガ素子、20は同期信号
切り替えスイッチ、21は電圧指令切り替えスイッチ、
22はドライブ信号切り替えスイッチ、23は供給電流
検出器、24はアクティブコンバータブロック、25は
ローパスフィルタである。
【0004】同図において、整流器2,リアクトル3,
ダイオード4,コンデンサ5,スイッチ素子6,電圧比
較器7,掛け算器8,負荷電流検出器9,電流比較器1
0,発振器11,駆動回路12及び変調器17からなる
部分は電力変換器を構成しており、インバータ13はこ
の電力変換器を電源としている。
ダイオード4,コンデンサ5,スイッチ素子6,電圧比
較器7,掛け算器8,負荷電流検出器9,電流比較器1
0,発振器11,駆動回路12及び変調器17からなる
部分は電力変換器を構成しており、インバータ13はこ
の電力変換器を電源としている。
【0005】まず、この電力変換器について説明する。
交流電源1からの交流電源電圧は、整流器2で全波整流
されて、整流電圧Esに変換される。この整流電圧Es
はリアクトル3とダイオード4を介してコンデンサ5に
印加され、平滑された直流電圧Edが得られる。これら
ダイオード4とコンデンサ5とに並列にスイッチ素子6
が設けられている。
交流電源1からの交流電源電圧は、整流器2で全波整流
されて、整流電圧Esに変換される。この整流電圧Es
はリアクトル3とダイオード4を介してコンデンサ5に
印加され、平滑された直流電圧Edが得られる。これら
ダイオード4とコンデンサ5とに並列にスイッチ素子6
が設けられている。
【0006】コンデンサ5で平滑された直流電圧Edは
抵抗R4,R5,R6で分圧されて直流電圧Ed′が形
成され、これと基準電圧Eoとの偏差値が電圧比較器7
で求められて電圧制御信号Veが作成される。
抵抗R4,R5,R6で分圧されて直流電圧Ed′が形
成され、これと基準電圧Eoとの偏差値が電圧比較器7
で求められて電圧制御信号Veが作成される。
【0007】整流器2で正弦波状の交流電源電圧を全波
整流して得られる整流電圧Esは、また、抵抗R1,R
2,R3で分圧されて正弦波同期信号Es′が得られ、
この正弦波同期信号Es′と電圧比較器7からの電圧制
御信号Veとが掛け算器8で演算されて電流基準信号V
i′が形成される。この電流基準信号Vi′は負荷電流
検出器9で得られる電流信号Viと電流比較器10で比
較され、変調信号Vkが得られる。この変調信号Vkは
変調器17に供給されて発振器11からの鋸歯波状や三
角波状の搬送波Vk′を変調し、この変調信号Vkに応
じてデューティ比が変化するPWM波のスイッチング駆
動信号Vgが作成される。このスイッチング駆動信号V
gにより、駆動回路12がスイッチング素子6をオン,
オフ駆動する。
整流して得られる整流電圧Esは、また、抵抗R1,R
2,R3で分圧されて正弦波同期信号Es′が得られ、
この正弦波同期信号Es′と電圧比較器7からの電圧制
御信号Veとが掛け算器8で演算されて電流基準信号V
i′が形成される。この電流基準信号Vi′は負荷電流
検出器9で得られる電流信号Viと電流比較器10で比
較され、変調信号Vkが得られる。この変調信号Vkは
変調器17に供給されて発振器11からの鋸歯波状や三
角波状の搬送波Vk′を変調し、この変調信号Vkに応
じてデューティ比が変化するPWM波のスイッチング駆
動信号Vgが作成される。このスイッチング駆動信号V
gにより、駆動回路12がスイッチング素子6をオン,
オフ駆動する。
【0008】以上のように、この従来例は、正弦波状の
整流信号Esの波形に追従させながらスイッチング素子
6をオン,オフさせるものであって、これにより、入力
交流電流iを高力率で高調波の少ない正弦波状の電流と
することができ、また、基準電圧Eoと直流電圧Edと
の偏差値に応じてスイッチング素子6の通電率を変化さ
せており、これにより、負荷の変動にかかわらず、安定
した直流電圧Edが得られる。従って、基準電圧Eoや
R4,R5,R6を適宜設定することにより、直流電圧
Edを所望の電圧値にすることができ、入力交流電力を
直流電力に変換することができる。
整流信号Esの波形に追従させながらスイッチング素子
6をオン,オフさせるものであって、これにより、入力
交流電流iを高力率で高調波の少ない正弦波状の電流と
することができ、また、基準電圧Eoと直流電圧Edと
の偏差値に応じてスイッチング素子6の通電率を変化さ
せており、これにより、負荷の変動にかかわらず、安定
した直流電圧Edが得られる。従って、基準電圧Eoや
R4,R5,R6を適宜設定することにより、直流電圧
Edを所望の電圧値にすることができ、入力交流電力を
直流電力に変換することができる。
【0009】次に、電動機駆動回路について説明する。
【0010】上記の電力変換器で作成された直流電力は
インバータ13で交流電力に逆変換され、電動機14に
供給されてこれを駆動する。また、外部回転数指令に基
づいてマイコン15から演算出力されるPWM信号がイ
ンバータ駆動回路16を介してこのインバータ13に供
給され、これによってこのインバータ13が駆動され
て、そのスイッチング素子を(図示せず)が所定の通電
率でオン,オフ動作し、電動機14の回転数を制御す
る。
インバータ13で交流電力に逆変換され、電動機14に
供給されてこれを駆動する。また、外部回転数指令に基
づいてマイコン15から演算出力されるPWM信号がイ
ンバータ駆動回路16を介してこのインバータ13に供
給され、これによってこのインバータ13が駆動され
て、そのスイッチング素子を(図示せず)が所定の通電
率でオン,オフ動作し、電動機14の回転数を制御す
る。
【0011】また第2の従来例として、交流電源の力率
を改善し、直流電圧を平滑する電動機駆動装置が、特公
開昭57−177292号公報に示されている。
を改善し、直流電圧を平滑する電動機駆動装置が、特公
開昭57−177292号公報に示されている。
【0012】図7は、かかる従来の電動機駆動装置を示
すブロック図であり、1は交流電源、2は整流器、3は
リアクトル、4はダイオード、5はコンデンサ、6はス
イッチ素子、26は降圧チョッパ用スイッチ素子、27
は降圧チョッパ用ダイオード、35は昇圧チョッパ、3
6は降圧チョッパである。
すブロック図であり、1は交流電源、2は整流器、3は
リアクトル、4はダイオード、5はコンデンサ、6はス
イッチ素子、26は降圧チョッパ用スイッチ素子、27
は降圧チョッパ用ダイオード、35は昇圧チョッパ、3
6は降圧チョッパである。
【0013】動作は、整流電圧の小さい時には昇圧チョ
ッパを、整流電圧の大きい時には降圧チョッパを作動さ
せ、直流電圧を平滑すると共に、入力電流の波高値を下
げ、入力電流を正弦波状にし全体としての力率を向上さ
せる。また、スイッチ素子6と26の通電率を適宜制御
することにより、直流電圧レベルを変化させ電動機の回
転数を制御するものである。
ッパを、整流電圧の大きい時には降圧チョッパを作動さ
せ、直流電圧を平滑すると共に、入力電流の波高値を下
げ、入力電流を正弦波状にし全体としての力率を向上さ
せる。また、スイッチ素子6と26の通電率を適宜制御
することにより、直流電圧レベルを変化させ電動機の回
転数を制御するものである。
【0014】
【発明が解決しようとする課題】上記第1の従来技術
は、昇圧型の力率改善回路であるため、安定した動作を
させるためには、直流電圧指令を交流電源電圧の√2倍
以上の値に設定しなければならない。従って、例えば、
入力が100Vの時は直流電圧が150Vとなり、15
0V以上の領域ではインバータの通電率を100%とし
て直流電圧を変化することにより回転数を制御するPA
M制御とすることができ、チョッパによる損失を低減で
きる。しかし、入力が200Vの時は、直流電圧が30
0Vとなるため、インバータの通電率が100%未満と
なり、インバータと電動機にてチョッパによる損失が発
生する。
は、昇圧型の力率改善回路であるため、安定した動作を
させるためには、直流電圧指令を交流電源電圧の√2倍
以上の値に設定しなければならない。従って、例えば、
入力が100Vの時は直流電圧が150Vとなり、15
0V以上の領域ではインバータの通電率を100%とし
て直流電圧を変化することにより回転数を制御するPA
M制御とすることができ、チョッパによる損失を低減で
きる。しかし、入力が200Vの時は、直流電圧が30
0Vとなるため、インバータの通電率が100%未満と
なり、インバータと電動機にてチョッパによる損失が発
生する。
【0015】また、300Vに昇圧された状態でインバ
ータがチョッパを行うため、大地アースと電動機の各端
子間には300Vで変化する電圧が発生する。この電圧
変動により、比較的大きい圧縮機の浮遊容量と周辺の浮
遊容量を介し、機器の匡体に漏洩電流が流れる。また、
周波数が高くなる程漏洩電流が流れる。従って、機器と
して漏洩電流が増大し、感電や雑音端子電圧の悪化とい
った問題が生じる。
ータがチョッパを行うため、大地アースと電動機の各端
子間には300Vで変化する電圧が発生する。この電圧
変動により、比較的大きい圧縮機の浮遊容量と周辺の浮
遊容量を介し、機器の匡体に漏洩電流が流れる。また、
周波数が高くなる程漏洩電流が流れる。従って、機器と
して漏洩電流が増大し、感電や雑音端子電圧の悪化とい
った問題が生じる。
【0016】上記第2の従来技術は、昇降圧型の電動機
駆動装置であり、直流電圧を変化することにより電動機
の回転数を制御するPAM制御とすることができ、チョ
ッパによる損失を低減できる。しかし、降圧チョッパ動
作時は入力電流波形が断続となるため、逆に力率が低下
し高調波が増大する問題がある。また、仮にリアクトル
とコンデンサとで構成するフィルタ回路を電源ラインに
追加し電流を連続としても、電流の波形整形を行ってい
ないため、第1の従来技術程の電源の力率改善と電源電
流の高調波含有率低減は不可能である。
駆動装置であり、直流電圧を変化することにより電動機
の回転数を制御するPAM制御とすることができ、チョ
ッパによる損失を低減できる。しかし、降圧チョッパ動
作時は入力電流波形が断続となるため、逆に力率が低下
し高調波が増大する問題がある。また、仮にリアクトル
とコンデンサとで構成するフィルタ回路を電源ラインに
追加し電流を連続としても、電流の波形整形を行ってい
ないため、第1の従来技術程の電源の力率改善と電源電
流の高調波含有率低減は不可能である。
【0017】本発明の目的は、電源の力率を改善し、電
源電流の高調波含有率を低減すると共に、インバータ部
と電動機での損失と機器の漏洩電流を低減した空気調和
器を提供することにある。
源電流の高調波含有率を低減すると共に、インバータ部
と電動機での損失と機器の漏洩電流を低減した空気調和
器を提供することにある。
【0018】
【課題を解決するための手段】交流電源電圧を整流して
整流電圧を出力する整流器と、該整流器の直流出力側に
直列に接続されたリアクトルと、該整流器と該リアクト
ルを介して出力される該整流電圧がダイオードを介して
印加され平滑された直流電圧を得る平滑コンデンサと、
前記整流出力を前記リアクトルを介して短絡するスイッ
チ素子とからなる昇圧チョッパ回路と、前記昇圧チョッ
パ回路のスイッチ素子の動作を制御して力率改善及び直
流電圧の制御を行う力率改善手段と、前記直流電圧を交
流電圧に変換するインバータと、該インバータにより駆
動される電動機とを備えた空気調和機において、前記平
滑コンデンサと前記インバータの間に、スイッチ素子と
リアクタと平滑コンデンサとダイオードからなる降圧チ
ョッパ回路を設け、降圧チョッパ回路の動作を昇圧チョ
ッパ回路とは独立して制御して、インバータに印加され
る直流電圧を任意に変化させる手段を設け、直流電圧を
変化させることによりインバータの通電率を100%の
状態で前記電動機を所望の回転数に制御する。
整流電圧を出力する整流器と、該整流器の直流出力側に
直列に接続されたリアクトルと、該整流器と該リアクト
ルを介して出力される該整流電圧がダイオードを介して
印加され平滑された直流電圧を得る平滑コンデンサと、
前記整流出力を前記リアクトルを介して短絡するスイッ
チ素子とからなる昇圧チョッパ回路と、前記昇圧チョッ
パ回路のスイッチ素子の動作を制御して力率改善及び直
流電圧の制御を行う力率改善手段と、前記直流電圧を交
流電圧に変換するインバータと、該インバータにより駆
動される電動機とを備えた空気調和機において、前記平
滑コンデンサと前記インバータの間に、スイッチ素子と
リアクタと平滑コンデンサとダイオードからなる降圧チ
ョッパ回路を設け、降圧チョッパ回路の動作を昇圧チョ
ッパ回路とは独立して制御して、インバータに印加され
る直流電圧を任意に変化させる手段を設け、直流電圧を
変化させることによりインバータの通電率を100%の
状態で前記電動機を所望の回転数に制御する。
【0019】
【発明の実施の形態】以下本発明の実施形態を図面を用
いて説明する。
いて説明する。
【0020】図1は本発明による空気調和機の第1の実
施形態を示すブロック図であり、1は交流電源、2は整
流器、3はリアクトル、4はダイオード、5はコンデン
サ、6はスイッチング素子、13はインバータ、14は
電動機、15はマイコン、16はインバータ駆動回路、
26は降圧チョッパ用スイッチ素子、27は降圧チョッ
パ用ダイオード、28は降圧チョッパ用リアクトル、2
9は降圧チョッパ用平滑コンデンサ、30は降圧チョッ
パ駆動回路、31は位置検出回路、32は外部からの回
転数指令である。
施形態を示すブロック図であり、1は交流電源、2は整
流器、3はリアクトル、4はダイオード、5はコンデン
サ、6はスイッチング素子、13はインバータ、14は
電動機、15はマイコン、16はインバータ駆動回路、
26は降圧チョッパ用スイッチ素子、27は降圧チョッ
パ用ダイオード、28は降圧チョッパ用リアクトル、2
9は降圧チョッパ用平滑コンデンサ、30は降圧チョッ
パ駆動回路、31は位置検出回路、32は外部からの回
転数指令である。
【0021】同図において、整流器2,リアクトル3,
ダイオード4,コンデンサ5,スイッチ素子6,アクテ
ィブコンバータブロック24からなる部分は交流を直流
に変換する電力変換器を構成しており、降圧チョッパ用
スイッチ素子26,降圧チョッパ用ダイオード27,降
圧チョッパ用リアクトル28,降圧チョッパ用平滑コン
デンサ29は、直流電圧を任意の直流電圧に変換する、
リアクトルのエネルギ蓄積効果を利用した降圧チョッパ
回路である。
ダイオード4,コンデンサ5,スイッチ素子6,アクテ
ィブコンバータブロック24からなる部分は交流を直流
に変換する電力変換器を構成しており、降圧チョッパ用
スイッチ素子26,降圧チョッパ用ダイオード27,降
圧チョッパ用リアクトル28,降圧チョッパ用平滑コン
デンサ29は、直流電圧を任意の直流電圧に変換する、
リアクトルのエネルギ蓄積効果を利用した降圧チョッパ
回路である。
【0022】まず、交流−直流電力変換器について説明
する。本回路は第1の従来技術同様、交流電源電圧と同
期した正弦波状の電圧波形に追従させながらスイッチ素
子のオン,オフを制御するものであり、これにより高力
率で高調波の少ない正弦波状の入力交流電流にすること
ができる。また、基準電圧と直流電圧との偏差に応じて
スイッチ素子6の通電率を変化させるため、負荷の変動
に関わらず安定した直流電圧が得られる。入力AC20
0Vを想定すると直流電圧は約300Vとなる。
する。本回路は第1の従来技術同様、交流電源電圧と同
期した正弦波状の電圧波形に追従させながらスイッチ素
子のオン,オフを制御するものであり、これにより高力
率で高調波の少ない正弦波状の入力交流電流にすること
ができる。また、基準電圧と直流電圧との偏差に応じて
スイッチ素子6の通電率を変化させるため、負荷の変動
に関わらず安定した直流電圧が得られる。入力AC20
0Vを想定すると直流電圧は約300Vとなる。
【0023】次に電動機の回転数制御方法について図
2,図3で説明する。
2,図3で説明する。
【0024】図2の場合は、まず、電源がオンするとマ
イコン15が初期状態に設定され降圧チョッパ用スイッ
チ素子26をオン状態にする。次に、外部からの回転数
指令32に基づきインバータ13のオン,オフの通電率
を制御するPWM制御にて電動機14を駆動し、一度所
定の回転数(例えば2000回転)に制御する。その状
態でマイコンはその所定の回転数を持続しながら降圧チ
ョッパの電圧制御用PWM信号を出力し、降圧チョッパ
用ドライブ回路30を介し降圧チョッパ用スイッチ素子
26のオン,オフを制御し、インバータの通電率が10
0%となるまでインバータに印加される直流電圧を低下
させる。インバータの通電率が100%となった時点で
直流電圧を変化させることにより電動機14の回転数を
制御するPAM制御方式に切り替え、マイコン内部にて
外部からの回転数指令32と位置検出回路31より得ら
れる実回転数とを比較し、その偏差に応じて降圧用チョ
ッパの電圧制御用PWM信号を変化させ、外部からの回
転数指令32に一致させるよう降圧チョッパ素子26の
オン,オフを制御する。
イコン15が初期状態に設定され降圧チョッパ用スイッ
チ素子26をオン状態にする。次に、外部からの回転数
指令32に基づきインバータ13のオン,オフの通電率
を制御するPWM制御にて電動機14を駆動し、一度所
定の回転数(例えば2000回転)に制御する。その状
態でマイコンはその所定の回転数を持続しながら降圧チ
ョッパの電圧制御用PWM信号を出力し、降圧チョッパ
用ドライブ回路30を介し降圧チョッパ用スイッチ素子
26のオン,オフを制御し、インバータの通電率が10
0%となるまでインバータに印加される直流電圧を低下
させる。インバータの通電率が100%となった時点で
直流電圧を変化させることにより電動機14の回転数を
制御するPAM制御方式に切り替え、マイコン内部にて
外部からの回転数指令32と位置検出回路31より得ら
れる実回転数とを比較し、その偏差に応じて降圧用チョ
ッパの電圧制御用PWM信号を変化させ、外部からの回
転数指令32に一致させるよう降圧チョッパ素子26の
オン,オフを制御する。
【0025】これにより、インバータ13の通電率が1
00%の状態で、直流電圧を変化させることにより電動
機14の回転数を制御することができる。従って、イン
バータ13によるチョッパが不要となりチョッパ周期で
の電圧変動がなくなるため、インバータ13と電動機1
4での損失が低減すると共に、漏洩電流を低減すること
ができノイズも低減される。
00%の状態で、直流電圧を変化させることにより電動
機14の回転数を制御することができる。従って、イン
バータ13によるチョッパが不要となりチョッパ周期で
の電圧変動がなくなるため、インバータ13と電動機1
4での損失が低減すると共に、漏洩電流を低減すること
ができノイズも低減される。
【0026】図3の場合は、まず、電源がオンするとマ
イコン15が初期状態に設定され、外部からの回転数指
令32が入力されると、インバータ13に印加される直
流電圧をR7とR8の分圧により検出し、その値がある
所定の値(例えば、直流電圧50V) となるよう降圧チ
ョッパ電圧制御用PWM信号を出力し、降圧チョッパ用
ドライブ回路30を介し降圧チョッパ用スイッチ素子2
6のオン,オフを制御する。
イコン15が初期状態に設定され、外部からの回転数指
令32が入力されると、インバータ13に印加される直
流電圧をR7とR8の分圧により検出し、その値がある
所定の値(例えば、直流電圧50V) となるよう降圧チ
ョッパ電圧制御用PWM信号を出力し、降圧チョッパ用
ドライブ回路30を介し降圧チョッパ用スイッチ素子2
6のオン,オフを制御する。
【0027】インバータ13の印加電圧が所定の値にな
った時点でインバータをPWM制御にて起動し、外部か
らの回転数指令32と位置検出回路31より得られる実
回転数との偏差に応じてインバータ13のオン,オフの
通電率を制御し電動機14の回転数を制御する。
った時点でインバータをPWM制御にて起動し、外部か
らの回転数指令32と位置検出回路31より得られる実
回転数との偏差に応じてインバータ13のオン,オフの
通電率を制御し電動機14の回転数を制御する。
【0028】インバータ13の通電率が100%となっ
たことをマイコン15が認識した時点で、直流電圧を変
化させることにより電動機14の回転数を制御するPA
M制御方式に切り替え、前記図2と同様に、インバータ
13の通電率が100%の状態で電動機14の回転数を
制御することができる。従って、インバータ13による
チョッパが不要となりチョッパ周期での電圧変動がなく
なるため、インバータ13と電動機14での損失が低減
すると共に、漏洩電流を低減することができノイズも低
減される。
たことをマイコン15が認識した時点で、直流電圧を変
化させることにより電動機14の回転数を制御するPA
M制御方式に切り替え、前記図2と同様に、インバータ
13の通電率が100%の状態で電動機14の回転数を
制御することができる。従って、インバータ13による
チョッパが不要となりチョッパ周期での電圧変動がなく
なるため、インバータ13と電動機14での損失が低減
すると共に、漏洩電流を低減することができノイズも低
減される。
【0029】図4は本発明による空気調和機の第2の実
施形態を示すブロック図であり、33は電源切り替えス
イッチ、34は直流電源であり、図1に対応する部分に
ついては同一符号をつけて重複する説明を省略する。
施形態を示すブロック図であり、33は電源切り替えス
イッチ、34は直流電源であり、図1に対応する部分に
ついては同一符号をつけて重複する説明を省略する。
【0030】同図において、この第2の実施形態は、交
流−直流電力変換器のかわりにソーラー電源等の直流電
源34(例えば300V程度)を設け、これらを電源切
り替えスイッチ33で選択することを可能にしている。
流−直流電力変換器のかわりにソーラー電源等の直流電
源34(例えば300V程度)を設け、これらを電源切
り替えスイッチ33で選択することを可能にしている。
【0031】直流電源34を選択した場合でも電動機の
回転数制御方法は、第1の実施形態と同様となるため、
インバータ13の通電率が100%の状態で電動機14
の回転数を制御することができる。従って、インバータ
13によるチョッパが不要となりチョッパ周期での電圧
変動がなくなるため、インバータ13と電動機14での
損失が低減すると共に、漏洩電流を低減することができ
ノイズも低減される。
回転数制御方法は、第1の実施形態と同様となるため、
インバータ13の通電率が100%の状態で電動機14
の回転数を制御することができる。従って、インバータ
13によるチョッパが不要となりチョッパ周期での電圧
変動がなくなるため、インバータ13と電動機14での
損失が低減すると共に、漏洩電流を低減することができ
ノイズも低減される。
【0032】図5は本発明による空気調和機の第3の実
施形態を示すブロック図であり、同一システム内に複数
のインバータ13と電動機14を備えたものである。
施形態を示すブロック図であり、同一システム内に複数
のインバータ13と電動機14を備えたものである。
【0033】これは、本発明による電動機の回転数制御
方法により、インバータ13と電動機14からの漏洩電
流を低減することができるため、同一システム内に複数
のインバータ13と電動機14の接続が可能となる。
方法により、インバータ13と電動機14からの漏洩電
流を低減することができるため、同一システム内に複数
のインバータ13と電動機14の接続が可能となる。
【0034】
【発明の効果】本発明によると、昇降圧チョッパが独立
して制御されるため、電源の力率を改善し電源電流の高
調波含有率を低減すると共に、インバータ13の通電率
が100%の状態で直流電圧を変化させることにより、電
動機14の回転数を制御することができる。従って、イ
ンバータ13によるチョッパが不要となりチョッパ周期
での電圧変動がなくなるため、インバータ13と電動機
14での損失が低減すると共に、漏洩電流を低減するこ
とができノイズも低減される。また、漏洩電流とノイズ
を低減することができるため、同一システム内に複数の
インバータ13と電動機14の接続を可能とすることが
できる。
して制御されるため、電源の力率を改善し電源電流の高
調波含有率を低減すると共に、インバータ13の通電率
が100%の状態で直流電圧を変化させることにより、電
動機14の回転数を制御することができる。従って、イ
ンバータ13によるチョッパが不要となりチョッパ周期
での電圧変動がなくなるため、インバータ13と電動機
14での損失が低減すると共に、漏洩電流を低減するこ
とができノイズも低減される。また、漏洩電流とノイズ
を低減することができるため、同一システム内に複数の
インバータ13と電動機14の接続を可能とすることが
できる。
【図1】本発明による空気調和機の第1の実施形態を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図2】図1に示した第1の実施形態の一制御方法を示
すフローチャート図である。
すフローチャート図である。
【図3】図1に示した第1の実施形態の一制御方法を示
すフローチャート図である。
すフローチャート図である。
【図4】本発明による空気調和機の第2の実施形態を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図5】本発明による空気調和機の第3の実施形態を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図6】従来の空気調和機での電動機駆動装置の第1の
回路構成図である。
回路構成図である。
【図7】従来の空気調和機での電動機駆動装置の第2の
回路構成図である。
回路構成図である。
1…交流電源、2…整流器、3…リアクトル、4…ダイ
オード、5…コンデンサ、6…スイッチング素子、13
…インバータ、14…電動機、15…マイコン、16…
インバータ駆動回路、26…降圧チョッパ用スイッチ素
子、27…降圧チョッパ用ダイオード、28…降圧チョ
ッパ用リアクトル、29…降圧チョッパ用平滑コンデン
サ、30…降圧チョッパ駆動回路、31…位置検出回
路、32…回転数指令、33…電源切り替えスイッチ、
34…直流電源、35…昇圧チョッパ、36…降圧チョ
ッパ。
オード、5…コンデンサ、6…スイッチング素子、13
…インバータ、14…電動機、15…マイコン、16…
インバータ駆動回路、26…降圧チョッパ用スイッチ素
子、27…降圧チョッパ用ダイオード、28…降圧チョ
ッパ用リアクトル、29…降圧チョッパ用平滑コンデン
サ、30…降圧チョッパ駆動回路、31…位置検出回
路、32…回転数指令、33…電源切り替えスイッチ、
34…直流電源、35…昇圧チョッパ、36…降圧チョ
ッパ。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 想田 欣一 栃木県下都賀郡大平町大字富田709番地の 2 株式会社日立栃木エレクトロニクス内 (72)発明者 川口 裕次 栃木県下都賀郡大平町大字富田800番地 株式会社日立製作所冷熱事業部内
Claims (1)
- 【請求項1】交流電源電圧を整流して整流電圧を出力す
る整流器と、該整流器の直流出力側に直列に接続された
リアクトルと、該整流器と該リアクトルを介して出力さ
れる該整流電圧がダイオードを介して印加され平滑され
た直流電圧を得る平滑コンデンサと、前記整流出力を前
記リアクトルを介して短絡するスイッチ素子とからなる
昇圧チョッパ回路と、前記昇圧チョッパ回路のスイッチ
素子の動作を制御して力率改善及び直流電圧の制御を行
う力率改善手段と、前記直流電圧を交流電圧に変換する
インバータと、該インバータにより駆動される電動機と
を備えた空気調和機において、前記平滑コンデンサと前
記インバータの間にスイッチ素子とリアクトルと平滑コ
ンデンサとダイオードからなる降圧チョッパ回路を設け
たことを特徴とする空気調和機。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP9242406A JPH1189282A (ja) | 1997-09-08 | 1997-09-08 | 空気調和機 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP9242406A JPH1189282A (ja) | 1997-09-08 | 1997-09-08 | 空気調和機 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH1189282A true JPH1189282A (ja) | 1999-03-30 |
Family
ID=17088671
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP9242406A Pending JPH1189282A (ja) | 1997-09-08 | 1997-09-08 | 空気調和機 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH1189282A (ja) |
Cited By (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR100420521B1 (ko) * | 2001-10-15 | 2004-03-02 | 엘지전자 주식회사 | 3상 유도전동기 구동시스템 |
KR20040034908A (ko) * | 2002-10-17 | 2004-04-29 | 엘지전자 주식회사 | 3상 유도전동기의 구동장치 |
JP2006340448A (ja) * | 2005-05-31 | 2006-12-14 | Toshiba Corp | 電動機制御装置 |
CN100380768C (zh) * | 2006-07-25 | 2008-04-09 | 株洲时代广创变流技术有限公司 | 一种机车空调电源控制方法及装置 |
CN104682735A (zh) * | 2013-11-28 | 2015-06-03 | 德昌电机(深圳)有限公司 | 电源转换电路 |
CN111342685A (zh) * | 2020-03-17 | 2020-06-26 | 美的集团股份有限公司 | 升降压驱动电路、方法、空调器和计算机可读存储介质 |
-
1997
- 1997-09-08 JP JP9242406A patent/JPH1189282A/ja active Pending
Cited By (9)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR100420521B1 (ko) * | 2001-10-15 | 2004-03-02 | 엘지전자 주식회사 | 3상 유도전동기 구동시스템 |
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CN104682735A (zh) * | 2013-11-28 | 2015-06-03 | 德昌电机(深圳)有限公司 | 电源转换电路 |
KR20150062141A (ko) * | 2013-11-28 | 2015-06-05 | 존슨 일렉트릭 에스.에이. | 전력 변환 회로 |
JP2015122945A (ja) * | 2013-11-28 | 2015-07-02 | ジョンソン エレクトリック ソシエテ アノニム | 電力変換回路 |
CN111342685A (zh) * | 2020-03-17 | 2020-06-26 | 美的集团股份有限公司 | 升降压驱动电路、方法、空调器和计算机可读存储介质 |
CN111342685B (zh) * | 2020-03-17 | 2021-06-15 | 美的集团股份有限公司 | 升降压驱动电路、方法、空调器和计算机可读存储介质 |
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