JP2009095149A

JP2009095149A - 直接形交流電力変換装置

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Publication number: JP2009095149A
Application number: JP2007263524A
Authority: JP
Inventors: Kenichi Sakakibara; 憲一榊原
Original assignee: Daikin Industries Ltd
Current assignee: Daikin Industries Ltd
Priority date: 2007-10-09
Filing date: 2007-10-09
Publication date: 2009-04-30
Anticipated expiration: 2027-10-09
Also published as: JP4240141B1; WO2009048046A1; US20100246217A1; CN101821932A; EP2200165A1; CN101821932B; US8310848B2; EP2200165A4; AU2008310358A1; KR101134263B1; KR20100037158A; EP2200165B1; AU2008310358B2

Abstract

【課題】突入電流を低減できる直接形交流電力変換装置を提供する。
【解決手段】制御部７は電源スイッチ５を導通させるのと同時若しくはその前に電流形コンバータ１を制御して、抵抗Ｒ６１が設けられた入力線ＡＣＬｒと、入力線ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔの何れか（例えば入力線ＡＣＬｔ）との間のコンデンサ（例えばコンデンサＣｒ，Ｃｔ）と、クランプコンデンサＣｃとを、並列に接続させる。よって、電源スイッチ５を導通させた際に、抵抗Ｒ６１を介してクランプコンデンサＣｃへと電流が伝達されるので、クランプコンデンサＣｃへと突入電流が流れることを防止できる。また、例えばコンデンサＣｒ，ＣｔはクランプコンデンサＣｃに先立って充電されることがないので、これらを並列に接続させた際にコンデンサＣｒ，ＣｔからクランプコンデンサＣｃへと突入電流が流れることを防止できる。
【選択図】図１

Description

本発明は、直接形交流電力変換装置に関し、特に直接形交流電力変換装置が備えるコンデンサへの突入電流を防止する技術に関する。

後述する非特許文献１には、クランプ回路を備えた直接形交流電力変換装置が開示されている。図１６は非特許文献１に記載の直接形交流電力変換装置を示している。但し本願での説明の都合上、図中の符号は必ずしも非特許文献１のそれとは一致はしない。

当該直接形交流電力変換装置の出力側にＩＰＭモータが設けられているとする。ＩＰＭモータの有効インダクタンスの平均値に相当する１相当たりのインダクタンスをＬａ、ＩＰＭモータへの電流供給を遮断する基準となる過負荷電流をｉ、クランプコンデンサの両端電圧をＶｃ、クランプコンデンサの電気容量をＣｃ、３相交流電源の相間電圧をＶｓとし、ＩＰＭモータが有する３相分のインダクタに蓄えられる電力が全てクランプコンデンサに回生されるとすると、次式の関係式を満たす。

よって、クランプコンデンサの両端電圧は次式で表される。

図１７は、式（２）から、クランプコンデンサの電気容量に対する両端電圧の関係を示すグラフである。例えば電源電圧Ｖｓを４００Ｖ、インダクタンスＬａを１２ｍＨ、過負荷電流ｉを４０Ａ、クランプコンデンサの電気容量１０μＦとすると、クランプコンデンサの両端電圧Ｖｃはおよそ１８００Ｖとなる。電源値は、電源電圧４００Ｖ級のトランジスタ及びダイオードの素子定格１２００Ｖを超える。

クランプコンデンサの両端電圧Ｖｃを例えば７５０Ｖ程度に抑えるためには、式（２）及び図１７よりクランプコンデンサの電気容量を２００μＦ以上とすることが必要である。

他方、クランプコンデンサの電気容量を大きくするほど、電源投入時の突入電流が大きくなる。具体的に説明すると、例えば１相分の直列回路として、電源、リアクトル、抵抗、コンデンサが直列に接続された直列回路を考える。リアクトルのインダクタンスをＬ、抵抗の抵抗値をＲ、クランプコンデンサの電気容量をＣとすると、当該直列回路における、入力（電源電圧Ｖｓ）に対する出力（電流）の伝達特性は次式で表される。

ステップ入力に対する応答を求めると、

となる。

ここで、１／Ｌ＝Ｄ，Ｒ／Ｌ＝Ｅ，１／ＬＣ＝Ｆとして、式（４）を逆ラプラス変換して電流の応答を求めると

となる。コンデンサの電気容量Ｃが大きくなるほどＦが小さくなり、Ｄ，Ｅは電気容量Ｃによらず一定なので、コンデンサＣが大きくなるほどωが小さくなる。よって、時間による減衰を除いた振幅項Ｄ／ωはコンデンサの電気容量Ｃが大きくなるほど大きくなる。即ち、コンデンサの電気容量Ｃの増大に伴って突入電流が大きくなる。

なお、式（５）よりｉ（ｔ）を時間で微分した値を０（ｉ（ｔ）’＝０）として、電流の最大値を求めると、

となり、このとき電流は最大値となる。当該最大値が突入電流として把握できる。図１８は、電気容量Ｃに対する突入電流（ｉ（（π−α）／ω））の関係を示すグラフである。

上述したように、回生電流によって充電されたクランプコンデンサの両端電圧を７５０Ｖ程度に抑えるために、クランプコンデンサの電気容量を２００μＦとした場合、式（６）、（７）より電流の最大値（突入電流）は１５０Ａに至る。

なお、本発明に関連する技術として特許文献１〜４が開示されている。

リザイアング・ウェイ(Lixiang Wei)およびトーマス・エー・リポ(Thomas A.Lipo)著、「９−スイッチ・デゥアル−ブリッジ・マトリクスコンバータの低出力力率動作についての研究(Investigation of 9-switch Dual-bridge Matrix Converter Operating under Low Output Power Factor)」、米国、アイトリプルイー(IEEE)、ISA2003,vol.1、pp.176-181 米国特許第６，９９５，９９２号明細書特開２００６−５４９４７号公報特開平８−０７９９６３号公報特開平２−６５６６７号公報

上述したように、回生電流によるクランプコンデンサの両端電圧の増大を抑制するためにはクランプコンデンサの電気容量を大きくすれば、クランプコンデンサへと突入電流が増大するという問題があった。

そこで、本発明の目的はコンデンサの電気容量を大きくしてコンデンサの両端電圧の増大を防止しつつ、突入電流を低減できる直接形交流電力変換装置を提供することを目的とする。

本発明に係る直接形交流電力変換装置の第１の態様は、Ｎ相交流電源（Ｅ１）と接続される第１乃至第Ｎの入力線（ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔ）と、前記第１乃至前記第Ｎの入力線の導通／非導通を選択する電源スイッチ（５）と、正側直流電源線（Ｌ１）および負側直流電源線（Ｌ２）と、複数のスイッチ素子（Ｓｒｐ，Ｓｒｎ，Ｓｓｐ，Ｓｓｎ，Ｓｔｐ，Ｓｔｎ）を有し、前記複数の前記スイッチ素子の導通／非導通の選択動作によって、前記第１乃至前記第Ｎの入力線から入力された交流電圧を２つの電位を持つ方形波状電圧に変換して、前記正側直流電源線と前記負側直流電源線とに前記電圧を供給する電流形電力変換器（１）と、前記第１乃至前記第Ｎの入力線の相互間に設けられ、電圧源として機能する複数の入力コンデンサ（Ｃｒ，Ｃｓ，Ｃｔ）と、前記正側直流電源線と前記負側直流電源線との間に接続された第１のダイオード（Ｄ１）と、前記正側直流電源線と前記負側直流電源線との間で前記第１のダイオードと直列に接続されたコンデンサ（Ｃｃ；Ｃｃ１，Ｃｃ２）と、前記第１の入力線（ＡＣＬｒ）上に設けられた第１の抵抗（Ｒ６１）と、前記正側直流電源線と前記負側直流電源線との間の２つの電位を持つ前記直流電圧を方形状の交流電圧に変換して誘導性多相負荷（４）へ出力する電圧形電力変換器（３）と、前記複数の前記スイッチ素子及び前記電源スイッチの導通／非導通の選択動作を制御し、前記電源スイッチを導通させるのと同時若しくはその前に、前記スイッチ素子の選択動作を制御して、前記第１の入力線と前記第２の入力線との間に設けられた前記入力コンデンサと、前記コンデンサとを並列に接続させる制御部（７）とを備える。

本発明に係る直接形交流電力変換装置の第２の態様は、第１の態様に係る直接形交流電力変換装置であって、前記第１の入力線（ＡＣＬｒ）上で、前記第１の抵抗（Ｒ６１）と直列に接続されたリアクトル（Ｌｒ）を更に備える。

本発明に係る直接形交流電力変換装置の第３の態様は、第１の態様に係る直接形交流電力変換装置であって、前記第１の抵抗（Ｒ６１）と並列に接続されたリアクトル（Ｌｒ）を更に備える。

本発明に係る直接形交流電力変換装置の第４の態様は、第１の態様に係る直接形交流電力変換装置であって、前記第２乃至前記第Ｎの入力線（Ｌｓ，Ｌｔ）上にそれぞれ設けられた第２乃至第Ｎの抵抗（Ｒ６２，Ｒ６３）を更に備える。

本発明に係る直接形交流電力変換装置の第５の態様は、第４の態様に係る直接形交流電力変換装置であって、前記第１乃至前記第Ｎの入力線（ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔ）の各々の線上で、前記第１乃至前記第Ｎの抵抗（Ｒ６１〜Ｒ６３）とそれぞれ直列に接続された第１乃至第Ｎのリアクトル（Ｌｒ，Ｌｓ，Ｌｔ）を更に備える。

本発明に係る直接形交流電力変換装置の第６の態様は、第４の態様に係る直接形交流電力変換装置であって、前記第１乃至前記第Ｎの抵抗（Ｒ６１〜Ｒ６３）の各々に並列に接続された第１乃至第Ｎのリアクトル（Ｌｒ，Ｌｓ，Ｌｔ）を更に備える。

本発明に係る直接形交流電力変換装置の第７の態様は、第１乃至第６のいずれか一つの態様に係る直接形交流電力変換装置であって、前記正側直流電源線（Ｌ１）には前記負側直流電源線（Ｌ２）よりも高い電位が印加され、前記第１のダイオード（Ｄ２）は前記コンデンサに対して前記第２出力線側に設けられ、前記正側直流電源線と前記負側直流電源線の間で前記コンデンサ（Ｃｃ１）と直列に接続され、前記第１のダイオードと前記第２出力線の間に接続された第２のコンデンサ（Ｃｃ２）と、アノードが前記第１のダイオードと前記第２のコンデンサとの間に、カソードが前記正側直流電源線にそれぞれ接続された第２のダイオード（Ｄ３）と、アノードが前記負側直流電源線に、カソードが前記第２のダイオードと前記コンデンサとの間にそれぞれ接続された第４のダイオード（Ｄ４）とを更に備える。

本発明に係る直接形交流電力変換装置の第１の態様によれば、第１の入力線と第２の入力線との間に設けられた入力コンデンサとコンデンサとが並列に接続された状態でＮ相交流電源が直接形交流電力変換装置に供給される。よって、コンデンサに先立って当該入力コンデンサのみが充電されることがなく、当該入力コンデンサからコンデンサへと突入電流が流れることを防止できる。

また、電源スイッチを導通させた際に、交流電流が第１の抵抗を介してコンデンサに供給される。よって、Ｎ相交流電源からコンデンサへと突入電流が流れることも防止できる。

本発明に係る直接形交流電力変換装置の第２の態様によれば、リアクトルと入力コンデンサとによってキャリア電流成分除去フィルタを構成することができる。

本発明に係る直接形交流電力変換装置の第３の態様によれば、リアクトルと入力コンデンサとによってキャリア電流成分除去フィルタを構成できる。一般的にキャリア電流成分除去フィルタは、電源スイッチを導通する際の過渡時における入力コンデンサの電圧の脈動を低減するために、リアクトルと並列に接続される減衰抵抗を有している。この減衰抵抗を第１の抵抗として流用することができる。

本発明に係る直接形交流電力変換装置の第４の態様によれば、第１乃至第Ｎの入力線の全てに対応して抵抗が設けられているので、いずれの入力コンデンサとコンデンサとを並列に接続させてもコンデンサへの突入電流を防止できる。よって、入力コンデンサと選択的に切り替えてコンデンサと並列に接続できるので、第１乃至第Ｎの入力線を流れる交流電流を効率よく直流電流に変換できる。よって、コンデンサへと効率よく直流電流を供給できる。

本発明に係る直接形交流電力変換装置の第５の態様によれば、第１乃至第Ｎのリアクトルと入力コンデンサとによってキャリア電流成分除去フィルタを構成することができる。

本発明に係る直接形交流電力変換装置の第６の態様によれば、第１乃至第Ｎのリアクトルと入力コンデンサとによってキャリア電流成分除去フィルタを構成することができる。また、第１乃至第Ｎの抵抗が第１乃至第Ｎのリアクトルと並列に接続されているので、電源スイッチを導通させた際の入力コンデンサの過渡電圧を低減でき、ひいてはコンデンサの過渡電圧を低減できる。

また、本発明に係る直接形交流電力変換装置の第４乃至第６の態様によれば、電源スイッチを導通するに際して、いずれの入力コンデンサとコンデンサとを並列に接続させてもよいので、この際の電流形電力変換器（スイッチ素子）の選択動作を、誘導性多相負荷を駆動する際の選択動作と同じ動作とすることができる。よって、制御方式を変更する必要がなく、製造を容易にできる。

本発明に係る直接形交流電力変換装置の第７の態様によれば、第１の出力線および第２の出力線の間の電位差を第１のクランプキャパシタと第２のクランプキャパシタで分圧するので、各クランプキャパシタの両端電圧を低減できる。よって、安価なクランプキャパシタを用いることができる。また、第１、第２のクランプキャパシタで放電経路を確保することが可能であるため、パッシブ回路でありながら非特許文献１に記載の方式と同等の動作を実現できる。

第１の実施の形態．
本発明にかかる第１の実施の形態の直接形交流電力変換装置の一例として、モータ駆動装置の概念的な構成を図１に示す。本モータ駆動装置は、電源Ｅ１と、入力線ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔと、リアクトルＬｒ，Ｌｓ，Ｌｔと、コンデンサＣｒ，Ｃｓ，Ｃｔと、電流形コンバータ１と、出力線たる直流電源線Ｌ１，Ｌ２と、クランプ回路２と、電圧形インバータ３と、モータ４と、電源スイッチ５と、限流回路６と、制御部７とを備えている。

電源Ｅ１は多相交流電源であって例えば３相交流電源であり、入力線ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔに３相交流電流を供給する。

電源スイッチ５は、入力線ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔの導通／非導通を選択する。より具体的には、電源スイッチ５はスイッチＳ５１〜Ｓ５３を備えている。スイッチＳ５１〜Ｓ５３は例えばリレーであって、入力線ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔの各々の線上に設けられている。

リアクトルＬｒ，Ｌｓ，Ｌｔの各々は入力線ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔ上にそれぞれ設けられており、スイッチＳ５１〜Ｓ５３の各々と直列に接続されている。

コンデンサＣｒ，Ｃｓ，Ｃｔは入力線ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔの相互間で例えばＹ結線されて設けられている。具体的には、コンデンサＣｒ，Ｃｓは入力線ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓの間に直列に接続され、コンデンサＣｓ，Ｃｔは入力線ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔの間に直列に接続され、コンデンサＣｔ，Ｃｒは入力線ＡＣＬｔ，ＡＣＬｒの間に直列に接続される。これらは電流形コンバータ１の入力側に設けられ電圧源として機能する。なお、コンデンサＣｒ，Ｃｓ，Ｃｔは入力コンデンサと把握できる。他方、コンデンサＣｒ，Ｃｓ，ＣｔはそれぞれリアクトルＬｒ，Ｌｓ，Ｌｔと共にキャリア電流成分を除去するキャリア電流成分除去フィルタを構成すると把握することもできる。

限流回路６は、抵抗Ｒ６１と補助スイッチＳ６１とを備えている。抵抗Ｒ６１は入力線ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔの何れかの線上に設けられている。図１においては、抵抗Ｒ６１は入力線ＡＣＬｒ上でリアクトルＬｒと直列に設けられている。補助スイッチＳ６１は抵抗Ｒ６１と並列に接続されている。

電流形コンバータ１は、複数のスイッチ素子を有しており、当該複数のスイッチ素子の選択動作によって、電源Ｅ１からキャリア電流成分除去フィルタを介して入力される３相交流電圧を２つの電位を持つ方形波状電圧に変換して、直流電源線Ｌ１，Ｌ２に当該電圧を供給する。なお、直流電源線Ｌ１は正側直流電源線と、直流電源線Ｌ２は直流電源線Ｌ１よりも低い電位が印加される負側直流電源線と把握できる。

より具体的には、電流形コンバータ１は、トランジスタＳｒｐ，Ｓｒｎ，Ｓｓｐ，Ｓｓｎ，Ｓｔｐ，Ｓｔｎと、ダイオードＤｒｐ，Ｄｒｎ，Ｄｓｐ，Ｄｓｎ，Ｄｔｐ，Ｄｔｎとを備えている。

ダイオードＤｒｐ，Ｄｓｐ，Ｄｔｐの各カソードは直流電源線Ｌ１に接続され、ダイオードＤｒｎ，Ｄｓｎ，Ｄｔｎの各アノードは直流電源線Ｌ２にそれぞれ接続されている。

トランジスタＳｒｐ，Ｓｓｐ，Ｓｔｐの各エミッタはそれぞれダイオードＤｒｐ，Ｄｓｐ，Ｄｔｐのアノードと接続され、トランジスタＳｒｎ，Ｓｓｎ，Ｓｔｎの各コレクタはそれぞれダイオードＤｒｎ，Ｄｓｎ，Ｄｔｎのカソードと接続されている。トランジスタＳｒｐのコレクタおよびトランジスタＳｒｎのエミッタ、トランジスタＳｓｐのコレクタおよびトランジスタＳｓｎのエミッタ、トランジスタＳｔｐのコレクタおよびトランジスタＳｔｎのエミッタはそれぞれ共通して入力線ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔと接続されている。

そして、制御部７によって、これらのトランジスタＳｒｐ，Ｓｒｎ，Ｓｓｐ，Ｓｓｎ，Ｓｔｐ，Ｓｔｎの各々のベースにスイッチ信号が与えられて、電流形コンバータ１は３相交流電圧を２つの電位を持つ方形波状電圧に変換する。

クランプ回路２は、クランプコンデンサＣｃと、ダイオードＤ１とを備えている。クランプコンデンサＣｃは直流電源線Ｌ１，Ｌ２の間に接続されている。ダイオードＤ１は直流電源線Ｌ１，Ｌ２の間でクランプコンデンサＣｃと直列に接続されており、アノードが直流電源線Ｌ１にカソードがクランプコンデンサＣｃにそれぞれ接続されている。このようなクランプ回路２によれば、電圧形インバータ３から電流形コンバータ１へと向かう還流電流に起因して生じる、直流電源線Ｌ１，Ｌ２の間の電圧上昇を抑制することができる。

電圧形インバータ３は、直流電源線Ｌ１，Ｌ２の間の方形波状の直流電圧を方形波状の交流電圧に変換してモータ４に出力する。より具体的には、電圧形インバータ３は、トランジスタＳｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎと、ダイオードＤｕｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｐ，Ｄｖｎ，Ｄｗｐ，Ｄｗｎとを備えている。

トランジスタＳｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐの各エミッタおよびダイオードＤｕｐ，Ｄｖｐ，Ｄｗｐの各カソードは直流電源線Ｌ１に、トランジスタＳｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎの各コレクタおよびダイオードＤｕｎ，Ｄｖｎ，Ｄｗｎの各アノードは直流電源線Ｌ２にそれぞれ接続されている。

トランジスタＳｕｐのコレクタ、トランジスタＳｕｎのエミッタ、ダイオードＤｕｐのアノードおよびダイオードＤｕｎのカソードは共通してモータ４に接続され、トランジスタＳｖｐのコレクタ、トランジスタＳｖｎのエミッタ、ダイオードＤｖｐのアノードおよびダイオードＤｖｎのカソードは共通してモータ４に接続され、トランジスタＳｗｐのコレクタ、トランジスタＳｗｎのエミッタ、ダイオードＤｗｐのアノードおよびダイオードＤｗｎのカソードは共通してモータ４に接続されている。

そして、例えば制御部７によって、これらのトランジスタＳｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎの各々のベースにスイッチ信号が与えられて、電圧形インバータ３は直流電源線Ｌ１，Ｌ２の間の電位差を交流電圧に変換してモータ４に出力する。

モータ４は例えば３相交流モータであって、そのインダクタンス分および抵抗分がコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗと、これらとそれぞれ直列に接続された抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗとで表されている。これらの直列接続は、モータ４の各相に対応している。これらの直列接続の一端は、それぞれトランジスタＳｕｐ，Ｓｕｎの間、トランジスタＳｖｐ，Ｓｖｎの間、トランジスタＳｗｐ，Ｓｗｎの間に接続されている。これらの直列接続の他端は中性点Ｎで共通に接続されている。

電圧形インバータ３から方形波状の交流電圧が与えられるが、モータ４が有するインダクタンス分により、モータ４を駆動する交流電流は滑らかとなる。言い換えると、モータ４は電圧形インバータ３から与えられた方形波状の交流電圧を交流電流に変換する。

このモータ４を流れる交流電流は、電圧形インバータ３、電流形コンバータ１を経由してコンデンサＣｒ，Ｃｓ，Ｃｔを充電し、交流電圧に変換される。還元すれば、モータ４は、電流形コンバータ１に対する電流源として把握することもできる。

制御部７は電源スイッチ５、補助スイッチＳ６１及び電流形コンバータ１が有するトランジスタの選択動作を制御する。制御部７は電源スイッチ５を導通するのと同時若しくはその前に、電流形コンバータ１を制御して、抵抗Ｒ６１が設けられた入力線ＡＣＬｒと、入力線ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔいずれか（例えば入力線ＡＣＬｔ）との間のコンデンサ（例えばコンデンサＣｒ，Ｃｔ）をクランプコンデンサＣｃと並列に接続させる。

より具体的には、制御部７は、通電検出・同期信号生成部７１と、スイッチング制御部７２とを備えている。

通電検出・同期信号生成部７１は例えば電源Ｅ１の所定の２相（例えば入力線ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓ）を流れる交流電流を検出して同期信号を生成し、当該同期信号をスイッチング制御部７２へと与える。また、通電検出・同期信号生成部７１は、生成した同期信号と同期して電源スイッチ５および補助スイッチＳ６１〜Ｓ６３へとスイッチ信号を与える。

スイッチング制御部７２は入力された同期信号と同期して電流形コンバータ１が有するトランジスタへとスイッチング信号を与える。

このような構成のモータ駆動装置において、電源スイッチ５を導通させて電源を投入する際の制御部７の動作について説明する。図２は制御部７の動作を示すフローチャートである。

まず、ステップＳ１にて、通電検出・同期信号生成部７１は、例えば外部のＣＰＵ等から起動指令を受け取る。次に、ステップＳ２にて、当該起動指令を受け取った通電検出・同期信号生成部７１は、例えば電源Ｅ１の所定の２相（例えば入力線ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓ）を流れる交流電流を検出して、当該交流電流の周期に基づいて同期信号を生成してスイッチング制御部７２へ与える。これにより通電検出・同期信号生成部７１及びスイッチング制御部７２は互いに同期してそれぞれスイッチ信号を出力することができる。

次に、ステップＳ３にて、スイッチング制御部７２は受け取った同期信号と同期して、入力線ＡＣＬｒと、例えば入力線ＡＣＬｔとの間のコンデンサＣｒ，Ｃｔと、クランプコンデンサＣｃとを並列に接続させる。具体的には、スイッチング制御部７２は、例えばトランジスタＳｒｐ，Ｓｒｎ，Ｓｔｐ，Ｓｔｎの制御を開始する。図３は、入力線ＡＣＬｒ，ＡＣＬｔの間の電圧Ｖｒｔと、トランジスタＳｒｐ，Ｓｔｐ，Ｓｒｎ，Ｓｔｎの導通／非導通の状態を示す図である。なお、図３においては電圧Ｖｒｔが入力線ＡＣＬｒ側で高電位になる場合を正として示している。

ステップＳ３では、スイッチング制御部７２は、電圧Ｖｒｔが入力線ＡＣＬｒ側で高電位となる半周期においてトランジスタＳｒｐ，Ｓｔｎを導通させ、他の半周期においてトランジスタＳｔｐ，Ｓｒｎを導通させる。なお、図２においては当該動作を全波通電として示している。そして少なくとも後述するステップＳ５の実行までは図３の動作を繰り返す。

ステップＳ４にて、ステップＳ３と同時若しくはその後に、通電検出・同期信号生成部７１は電源スイッチ５へとスイッチ信号を出力して電源スイッチ５を導通させる。当該電源スイッチ５の導通によって、電源Ｅ１からの交流電流が入力線ＡＣＬｒ，ＡＣＬｔを介して電流形コンバータ１へと供給される。なお、通電検出・同期信号生成部７１およびスイッチング制御部７２は互いに同一の同期信号と同期してスイッチ信号を出力するので、ステップＳ３の実行と同時若しくはその後にステップＳ４を実行することができる。

電流形コンバータ１は、ステップＳ３の制御により、入力線ＡＣＬｒ，ＡＣＬｔから入力された交流電流を全波整流して（図３参照）、クランプコンデンサＣｃへと供給する。このとき、クランプコンデンサＣｃには抵抗Ｒ６１を介して電流が供給されるので、クランプコンデンサＣｃへと突入電流が流れることを防止できる。

以下、クランプコンデンサＣｃに抵抗Ｒ６１を介して電流が流れることで突入電流を防止できる理由について説明する。簡単のために、相互に直列接続されたリアクトルＬ（リアクトルＬｒ，Ｌｓに相当）、抵抗Ｒ（抵抗Ｒ６１に相当）、コンデンサＣ（コンデンサＣｒ，ＣｓとクランプコンデンサＣｃの一組に相当）を有する回路に直列に電源電圧Ｖｓ（入力線ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓの間の電圧に相当）が印加された場合に、回路に流れる電流ｉについて考える。

図４は当該回路を示す図であり、図５は電源電圧Ｖｓが入力されたときのコンデンサＣを流れる電流ｉｃを出力としたブロック線図である。電源電圧Ｖｓに対する電流ｉｃの伝達特性Ｇ（ｓ）は式（１）と同様である。ステップ入力に対する応答を求めると、式（２）が導かれる。ここで、抵抗Ｒ６１の抵抗値Ｒは大きく、過渡応答（ｓの小さい範囲）を考慮するので、当該伝達特性を１次遅れで近似すると、

となり、これを逆ラプラス変換すると、

となる。ここで、Ｄ＝１／Ｌ、Ｅ＝Ｒ／Ｌ、Ｆ＝１／ＬＣである。

図６は式（９）を図示したものであり、時間に対するコンデンサを流れる電流の関係を示している。なお、図６においては、リアクトルＬのインダクタンスが１ｍＨ、コンデンサＣの電気容量が３３０μＦ、抵抗Ｒの抵抗値が１０Ω、電源電圧Ｖｓが４００Ｖである場合の結果を示している。電流の最大値は式（９）にｔ＝０を代入すると求めることができ、ｉｃ（０）＝１／Ｒ（一定）である。これが突入電流として把握され、当該突入電流は抵抗値Ｒのみで表される値である。よって、突入電流を制限することができる。

また、制御部７は電源スイッチ５を導通するのと同時若しくはその前に、電流形コンバータ１を制御してコンデンサＣｒ，ＣｔとクランプコンデンサＣｃとを並列に接続させるので、クランプコンデンサＣｃに先立ってコンデンサＣｒ，Ｃｔが充電されることがなく、以ってコンデンサＣｒ，ＣｔからクランプコンデンサＣｃへと突入電流が流れることを防ぐことができる。

次に、ステップＳ５にて、通電検出・同期信号生成部７１は、電源スイッチ５を導通してから規定の時間を経過したかどうかを判断し、経過していなければ再びステップＳ５を実行する。経過していれば、ステップＳ６にて、通電検出・同期信号生成部７１は、補助スイッチＳ６１を導通させる。当該補助スイッチＳ６１の導通によって、電源Ｅ１からの交流電流は抵抗Ｒ６１を迂回して電流形コンバータ１へと供給される。よって、突入電流を抑制した後は抵抗Ｒ６１で生じる損失の発生を防止することができる。

次に、ステップＳ７にて、直接形交流電力変換装置を起動し、通常運転に移行する。より具体的には、電流形コンバータ１のスイッチング動作を通常運転用に切り替えるべく、電流形コンバータ１を再起動し、また電圧形インバータ３を起動する。通常運転では、スイッチング制御部７２は、トランジスタＳｒｐ，Ｓｒｎ，Ｓｓｐ，Ｓｓｎ，Ｓｔｐ，Ｓｔｎへとスイッチ信号を与えて電流形コンバータ１を動作させ、以て入力線ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔから入力される交流電圧を例えば脈流状の直流電圧に変換して直流電源線Ｌ１，Ｌ２に供給する。そして、例えば電圧形インバータ３は電流形コンバータ１と同期して動作し、直流電源線Ｌ１，Ｌ２の間の電位差を交流電圧に変換してモータ４に印加する。

以上のように、本モータ駆動装置によれば、例えばコンデンサＣｒ，ＣｔとクランプコンデンサＣｃとを接続したときにコンデンサＣｒ，ＣｔからクランプコンデンサＣｃへと突入電流が流れることを防止できるとともに、電源Ｅ１からクランプコンデンサＣｃへと突入電流が流れることを防止できる。

なお、ステップＳ３にて、スイッチング制御部７２は全波整流を実現するようにスイッチ信号を電流形コンバータ１へと与えているが、半波整流を実現するように電流形コンバータ１へと与えてもよい。

なお、一般的に電流形コンバータの出力にはリアクトルが設けられることから、一般的に電流形コンバータには限流抵抗が設けられない。しかし、交流電圧を２つの電位を持つ方形波状電圧に変換して、上述のようにコンデンサとして機能するクランプコンデンサＣｃが設けられている場合には、これに対して初期的に流れる充電電流が突入電流として流れることを防ぐため、限流抵抗を設けることが望まれる。

第１の実施の形態にかかる直接形交流電力変換装置を適用した直接形交流電力変換装置の他の一例として、モータ駆動装置の概念的な構成を図７に示す。図７に示すモータ駆動装置はクランプ回路２を除いて図１に示すモータ駆動装置と同一である。

クランプ回路２はクランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２とダイオードＤ２〜Ｄ４とを備えている。クランプコンデンサＣｃ１は直流電源線Ｌ１,Ｌ２の間で接続されている。クランプコンデンサＣｃ２はクランプコンデンサＣｃ１と直列に接続され、クランプコンデンサＣｃ１に対して直流電源線Ｌ２側に設けられている。

ダイオードＤ２は、クランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２の間で、アノードがクランプコンデンサＣｃ１にカソードがクランプコンデンサＣｃ２にそれぞれ接続されている。ダイオードＤ３は、アノードがクランプコンデンサＣｃ２とダイオードＤ２との間に、カソードが直流電源線Ｌ１にそれぞれ接続されている。ダイオードＤ４はアノードが直流電源線Ｌ２に、カソードがクランプコンデンサＣｃ１とダイオードＤ２との間にそれぞれ接続されている。

電圧形インバータ３側の負荷力率により直流電源線Ｌ１，Ｌ２の間の電圧に対してモータ４を流れる電流が遅れた場合に、所定の期間において、モータ４から直流電源線Ｌ１，Ｌ２へと還流電流が流れ、クランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２は相互に直列状態で充電される。このときの充電電圧（クランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２の一組の両端電圧）も負荷力率に基づいて決定される。他方、クランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２の各々の両端電圧が、直流電源線Ｌ１，Ｌ２の間の方形波状の直流電圧の低い方の電圧より上昇したときに、クランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２は相互に並列状態で放電する。なお、クランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２は相互に直列状態で充電し、相互に並列状態で放電することから、放電電圧は充電電圧の１／２である。

このような充放電動作により、放電電流が充電電流に比べて大きい場合にクランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２の電圧が平衡するように作用する。

以上のように、モータ４からの還流電流を充電し、また放電してモータ４へと再び供給することができるので、効率よくモータ４を駆動できる。また、クランプ回路２はスイッチ素子等のいわゆるアクティブ素子を必要としていないので、消費電力や製造コストを低減できる。

第２の実施の形態．
第２の実施の形態にかかる直接形交流電力変換装置の一例として、モータ駆動装置の概念的な構成を図８に示す。本モータ駆動装置の概念的な構成は、限流回路６を除いて第１の実施の形態と同様である。また、クランプ回路２は図１に示す態様であって構わない。

限流回路６は補助スイッチＳ６１〜Ｓ６３と、抵抗Ｒ６１〜Ｒ６３とを備えている。抵抗Ｒ６１〜Ｒ６３はそれぞれ入力線ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔ上でリアクトルＬｒ，Ｌｓ，Ｌｔと直列に接続されている。補助スイッチＳ６１〜Ｓ６３はそれぞれ抵抗Ｒ６１〜Ｒ６３と並列に接続されている。

図１に示すモータ駆動装置においては、ステップＳ３にて、スイッチング制御部７２は、抵抗Ｒ６１が設けられた入力線ＡＣＬｒと、入力線ＡＣＬｓ，ＡＣＬｒの何れかとの間のコンデンサとクランプコンデンサＣｃとを並列に接続させていた。他方、図８に示すモータ駆動装置では入力線ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔのいずれにも抵抗Ｒ６１〜Ｒ６３が設けられているため、ステップＳ３にて、スイッチング制御部７２は、いずれの入力線ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔの２つの間の入力コンデンサとクランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２とを並列に接続させても突入電流を防止できる。

従って、スイッチング制御部７２は、ステップＳ３にて、入力線ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔの何れか２つの間にあるコンデンサを切り替えてクランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２と並列に接続させることができる。よって、電源スイッチ５を導通させた際に、電流形コンバータ１は入力線ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔから入力される３相交流を効率よく直流電流に変換してクランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２へと供給できる。

以下により具体的に説明する。通常運転において、スイッチング制御部７２は、例えば図９に示すように６つのスイッチング態様を連続的に選択するように、電流形コンバータ１にスイッチ信号を出力する。なお、図９において、”１”はトランジスタが導通している状態を”０”は非導通である状態をそれぞれ示している。また、当該スイッチング態様により電流形コンバータ１が出力する電流ベクトルをＩ（Ｐ）（Ｐ：ｒｓ，ｒｔ，ｓｔ，ｓｒ，ｔｒ，ｔｓの何れか）で示している。

通常運転において、電流形コンバータ１が出力する電流ベクトルは、例えば図１０に示すように各電流ベクトルＩ（Ｐ）を頂点とする六角形の軌跡上を描く。このようなスイッチング動作により、通常運転においては、スイッチング制御部７２はトランジスタＳｒｐ，Ｓｓｐ，Ｓｔｐ，Ｓｒｎ，Ｓｓｎ，Ｓｔｎへとスイッチ信号を出力して入力線ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔから入力される３相交流電圧を２つの電位を持つ方形波状電圧に変換して直流電源線Ｌ１，Ｌ２へと供給している。

この通常運転時の動作を、電源スイッチ５を投入する際の動作に適用する。図１１は電源スイッチ５を投入する際の制御部７の動作を示すフローチャートである。ステップＳ１１，Ｓ１２，Ｓ１４，Ｓ１５，Ｓ１７はステップＳ１，Ｓ２，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ７とそれぞれ同一である。ステップＳ１３では、スイッチング制御部７２は通常運転のうち６つの図９に示すスイッチング態様を切り替えてスイッチ信号を出力し、入力線ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔから入力される３相交流電圧を直流電圧に変換して直流電源線Ｌ１，Ｌ２に供給する。

従って、例えば入力線ＡＣＬｒ，ＡＣＬｔから入力される１相交流電圧を変換する場合に比べて、充電用の専用波形を生成する必要がない。

なお、ステップＳ１６では、通電検出・同期信号生成部７１は補助スイッチＳ６１〜Ｓ６３を導通させる。また、ステップＳ１３での電流形コンバータ１のスイッチング動作と通常運転時の電流形コンバータ１のスイッチング動作とは、電流形コンバータ１の再起動なしに切替可能なので、ステップＳ１７では必ずしも電流形コンバータ１を再起動する必要はない。

第３の実施の形態．
本発明に係る第３の実施の形態の直接形交流電力変換装置の一例として、モータ駆動装置の概念的な構成を図１２に示す。本モータ駆動装置の概念的な構成は、限流回路６を除いて図７に示すモータ駆動装置と同一である。なお、図１２においてはクランプ回路２より後段の回路を省略して示している。なお、クランプ回路２は図１に示す態様であっても構わない。

限流回路６は補助スイッチＳ６１，Ｓ６３と、抵抗Ｒ６１〜Ｒ６３とを備えている。補助スイッチＳ６１，Ｓ６３はそれぞれリアクトルＬｒ，Ｌｔと直列に接続されている。抵抗Ｒ６１〜Ｒ６３はそれぞれ入力線ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔの各々の線上に設けられている。

補助スイッチＳ６１、リアクトルＬｔの一組は抵抗Ｒ６１と、リアクトルＬｓは抵抗Ｒ６２と、スイッチＳ６３、リアクトルＬｔの一組は抵抗Ｒ６３とそれぞれ並列に接続されている。

このようなモータ駆動装置において、電源スイッチ５を導通させて電源を投入する際の制御部７の動作は、図２に示すフローチャートとステップＳ６を除いて同一である。ステップＳ６では、通電検出・同期信号生成部７１は補助スイッチＳ６１，Ｓ６３を導通させる。

第３の実施の形態においても、制御部７が電流形コンバータ１（より具体的にはトランジスタ）を制御して、例えばコンデンサＣｒ，Ｃｔの一組とクランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２の一組とを並列に接続させるのと同時若しくはその後に電源スイッチ５を導通しているので、コンデンサＣｒ，ＣｓからクランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２へ突入電流が流れるのを防止できる。また、制御部７が電源スイッチ５を導通した後は、抵抗Ｒ６１，Ｒ６３を介してクランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２へと電流を流しているので、電源Ｅ１からクランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２へと突入電流が流れることを防止できる。

なお、電源スイッチ５を導通させた時点で補助スイッチＳ６１は非導通であるので、入力線ＡＣＬｒ，ＡＣＬｔを流れる交流は必ず抵抗Ｒ６１を流れる。よって、より確実にクランプコンデンサＣｃへと突入電流が流れることを防止できる。なお、補助スイッチＳ６１を設けずに、入力線ＡＣＬｒ，ＡＣＬｔを流れる交流電流の一部がリアクトルＬｒを介してクランプコンデンサＣｃへと流れてもよい。この場合であっても、交流電流の他の一部は抵抗Ｒ６１を介するので突入電流を低減することができ、またリアクトルＬｒを介す交流電流についても例えばリアクトルＬｒの抵抗成分により突入電流を低減することができる。スイッチＳ６３についても同様である。

また、例えばリアクトルＬｓと直列に接続され、リアクトルＬｓと共に抵抗Ｒ６２と並列に接続されるスイッチＳ６２（図示せず）を更に設けてもよい。そして、第２の実施の形態と同様に、スイッチング制御部７２が電流形コンバータ１を制御して入力線ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔの何れか２つの間のコンデンサを切り替えてクランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２とを並列に接続してもよい。この場合、効率よくクランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２へと直流電流を供給できる。なおスイッチＳ６２は必ずしも設けなくてもよい。

また、リアクトルＬｒ，Ｌｓ，ＬｔとコンデンサＣｒ，Ｃｓ，Ｃｔからなるキャリア電流成分除去フィルタにおいて、抵抗Ｒ６１〜Ｒ６３はコンデンサＣｒ，Ｃｓ，Ｃｔの入出力過渡特性を改善することができる。以下に具体的に説明する。

簡単のために、１相分の回路として、相互に並列接続されたリアクトルＬ（リアクトルＬｒ，Ｌｓ，Ｌｔに相当）および抵抗Ｒ（抵抗Ｒ６１〜Ｒ６３に相当）の一組と、コンデンサＣ（コンデンサＣｒ，Ｃｓ，Ｃｔに相当）とが直列に接続された回路に、電源電圧Ｖｓを入力した場合ついて考える。図１３は当該回路を示す構成図である。当該回路において、電源電圧Ｖｓを入力した際にコンデンサＣの両端電圧Ｖｏを出力として把握する。電源電圧Ｖｓに対する両端電圧Ｖｏの伝達関数は以下のようになる。

この伝達関数において、非減衰固有周波数ｆ１、ｆ２および減衰係数ξは、

となる。

図１４はこの伝達関数における周波数特性を示すボード線図である。図１４については、リアクトルＬのインダクタンスが１．５ｍＨ、コンデンサＣの電気容量が１０μＦであるときについて、抵抗Ｒの抵抗値１０Ω、３０Ω、１００Ωの３つの場合の結果を示している。

図１５は、このようなノイズフィルタを用いた図１２のモータ駆動装置において、電圧Ｖｒｔと、コンデンサＣｒ，Ｃｔの一組の両端電圧と、クランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２の一組の両端電圧、直流電源線Ｌ１，Ｌ２の間の電圧とを示している。なお、図１５においては、抵抗Ｒ６１，Ｒ６３の抵抗値が１０Ωおよび１００Ωであるときの結果を示している。

図１５に示すように、抵抗Ｒ６１，Ｒ６３の抵抗値によってダンピングを持たせることができ、以って過渡時においてコンデンサＣｒ，Ｃｔ、クランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２の各々に印加される電圧（過渡電圧）を低減できる（抵抗値１０Ω，１００Ωの結果を参照）。

そして、図６に示す突入電流と比較して、抵抗値が１０Ω程度であれば、突入電流を低減すると共に、コンデンサＣｒ，Ｃｓ，Ｃｔの過渡電圧を低減することができる。

第１の実施の形態にかかるモータ駆動装置の一例を示す概念的な構成図である。電源スイッチを投入する際の制御部の動作を示すフローチャートである。入力線ＡＣＬｒ，ＡＣＬｔの間の電圧Ｖｒｔと、トランジスタＳｒｐ，Ｓｔｎの導通／非導通の状態と、トランジスタＳｔｐ，Ｓｒｎの導通／非導通の状態とを示す図である。突入電流を防止するメカニズムを説明するための回路を示す図である。図４に示す回路のブロック線図である。図４に示すコンデンサに流れる電流を示す図である。第１の実施の形態にかかるモータ駆動装置の他の一例を示す概念的な構成図である。第１の実施の形態にかかるモータ駆動装置の他の一例を示す概念的な構成図である。スイッチ態様を示す図である。電流ベクトルを示す図である。電源スイッチを投入する際の制御部の動作を示すフローチャートである。第３の実施の形態にかかるモータ駆動装置の一例を示す概念的な構成図である。コンデンサへの入力特性を改善するメカニズムを説明するための回路を示す図である。図１３に示す回路のボード線図である。入力線ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓの間の電圧と、コンデンサＣｒ，Ｃｔの一組の両端電圧と、クランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２の一組の両端電圧と、直流電源線Ｌ１，Ｌ２の間の電圧とを示す図である。非特許文献１にかかる電力変換装置を示す構成図である。クランプコンデンサの電気容量とクランプコンデンサの両端電圧の関係を示すグラフである。クランプコンデンサの電気容量とクランプコンデンサの突入電流の関係を示すグラフである。

符号の説明

１電流形コンバータ
３電圧形インバータ
４モータ
７制御部
ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔ入力線
Ｃｃ，Ｃｃ１，Ｃｃ２クランプコンデンサ
Ｌｒ，Ｌｓ，Ｌｔコイル
Ｒ６１〜Ｒ６３抵抗
Ｓ６１〜Ｓ６３スイッチ

Claims

Ｎ相交流電源（Ｅ１）と接続される第１乃至第Ｎの入力線（ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔ）と、
前記第１乃至前記第Ｎの入力線の導通／非導通を選択する電源スイッチ（５）と、
正側直流電源線（Ｌ１）および負側直流電源線（Ｌ２）と、
複数のスイッチ素子（Ｓｒｐ，Ｓｒｎ，Ｓｓｐ，Ｓｓｎ，Ｓｔｐ，Ｓｔｎ）を有し、前記複数の前記スイッチ素子の導通／非導通の選択動作によって、前記第１乃至前記第Ｎの入力線から入力された交流電圧を２つの電位を持つ方形波状電圧に変換して、前記正側直流電源線と前記負側直流電源線とに前記電圧を供給する電流形電力変換器（１）と、
前記第１乃至前記第Ｎの入力線の相互間に設けられ、電圧源として機能する複数の入力コンデンサ（Ｃｒ，Ｃｓ，Ｃｔ）と、
前記正側直流電源線と前記負側直流電源線との間に接続された第１のダイオード（Ｄ１）と、
前記正側直流電源線と前記負側直流電源線との間で前記第１のダイオードと直列に接続されたコンデンサ（Ｃｃ；Ｃｃ１，Ｃｃ２）と、
前記第１の入力線（ＡＣＬｒ）上に設けられた第１の抵抗（Ｒ６１）と、
前記正側直流電源線と前記負側直流電源線との間の２つの電位を持つ前記直流電圧を方形状の交流電圧に変換して誘導性多相負荷（４）へ出力する電圧形電力変換器（３）と、
前記複数の前記スイッチ素子及び前記電源スイッチの導通／非導通の選択動作を制御し、前記電源スイッチを導通させるのと同時若しくはその前に、前記スイッチ素子の選択動作を制御して、前記第１の入力線と前記第２の入力線との間に設けられた前記入力コンデンサと、前記コンデンサとを並列に接続させる制御部（７）と
を備える、直接形交流電力変換装置。
前記第１の入力線（ＡＣＬｒ）上で、前記第１の抵抗（Ｒ６１）と直列に接続されたリアクトル（Ｌｒ）を更に備える、請求項１に記載の直接形交流電力変換装置。
前記第１の抵抗（Ｒ６１）と並列に接続されたリアクトル（Ｌｒ）
を更に備える、請求項１に記載の直接形交流電力変換装置。
前記第２乃至前記第Ｎの入力線（Ｌｓ，Ｌｔ）上にそれぞれ設けられた第２乃至第Ｎの抵抗（Ｒ６２，Ｒ６３）
を更に備える、請求項１に記載の直接形交流電力変換装置。
前記第１乃至前記第Ｎの入力線（ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔ）の各々の線上で、前記第１乃至前記第Ｎの抵抗（Ｒ６１〜Ｒ６３）とそれぞれ直列に接続された第１乃至第Ｎのリアクトル（Ｌｒ，Ｌｓ，Ｌｔ）を更に備える、請求項４に記載の直接形交流電力変換装置。
前記第１乃至前記第Ｎの抵抗（Ｒ６１〜Ｒ６３）の各々に並列に接続された第１乃至第Ｎのリアクトル（Ｌｒ，Ｌｓ，Ｌｔ）
を更に備える、請求項４に記載の直接形交流電力変換装置。
前記正側直流電源線（Ｌ１）には前記負側直流電源線（Ｌ２）よりも高い電位が印加され、前記第１のダイオード（Ｄ２）は前記コンデンサに対して前記第２出力線側に設けられ、
前記正側直流電源線と前記負側直流電源線の間で前記コンデンサ（Ｃｃ１）と直列に接続され、前記第１のダイオードと前記第２出力線の間に接続された第２のコンデンサ（Ｃｃ２）と、
アノードが前記第１のダイオードと前記第２のコンデンサとの間に、カソードが前記正側直流電源線にそれぞれ接続された第２のダイオード（Ｄ３）と、
アノードが前記負側直流電源線に、カソードが前記第２のダイオードと前記コンデンサとの間にそれぞれ接続された第４のダイオード（Ｄ４）と
を更に備える、請求項１乃至６の何れか一つに記載の直接形交流電力変換装置。