WO2013099098A1 - コンバータ回路 - Google Patents

コンバータ回路 Download PDF

Info

Publication number
WO2013099098A1
WO2013099098A1 PCT/JP2012/007463 JP2012007463W WO2013099098A1 WO 2013099098 A1 WO2013099098 A1 WO 2013099098A1 JP 2012007463 W JP2012007463 W JP 2012007463W WO 2013099098 A1 WO2013099098 A1 WO 2013099098A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
power supply
phase
line
switching
converter circuit
Prior art date
Application number
PCT/JP2012/007463
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
晋一 石関
俊彰 佐藤
紀雄 鍵村
Original Assignee
ダイキン工業株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by ダイキン工業株式会社 filed Critical ダイキン工業株式会社
Publication of WO2013099098A1 publication Critical patent/WO2013099098A1/ja

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
    • H02M5/40—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc
    • H02M5/42—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters
    • H02M5/44—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac
    • H02M5/453—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M5/458—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M5/4585—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having a rectifier with controlled elements
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/36—Means for starting or stopping converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0083—Converters characterised by their input or output configuration
    • H02M1/0085—Partially controlled bridges

Definitions

  • the present invention relates to a technique for suppressing inrush current in a converter circuit.
  • a diode bridge type converter circuit is widely used as a converter circuit for rectifying input power to an inverter circuit.
  • generation of harmonic current is inevitable.
  • this harmonic current may cause a malfunction such as malfunction or abnormal heat generation of other devices connected to a power supply of the same system as the device on which the inverter circuit is mounted. For this reason, it is preferable to suppress the generation of harmonic current.
  • the converter circuit of the conventional power supply circuit is a diode bridge type or a current type converter circuit.
  • a current limiting circuit having an electromagnetic relay and a current limiting resistor is used. I have.
  • an electromagnetic relay and a current limiting resistor are connected in parallel to one of three input lines from a three-phase AC power source to the current source converter circuit. Current limiting circuit (see paragraph 0040, FIG. 1, etc.).
  • the present invention has been made in view of the above circumstances, and its object is to reduce inrush current at power-on without using a current limiting circuit composed of an electromagnetic relay and a current limiting resistor. It is to provide a possible converter circuit.
  • the current supplied to the capacitor is pulsed at a duty ratio determined in advance by the switch unit until the inrush current to the capacitor can be suppressed after the current rectification is started. Switching to For this reason, the converter circuit according to the present invention can suppress the inrush current without providing a current limiting circuit including a current limiting resistor and an electromagnetic relay. Therefore, in the converter circuit according to the present invention, it is possible to reduce the size of the circuit board and reduce the energy loss during the current limiting operation.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a schematic configuration of an air conditioner 1 including a power supply circuit 2 having a current source converter circuit 10 according to an embodiment of the present invention.
  • the air conditioner 1 is driven by a compressor (not shown), and a refrigerant is supplied to a refrigerant circuit (not shown) in which a compressor, a heat source side heat exchanger, an expansion valve, and a use side heat exchanger (not shown) are connected by piping. Circulate the refrigeration cycle.
  • An inverter motor M is connected to the power supply circuit 2, and a compressor included in the air conditioner 1 is driven by the inverter motor M.
  • the power supply circuit 2 includes a current source converter circuit 10, an inverter circuit 20, a clamp circuit 30, a carrier filter 40, an open / close relay 52C, a control unit 300, and shunt resistors R2 and R3.
  • the control unit 300 includes a CPU (Central Processing Unit), an EEPROM (Electrically Erasable Programmable Read Only Memory), and the like, and by executing a control program stored in advance in the EEPROM, the current source converter circuit 10 and the inverter circuit 20 Etc. are controlled.
  • a CPU Central Processing Unit
  • EEPROM Electrically Erasable Programmable Read Only Memory
  • the current source converter circuit 10 is connected to a three-phase AC power supply E3 via input lines ACLr, ACLs, ACLt (first to third input lines) corresponding to the R, S, and T phases and a neutral line ACLn.
  • the inverter circuit 20 and the clamp capacitor Cc constituting the clamp circuit 30 are connected via the positive DC power supply line L1 and the negative DC power supply line L2.
  • the current source converter circuit 10 includes upper arm side switching elements Trp, Tsp, Ttp which are, for example, IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors) provided between the input lines ACLr, ACLs, ACLt and the positive side DC power supply line L1.
  • the lower arm side switching elements Trn, Tsn, Ttn for example, IGBTs provided between the negative side DC power supply line L2 and the input lines ACLr, ACLs, ACLt, respectively, and a converter gate drive IC (CNV gate drive IC) 100 And comprising.
  • CNV gate drive IC converter gate drive IC
  • the anodes of the diodes Drp, Dsp, Dtp, Drn, Dsn, and Dtn which are rectifier elements, are connected to the emitters of the upper arm side switching elements Trp, Tsp, and Ttp and the lower arm side switching elements Trn, Tsn, and Ttn, respectively. Yes.
  • the collectors of the upper arm side switching elements Trp, Tsp, Ttp are connected to input lines ACLr, ACLs, ACLt, respectively.
  • Each collector of the lower arm side switching elements Trn, Tsn, Ttn is connected to the negative side DC power supply line L2.
  • the cathodes of the diodes Drp, Dsp, and Dtp are connected to the positive DC power supply line L1, and the cathodes of the diodes Drn, Dsn, and Dtn are connected to the input lines ACLr, ACLs, and ACLt, respectively.
  • the upper arm side switching elements Trp, Tsp, Ttp, the lower arm side switching elements Trn, Tsn, Ttn, and the diodes Drp, Dsp, Dtp, Drn, Dsn, Dtn are connected as described above. Therefore, the upper arm side switching elements Trp, Tsp, Ttp conduct the current path only in one direction from the input lines ACLr, ACLs, ACLt to the positive side DC power supply line L1 in the conductive state.
  • the lower arm side switching elements Trn, Tsn, Ttn conduct the current path only in one direction from the negative DC power supply line L2 to the input lines ACLr, ACLs, ACLt in the conducting state.
  • a series circuit of an upper arm side switching element Trp and a diode Drp a series circuit of an upper arm side switching element Tsp and a diode Dsp, a series circuit of an upper arm side switching element Ttp and a diode Dtp, a lower arm side switching element
  • the series circuit of Trn and the diode Drn, the series circuit of the lower arm side switching element Tsn and the diode Dsn, and the series circuit of the lower arm side switching element Ttn and the diode Dtn each correspond to an example of a switch unit. .
  • the upper arm side switching elements Trp, Tsp, Ttp and the lower arm side switching elements Trn, Tsn, Tttn are collectively referred to as a switching element T
  • the diodes Drp, Dsp, Dtp, Drn, Dsn, Dtn are collectively referred to as a diode. Called D.
  • the IGBT has a parasitic diode. Therefore, even when the IGBT is off, a current flows through the parasitic diode in the direction from the emitter to the collector of the IGBT (so-called reverse breakdown voltage is not provided). Therefore, a diode D is connected to the switching element T in series so that the direction from the emitter to the collector of the IGBT is opposite.
  • the diode D only needs to be connected in series with the switching element T so as to block current when the switching element T is off, and is not limited to the example in which the diode D is connected to the emitter side of the switching element T. Absent.
  • the switching element T and the diode D may be connected in series so that the collector of the switching element T and the cathode of the diode D are connected.
  • a reverse blocking IGBT (RB-IGBT) having a reverse breakdown voltage may be used.
  • the reverse blocking IGBT corresponds to an example of a switch unit.
  • the switch part should just switch an electric current, may be comprised by elements other than IGBT, and may be switching elements other than a semiconductor switching element.
  • FIG. 2 is a circuit diagram showing a modification of the current source converter circuit shown in FIG. FIG. 2A shows a first modification
  • FIG. 2B shows a second modification
  • FIG. 2C shows a third modification.
  • the current source converter circuit 10 has, as another mode, one of the upper arm side switching elements Trp, Tsp, Ttp, for example, the upper arm side switching element Tsp, the lower arm side switching element Trn, It may be configured not to include Tsn and Ttn.
  • the current source converter circuit 10 includes, as another mode, one of the lower arm side switching elements Trn, Tsn, Ttn, for example, the lower arm side switching element Ttn and the upper arm side switching element.
  • the current source converter circuit 10 may include any three of the upper arm side switching elements Trp, Tsp, Ttp, and the lower arm side switching elements Trn, Tsn, Ttn. As described above, the current source converter circuit 10 may be configured not to include the upper arm side switching element Tsp and the lower arm side switching elements Trn and Ttn as another aspect.
  • the diode D that is not connected to the switching element T for example, the diodes Dsp, Drn, Dsn, and Dtn in FIG. 2A corresponds to an example of a rectifying element.
  • the cost of the current source converter circuit 10 can be reduced.
  • the harmonic current suppression effect can be increased by increasing the number of switching elements T.
  • the current source converter circuit 10 may not include the switching element T, and may constitute a rectifier circuit by a diode bridge by the diode D.
  • the current source converter circuit 10 may use a semiconductor switching element SW such as a reverse blocking IGBT instead of the open / close relay 52C.
  • the semiconductor switching element SW corresponds to an example of a switching unit.
  • the converter gate drive IC 100 receives a control signal from the control unit 300, appropriately generates a PWM (Pulse Width Modulation) signal corresponding to the control signal as a drive signal, and outputs the drive signal. Outputs are made to the respective bases of the arm side switching elements Trp, Tsp, Ttp and the lower arm side switching elements Trn, Tsn, Ttn, and these switching elements are appropriately switched. That is, unlike the diode bridge type converter circuit, the current source converter circuit 10 actively controls the waveform by switching the upper arm side switching elements Trp, Tsp, Ttp and the lower arm side switching elements Trn, Tsn, Ttn. By doing this, the AC power is rectified. Therefore, it is possible to suppress the generation of harmonic currents accompanying rectification as compared with the diode bridge type converter circuit.
  • PWM Pulse Width Modulation
  • the converter gate drive IC 100 receives the control signal from the control unit 300 and waits for a predetermined time that can suppress the inrush current until the upper arm passes.
  • the side switching elements Trp, Tsp, Ttp and the lower arm side switching elements Trn, Tsn, Ttn are switched at a predetermined duty ratio. This current-limiting operation prevents an inrush current from flowing into the clamp capacitor Cc at the start of energization of the power supply circuit 2, and the clamp capacitor Cc is gradually charged.
  • the predetermined time and the predetermined duty ratio are applied to the clamp capacitor Cc, the upper arm side switching elements Trp, Tsp, Ttp and the lower arm side switching elements Trn, Tsn, Ttn during the current limiting operation. Voltage does not exceed the withstand voltage of the clamp capacitor Cc and exceeds the rated voltage between the collector and emitter of the upper arm side switching elements Trp, Tsp, Ttp and the lower arm side switching elements Trn, Tsn, Ttn, which are IGBTs, for example. Not set to a value.
  • the predetermined time and the predetermined duty ratio are stored in the EEPROM in the control unit 300 in advance.
  • the clamp circuit 30 includes a clamp capacitor Cc that is an electrolytic capacitor, for example, and applies a bias voltage to the output voltage of the current source converter circuit 10 to obtain an input voltage of the inverter circuit 20.
  • a clamp capacitor Cc that is an electrolytic capacitor, for example, and applies a bias voltage to the output voltage of the current source converter circuit 10 to obtain an input voltage of the inverter circuit 20.
  • the clamp circuit 30 is obtained by connecting two non-high withstand voltage capacitors in series to form the clamp capacitor Cc. It is configured to have a withstand voltage equivalent to that when a single high withstand voltage capacitor is used as a clamp capacitor.
  • the inverter circuit 20 is a voltage source inverter circuit, and is connected to the inverter motor M via output lines Lu, Lv, Lw corresponding to U, V, W phases, and the current source converter circuit 10 and the clamp capacitor Cc. Are connected via a positive DC power supply line L1 and a negative DC power supply line L2.
  • the inverter circuit 20 includes, for example, upper arm switching elements Tup, Tvp, Twp, which are IGBTs, and output lines Lu, Lv, Lw provided between the positive DC power supply line L1 and the output lines Lu, Lv, Lw. And lower arm side switching elements Tun, Tvn, Twn, which are IGBTs, for example, and an inverter gate drive IC (INV gate drive IC) 200, each provided between the first and second negative DC power supply lines L2.
  • upper arm switching elements Tup, Tvp, Twp which are IGBTs
  • lower arm side switching elements Tun, Tvn, Twn which are IGBTs, for example, and an inverter gate drive IC (INV gate drive IC) 200, each provided between the first and second negative DC power supply lines L2.
  • the anodes of the diodes Dup, Dvp, Dwp, Dun, Dvn, and Dwn are connected to the emitters of the upper arm side switching elements Tup, Tvp, and Twp and the lower arm side switching elements Tun, Tvn, and Twn, respectively.
  • the cathodes of the diodes Dup, Dvp, Dwp, Dun, Dvn, Dwn are connected to the collectors of the upper arm side switching elements Tup, Tvp, Twp and the lower arm side switching elements Tun, Tvn, Twn, respectively. That is, a diode is connected in antiparallel to each of the upper and lower arm side switching elements of the inverter circuit 20.
  • the inverter gate drive IC 200 receives a control signal from the control unit 300, generates a PWM signal corresponding to the control signal as a drive signal, and generates the drive signal as the upper arm side switching elements Tup, Tvp, Twp and lower It outputs to each base of the arm side switching element Tun, Tvn, Twn, and opens and closes these switching elements suitably. That is, the inverter circuit 20 appropriately switches each switching element on the upper and lower arms side, converts the DC power output from the clamp capacitor Cc into AC power having a predetermined frequency, and winds each phase of the inverter motor M. Output to line as appropriate.
  • the direction of the winding currents of U, V, and W phases (currents iu, iv, and iw respectively flow) in the inverter motor M that is a three-phase brushless DC motor are switched, and the inverter motor M rotates. To drive.
  • the carrier filter 40 removes noise generated by switching the switching elements in the current source converter circuit 10 and the inverter circuit 20, and suppresses the noise from entering the three-phase AC power supply E3. It is.
  • the carrier filter 40 is provided between the three-phase AC power supply E3 and the current source converter circuit 10, and includes coils Lr, Ls, and Lt and capacitors Cr, Cs, and Ct.
  • the coils Lr, Ls, and Lt are provided on the input lines ACLr, ACLs, and ACLt, respectively.
  • the coil Lr is provided between the three-phase AC power source E3 and the open / close relay 52C
  • the coil Ls is provided between the three-phase AC power source E3 and the current source converter circuit 10
  • the coil Lt is Provided between the three-phase AC power supply E3 and the open / close relay 52C.
  • the capacitors Cr, Cs, and Ct are provided, for example, Y-connected between the input lines ACLr, ACLs, and ACLt.
  • the capacitors Cr and Cs are connected in series between the input lines ACLr and ACLs, the capacitors Cs and Ct are connected in series between the input lines ACLs and ACLt, and the capacitors Ct and Cr are connected to the input lines ACLt, Connected in series between ACLr.
  • the open / close relay 52C is an electromagnetic relay provided as a power switch on the input lines ACLr and ACLt between the three-phase AC power supply E3 and the current source converter circuit 10.
  • the shunt resistor R2 is provided between the current source converter circuit 10 and the clamp capacitor Cc in the negative side DC power supply line L2.
  • the shunt resistor R3 is provided between the clamp capacitor Cc and the inverter circuit 20 in the negative side DC power supply line L2.
  • the shunt resistor R2 and the shunt resistor R3 are for measuring a current value flowing through the current source converter circuit 10 and a current value flowing through the inverter circuit 20, respectively.
  • the indoor unit (not shown) provided in the air-conditioned room or the air conditioner 1 is provided with an indoor remote controller (not shown) that can communicate with the control unit 300, and the user operates the indoor remote controller to operate the air conditioner 1. On / off, and setting of air conditioning temperature.
  • FIG. 4 is a time chart showing the behavior of each of the upper and lower arm side switching elements in the period from the start of energization of the current to the power supply circuit 2 to the stop of the charge to the clamp capacitor Cc.
  • 4A is an indoor remote controller
  • FIG. 4B is an open / close relay 52C
  • FIG. 4C is each upper and lower arm side switching element of the current source converter circuit 10
  • FIG. 4D is each upper and lower arm side switching element of the inverter circuit 20
  • FIG. 4F shows the voltage of the clamp capacitor Cc.
  • the control unit 300 closes the open / close relay 52C and at the same time all phases of the upper and lower arms of the current source converter circuit 10.
  • the upper and lower arm side switching elements at least a certain one-phase switching element is switched at a predetermined duty ratio until a predetermined set time capable of suppressing the inrush current has elapsed, Charging is started (time t 2 ).
  • the control unit 300 simultaneously turns on (closes) and turns off (opens) all the switching elements T included in the current source converter circuit 10 in a preset switching cycle.
  • the switching cycle is preferably set to a time shorter than the cycle of the AC power supply. For example, a time about 1/1000 of the cycle of the AC power supply is set as the switching cycle.
  • the duty ratio time ratio
  • the duty ratio is experimentally determined in advance, for example, so that the inrush current (average current) to the clamp capacitor Cc can be limited to a level that satisfies the design requirements. Is set.
  • the clamp capacitor Cc is charged to some extent after the open / close relay 52C is turned on, and the inrush current (average current) to the clamp capacitor Cc satisfies the design requirements without limiting the current. For example, a time that is below the level is experimentally determined and set in advance.
  • control of the control unit 300 during the set time is not limited to an example in which all the switching elements T described above are turned on and off (switched).
  • control of the control unit 300 may turn on or off a part (at least one) of the switching elements T and leave the other switching elements T on. Even when some switching elements T are turned on and off, the inrush current to the clamp capacitor Cc is limited.
  • the control unit 300 fixes each of the upper and lower arm side switching elements in a conductive state (time t 3 ).
  • the control unit 300 starts switching control of the upper and lower arm side switching elements of the inverter circuit 20 (operation start of the inverter circuit 20, time t 4 ). Thereby, the drive of the inverter motor M is started.
  • the control of the respective upper and lower arm switching element at time t 4 from time t 3 is synchronized with the zero crossing of the power supply, may be a 120-degree conduction and switching.
  • control unit 300 starts a synchronous operation for controlling the current source converter circuit 10 and the inverter circuit 20 in synchronization, and starts switching control of the upper and lower arm side switching elements of the current source converter circuit 10 (air conditioning). normal operation start of the machine 1, time t 5).
  • the control unit 300 stops the power supply to the inverter motor M by setting the upper and lower arm side switching elements of the inverter circuit 20 to the non-conductive state. (Time t 6 ). However, since the refrigerant circulation in the refrigerant circuit does not stop immediately, the inverter motor M stops after continuing the inertia operation (time t 7 ).
  • the control unit 300 performs all three phases of R, S, and T. Are switched off (time t 8 ).
  • the control unit 300 controls the switching element T during the period (set time) from time t 2 to time t 3 .
  • the semiconductor switching element SW is switched at a predetermined duty ratio.
  • the semiconductor switching element SW may be provided so as to open and close at least two of the three phases.
  • all of the plurality of semiconductor switching elements SW thus provided may be controlled to be turned on and off at the same time for a set time, or some of the semiconductor switching elements SW may be turned on and off. It may be controlled to do.
  • FIG. 5 A schematic configuration of an air conditioner 1 'provided with a power supply circuit 2' is shown in FIG. 5, the same components as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted.
  • the power supply circuit 2 ′ is different from the power supply circuit 2 in the configuration of the current source converter circuit 10 ′ and the carrier filter 40 ′ and the configuration of the clamp circuit 30 ′, but from the start of energization to the power supply circuit 2 ′ to the clamp capacitor Cc.
  • the control in the period until the power supply is stopped is the same as that of the power supply circuit 2.
  • the current source converter circuit 10 ′ is connected to the single-phase AC power supply E1 via the input line ACLl corresponding to the L phase and the input line ACLn corresponding to the N phase, and includes the inverter circuit 20 and the clamp circuit 30.
  • the clamp capacitor Cc to be configured is connected via a positive DC power supply line L1 and a negative DC power supply line L2.
  • the current source converter circuit 10 ′ includes, for example, upper arm side switching elements Tlp and Tnp which are IGBTs provided between the input lines ACLl and ACLn and the positive DC power supply line L1, respectively, and a negative DC power supply line L2 and an input.
  • upper arm side switching elements Tlp and Tnp which are IGBTs provided between the input lines ACLl and ACLn and the positive DC power supply line L1, respectively, and a negative DC power supply line L2 and an input.
  • lower arm side switching elements Tln and Tnn are provided between the lines ACL1 and ACLn, and a converter gate drive IC 100 ′.
  • the anodes of the diodes Dlp, Dnp, Dln, Dnn are connected to the emitters of the upper arm side switching elements Tlp, Tnp and the lower arm side switching elements Tln, Tnn, respectively.
  • the collectors of the upper arm side switching elements Tlp and Tnp are connected to the input lines ACLl and ACLn, respectively.
  • the collectors of the lower arm side switching elements Tln and Tnn are connected to the negative side DC power supply line L2.
  • the cathodes of the diodes Dlp and Dnp are connected to the positive DC power supply line L1, and the cathodes of the diodes Dln and Dnn are connected to the input lines ACLl and ACLn, respectively.
  • the series circuit of the diode Dlp and the upper arm side switching element Tlp, and the series circuit of the diode Dln and the lower arm side switching element Tln each correspond to an example of a switch unit. Further, the upper arm side switching elements Tlp and Tnp and the lower arm side switching elements Tln and Tnn correspond to the switching element T, and the diodes Dlp, Dnp, Dln, and Dnn correspond to the diode D.
  • the upper arm side switching elements Tlp and Tnp conduct the current path only in one direction from the input lines ACLl and ACLn to the positive side DC power supply line L1 in the conductive state
  • the lower arm side switching elements Tln and Tnn is the same as the current source converter circuit 10 connected to the three-phase AC power supply E3 that the current path is conducted in only one direction from the negative DC power supply line L2 to the input lines ACLl and ACLn in the conductive state. It is.
  • the clamp circuit 30 Unlike the clamp circuit 30 of the power supply circuit 2 having two clamp capacitors Cc, the clamp circuit 30 'includes only one clamp capacitor Cc. This is because in the power supply circuit 2 ′ connected to the single-phase AC power supply E1, the withstand voltage is not required for the clamp capacitor Cc as much as the power supply circuit 2 connected to the three-phase AC power supply E3 in a three-phase four-wire system. .
  • the carrier filter 40 ′ is provided between the single-phase AC power supply E ⁇ b> 1 and the current source converter circuit 10, and includes coils Ll and Ln and a capacitor Cf.
  • the coils Ll and Ln are provided on the input lines ACLl and ACLn, respectively.
  • the capacitor Cf is provided between the input lines ACLl and ACLn.
  • FIG. 6 is a circuit diagram showing a modification of the current source converter circuit shown in FIG. FIG. 6A shows a first modification
  • FIG. 6B shows a second modification
  • FIG. 6C shows a third modification.
  • the current source converter circuit 10 ′ is configured to include only one of the upper arm side switching elements Tlp and Tnp and the lower arm side switching elements Tln and Tnn. Also good.
  • the current source converter circuit 10 ′ may be configured not to include the lower arm side switching elements Tln and Tnn as another aspect.
  • the current source converter circuit 10 ′ may be configured not to include the upper arm side switching elements Tlp and Tnp as another aspect.
  • the harmonic current suppression effect can be increased by increasing the number of switching elements T.
  • the diode D that is not connected to the switching element T for example, the diodes Dnp, Dln, and Dnn in FIG. 6A corresponds to an example of a rectifying element.
  • the current source converter circuit 10 ′ may not include the switching element T and may constitute a rectifier circuit by a diode bridge formed by the diode D.
  • the current source converter circuit 10 ′ may use a semiconductor switching element SW such as a reverse blocking IGBT instead of the open / close relay 52 ⁇ / b> C.
  • the semiconductor switching element SW corresponds to an example of a switching unit.
  • the control unit 300 and the control unit 300 ′ can suppress the inrush current after switching the open / close relay 52C from the open state to the closed state after the energization of the power circuit 2 and the power circuit 2 ′ is started. Until the predetermined time elapses, the switching elements provided in each of the upper and lower arms are switched at a predetermined duty ratio. For this reason, the current source converter circuits 10 and 10 ′ can perform a current limiting operation for suppressing the inrush current without including a current limiting circuit including a current limiting resistor and an electromagnetic relay. Accordingly, the following effects (1) to (3) can be obtained.
  • the circuit board of the power supply circuit including the current source converter circuits 10 and 10 ' can be miniaturized.
  • the configuration of the clamp circuit is not limited to the configuration of the above embodiment, and the present invention can be applied to any clamp circuit having a capacitor.
  • the control unit 300 and 300C ' is in all the upper and lower arm switching element non-conductive.
  • the purpose of this control is to stop the charge charging to the clamp capacitor Cc when the inverter motor M is stopped, so the following control may be used. That is, the control by the control unit 300 makes at least two pairs of upper and lower arm side switching elements or all upper arm side switching elements only or all lower arm side switching elements of the R, S, and T phases nonconductive. Any control can be used.
  • the control by the control unit 300 ′ is a control in which only one pair of upper and lower arm side switching elements of R phase or N phase, all upper arm side switching elements or only all lower arm side switching elements are made non-conductive. I just need it.
  • the converter circuit which concerns on 1 aspect is a converter circuit which rectifies the electric current supplied from the power supply, and supplies it to a capacitor
  • the inrush current to the capacitor (Cc) is switched in a pulse shape with a predetermined duty ratio (time ratio) by the switch unit, so that the average current value of the inrush current is the time ratio. It is reduced according to.
  • a converter circuit can reduce the inrush current when the power is turned on and rectification is started without using a current limiting circuit composed of an electromagnetic relay and a current limiting resistor.
  • Such a converter circuit can suppress the inrush current when the capacitor (Cc) is charged without limiting the current by switching by the switch unit.
  • the inrush current can be reduced without using the current limiting resistor that suppresses the inrush current by converting the electric energy into the thermal energy, such a converter circuit can reduce the energy loss.
  • the power source is a three-phase AC power source (E3), and the first to third input lines connected to the three-phase AC power source (E3).
  • E3 three-phase AC power source
  • the first to third input lines connected to the three-phase AC power source (E3).
  • ACLr, ACLs, ACLt a positive DC power supply line (L1) and a negative DC power supply line (L2) connected to the capacitor (Cc)
  • the switch unit includes the positive DC power supply.
  • the switch unit includes the positive DC power supply.
  • the control unit (300) includes a plurality of switching elements, and the control unit (300) switches between at least one of the plurality of switching elements from an open state to a closed state, and then the open state until the inrush current can be suppressed. Closed The ratio of the causes is switched repeatedly so that the duty ratio (time ratio).
  • the switch unit When rectifying a three-phase AC power supply, the switch unit includes one of a positive DC power supply line (L1) and a negative DC power supply line (L2), and the first to third input lines (ACLr). , ACLs, ACLt), at least two switching elements may be provided between them.
  • Such a converter circuit can reduce the inrush current by switching the inrush current to the capacitor (Cc) in a pulsed manner by switching at least one switching element.
  • the switch unit includes at least three switching elements including the plurality of switching elements, and the at least three switching elements are the first to second switching elements.
  • the switch unit includes at least three switching elements including the plurality of switching elements, and the at least three switching elements are the first to second switching elements.
  • a switching element that flows current in a direction toward (L1) and is connected between any of the first to third input lines (ACLr, ACLs, ACLt) and the negative DC power supply line (L2) is: In the closed state, a current is passed in the direction from the negative side DC power supply line (L2) to one of the connected input lines.
  • the switching elements include the first to third input lines (ACLr, ACLs, ACLt), the positive DC power supply line (L1), and the negative DC power supply line (L2). Of the six connection points between the two, at least three are provided. Even with such a configuration, by controlling the switching of at least three switching elements, the converter circuit can switch the inrush current to the capacitor (Cc) in a pulse shape to reduce the inrush current.
  • the converter circuit includes a three-phase AC power source (E3) between each of the three-phase AC power source (E3) and each of the first to third input lines (ACLr, ACLs, ACLt).
  • the plurality of electromagnetic open / close relays (52C) and starting the rectification at least one of the three switching elements is switched until the inrush current can be suppressed. To perform the switching to the ring element.
  • the power supply voltage input from the three-phase AC power supply can be cut off by the electromagnetic switching relay provided in the input stage of the converter, so that the safety is improved.
  • the switch unit includes each of the first to third input lines (ACLr, ACLs, ACLt) and the positive DC power supply line (L1). And six switching circuits provided at six locations between each of the first to third input lines (ACLr, ACLs, ACLt) and each of the negative DC power supply lines (L2).
  • the control unit (300) turns on the plurality of electromagnetic switching relays (52C) and starts the rectification, and then switches the six switching elements to the six switching elements until the inrush current can be suppressed. To do.
  • a rectifier bridge is constituted by six switching elements, and can be operated as a current converter circuit. For this reason, this converter circuit can reduce the generation of harmonic current that occurs when the three-phase AC power supply voltage is rectified. Moreover, since this converter circuit can reduce an inrush current using the switching element for rectification, it is not necessary to use a separate inrush prevention component. As a result, it is easy to reduce the size of the circuit board of the power supply circuit including the converter circuit.
  • the above-described converter circuit is provided between each of the first to third input lines (ACLr, ACLs, ACLt) and the positive DC power supply line (L1).
  • the switching element is provided.
  • a rectifying element is provided at a location where the current is not present.
  • a combination of a switching element and a rectifying element constitutes a rectifying circuit that rectifies a three-phase AC power supply. Moreover, since this converter circuit can reduce an inrush current using the switching element for rectification, it is not necessary to use a separate inrush prevention component. As a result, it is easy to reduce the size of the circuit board of the power supply circuit including the converter circuit.
  • the power source is a three-phase AC power source (E3), and the first to third input lines connected to the three-phase AC power source (E3).
  • E3 three-phase AC power source
  • ACLr, ACLs, ACLt a positive DC power supply line (L1) and a negative DC power supply line (L2) connected to the capacitor (Cc), and the first to third input lines (ACLr, ACLs).
  • ACLt and a rectifying unit that rectifies and supplies the three-phase power supply voltage obtained from the positive DC power supply line (L1) and the negative DC power supply line (L2).
  • a plurality of switching elements respectively provided at at least two of three connection points between the phase AC power source (E3) and each of the first to third input lines (ACLr, ACLs, ACLt).
  • the control unit 300 after switching the at least one of the plurality of switching elements from the open state to the closed state and starting the rectification, the ratio of the open state to the closed state is reduced until the inrush current can be suppressed. Switching is repeatedly performed so that the duty ratio (time ratio) is obtained.
  • Such a converter circuit controls the switching of the switching element provided between the three-phase AC power source (E3) and the first to third input lines (ACLr, ACLs, ACLt), that is, in the input stage of the converter.
  • the inrush current can be reduced.
  • the power source is a single-phase AC power source, and two input lines of L phase and N phase connected to the single-phase AC power source, A positive DC power supply line (L1) and a negative DC power supply line (L2) connected to the capacitor (Cc), and the switch unit includes an L-phase input line and an N-phase input line.
  • a switching element provided between at least one of the positive DC power supply line (L1) and the negative DC power supply line (L2), and the control unit (300) includes at least After switching one switching element from the open state to the closed state, the switching element is repeatedly switched so that the ratio between the open state and the closed state becomes the duty ratio until the inrush current can be suppressed.
  • the switching element of the switch unit When rectifying a single-phase AC power supply, the switching element of the switch unit includes at least one of an L-phase input line and an N-phase input line, a positive DC power supply line (L1), and a negative DC power supply line (L2). It should just be provided between at least one of them.
  • Such a converter circuit can reduce the inrush current by switching the inrush current to the capacitor (Cc) in a pulse shape by switching at least one switching element. And if a capacitor
  • the switch unit includes two switching elements, and the two switch elements include the positive side DC power supply line (L1) and the negative side DC. Provided between any one of the power lines (L2) and the L-phase input line and the N-phase input line, respectively, the positive-side DC power line (L1) and the L-phase input Switching elements connected between the L-phase input line and the N-phase input line to the positive DC power supply line (L1) from the L-phase input line and the N-phase input line in the closed state, respectively.
  • the switching element connected between the negative side DC power supply line (L2) and each of the L-phase input line and the N-phase input line in the closed direction is configured so that the negative-side DC Before power supply line (L2) A current flows in a direction toward the respective input lines and the N-phase input line of the L-phase.
  • the two switching elements are one of a positive DC power supply line (L1) and a negative DC power supply line (L2), and an L-phase input line and an N-phase input line. Provided in between. Even with such a configuration, the converter circuit can control the switching of the two switching elements, thereby switching the inrush current to the capacitor (Cc) in a pulsed manner and reducing the inrush current.
  • the converter circuit includes an electromagnetic switching relay provided between at least one of the L-phase input line and the N-phase input line and the single-phase AC power supply ( 52C), and the control unit (300) turns on the electromagnetic switching relay (52C) and starts the rectification, and then the control unit (300) uses the at least one switching element until the inrush current can be suppressed. Make switching occur.
  • the power supply voltage input from the single-phase AC power supply can be cut off by the electromagnetic switching relay provided in the input stage of the converter, so that safety is improved.
  • the above-described converter circuit is provided between each of the L-phase input line and the N-phase input line and the positive DC power supply line (L1), and Of the four connection points between each of the L-phase input line and the N-phase input line and the negative side DC power supply line (L2), the part where the switching element is not provided, A rectifying element is provided.
  • a combination of a switching element and a rectifying element constitutes a rectifying circuit that rectifies a single-phase AC power supply voltage. Moreover, since this converter circuit can reduce an inrush current using the switching element for rectification, it is not necessary to use a separate inrush prevention component. As a result, it is easy to reduce the size of the circuit board of the power supply circuit including the converter circuit.
  • the switch unit includes an L-phase input line and an N-phase input line and the positive DC power supply line (L1). Including four switching elements respectively provided at four positions between each of the L-phase input line and the N-phase input line and the negative DC power supply line (L2),
  • the controller (300) turns on the electromagnetic switching relay (52C) and starts the rectification, and then causes the four switching elements to perform the switching until the inrush current can be suppressed.
  • a rectifier bridge is constituted by four switching elements, and can be operated as a current converter circuit. For this reason, such a converter circuit can reduce the generation of harmonic current that occurs when the single-phase AC power supply voltage is rectified. Moreover, since this converter circuit can reduce an inrush current using the switching element for rectification, it is not necessary to use a separate inrush prevention component. As a result, it is easy to reduce the size of the circuit board of the power supply circuit including the converter circuit.
  • the power source is a single-phase AC power source, and two input lines of L phase and N phase connected to the single-phase AC power source,
  • the power supply voltage obtained from the positive side DC power supply line (L1) and the negative side DC power supply line (L2) connected to the capacitor (Cc), the L phase input line and the N phase input line is rectified.
  • a rectifying unit that supplies the positive DC power supply line (L1) and the negative DC power supply line (L2), and the switch unit is provided between the single-phase AC power supply and the L-phase input line,
  • a switching element provided in at least one of two connection points between the single-phase AC power source and the N-phase input line, and the control unit (300) includes the plurality of switch elements. Switch at least one of them from open to closed Ete after starting the rectifier, until it is possible suppress the inrush current, the ratio between the open and closed states to the switching repeatedly so that the duty ratio.
  • Such a converter circuit controls an inrush current by controlling switching of a switching element provided between a single-phase AC power source and an L-phase input line and an N-phase input line, that is, an input stage of the converter. Can be reduced. In this case, it is easy to use the switching element in common with the power switch.
  • the switch unit performs the switching using a semiconductor switching element.
  • Such a converter circuit can reduce the inrush current without using an electromagnetic relay having a movable contact that may be welded or deteriorated, thereby improving the reliability of the converter circuit. It becomes.
  • Such a converter circuit can continue the switching by the switch unit until the inrush current is suppressed even when the capacitor is charged and the switching by the switch unit is stopped. As a result, the certainty that the inrush current can be reduced increases.
  • a converter circuit can be provided.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Rectifiers (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

　本発明にかかるコンバータ回路（１０）は、電流の整流を開始してからコンデンサ（Ｃｃ）への突入電流を抑制可能となるまで、前記コンデンサ（Ｃｃ）へ供給される前記電流を、スイッチ部によって予め定められたデューティ比でパルス状にスイッチングする。このため、本発明に係るコンバータ回路（１０）は、限流抵抗と電磁リレーを備える限流回路を設けることなく、突入電流を抑制することが可能となる。したがって、本発明に係るコンバータ回路（１０）では、回路基板の小型化と、限流動作時のエネルギー損失低減とが可能となる。

Description

コンバータ回路
　本発明は、コンバータ回路において突入電流を抑制する技術に関する。
　電源回路において、インバータ回路への入力電力を整流するためのコンバータ回路としてダイオードブリッジ形のコンバータ回路が広く用いられている。ダイオードブリッジ形のコンバータ回路による整流では、高調波電流の発生は、不可避である。しかしながら、この高調波電流は、インバータ回路が搭載されている機器と同系統の電源に接続された他の機器の誤動作や異常発熱等の不具合の原因となるおそれがある。このため、高調波電流の発生は抑制することが好ましい。
　そのため、スイッチング素子を用いた電流形コンバータ回路が、近年用いられるようになってきている（例えば特許文献１参照）。電流形コンバータ回路は、スイッチング素子を任意のタイミングで動作させることにより波形制御を行うので、コンバータ回路を電流形コンバータ回路とすることで、高調波電流の発生を抑制することができる。
　従来の電源回路のコンバータ回路は、ダイオードブリッジ形および電流形のいずれのコンバータ回路であっても、電源投入時の突入電流を抑制するために、電磁リレーと限流抵抗とを有する限流回路を備えている。例えば特許文献１に開示されている直接形交流電力変換装置は、三相交流電源から前記電流形コンバータ回路への３本の入力線の１本に、電磁リレーと限流抵抗とが並列に接続された限流回路を備えている（段落００４０、図１等を参照）。
　上述の直接形交流電力変換装置では、電磁リレーと限流抵抗とから構成された限流回路を配設するためのスペースが必要となるので電源回路の基板が大型化してしまう。
特開２００９－９５１４９号公報
　本発明は、上述の事情に鑑みて為された発明であり、その目的は、電磁リレーと限流抵抗とから構成された限流回路を用いることなく電源投入時の突入電流を低減することが可能なコンバータ回路を提供することである。
　本発明にかかるコンバータ回路は、電流の整流を開始してからコンデンサへの突入電流を抑制可能となるまで、前記コンデンサへ供給される前記電流を、スイッチ部によって予め定められたデューティ比でパルス状にスイッチングする。このため、本発明に係るコンバータ回路は、限流抵抗と電磁リレーを備える限流回路を設けることなく、突入電流を抑制することが可能となる。したがって、本発明に係るコンバータ回路では、回路基板の小型化と、限流動作時のエネルギー損失低減とが可能となる。
　上記並びにその他の本発明の目的、特徴及び利点は、以下の詳細な記載と添付図面から明らかになるであろう。
本発明の一実施形態に係る三相の電流形コンバータ回路を有する電源回路を備える空気調和機の概略構成を示すブロック図である。 前記電流形コンバータ回路の変形例を示す回路図である。 前記空気調和機の変形例を示すブロック図である。 前記電源回路への電流の通電開始からクランプコンデンサへのチャージ停止までの期間におけるスイッチング素子等の挙動とクランプコンデンサの電圧とを示すタイムチャートである。 本発明の他の実施形態に係る単相の電流形コンバータ回路を有する電源回路を備える空気調和機の概略構成を示すブロック図である。 前記電流形コンバータ回路の変形例を示す回路図である。 前記空気調和機の変形例を示すブロック図である。
　以下、本発明にかかる実施の一形態を図面に基づいて説明する。なお、各図において同一の符号を付した構成は、同一の構成であることを示し、適宜、その説明を省略する。また、本明細書において、総称する場合には添え字を省略した参照符号で示し、個別の構成を指す場合には添え字を付した参照符号で示す。
　図１は、本発明の一実施形態に係る電流形コンバータ回路１０を有する電源回路２を備える空気調和機１の概略構成を示すブロック図である。空気調和機１は、図略の圧縮機の駆動により、いずれも図略の圧縮機、熱源側熱交換器、膨張弁、および利用側熱交換器が配管接続された図略の冷媒回路に冷媒を循環させて冷凍サイクルを実行する。
　電源回路２には、インバータモータＭが接続され、空気調和機１が備える圧縮機が前記インバータモータＭによって駆動される。電源回路２は、電流形コンバータ回路１０と、インバータ回路２０と、クランプ回路３０と、キャリアフィルタ４０と、開閉リレー５２Ｃと、制御部３００と、シャント抵抗Ｒ２およびＲ３と、を備える。
　制御部３００は、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）やＥＥＰＲＯＭ（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ　Ｅｒａｓａｂｌｅ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）等で構成され、ＥＥＰＲＯＭに予め格納されている制御プログラムを実行することで、電流形コンバータ回路１０やインバータ回路２０等の動作を制御する。
　電流形コンバータ回路１０は、Ｒ、Ｓ、Ｔ各相に対応する入力線ＡＣＬｒ、ＡＣＬｓ、ＡＣＬｔ（第１～第３の入力線）と中性線ＡＣＬｎとを介して三相交流電源Ｅ３に接続され、かつ、インバータ回路２０と、クランプ回路３０を構成するクランプコンデンサＣｃとに、正側直流電源線Ｌ１および負側直流電源線Ｌ２を介して接続される。
　電流形コンバータ回路１０は、入力線ＡＣＬｒ、ＡＣＬｓ、ＡＣＬｔと正側直流電源線Ｌ１との間に各々設けられた例えばＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）である上アーム側スイッチング素子Ｔｒｐ、Ｔｓｐ、Ｔｔｐと、負側直流電源線Ｌ２と入力線ＡＣＬｒ、ＡＣＬｓ、ＡＣＬｔとの間に各々設けられた例えばＩＧＢＴである下アーム側スイッチング素子Ｔｒｎ、Ｔｓｎ、Ｔｔｎと、コンバータゲートドライブＩＣ（ＣＮＶゲートドライブＩＣ）１００と、を備える。
　上アーム側スイッチング素子Ｔｒｐ、Ｔｓｐ、Ｔｔｐおよび下アーム側スイッチング素子Ｔｒｎ、Ｔｓｎ、Ｔｔｎの各エミッタには、それぞれ整流素子であるダイオードＤｒｐ、Ｄｓｐ、Ｄｔｐ、Ｄｒｎ、Ｄｓｎ、Ｄｔｎのアノードが接続されている。上アーム側スイッチング素子Ｔｒｐ、Ｔｓｐ、Ｔｔｐの各コレクタは、それぞれ入力線ＡＣＬｒ、ＡＣＬｓ、ＡＣＬｔに接続されている。下アーム側スイッチング素子Ｔｒｎ、Ｔｓｎ、Ｔｔｎの各コレクタは、負側直流電源線Ｌ２に接続されている。ダイオードＤｒｐ、Ｄｓｐ、Ｄｔｐの各カソードは、正側直流電源線Ｌ１に接続され、ダイオードＤｒｎ、Ｄｓｎ、Ｄｔｎの各カソードは、入力線ＡＣＬｒ、ＡＣＬｓ、ＡＣＬｔにそれぞれ接続されている。
　上アーム側スイッチング素子Ｔｒｐ、Ｔｓｐ、Ｔｔｐおよび下アーム側スイッチング素子Ｔｒｎ、Ｔｓｎ、Ｔｔｎ、ならびにダイオードＤｒｐ、Ｄｓｐ、Ｄｔｐ、Ｄｒｎ、Ｄｓｎ、Ｄｔｎが上記のように接続されている。したがって、上アーム側スイッチング素子Ｔｒｐ、Ｔｓｐ、Ｔｔｐは、導通状態において入力線ＡＣＬｒ、ＡＣＬｓ、ＡＣＬｔから正側直流電源線Ｌ１への一方向のみに電流経路を導通させる。そして、下アーム側スイッチング素子Ｔｒｎ、Ｔｓｎ、Ｔｔｎは、導通状態において負側直流電源線Ｌ２から入力線ＡＣＬｒ、ＡＣＬｓ、ＡＣＬｔへの一方向のみに電流経路を導通させる。
　この場合、上アーム側スイッチング素子ＴｒｐとダイオードＤｒｐとの直列回路、上アーム側スイッチング素子ＴｓｐとダイオードＤｓｐとの直列回路、上アーム側スイッチング素子ＴｔｐとダイオードＤｔｐとの直列回路、下アーム側スイッチング素子ＴｒｎとダイオードＤｒｎとの直列回路、下アーム側スイッチング素子ＴｓｎとダイオードＤｓｎとの直列回路、及び下アーム側スイッチング素子ＴｔｎとダイオードＤｔｎとの直列回路は、それぞれ、スイッチ部の一例に相当している。
　以下、上アーム側スイッチング素子Ｔｒｐ、Ｔｓｐ、Ｔｔｐおよび下アーム側スイッチング素子Ｔｒｎ、Ｔｓｎ、Ｔｔｎを総称してスイッチング素子Ｔと称し、ダイオードＤｒｐ、Ｄｓｐ、Ｄｔｐ、Ｄｒｎ、Ｄｓｎ、Ｄｔｎを総称してダイオードＤと称する。
　ＩＧＢＴは、寄生ダイオードを有している。そのため、ＩＧＢＴがオフしていても、ＩＧＢＴのエミッタからコレクタへ向かう方向へ寄生ダイオードを介して電流が流れる（いわゆる逆耐圧を有さない）。そこで、スイッチング素子Ｔには、ＩＧＢＴのエミッタからコレクタへ向かう方向が逆方向になるように、ダイオードＤが直列に接続されている。
　なお、ダイオードＤは、スイッチング素子Ｔがオフしているときに電流を阻止するべくスイッチング素子Ｔと直列に接続されていればよく、スイッチング素子Ｔのエミッタ側にダイオードＤが接続される例に限らない。例えば、スイッチング素子ＴのコレクタとダイオードＤのカソードが接続されるように、スイッチング素子ＴとダイオードＤとが直列接続されていてもよい。
　また、スイッチング素子ＴとダイオードＤとの直列回路に代えて、逆耐圧を有する逆阻止ＩＧＢＴ（ＲＢ－ＩＧＢＴ）が用いられてもよい。この場合、逆阻止ＩＧＢＴがスイッチ部の一例に相当する。なお、スイッチ部は、電流をスイッチングするものであればよく、ＩＧＢＴ以外の素子によって構成されていてもよいし、半導体スイッチング素子以外のスイッチング素子であってもよい。
　また、図２は、図１に示す電流形コンバータ回路の変形例を示す回路図である。図２Ａは、第１の変形例を示し、図２Ｂは、第２の変形例を示し、そして、図２Ｃは、第３の変形例を示す。電流形コンバータ回路１０は、他の態様として、図２Ａに示すように、上アーム側スイッチング素子Ｔｒｐ、Ｔｓｐ、Ｔｔｐのうち一つ、例えば上アーム側スイッチング素子Ｔｓｐと、下アーム側スイッチング素子Ｔｒｎ、Ｔｓｎ、Ｔｔｎとを備えない構成とされてもよい。また、図２Ｂに示すように、電流形コンバータ回路１０は、他の態様として、下アーム側スイッチング素子Ｔｒｎ、Ｔｓｎ、Ｔｔｎのうち一つ、例えば下アーム側スイッチング素子Ｔｔｎと、上アーム側スイッチング素子Ｔｒｐ、Ｔｓｐ、Ｔｔｐとを備えない構成とされてもよい。また、電流形コンバータ回路１０は、上アーム側スイッチング素子Ｔｒｐ、Ｔｓｐ、Ｔｔｐ、及び下アーム側スイッチング素子Ｔｒｎ、Ｔｓｎ、Ｔｔｎのうち、任意の３つを備えていればよく、例えば図２Ｃに示すように、電流形コンバータ回路１０は、他の態様として、上アーム側スイッチング素子Ｔｓｐ、及び下アーム側スイッチング素子Ｔｒｎ、Ｔｔｎを備えない構成とされてもよい。
　この場合、スイッチング素子Ｔと接続されないダイオードＤ、例えば図２ＡにおけるダイオードＤｓｐ、Ｄｒｎ、Ｄｓｎ、Ｄｔｎが、整流素子の一例に相当している。
　スイッチング素子Ｔの数を減少させることで、電流形コンバータ回路１０のコストを低減することができる。一方、スイッチング素子Ｔの数を増加させることで、高調波電流抑制効果を増大させることができる。
　なお、例えば図３に示すように、電流形コンバータ回路１０は、スイッチング素子Ｔを備えず、ダイオードＤによるダイオードブリッジによって整流回路を構成してもよい。そして、電流形コンバータ回路１０は、開閉リレー５２Ｃの代わりに、例えば逆阻止ＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子ＳＷを用いてもよい。この場合、半導体スイッチング素子ＳＷは、スイッチング部の一例に相当している。
　図１に戻って、コンバータゲートドライブＩＣ１００は、制御部３００からの制御信号を受けて、当該制御信号に応じたＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号を駆動信号として適宜に生成し、当該駆動信号を上アーム側スイッチング素子Ｔｒｐ、Ｔｓｐ、Ｔｔｐおよび下アーム側スイッチング素子Ｔｒｎ、Ｔｓｎ、Ｔｔｎの各ベースに出力し、これらのスイッチング素子を適宜スイッチングさせる。すなわち、電流形コンバータ回路１０は、ダイオードブリッジ形のコンバータ回路とは異なり、上アーム側スイッチング素子Ｔｒｐ、Ｔｓｐ、Ｔｔｐおよび下アーム側スイッチング素子Ｔｒｎ、Ｔｓｎ、Ｔｔｎをスイッチングさせて積極的に波形制御を行うことで交流電力を整流する。そのため、ダイオードブリッジ形のコンバータ回路よりも整流にともなう高調波電流の発生を抑制することができる。
　また本実施形態では、電源回路２への通電開始時に、コンバータゲートドライブＩＣ１００は、制御部３００からの制御信号を受けて、突入電流を抑制可能な予め定められた時間を経過するまで、上アーム側スイッチング素子Ｔｒｐ、Ｔｓｐ、Ｔｔｐおよび下アーム側スイッチング素子Ｔｒｎ、Ｔｓｎ、Ｔｔｎを、予め定められたデューティ比でスイッチングさせる。この限流動作により、電源回路２への通電開始時にクランプコンデンサＣｃへ突入電流が流れることが防止され、クランプコンデンサＣｃには徐々に電荷がチャージされる。
　なお、前記予め定められた時間と予め定められたデューティ比は、前記限流動作時にクランプコンデンサＣｃならびに上アーム側スイッチング素子Ｔｒｐ、Ｔｓｐ、Ｔｔｐおよび下アーム側スイッチング素子Ｔｒｎ、Ｔｓｎ、Ｔｔｎに印加される電圧が、クランプコンデンサＣｃの耐圧を超えず、かつ、例えばＩＧＢＴである上アーム側スイッチング素子Ｔｒｐ、Ｔｓｐ、Ｔｔｐおよび下アーム側スイッチング素子Ｔｒｎ、Ｔｓｎ、Ｔｔｎのコレクタ－エミッタ間の定格電圧を超えない値に定められる。そして、このように予め定められた時間と予め定められたデューティ比は、制御部３００内のＥＥＰＲＯＭに予め記憶されている。
　クランプ回路３０は、例えば電解コンデンサであるクランプコンデンサＣｃを備えて構成され、電流形コンバータ回路１０の出力電圧にバイアス電圧を印加してインバータ回路２０の入力電圧とする。なお、クランプコンデンサＣｃに高耐圧のコンデンサを用いるとコストがアップするため、本実施形態では、高耐圧ではないコンデンサを２つ直列に接続してクランプコンデンサＣｃとすることで、クランプ回路３０は、１つの高耐圧のコンデンサをクランプコンデンサとして用いる場合と同等の耐圧性を持つように構成されている。
　インバータ回路２０は、電圧形インバータ回路であり、Ｕ、Ｖ、Ｗ各相に対応する出力線Ｌｕ、Ｌｖ、Ｌｗを介してインバータモータＭに接続され、かつ、電流形コンバータ回路１０とクランプコンデンサＣｃとに、正側直流電源線Ｌ１および負側直流電源線Ｌ２を介して接続される。
　インバータ回路２０は、正側直流電源線Ｌ１と出力線Ｌｕ、Ｌｖ、Ｌｗとの間に各々設けられた例えばＩＧＢＴである上アーム側スイッチング素子Ｔｕｐ、Ｔｖｐ、Ｔｗｐと、出力線Ｌｕ、Ｌｖ、Ｌｗと負側直流電源線Ｌ２との間に各々設けられた例えばＩＧＢＴである下アーム側スイッチング素子Ｔｕｎ、Ｔｖｎ、Ｔｗｎと、インバータゲートドライブＩＣ（ＩＮＶゲートドライブＩＣ）２００と、を備える。
　上アーム側スイッチング素子Ｔｕｐ、Ｔｖｐ、Ｔｗｐおよび下アーム側スイッチング素子Ｔｕｎ、Ｔｖｎ、Ｔｗｎの各エミッタには、それぞれダイオードＤｕｐ、Ｄｖｐ、Ｄｗｐ、Ｄｕｎ、Ｄｖｎ、Ｄｗｎのアノードが接続されている。上アーム側スイッチング素子Ｔｕｐ、Ｔｖｐ、Ｔｗｐおよび下アーム側スイッチング素子Ｔｕｎ、Ｔｖｎ、Ｔｗｎの各コレクタには、それぞれダイオードＤｕｐ、Ｄｖｐ、Ｄｗｐ、Ｄｕｎ、Ｄｖｎ、Ｄｗｎのカソードが接続されている。すなわち、インバータ回路２０の上下アーム側スイッチング素子の各々には、逆並列にダイオードが接続されている。
　インバータゲートドライブＩＣ２００は、制御部３００からの制御信号を受けて、当該制御信号に応じたＰＷＭ信号を駆動信号として適宜に生成し、当該駆動信号を上アーム側スイッチング素子Ｔｕｐ、Ｔｖｐ、Ｔｗｐおよび下アーム側スイッチング素子Ｔｕｎ、Ｔｖｎ、Ｔｗｎの各ベースに出力し、これらのスイッチング素子を適宜に開閉させる。すなわちインバータ回路２０は、上下アーム側の各スイッチング素子を適宜スイッチングし、クランプコンデンサＣｃから出力された直流電力を、予め定められた周波数を有する交流電力に変換してインバータモータＭの各相の巻線へと適宜出力する。これにより、例えば３相のブラシレスＤＣモータであるインバータモータＭにおけるＵ、Ｖ、Ｗ各相の巻線電流（それぞれ電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗが流れる）の方向が切換えられて、インバータモータＭが回転駆動する。
　キャリアフィルタ４０は、電流形コンバータ回路１０およびインバータ回路２０において前記各スイッチング素子がスイッチングされることにより発生したノイズを除去し、当該ノイズが三相交流電源Ｅ３へと侵入することを抑制するノイズフィルタである。キャリアフィルタ４０は、三相交流電源Ｅ３と電流形コンバータ回路１０との間に設けられ、コイルＬｒ、Ｌｓ、Ｌｔと、コンデンサＣｒ、Ｃｓ、Ｃｔとを備える。コイルＬｒ、Ｌｓ、Ｌｔは、それぞれ入力線ＡＣＬｒ、ＡＣＬｓ、ＡＣＬｔ上に設けられている。すなわち、コイルＬｒは、三相交流電源Ｅ３と開閉リレー５２Ｃとの間に設けられ、コイルＬｓは、三相交流電源Ｅ３と電流形コンバータ回路１０との間に設けられ、そして、コイルＬｔは、三相交流電源Ｅ３と開閉リレー５２Ｃとの間に設けられる。コンデンサＣｒ、Ｃｓ、Ｃｔは、入力線ＡＣＬｒ、ＡＣＬｓ、ＡＣＬｔの相互間で例えばＹ結線されて設けられている。すなわち、コンデンサＣｒ、Ｃｓは、入力線ＡＣＬｒ、ＡＣＬｓの間に直列に接続され、コンデンサＣｓ、Ｃｔは、入力線ＡＣＬｓ、ＡＣＬｔの間に直列に接続され、コンデンサＣｔ、Ｃｒは、入力線ＡＣＬｔ、ＡＣＬｒの間に直列に接続される。
　開閉リレー５２Ｃは、三相交流電源Ｅ３と電流形コンバータ回路１０との間の入力線ＡＣＬｒおよびＡＣＬｔに、電源スイッチとして設けられている電磁リレーである。
　シャント抵抗Ｒ２は、負側直流電源線Ｌ２において、電流形コンバータ回路１０とクランプコンデンサＣｃとの間に設けられている。シャント抵抗Ｒ３は、負側直流電源線Ｌ２において、クランプコンデンサＣｃとインバータ回路２０との間に設けられている。シャント抵抗Ｒ２とシャント抵抗Ｒ３とは、それぞれ電流形コンバータ回路１０を流れる電流値とインバータ回路２０を流れる電流値とを測定するためのものである。
　なお、空調室内または空気調和機１が備える図略の室内機には、制御部３００と通信可能な図略の室内リモコンが設けられ、ユーザは当該室内リモコンを操作することで、空気調和機１のオンオフや、空調温度の設定等を行う。
　制御部３００による電流形コンバータ回路１０の上下アーム側スイッチング素子のスイッチング等の制御について、図４に基づいて説明する。図４は、電源回路２への電流の通電開始からクランプコンデンサＣｃへのチャージ停止までの期間における各上下アーム側スイッチング素子等の挙動を示すタイムチャートである。図４Ａは室内リモコン、図４Ｂは開閉リレー５２Ｃ、図４Ｃは電流形コンバータ回路１０の各上下アーム側スイッチング素子、図４Ｄはインバータ回路２０の各上下アーム側スイッチング素子、図４ＥはインバータモータＭ、の各状態をそれぞれ示し、図４ＦはクランプコンデンサＣｃの電圧を示す。
　図４において、空気調和を開始するためにユーザが室内リモコンをオンにすると（時刻ｔ１）、制御部３００は、開閉リレー５２Ｃを閉状態とすると同時に、電流形コンバータ回路１０の上下アーム全相の上下アーム側スイッチング素子について、少なくとも、或る１相のスイッチング素子を、突入電流を抑制可能な予め定められた設定時間を経過するまで予め定められたデューティ比でスイッチングさせ、クランプコンデンサＣｃへの電荷のチャージを開始する（時刻ｔ２）。
　例えば、このとき、制御部３００は、電流形コンバータ回路１０に含まれるすべてのスイッチング素子Ｔを、予め設定されたスイッチング周期で同時にオン（閉）オフ（開）させる。スイッチング周期は、交流電源の周期より短い時間に設定されることが望ましい。例えば、交流電源の周期の１／１０００程度の時間がスイッチング周期として設定される。スイッチング周期に対するオン時間の比率であるデューティ比（時間比率）は、クランプコンデンサＣｃへの突入電流（平均電流）を設計上の要求を満足するレベル以下に制限できるように、例えば予め実験的に求められて設定される。
　また、設定時間も、開閉リレー５２Ｃがオンされてから、クランプコンデンサＣｃがある程度充電されて、電流を制限しなくてもクランプコンデンサＣｃへの突入電流（平均電流）が設計上の要求を満足するレベル以下になるような時間が、例えば予め実験的に求められて設定されている。
　なお、設定時間の間、制御部３００の制御は、上述のすべてのスイッチング素子Ｔをオン、オフ（スイッチング）させる例に限らない。例えば、制御部３００の前記制御は、スイッチング素子Ｔのうち一部（少なくとも一つ）をオン、オフさせ、他のスイッチング素子Ｔをオンしたままにしてもよい。一部のスイッチング素子Ｔをオン、オフさせた場合であっても、クランプコンデンサＣｃへの突入電流は制限される。
　前記予め定められた設定時間を経過すると、制御部３００は、各上下アーム側スイッチング素子を導通状態に固定する（時刻ｔ３）。クランプコンデンサＣｃへの電荷のチャージが完了すると、制御部３００は、インバータ回路２０の各上下アーム側スイッチング素子のスイッチング制御を開始する（インバータ回路２０の運転開始、時刻ｔ４）。これによりインバータモータＭの駆動が開始される。なお、時刻ｔ３から時刻ｔ４における各上下アーム側スイッチング素子の制御は、電源のゼロクロスと同期した、１２０度通電やスイッチングとなるようにしてもよい。
　その後、制御部３００は、電流形コンバータ回路１０とインバータ回路２０とを同期させて制御する同期運転を開始し、電流形コンバータ回路１０の各上下アーム側スイッチング素子のスイッチング制御を開始する（空気調和機１の通常運転開始、時刻ｔ５）。
　空気調和を停止するためにユーザが室内リモコンをオフにすると（時刻ｔ６）、制御部３００は、インバータ回路２０の各上下アーム側スイッチング素子を非導通状態としてインバータモータＭへの給電を停止する（時刻ｔ６）。ただし、冷媒回路内の冷媒循環は、すぐには停止しないので、インバータモータＭは、惰性運転を続けた後に停止する（時刻ｔ７）。
　電源回路２を内線規程に準拠させるためには、インバータモータＭの停止時にクランプコンデンサＣｃへの電荷チャージを停止しなければならないので、続いて制御部３００は、Ｒ、Ｓ、Ｔの三相すべての上下アーム側スイッチング素子を非導通状態とする（時刻ｔ８）。
　なお、図３に示すように、スイッチング素子Ｔを備えず、半導体スイッチング素子ＳＷを備えた場合には、制御部３００は、時刻ｔ２から時刻ｔ３の期間（設定時間）、スイッチング素子Ｔの代わりに半導体スイッチング素子ＳＷを予め定められたデューティ比でスイッチングさせることになる。半導体スイッチング素子ＳＷは、図３に示すように、三相のうち少なくとも二相を開閉するように設けられていればよい。また、このようにして設けられた複数の半導体スイッチング素子ＳＷのすべてが、設定時間の間、同時にオン、オフするように制御されてもよく、あるいは一部の半導体スイッチング素子ＳＷが、オン、オフするように制御されてもよい。
　なお、上記の説明は、三相交流電源Ｅ３に接続された電源回路２を例に行ったが、上記実施形態は、単相交流電源Ｅ１に接続された電源回路２’にも適用することができる。電源回路２’を備える空気調和機１’の概略構成が図５に示されている。図５において、図１と同一の構成には同一の符号を付して、その説明を省略する。
　電源回路２’は、電流形コンバータ回路１０’およびキャリアフィルタ４０’の構成、ならびにクランプ回路３０’の構成が、電源回路２とは異なるが、電源回路２’への通電開始からクランプコンデンサＣｃへの給電停止までの期間における制御は、電源回路２と同様である。
　電流形コンバータ回路１０’は、Ｌ相に対応する入力線ＡＣＬｌと、Ｎ相に対応する入力線ＡＣＬｎとを介して単相交流電源Ｅ１に接続され、かつ、インバータ回路２０と、クランプ回路３０を構成するクランプコンデンサＣｃとに、正側直流電源線Ｌ１および負側直流電源線Ｌ２を介して接続される。
　電流形コンバータ回路１０’は、入力線ＡＣＬｌ、ＡＣＬｎと正側直流電源線Ｌ１との間に各々設けられた例えばＩＧＢＴである上アーム側スイッチング素子Ｔｌｐ、Ｔｎｐと、負側直流電源線Ｌ２と入力線ＡＣＬｌ、ＡＣＬｎとの間に各々設けられた例えばＩＧＢＴである下アーム側スイッチング素子Ｔｌｎ、Ｔｎｎと、コンバータゲートドライブＩＣ１００’と、を備える。
　上アーム側スイッチング素子Ｔｌｐ、Ｔｎｐおよび下アーム側スイッチング素子Ｔｌｎ、Ｔｎｎの各エミッタには、それぞれダイオードＤｌｐ、Ｄｎｐ、Ｄｌｎ、Ｄｎｎのアノードが接続されている。上アーム側スイッチング素子ＴｌｐおよびＴｎｐの各コレクタは、それぞれ入力線ＡＣＬｌとＡＣＬｎとに接続されている。下アーム側スイッチング素子ＴｌｎおよびＴｎｎの各コレクタは、負側直流電源線Ｌ２に接続されている。ダイオードＤｌｐおよびＤｎｐの各カソードは、正側直流電源線Ｌ１に接続され、ダイオードＤｌｎおよびＤｎｎの各カソードは、入力線ＡＣＬｌおよびＡＣＬｎにそれぞれ接続されている。
　ダイオードＤｌｐと上アーム側スイッチング素子Ｔｌｐの直列回路、ダイオードＤｌｎと下アーム側スイッチング素子Ｔｌｎの直列回路は、それぞれスイッチ部の一例に相当している。また、上アーム側スイッチング素子Ｔｌｐ、Ｔｎｐおよび下アーム側スイッチング素子Ｔｌｎ、Ｔｎｎは、スイッチング素子Ｔに対応し、ダイオードＤｌｐ、Ｄｎｐ、Ｄｌｎ、Ｄｎｎは、ダイオードＤに対応する。
　この構成により、上アーム側スイッチング素子ＴｌｐとＴｎｐとは、導通状態において入力線ＡＣＬｌとＡＣＬｎとから正側直流電源線Ｌ１への一方向のみに電流経路を導通させ、下アーム側スイッチング素子ＴｌｎとＴｎｎとは、導通状態において負側直流電源線Ｌ２から入力線ＡＣＬｌとＡＣＬｎとへの一方向のみに電流経路を導通させることは、三相交流電源Ｅ３に接続される電流形コンバータ回路１０と同様である。
　クランプ回路３０’は、クランプコンデンサＣｃを２つ有する電源回路２のクランプ回路３０とは異なり、クランプコンデンサＣｃを１つのみ備える。これは、単相交流電源Ｅ１に接続される電源回路２’では、三相交流電源Ｅ３に三相四線式で結線される電源回路２ほどにはクランプコンデンサＣｃに耐圧が要求されないためである。
　キャリアフィルタ４０’は、単相交流電源Ｅ１と電流形コンバータ回路１０との間に設けられ、コイルＬｌおよびＬｎと、コンデンサＣｆとを備える。コイルＬｌ、Ｌｎは、それぞれ入力線ＡＣＬｌ、ＡＣＬｎ上に設けられている。コンデンサＣｆは、入力線ＡＣＬｌとＡＣＬｎの間に設けられている。
　また、図６は、図５に示す電流形コンバータ回路の変形例を示す回路図である。図６Ａは、第１の変形例を示し、図６Ｂは、第２の変形例を示し、そして、図６Ｃは、第３の変形例を示す。電流形コンバータ回路１０’は、他の態様として、例えば図６Ａに示すように、上アーム側スイッチング素子Ｔｌｐ、Ｔｎｐおよび下アーム側スイッチング素子Ｔｌｎ、Ｔｎｎのうち、一つしか備えない構成とされてもよい。また、例えば図６Ｂに示すように、電流形コンバータ回路１０’は、他の態様として、下アーム側スイッチング素子Ｔｌｎ、Ｔｎｎを備えない構成とされてもよい。また、例えば図６Ｃに示すように、電流形コンバータ回路１０’は、他の態様として、上アーム側スイッチング素子Ｔｌｐ、Ｔｎｐを備えない構成とされてもよい。
　スイッチング素子Ｔの数を減少させることで、電流形コンバータ回路１０‘のコストを低減することができる。一方、スイッチング素子Ｔの数を増加させることで、高調波電流抑制効果を増大させることができる。
　この場合、スイッチング素子Ｔと接続されないダイオードＤ、例えば図６ＡにおけるダイオードＤｎｐ、Ｄｌｎ、Ｄｎｎが、整流素子の一例に相当している。
　なお、例えば図７に示すように、電流形コンバータ回路１０’は、スイッチング素子Ｔを備えず、ダイオードＤによるダイオードブリッジによって整流回路を構成してもよい。そして、電流形コンバータ回路１０’は、開閉リレー５２Ｃの代わりに、例えば逆阻止ＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子ＳＷを用いてもよい。この場合、半導体スイッチング素子ＳＷは、スイッチング部の一例に相当している。
　上記実施形態によれば、制御部３００および制御部３００’は、電源回路２および電源回路２’への通電開始後に、開閉リレー５２Ｃを開状態から閉状態に切換えた後、突入電流を抑制可能な予め定められた時間を経過するまで、上下アームの各々に設けられた前記スイッチング素子を、予め定められたデューティ比でスイッチングさせる。このため、電流形コンバータ回路１０および１０’において、限流抵抗と電磁リレーを備える限流回路を備えることなく、突入電流を抑制する限流動作が可能となる。したがって、以下の（１）～（３）の効果を得ることが可能となる。
　（１）溶着したり劣化したりする虞のある可動接点を有する前記電磁リレーを用いることなく前記限流動作が可能となるので、電流形コンバータ回路１０および１０’の信頼性を向上させることが可能となる。
　（２）前記電磁リレーを配設するためのスペースが不要となるので、電流形コンバータ回路１０および１０’を含む電源回路の回路基板を小型化することが可能となる。
　（３）電気エネルギーを熱エネルギーに変換することで突入電流を抑制する前記限流抵抗を用いることなく前記限流動作が可能となるので、当該限流動作時のエネルギー損失を抑制することが可能となる。
　以上、本実施形態に係る電流形コンバータ回路１０および１０’について説明したが、本発明は、当該実施形態に限定されるものではなく、例えば次のような変形実施形態を取ることもできる。
　（１）クランプ回路の構成は、上記実施形態の構成に限定されるものではなく、コンデンサを有するクランプ回路全般に本発明は適用することができる。
　（２）上記実施形態の三相交流電源Ｅ３は、三相四線式に結線されているが、本発明は三相三線式の結線にも適用することができる。
　（３）上記実施形態に係る電流形コンバータ回路１０および１０’において、ＩＧＢＴとダイオードとが直列に接続されているが、逆阻止ＩＧＢＴが用いられても同等の機能を実現することができる。
　（４）上記実施形態では、時刻ｔ８において、制御部３００および３００Ｃ’は、すべての上下アーム側スイッチング素子を非導通状態としている。この制御は、インバータモータＭの停止時にクランプコンデンサＣｃへの電荷チャージを停止することが目的であるから、次のような制御とされてもよい。すなわち、制御部３００による制御は、Ｒ、Ｓ、Ｔ各相の少なくとも２対の上下アーム側スイッチング素子又は全ての上アーム側スイッチング素子のみ又は全ての下アーム側スイッチング素子のみを非導通状態とする制御であればよい。制御部３００’による制御は、Ｒ相もしくはＮ相のいずれか１対の上下アーム側スイッチング素子又は全ての上アーム側スイッチング素子のみ又は全ての下アーム側スイッチング素子のみを非導通状態とする制御であればよい。
　本明細書は、上記のように様々な態様の技術を開示しているが、そのうち主な技術を以下に纏める。
　一態様に係るコンバータ回路は、電源から供給された電流を整流してコンデンサ（Ｃｃ）へ供給するコンバータ回路であって、前記電流を開閉するスイッチ部と、前記整流を開始してから前記コンデンサ（Ｃｃ）への突入電流を抑制可能となるまで、前記コンデンサへ供給される電流を、前記スイッチ部によって予め定められたデューティ比でパルス状にスイッチングさせる制御部（３００）とを備える。
　このようなコンバータ回路では、コンデンサ（Ｃｃ）への突入電流は、スイッチ部によって、予め定められたデューティ比（時間比率）でパルス状にスイッチングされるので、突入電流の平均電流値が前記時間比率に応じて低減される。この結果、このようなコンバータ回路は、電磁リレーと限流抵抗とから構成された限流回路を用いることなく、電源が投入されて整流が開始されたときの突入電流を低減することができる。そして、このようなコンバータ回路は、コンデンサ（Ｃｃ）が充電されると、スイッチ部によるスイッチングによって電流を制限しなくても、突入電流を抑制することができる。さらに、電気エネルギーを熱エネルギーに変換することで突入電流を抑制する限流抵抗を用いることなく突入電流を低減できるので、このようなコンバータ回路は、エネルギー損失を低減することが可能となる。
　また、他の一態様では、好ましくは、上述のコンバータ回路は、前記電源が三相交流電源（Ｅ３）であり、前記三相交流電源（Ｅ３）に接続される第１～第３の入力線（ＡＣＬｒ、ＡＣＬｓ、ＡＣＬｔ）と、前記コンデンサ（Ｃｃ）に接続される正側直流電源線（Ｌ１）および負側直流電源線（Ｌ２）とさらにを備え、前記スイッチ部は、前記正側直流電源線（Ｌ１）及び前記負側直流電源線（Ｌ２）のうちいずれか一方と、前記第１～第３の入力線（ＡＣＬｒ、ＡＣＬｓ、ＡＣＬｔ）のうち少なくとも二つと、の間にそれぞれ設けられた複数のスイッチング素子を備え、前記制御部（３００）は、前記複数のスイッチング素子のうち少なくとも一つを、開状態から閉状態に切換えた後、前記突入電流を抑制可能となるまで、開状態と閉状態との比率が前記デューティ比（時間比率）となるように繰り返しスイッチングさせる。
　三相交流電源を整流する場合、前記スイッチ部は、正側直流電源線（Ｌ１）及び前記負側直流電源線（Ｌ２）のうちいずれか一方と、前記第１～第３の入力線（ＡＣＬｒ、ＡＣＬｓ、ＡＣＬｔ）のうち少なくとも二つと、の間にスイッチング素子を最低二つ備えていればよい。そして、このようなコンバータ回路は、スイッチング素子を少なくとも一つ、前記スイッチングさせることで、コンデンサ（Ｃｃ）への突入電流をパルス状にスイッチングして突入電流を低減することができる。
　また、他の一態様では、好ましくは、上述のコンバータ回路は、前記スイッチ部は、前記複数のスイッチング素子を含む少なくとも三つのスイッチング素子を備え、前記少なくとも三つのスイッチング素子は、前記第１～第３の入力線（ＡＣＬｒ、ＡＣＬｓ、ＡＣＬｔ）のそれぞれと前記正側直流電源線（Ｌ１）との各間、及び、前記第１～第３の入力線（ＡＣＬｒ、ＡＣＬｓ、ＡＣＬｔ）のそれぞれと前記負側直流電源線（Ｌ２）との各間における６箇所の接続箇所のうち、少なくとも３箇所にそれぞれ設けられており、前記第１～第３の入力線（ＡＣＬｒ、ＡＣＬｓ、ＡＣＬｔ）のいずれかと前記正側直流電源線（Ｌ１）との間に接続されたスイッチング素子は、閉状態においてその接続されたいずれかの入力線から前記正側直流電源線（Ｌ１）へ向かう方向へ電流を流し、前記第１～第３の入力線（ＡＣＬｒ、ＡＣＬｓ、ＡＣＬｔ）のいずれかと前記負側直流電源線（Ｌ２）との間に接続されたスイッチング素子は、閉状態において前記負側直流電源線（Ｌ２）からその接続されたいずれかの入力線へ向かう方向へ電流を流す。
　このようなコンバータ回路では、スイッチング素子が、第１～第３の入力線（ＡＣＬｒ、ＡＣＬｓ、ＡＣＬｔ）のそれぞれと、前記正側直流電源線（Ｌ１）及び前記負側直流電源線（Ｌ２）のそれぞれとの各間における６箇所の接続箇所のうち、少なくとも３箇所にそれぞれ設けられる。このような構成としても、少なくとも３つのスイッチング素子のスイッチングを制御することにより、コンバータ回路は、コンデンサ（Ｃｃ）への突入電流をパルス状にスイッチングして突入電流を低減することができる。
　また、他の一態様では、好ましくは、上述のコンバータ回路は、前記三相交流電源（Ｅ３）と前記第１～第３の入力線（ＡＣＬｒ、ＡＣＬｓ、ＡＣＬｔ）のそれぞれとの各間の３箇所の接続箇所のうち少なくとも２箇所の接続を開閉する複数の電磁開閉リレー（５２Ｃ）をさらに備え、前記スイッチ部は、前記正側直流電源線（Ｌ１）及び前記負側直流電源線（Ｌ２）のうちいずれか一方と、前記第１～第３の入力線（ＡＣＬｒ、ＡＣＬｓ、ＡＣＬｔ）のそれぞれとの各間の３箇所にそれぞれ設けられた三つのスイッチング素子を備え、前記制御部（３００）は、前記複数の電磁開閉リレー（５２Ｃ）をオンさせて前記整流を開始した後、前記突入電流を抑制可能となるまで、前記３つのスイッチング素子のうちの少なくとも一つのスイッチング素子に前記スイッチングを行わせる。
　このようなコンバータ回路は、整流を行わないとき、コンバータの入力段に設けられた電磁開閉リレーによって、三相交流電源から入力される電源電圧を遮断できるので、安全性が向上する。
　また、他の一態様では、好ましくは、上述のコンバータ回路は、前記スイッチ部は、前記第１～第３の入力線（ＡＣＬｒ、ＡＣＬｓ、ＡＣＬｔ）のそれぞれと前記正側直流電源線（Ｌ１）との各間、及び、前記第１～第３の入力線（ＡＣＬｒ、ＡＣＬｓ、ＡＣＬｔ）のそれぞれと前記負側直流電源線（Ｌ２）との各間における６箇所にそれぞれ設けられた六つのスイッチング素子を備え、前記制御部（３００）は、前記複数の電磁開閉リレー（５２Ｃ）をオンさせて前記整流を開始した後、前記突入電流を抑制可能となるまで、前記六つのスイッチング素子に前記スイッチングを行わせる。
　このようなコンバータ回路では、六つのスイッチング素子によって整流ブリッジが構成され、電流コンバータ回路として動作させることができる。このため、このコンバータ回路は、三相交流電源電圧を整流する際に生じる高調波電流の発生を低減することができる。また、このコンバータ回路は、整流用のスイッチング素子を用いて突入電流を低減することができるので、別途突入防止用の部品を用いる必要がない。その結果、コンバータ回路を含む電源回路の回路基板を小型化することが容易となる。
　また、他の一態様では、好ましくは、これら上述のコンバータ回路は、前記第１～第３の入力線（ＡＣＬｒ、ＡＣＬｓ、ＡＣＬｔ）のそれぞれと前記正側直流電源線（Ｌ１）との各間、及び、前記第１～第３の入力線（ＡＣＬｒ、ＡＣＬｓ、ＡＣＬｔ）のそれぞれと前記負側直流電源線（Ｌ２）との各間における６箇所の接続箇所のうち、前記スイッチング素子が設けられていない箇所には、整流素子が設けられている。
　このようなコンバータ回路では、スイッチング素子と整流素子との組み合わせによって、三相交流電源を整流する整流回路が構成される。また、このコンバータ回路は、整流用のスイッチング素子を用いて突入電流を低減することができるので、別途突入防止用の部品を用いる必要がない。その結果、コンバータ回路を含む電源回路の回路基板を小型化することが容易となる。
　また、他の一態様では、好ましくは、上述のコンバータ回路は、前記電源が三相交流電源（Ｅ３）であり、前記三相交流電源（Ｅ３）に接続される第１～第３の入力線（ＡＣＬｒ、ＡＣＬｓ、ＡＣＬｔ）と、前記コンデンサ（Ｃｃ）に接続される正側直流電源線（Ｌ１）および負側直流電源線（Ｌ２）と、前記第１～第３の入力線（ＡＣＬｒ、ＡＣＬｓ、ＡＣＬｔ）から得られた三相電源電圧を整流して前記正側直流電源線（Ｌ１）および負側直流電源線（Ｌ２）へ供給する整流部とをさらに備え、前記スイッチ部は、前記三相交流電源（Ｅ３）と前記第１～第３の入力線（ＡＣＬｒ、ＡＣＬｓ、ＡＣＬｔ）のそれぞれとの各間の３箇所の接続箇所のうち少なくとも２箇所にそれぞれ設けられた複数のスイッチング素子を備え、前記制御部（３００）は、前記複数のスイッチング素子のうち少なくとも一つを、開状態から閉状態に切換えて前記整流を開始した後、前記突入電流を抑制可能となるまで、開状態と閉状態との比率が前記デューティ比（時間比率）となるように繰り返しスイッチングさせる。
　このようなコンバータ回路は、三相交流電源（Ｅ３）と第１～第３の入力線（ＡＣＬｒ、ＡＣＬｓ、ＡＣＬｔ）との間、すなわちコンバータの入力段に設けられたスイッチング素子のスイッチングを制御することで、突入電流を低減することができる。この場合、スイッチング素子を電源スイッチと共用して用いることが容易である。
　また、他の一態様では、好ましくは、上述のコンバータ回路は、前記電源が単相交流電源であり、前記単相交流電源に接続されるＬ相とＮ相との２本の入力線と、前記コンデンサ（Ｃｃ）に接続される正側直流電源線（Ｌ１）および負側直流電源線（Ｌ２）とをさらに備え、前記スイッチ部は、前記Ｌ相の入力線及び前記Ｎ相の入力線のうち少なくとも一方と、前記正側直流電源線（Ｌ１）及び前記負側直流電源線（Ｌ２）のうち少なくとも一方との間に設けられたスイッチング素子を備え、前記制御部（３００）は、前記少なくとも一つのスイッチング素子を、開状態から閉状態に切換えた後、前記突入電流を抑制可能となるまで、開状態と閉状態との比率が前記デューティ比となるように繰り返しスイッチングさせる。
　単相交流電源を整流する場合、スイッチ部のスイッチング素子は、Ｌ相の入力線及びＮ相の入力線のうち少なくとも一方と、正側直流電源線（Ｌ１）と負側直流電源線（Ｌ２）のうち少なくとも一方との間に設けられていればよい。そして、このようなコンバータ回路は、スイッチング素子を少なくとも一つ、スイッチングさせることで、コンデンサ（Ｃｃ）への突入電流をパルス状にスイッチングして突入電流を低減することができる。そして、コンデンサ（Ｃｃ）が充電されると、スイッチング素子によるスイッチングによって電流を制限しなくても、突入電流が抑制される。
　また、他の一態様では、好ましくは、上述のコンバータ回路は、前記スイッチ部は、二つのスイッチング素子を備え、前記二つのスイッチ素子は、前記正側直流電源線（Ｌ１）及び前記負側直流電源線（Ｌ２）のうちいずれか一方と、前記Ｌ相の入力線及び前記Ｎ相の入力線との間にそれぞれ設けられており、前記正側直流電源線（Ｌ１）と前記Ｌ相の入力線及び前記Ｎ相の入力線のそれぞれとの間に接続されたスイッチング素子は、閉状態において前記Ｌ相の入力線及び前記Ｎ相の入力線のそれぞれから前記正側直流電源線（Ｌ１）へ向かう方向へ電流を流し、前記負側直流電源線（Ｌ２）と前記Ｌ相の入力線及び前記Ｎ相の入力線のそれぞれとの間に接続されたスイッチング素子は、閉状態において前記負側直流電源線（Ｌ２）から前記Ｌ相の入力線及び前記Ｎ相の入力線のそれぞれへ向かう方向へ電流を流す。
　このようなコンバータ回路では、二つのスイッチング素子は、正側直流電源線（Ｌ１）及び負側直流電源線（Ｌ２）のうちいずれか一方と、Ｌ相の入力線及びＮ相の入力線との間にそれぞれ設けられる。このような構成としても、このコンバータ回路は、二つのスイッチング素子のスイッチングを制御することにより、コンデンサ（Ｃｃ）への突入電流をパルス状にスイッチングして突入電流を低減することができる。
　また、他の一態様では、好ましくは、上述のコンバータ回路は、前記Ｌ相の入力線及び前記Ｎ相の入力線のうち少なくとも一方と前記単相交流電源との間に設けられる電磁開閉リレー（５２Ｃ）をさらに備え、前記制御部（３００）は、前記電磁開閉リレー（５２Ｃ）をオンさせて前記整流を開始した後、前記突入電流を抑制可能となるまで、前記少なくとも一つのスイッチング素子による前記スイッチングを行わせる。
　このようなコンバータ回路は、整流を行わないとき、コンバータの入力段に設けられた電磁開閉リレーによって、単相交流電源から入力される電源電圧を遮断できるので、安全性が向上する。
　また、他の一態様では、好ましくは、これら上述のコンバータ回路は、前記Ｌ相の入力線及び前記Ｎ相の入力線のそれぞれと前記正側直流電源線（Ｌ１）との各間、並びに、前記Ｌ相の入力線及び前記Ｎ相の入力線のそれぞれと前記負側直流電源線（Ｌ２）との各間における４箇所の接続箇所のうち、前記スイッチング素子が設けられていない箇所には、整流素子が設けられている。
　このようなコンバータ回路では、スイッチング素子と整流素子との組み合わせによって、単相交流電源電圧を整流する整流回路が構成される。また、このコンバータ回路は、整流用のスイッチング素子を用いて突入電流を低減することができるので、別途突入防止用の部品を用いる必要がない。その結果、コンバータ回路を含む電源回路の回路基板を小型化することが容易となる。
　また、他の一態様では、好ましくは、これら上述のコンバータ回路は、前記スイッチ部は、前記Ｌ相の入力線及び前記Ｎ相の入力線のそれぞれと前記正側直流電源線（Ｌ１）との各間、並びに、前記Ｌ相の入力線及び前記Ｎ相の入力線のそれぞれと前記負側直流電源線（Ｌ２）との各間における４箇所にそれぞれ設けられた四つのスイッチング素子を備え、前記制御部（３００）は、前記電磁開閉リレー（５２Ｃ）をオンさせて前記整流を開始した後、前記突入電流を抑制可能となるまで、前記四つのスイッチング素子に前記スイッチングを行わせる。
　このようなコンバータ回路では、四つのスイッチング素子によって整流ブリッジが構成され、電流コンバータ回路として動作させることができる。このため、このようなコンバータ回路は、単相交流電源電圧を整流する際に生じる高調波電流の発生を低減することができる。また、このコンバータ回路は、整流用のスイッチング素子を用いて突入電流を低減することができるので、別途突入防止用の部品を用いる必要がない。その結果、コンバータ回路を含む電源回路の回路基板を小型化することが容易となる。
　また、他の一態様では、好ましくは、上述のコンバータ回路は、前記電源が単相交流電源であり、前記単相交流電源に接続されるＬ相とＮ相との２本の入力線と、前記コンデンサ（Ｃｃ）に接続される正側直流電源線（Ｌ１）および負側直流電源線（Ｌ２）と、前記Ｌ相の入力線及び前記Ｎ相の入力線から得られた電源電圧を整流して前記正側直流電源線（Ｌ１）および負側直流電源線（Ｌ２）へ供給する整流部とをさらに備え、前記スイッチ部は、前記単相交流電源と前記Ｌ相の入力線との間、及び、前記単相交流電源と前記Ｎ相の入力線との間における２箇所の接続箇所のうち少なくとも１箇所に設けられたスイッチング素子を備え、前記制御部（３００）は、前記複数のスイッチ素子のうち少なくとも一つを、開状態から閉状態に切換えて前記整流を開始した後、前記突入電流を抑制可能となるまで、開状態と閉状態との比率が前記デューティ比となるように繰り返しスイッチングさせる。
　このようなコンバータ回路は、単相交流電源と、Ｌ相の入力線及びＮ相の入力線との間、すなわちコンバータの入力段に設けられたスイッチング素子のスイッチングを制御することで、突入電流を低減することができる。この場合、スイッチング素子を電源スイッチと共用して用いることが容易である。
　また、他の一態様では、好ましくは、これら上述のコンバータ回路は、前記スイッチ部は、半導体スイッチング素子を用いて前記スイッチングを行う。
　このようなコンバータ回路は、溶着したり劣化したりする虞のある可動接点を有する電磁リレーを用いることなく突入電流を低減することが可能となるので、コンバータ回路の信頼性を向上させることが可能となる。
　また、他の一態様では、好ましくは、これら上述のコンバータ回路は、前記制御部（３００）は、前記整流の開始から、前記突入電流を抑制可能となる時間として予め設定された時間が経過するまでの間、前記スイッチ部による前記スイッチングを行わせる。
　このようなコンバータ回路は、コンデンサが充電されて、スイッチ部による前記スイッチングを停止しても突入電流が抑制される状態になるまで、スイッチ部による前記スイッチングを継続させることができる。この結果、突入電流を低減できる確実性が増大する。
　この出願は、２０１１年１２月２８日に出願された日本国特許出願特願２０１１－２８８１５５を基礎とするものであり、その内容は、本願に含まれるものである。
　本発明を表現するために、上述において図面を参照しながら実施形態を通して本発明を適切且つ十分に説明したが、当業者であれば上述の実施形態を変更および／または改良することは容易に為し得ることであると認識すべきである。したがって、当業者が実施する変更形態または改良形態が、請求の範囲に記載された請求項の権利範囲を離脱するレベルのものでない限り、当該変更形態または当該改良形態は、当該請求項の権利範囲に包括されると解釈される。
　本発明によれば、コンバータ回路を提供することができる。

Claims (15)

  1. 　電源から供給された電流を整流してコンデンサへ供給するコンバータ回路であって、
    　前記電流を開閉するスイッチ部と、
    　整流を開始してから前記コンデンサへの突入電流を抑制可能となるまで、前記コンデンサへ供給される前記電流を、前記スイッチ部によって予め定められたデューティ比でパルス状にスイッチングさせる制御部とを備えるコンバータ回路。
  2. 　前記電源は、三相交流電源であり、
    　前記三相交流電源に接続される第１～第３の入力線と、
    　前記コンデンサに接続される正側直流電源線および負側直流電源線とをさらに備え、
    　前記スイッチ部は、
    　前記正側直流電源線及び前記負側直流電源線のうちいずれか一方と、前記第１～第３の入力線のうち少なくとも二つと、の間にそれぞれ設けられた複数のスイッチング素子を備え、
    　前記制御部は、
    　前記複数のスイッチング素子のうち少なくとも一つを、開状態から閉状態に切換えた後、前記突入電流を抑制可能となるまで、開状態と閉状態との比率が前記デューティ比となるように繰り返しスイッチングさせる請求項１記載のコンバータ回路。
  3. 　前記スイッチ部は、前記複数のスイッチング素子を含む少なくとも三つのスイッチング素子を備え、
    　前記少なくとも三つのスイッチング素子は、
    　前記第１～第３の入力線のそれぞれと前記正側直流電源線との各間、及び、前記第１～第３の入力線のそれぞれと前記負側直流電源線との各間における６箇所の接続箇所のうち、少なくとも３箇所にそれぞれ設けられており、
    　前記第１～第３の入力線のいずれかと前記正側直流電源線との間に接続されたスイッチング素子は、閉状態においてその接続されたいずれかの入力線から前記正側直流電源線へ向かう方向へ電流を流し、
    　前記第１～第３の入力線のいずれかと前記負側直流電源線との間に接続されたスイッチング素子は、閉状態において前記負側直流電源線からその接続されたいずれかの入力線へ向かう方向へ電流を流す請求項２に記載のコンバータ回路。
  4. 　前記三相交流電源と前記第１～第３の入力線のそれぞれとの各間の３箇所の接続箇所のうち少なくとも２箇所の接続を開閉する複数の電磁開閉リレーをさらに備え、
    　前記スイッチ部は、
    　前記正側直流電源線及び前記負側直流電源線のうちいずれか一方と、前記第１～第３の入力線のそれぞれとの各間の３箇所にそれぞれ設けられた三つのスイッチング素子を備え、
    　前記制御部は、
    　前記複数の電磁開閉リレーをオンさせて前記整流を開始した後、前記突入電流を抑制可能となるまで、前記三つのスイッチング素子のうちの少なくとも一つのスイッチング素子に前記スイッチングを行わせる請求項３に記載のコンバータ回路。
  5. 　前記スイッチ部は、
    　前記第１～第３の入力線のそれぞれと前記正側直流電源線との各間、及び、前記第１～第３の入力線のそれぞれと前記負側直流電源線との各間における６箇所にそれぞれ設けられた六つのスイッチング素子を備え、
    　前記制御部は、
    　前記複数の電磁開閉リレーをオンさせて前記整流を開始した後、前記突入電流を抑制可能となるまで、前記六つのスイッチング素子に前記スイッチングを行わせる請求項４に記載のコンバータ回路。
  6. 　前記第１～第３の入力線のそれぞれと前記正側直流電源線との各間、及び、前記第１～第３の入力線のそれぞれと前記負側直流電源線との各間における６箇所の接続箇所のうち、前記スイッチング素子が設けられていない箇所には、整流素子が設けられている請求項２～５のいずれか１項に記載のコンバータ回路。
  7. 　前記電源は、三相交流電源であり、
    　前記三相交流電源に接続される第１～第３の入力線と、
    　前記コンデンサに接続される正側直流電源線および負側直流電源線と、
    　前記第１～第３の入力線から得られた三相電源電圧を整流して前記正側直流電源線および負側直流電源線へ供給する整流部とをさらに備え、
    　前記スイッチ部は、
    　前記三相交流電源と前記第１～第３の入力線のそれぞれとの各間の３箇所の接続箇所のうち少なくとも２箇所にそれぞれ設けられた複数のスイッチング素子を備え、
    　前記制御部は、
    　前記複数のスイッチング素子のうち少なくとも一つを、開状態から閉状態に切換えて前記整流を開始した後、前記突入電流を抑制可能となるまで、開状態と閉状態との比率が前記デューティ比となるように繰り返しスイッチングさせる請求項１記載のコンバータ回路。
  8. 　前記電源は、単相交流電源であり、
    　前記単相交流電源に接続されるＬ相とＮ相との２本の入力線と、
    　前記コンデンサに接続される正側直流電源線および負側直流電源線とをさらに備え、
    　前記スイッチ部は、
    　前記Ｌ相の入力線及び前記Ｎ相の入力線のうち少なくとも一方と、前記正側直流電源線及び前記負側直流電源線のうち少なくとも一方との間に設けられたスイッチング素子を備え、
    　前記制御部は、
    　前記少なくとも一つのスイッチング素子を、開状態から閉状態に切換えた後、前記突入電流を抑制可能となるまで、開状態と閉状態との比率が前記デューティ比となるように繰り返しスイッチングさせる請求項１記載のコンバータ回路。
  9. 　前記スイッチ部は、二つのスイッチング素子を備え、
    　前記二つのスイッチング素子は、
    　前記正側直流電源線及び前記負側直流電源線のうちいずれか一方と、前記Ｌ相の入力線及び前記Ｎ相の入力線との間にそれぞれ設けられており、
    　前記正側直流電源線と前記Ｌ相の入力線及び前記Ｎ相の入力線のそれぞれとの間に接続されたスイッチング素子は、閉状態において前記Ｌ相の入力線及び前記Ｎ相の入力線のそれぞれから前記正側直流電源線へ向かう方向へ電流を流し、
    　前記負側直流電源線と前記Ｌ相の入力線及び前記Ｎ相の入力線のそれぞれとの間に接続されたスイッチング素子は、閉状態において前記負側直流電源線から前記Ｌ相の入力線及び前記Ｎ相の入力線のそれぞれへ向かう方向へ電流を流す請求項８に記載のコンバータ回路。
  10. 　前記Ｌ相の入力線及び前記Ｎ相の入力線のうち少なくとも一方と前記単相交流電源との間に設けられる電磁開閉リレーをさらに備え、
    　前記制御部は、
    　前記電磁開閉リレーをオンさせて前記整流を開始した後、前記突入電流を抑制可能となるまで、前記少なくとも一つのスイッチング素子による前記スイッチングを行わせる請求項８に記載のコンバータ回路。
  11. 　前記Ｌ相の入力線及び前記Ｎ相の入力線のそれぞれと前記正側直流電源線との各間、並びに、前記Ｌ相の入力線及び前記Ｎ相の入力線のそれぞれと前記負側直流電源線との各間における４箇所の接続箇所のうち、前記スイッチング素子が設けられていない箇所には、整流素子が設けられている請求項８～１０のいずれか１項に記載のコンバータ回路。
  12. 　前記スイッチ部は、
    　前記Ｌ相の入力線及び前記Ｎ相の入力線のそれぞれと前記正側直流電源線との各間、並びに、前記Ｌ相の入力線及び前記Ｎ相の入力線のそれぞれと前記負側直流電源線との各間における４箇所にそれぞれ設けられた四つのスイッチング素子を備え、
    　前記制御部は、
    　前記電磁開閉リレーをオンさせて前記整流を開始した後、前記突入電流を抑制可能となるまで、前記四つのスイッチング素子に前記スイッチングを行わせる請求項１０に記載のコンバータ回路。
  13. 　前記電源は、単相交流電源であり、
    　前記単相交流電源に接続されるＬ相とＮ相との２本の入力線と、
    　前記コンデンサに接続される正側直流電源線および負側直流電源線と、
    　前記Ｌ相の入力線及び前記Ｎ相の入力線から得られた電源電圧を整流して前記正側直流電源線および負側直流電源線へ供給する整流部とをさらに備え、
    　前記スイッチ部は、
    　前記単相交流電源と前記Ｌ相の入力線との間、及び、前記単相交流電源と前記Ｎ相の入力線との間における２箇所の接続箇所のうち少なくとも１箇所に設けられたスイッチング素子を備え、
    　前記制御部は、
    　前記複数のスイッチング素子のうち少なくとも一つを、開状態から閉状態に切換えて前記整流を開始した後、前記突入電流を抑制可能となるまで、開状態と閉状態との比率が前記デューティ比となるように繰り返しスイッチングさせる請求項１記載のコンバータ回路。
  14. 　前記スイッチ部は、
    　半導体スイッチング素子を用いて前記スイッチングを行う請求項１～１３のいずれか１項に記載のコンバータ回路。
  15. 　前記制御部は、
    　前記整流の開始から、前記突入電流を抑制可能となる時間として予め設定された時間が経過するまでの間、前記スイッチ部による前記スイッチングを行わせる請求項１～１４のいずれか１項に記載のコンバータ回路。
PCT/JP2012/007463 2011-12-28 2012-11-21 コンバータ回路 WO2013099098A1 (ja)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2011288155A JP2013138561A (ja) 2011-12-28 2011-12-28 コンバータ回路
JP2011-288155 2011-12-28

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2013099098A1 true WO2013099098A1 (ja) 2013-07-04

Family

ID=48696650

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2012/007463 WO2013099098A1 (ja) 2011-12-28 2012-11-21 コンバータ回路

Country Status (2)

Country Link
JP (1) JP2013138561A (ja)
WO (1) WO2013099098A1 (ja)

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2874298A3 (en) * 2013-11-19 2015-07-01 LSIS Co., Ltd. Pre-charging circuit of inverter
JP2015149816A (ja) * 2014-02-05 2015-08-20 三菱電機株式会社 電力変換装置および空気調和装置
CN105471237A (zh) * 2014-09-26 2016-04-06 发那科株式会社 电动机控制装置
CN109155629A (zh) * 2016-05-18 2019-01-04 高通股份有限公司 用于经由弱强和仅强开关单元向集成电路的一部分供应功率的装置和方法
US11676897B2 (en) 2021-05-26 2023-06-13 Qualcomm Incorporated Power gating switch tree structure for reduced wake-up time and power leakage

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110460243A (zh) * 2019-08-26 2019-11-15 珠海格力电器股份有限公司 一种供电整流装置、磁悬浮轴承电源及其供电整流方法

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH05146155A (ja) * 1991-11-21 1993-06-11 Fuji Electric Co Ltd 交流直流変換装置
JPH1175370A (ja) * 1997-08-29 1999-03-16 Denso Corp 交直変換装置
WO1999023748A1 (fr) * 1997-10-31 1999-05-14 Hitachi, Ltd. Dispositif et procede de commande pour convertisseur, et convertisseur
JPH11196576A (ja) * 1997-11-10 1999-07-21 Fuji Electric Co Ltd 多相電圧形コンバータ
JP2007129875A (ja) * 2005-11-07 2007-05-24 Denso Wave Inc 突入電流防止回路
JP2007527687A (ja) * 2003-10-01 2007-09-27 インターナショナル・レクティファイヤ・コーポレーション ワンサイクル制御によって制御されるブリッジレスブースト式（ｂｌｂ）力率補正トポロジー
JP2009095149A (ja) * 2007-10-09 2009-04-30 Daikin Ind Ltd 直接形交流電力変換装置

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH05146155A (ja) * 1991-11-21 1993-06-11 Fuji Electric Co Ltd 交流直流変換装置
JPH1175370A (ja) * 1997-08-29 1999-03-16 Denso Corp 交直変換装置
WO1999023748A1 (fr) * 1997-10-31 1999-05-14 Hitachi, Ltd. Dispositif et procede de commande pour convertisseur, et convertisseur
JPH11196576A (ja) * 1997-11-10 1999-07-21 Fuji Electric Co Ltd 多相電圧形コンバータ
JP2007527687A (ja) * 2003-10-01 2007-09-27 インターナショナル・レクティファイヤ・コーポレーション ワンサイクル制御によって制御されるブリッジレスブースト式（ｂｌｂ）力率補正トポロジー
JP2007129875A (ja) * 2005-11-07 2007-05-24 Denso Wave Inc 突入電流防止回路
JP2009095149A (ja) * 2007-10-09 2009-04-30 Daikin Ind Ltd 直接形交流電力変換装置

Cited By (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2874298A3 (en) * 2013-11-19 2015-07-01 LSIS Co., Ltd. Pre-charging circuit of inverter
US9991814B2 (en) 2013-11-19 2018-06-05 Lsis Co., Ltd. Pre-charging circuit of inverter
JP2015149816A (ja) * 2014-02-05 2015-08-20 三菱電機株式会社 電力変換装置および空気調和装置
CN105471237A (zh) * 2014-09-26 2016-04-06 发那科株式会社 电动机控制装置
CN105471237B (zh) * 2014-09-26 2018-01-09 发那科株式会社 电动机控制装置
CN109155629A (zh) * 2016-05-18 2019-01-04 高通股份有限公司 用于经由弱强和仅强开关单元向集成电路的一部分供应功率的装置和方法
CN109155629B (zh) * 2016-05-18 2022-02-25 高通股份有限公司 用于向集成电路的一部分供应功率的装置和方法
US11676897B2 (en) 2021-05-26 2023-06-13 Qualcomm Incorporated Power gating switch tree structure for reduced wake-up time and power leakage

Also Published As

Publication number Publication date
JP2013138561A (ja) 2013-07-11

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP5115636B2 (ja) 電力変換回路および空気調和装置
WO2013099098A1 (ja) コンバータ回路
KR101804713B1 (ko) 직류 전원 장치, 전동기 구동 장치, 공기 조화기 및 냉장고
JP6256597B2 (ja) インバータ制御装置
JP5822792B2 (ja) 電源回路およびそれを備える空気調和機
US8987947B2 (en) Air conditioner
EP2978117B1 (en) Electric power conversion device and refrigerating air-conditioning device
JP6111520B2 (ja) 電力変換装置
KR20130132992A (ko) 전력 변환 장치, 모터 구동 장치 및 냉동 공기 조화 장치
JP6366820B2 (ja) 電源装置及び空気調和装置
US9742267B2 (en) Power conversion apparatus and refrigeration air-conditioning apparatus
CN109863685B (zh) 空气调和机以及驱动装置
JPWO2020021681A1 (ja) 電動機駆動装置及び冷凍サイクル適用機器
JP2006333608A (ja) スイッチング電源装置
WO2020066028A1 (ja) モータ駆動装置及び空気調和機
JP3986282B2 (ja) 空気調和機
JP2009278780A (ja) 全波整流回路
JP2010110085A (ja) インバータ装置及びそれを用いた空調機
JP2016213978A (ja) 電源回路及びそれを備える空気調和機
JP5310882B2 (ja) インバータ装置、空調機およびインバータ装置の制御方法
WO2024089759A1 (ja) モータ駆動装置及び冷凍サイクル機器
JP2018063079A (ja) ヒートポンプ装置
JP6454184B2 (ja) 電気機器
JP2006325282A (ja) スイッチング電源装置
WO2019077842A1 (ja) 電力変換装置、電動機駆動装置及び空気調和装置

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 12861767

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 12861767

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1