JPWO2020021681A1 - 電動機駆動装置及び冷凍サイクル適用機器 - Google Patents

Abstract

出力電圧値可変の直流電源回路（２０）と、周波数可変のインバータ（４０）と、結線の選択のための結線切替装置（６０）とを有する電動機駆動装置において、直流電源回路の出力電圧を高くし、かつ電動機の回転速度を高くし、かつ電動機に流れる電流を予め定められた閾値以下にした状態で、結線切替装置の切替を行う。例えば、電動機の電流をゼロとした状態で、結線切替装置の切替を行う。例えば、直流電源回路の出力電圧を、切替えを行うときの電動機の回転速度に応じた値にした状態で、切替えを行う。機器の大型化を避けることができ、しかも電動機の回転中に、巻線の結線を切り替えることができる。

Description

本発明は、電動機駆動装置、及びそれを備えた冷凍サイクル適用機器に関する。

従来から、インバータによって駆動される電動機の状態を、巻線に並列接続された予備負荷に電流を流しながらスター結線とデルタ結線との間での切替えを行うことで、瞬間的に大きな電流が流れるのを避けることが提案されている（例えば、特許文献１）。

特開２０１６−８６５８７号公報

特許文献１に記載された技術では、負荷が大きく、大電流が流れる条件下では予備負荷の電力容量を大きくする必要があり、機器の大型化等の課題がある。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、機器の大型化を避けることができ、しかも電動機の回転中に、巻線の結線を切り替えることができる、信頼性の高い電動機駆動装置を提供することを目的とする。

本発明に係る電動機駆動装置は、
直流母線に電圧値可変の直流電圧を印加する直流電源回路と、
前記直流母線の直流電圧を受け、電動機に周波数及び電圧値が可変の交流電圧を印加するインバータと、
前記電動機の巻線の結線を切替える結線切替装置とを有し、
前記結線切替装置により第１の結線が選択され、前記直流電源回路の出力電圧が第１の電圧値であり、前記電動機の回転速度が第１の速度値である第１の状態から、
前記直流電源回路の出力電圧が前記第１の電圧値よりも高く、前記電動機の回転速度が前記第１の速度値よりも高く、前記電動機に流れる電流が予め定められた閾値以下である第２の状態に移行し、
当該第２の状態において、前記結線切替装置が、前記第１の結線が選択されている状態から第２の結線が選択されている状態への切替えを行う。

本発明によれば、機器の大型化を避けることができ、しかも電動機の回転中に、巻線の結線を切り替えることができる、信頼性の高い電動機駆動装置を得ることができる。

空気調和機の冷凍サイクルの一例を示す概略図である。 本発明の実施の形態１の電動機駆動装置を示す図である。 実施の形態１で用いられる直流電源回路の構成例を示す図である。 実施の形態１で用いられるインバータの構成例を示す図である。 図２に示される電動機の巻線と結線切替装置とを詳細に示す配線図である。 図５に示される結線切替装置の切替器の詳細を示す配線図である。 （ａ）及び（ｂ）は、電動機の異なる結線における巻線の状態を概念的に示す図である。 実施の形態１で用いられる制御装置の構成例を示す図である。 （ａ）は、電源電圧が正極性のときの平滑コンデンサに対する充電経路を示す図であり、（ｂ）は、電源電圧が負極性のときの平滑コンデンサに対する充電経路を示す図である。 （ａ）は、電源電圧が正極性のときのリアクタを介した交流電源の短絡経路を示す図であり、（ｂ）は、電源電圧が負極性のときのリアクタを介した交流電源の短絡経路を示す図である。 図８に示される制御装置の直流電源制御部の一例を示す機能ブロック図である。 （ａ）〜（ｃ）は、図１１に示される直流電源制御部の電源電圧位相演算部の動作例を示す図である。 図８に示される制御装置のインバータ制御部の一例を示す機能ブロック図である。 図１３に示されるインバータ制御部の電圧指令値演算部の構成例を示す機能ブロック図である。 （ａ）〜（ｅ）は、結線切替を行う際の制御シーケンスを示す波形図である。 インバータの変調率と出力電圧の関係を示す図である。 本発明の実施の形態２で用いられる直流電源回路の構成例を示す配線図である。 実施の形態２で用いられる制御装置の直流電源制御部の一例を示す機能ブロック図である。 本発明の実施の形態３における電動機の巻線と結線切替装置とを示す配線図である。 本発明の実施の形態４における電動機の巻線と結線切替装置とを示す配線図である。

以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態に係る電動機駆動装置、及びそれを備えた冷凍サイクル適用機器について説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。

冷凍サイクル適用機器の一例は、空気調和機であり、以下の実施の形態は、本発明を、空気調和機の圧縮機を駆動する電動機の駆動装置に適用したものである。

最初に、空気調和機の一例における冷凍サイクルを、図１を参照して説明する。
図１の冷凍サイクル９００は四方弁９０２の切替動作により暖房運転又は冷房運転をすることができる。

暖房運転時には、実線矢印で示すように、冷媒が圧縮機９０４で加圧されて送り出され、四方弁９０２、室内熱交換器９０６、膨張弁９０８、室外熱交換器９１０及び四方弁９０２を通って圧縮機９０４に戻る。
冷房運転時には、破線矢印で示すように、冷媒が圧縮機９０４で加圧されて送り出され、四方弁９０２、室外熱交換器９１０、膨張弁９０８、室内熱交換器９０６及び四方弁９０２を通って圧縮機９０４に戻る。

暖房運転時には、室内熱交換器９０６が凝縮器として作用して熱放出を行い、室外熱交換器９１０が蒸発器として作用して熱吸収を行う。冷房運転時には、室外熱交換器９１０が凝縮器として作用して熱放出を行い、室内熱交換器９０６が蒸発器として作用し、熱吸収を行う。膨張弁９０８は、冷媒を減圧して膨張させる。
圧縮機９０４は可変速制御される電動機７によって駆動される。

実施の形態１．
図２は、本発明の実施の形態１の電動機駆動装置２を示す概略配線図である。
図示の電動機駆動装置２は、電動機７を駆動するためのものであり、直流電源回路２０と、インバータ４０と、制御電源生成回路５０と、電源電圧検出器５１と、電源電流検出器５２と、母線電圧検出器５３と、母線電流検出器５４と、結線切替装置６０と、制御装置１００とを有する。

直流電源回路２０は、交流電源１から出力される交流電圧を受けて、電圧値可変の直流電圧を出力する。
以下、交流電源１から出力される電圧を単に「電源電圧」と呼ぶことがある。

直流電源回路２０は、図３に示すように、リアクタ２１と、ブリッジ型ＰＷＭコンバータ２３と、平滑コンデンサ２５とを有する。

ＰＷＭコンバータ２３は、第１及び第２の交流端子２３１、２３２に印加される交流電圧を整流する機能と、昇圧する機能とを有し、整流され昇圧された直流電圧を第１及び第２の直流端子２３３、２３４から出力する。第１の直流端子２３３は正側直流端子とも呼ばれ、第２の直流端子２３４は負側直流端子とも呼ばれる。

第１の交流端子２３１はリアクタ２１を介して交流電源１の第１の端子１ａに接続され、第２の交流端子２３２は、交流電源１の第２の端子１ｂに接続される。

ＰＷＭコンバータ２３は、コンバータ主回路２３ａと、駆動回路２３ｂとを有する。
コンバータ主回路２３ａは、第１のレグ２３ｃと、第２のレグ２３ｄとを備える。
第１のレグ２３ｃ及び第２のレグ２３ｄは、直流端子２３３、２３４間に互いに並列に接続されている。

第１のレグ２３ｃは、互いに直列に接続された上アーム３１１と下アーム３１２とを有する。第２のレグ２３ｄは、互いに直列に接続された上アーム３１３と下アーム３１４とを有する。上アーム３１１と下アーム３１２の接続点が、交流端子２３１を構成する。上アーム３１３と下アーム３１４の接続点が、交流端子２３２を構成する。

上アーム３１１は、互いに逆並列接続されたスイッチング素子３３１とダイオード３４１とを有する。下アーム３１２は、互いに逆並列接続されたスイッチング素子３３２とダイオード３４２とを有する。上アーム３１３は、互いに逆並列接続されたスイッチング素子３３３とダイオード３４３とを有する。下アーム３１４は、互いに逆並列接続されたスイッチング素子３３４とダイオード３４４とを有する。

スイッチング素子とダイオードとが逆並列接続されているとは、当該スイッチング素子がオンであるときに当該スイッチング素子に流れる電流の向きと、当該ダイオードに流れる電流の向きとが逆となるように並列に接続されていることを意味する。

スイッチング素子３３１〜３３４の各々は、例えばＭＯＳＦＥＴで構成される。その場合、ＭＯＳＦＥＴ自体が内部に有する寄生ダイオードを、上記のダイオード（３４１〜３４４）として用いても良い。

駆動回路２３ｂは、ＰＷＭ信号Ｘａ、Ｘｂ、Ｙａ、Ｙｂに基づいて駆動信号Ｓｄ１〜Ｓｄ４を生成して、駆動信号Ｓｄ１〜Ｓｄ４によりスイッチング素子３３１〜３３４のオン、オフを制御し、これにより、コンバータ主回路２３ａから電圧値可変の直流電圧Ｖｄｃが出力されるようにする。

駆動信号Ｓｄ１は、ＰＷＭ信号Ｘｂにより示される、ＯＮとなるべき期間だけ、第１のスイッチング素子３３１をオンにするためのものである。
駆動信号Ｓｄ２は、ＰＷＭ信号Ｘａにより示される、ＯＮとなるべき期間だけ、第２のスイッチング素子３３２をオンにするためのものである。
駆動信号Ｓｄ３は、ＰＷＭ信号Ｙａにより示される、ＯＮとなるべき期間だけ、第３のスイッチング素子３３３をオンにするためのものである。
駆動信号Ｓｄ４は、ＰＷＭ信号Ｙｂにより示される、ＯＮとなるべき期間だけ、第４のスイッチング素子３３４をオンにするためのものである。

平滑コンデンサ２５は、ＰＷＭコンバータ２３の出力電圧を平滑化する。
平滑コンデンサ２５の一方の電極は、ＰＷＭコンバータ２３の第１の直流端子２３３及び高電位側（正側）の直流母線１２ａに接続されている。
平滑コンデンサ２５の他方の電極は、ＰＷＭコンバータ２３の第２の直流端子２３４及び低電位側（負側）の直流母線１２ｂに接続されている。

平滑コンデンサ２５で平滑され、直流母線１２ａ、１２ｂ間に印加される電圧が、直流電源回路２０の出力電圧である。この出力電圧を「母線電圧」と呼ぶ。

インバータ４０は、図４に示すように、インバータ主回路４１０と、駆動回路４５０とを有し、インバータ主回路４１０の入力端子が直流母線１２ａ、１２ｂに接続されている。

インバータ４０は、制御装置１００により制御されて、インバータ主回路４１０の６つのアームのスイッチング素子４１１〜４１６がオン、オフ動作し、周波数可変で電圧値可変の３相交流電流を生成し、電動機７に供給する。スイッチング素子４１１〜４１６には、還流用の整流素子４２１〜４２６が逆並列接続されている。

スイッチング素子４１１〜４１６の各々は、例えばＭＯＳＦＥＴで構成される。その場合、ＭＯＳＦＥＴ自体が内部に有する寄生ダイオードを、上記のダイオード（４２１〜４２６）として用いても良い。

電動機７は、３相永久磁石同期電動機であり、固定子巻線の端部が電動機７の外部に引き出されており、巻線をスター結線（Ｙ結線）とすることも、デルタ結線（Δ結線）とすることもできる。結線の選択は、結線切替装置６０により行われる。

図５に、電動機７の固定子巻線及び結線切替装置６０をより詳細に示す。
図示のように、電動機７の、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相から成る３つの相の巻線７１、７２、７３の第１の端部７１ａ、７２ａ、７３ａがそれぞれ外部端子７１ｃ、７２ｃ、７３ｃに接続され、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の巻線７１、７２、７３の第２の端部７１ｂ、７２ｂ、７３ｂがそれぞれ外部端子７１ｄ、７２ｄ、７３ｄに接続され、電動機７の外部との接続が可能となっている。外部端子７１ｃ、７２ｃ、７３ｃには、インバータ４０のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の出力線４３１、４３２、４３３が接続されている。

結線切替装置６０は、図示の例では、切替器６１、６２、６３で構成されている。切替器６１、６２、６３には、それぞれ巻線７１、７２、７３に流れる電流が流れる。切替器６１、６２、６３は、それぞれ巻線７１、７２、７３に流れる電流の経路を切替える。切替器６１、６２、６３としては、電磁的に接点が開閉する電磁接触器が用いられている。そのような電磁接触器は、リレー、コンタクターなどと呼ばれるものが含まれ、例えば図６に示すように構成されており、励磁コイル６１１、６２１、６３１に電流が流されているときと、電流が流されていないときとで、異なる接続状態を取る。

励磁コイル６１１、６２１、６３１は、半導体スイッチ６０４を介して、後述の切替電源電圧Ｖ６０を受けるように接続される。半導体スイッチ６０４の開閉は、制御装置１００から出力される後述の結線選択信号Ｓｃにより制御される。例えば、結線選択信号Ｓｃが第１の値（例えばＬｏｗ）のとき、半導体スイッチ６０４はオフとなり、結線選択信号Ｓｃが第２の値（例えばＨｉｇｈ）のとき、半導体スイッチ６０４はオンとなる。結線選択信号Ｓｃが、十分な電流容量を持つ回路から出力される場合には、信号Ｓｃによる電流を直接励磁コイル６１１、６２１、６３１に流すように構成しても良い。その場合には、半導体スイッチ６０４は不要となる。

切替器６１の共通接点６１ｃは、リード線６１ｅを介して端子７１ｄに接続され、常閉接点６１ｂは、中性点ノード６４に接続され、常開接点６１ａは、インバータ４０のＶ相の出力線４３２に接続されている。

切替器６２の共通接点６２ｃは、リード線６２ｅを介して端子７２ｄに接続され、常閉接点６２ｂは、中性点ノード６４に接続され、常開接点６２ａは、インバータ４０のＷ相の出力線４３３に接続されている。

切替器６３の共通接点６３ｃは、リード線６３ｅを介して端子７３ｄに接続され、常閉接点６３ｂは、中性点ノード６４に接続され、常開接点６３ａは、インバータ４０のＵ相の出力線４３１に接続されている。

励磁コイル６１１、６２１、６３１に電流が流れていないときは、切替器６１、６２、６３が図示のように、常閉接点側に切替わった状態、即ち、共通接点６１ｃ、６２ｃ、６３ｃが常閉接点６１ｂ、６２ｂ、６３ｂに接続された状態にある。この状態では、巻線７１、７２、７３の端部７１ｂ、７２ｂ、７３ｂが切替器６１、６２、６３を介して中性点ノード６４において互いに接続されており、従って電動機７は、Ｙ結線の状態にある。

励磁コイル６１１、６２１、６３１に電流が流れているときは、切替器６１、６２、６３が図示とは逆に、常開接点側に切替わった状態、即ち、共通接点６１ｃ、６２ｃ、６３ｃが常開接点６１ａ、６２ａ、６３ａに接続された状態にある。この状態では、巻線７１、７２、７３の端部７１ｂ、７２ｂ、７３ｂが、それぞれ切替器６１、６２、６３を介して巻線７２、７３、７１の端部７２ａ、７３ａ、７１ａに接続されており、従って電動機７は、Δ結線の状態にある。

以上より、結線選択信号Ｓｃが第１の値、例えばＬｏｗのときは、電動機７はＹ結線の状態になり、結線選択信号Ｓｃが第２の値、例えばＨｉｇｈのときは、電動機７はΔ結線の状態になる。

ここで、電動機７としてＹ結線及びΔ結線のいずれかへの切替えが可能なものを用いることの利点について図７（ａ）及び（ｂ）を用いて以下説明する。
図７（ａ）はＹ結線としたときの固定子巻線の接続状態、図７（ｂ）はΔ結線としたときの固定子巻線に接続状態をそれぞれ概念的に示す。

Ｙ結線時の線間電圧をＶ_Ｙ、流れ込む電流をＩ_Ｙとし、Δ結線時の線間電圧をＶ_Δ、流れ込む電流をＩ_Δとし、各相の巻線に掛かる電圧が互いに等しいとすると、
Ｖ_Δ＝Ｖ_Ｙ／√３ （１）
の関係があり、このとき、
Ｉ_Δ＝√３×Ｉ_Ｙ （２）
の関係がある。

Ｙ結線時の電圧Ｖ_Ｙ及び電流Ｉ_Ｙと、Δ結線時の電圧Ｖ_Δ及び電流Ｉ_Δとが式（１）及び（２）の関係を有するとき、Ｙ結線時とΔ結線時とで電動機に供給される電力が互いに等しい。
つまり電動機に供給される電力が互いに等しいとき、Δ結線の方が電流は大きく、駆動に必要な電圧が低い。

以上の性質を利用し、負荷条件等に応じて結線を選択することが考えられる。例えば、低負荷時には、Ｙ結線で低速運転し、高負荷時には、Δ結線で高速運転することが考えられる。このようにすることで、低負荷時の効率を向上させるとともに、高負荷時の高出力化も可能となる。

以下この点につき、空調機の圧縮機を駆動する電動機の場合について、さらに詳しく述べる。
空調機の圧縮機駆動用の電動機７としては、省エネルギー化の要求に応えるため、回転子に永久磁石を用いた同期電動機が広く用いられている。また、近年の空気調和機においては、室温と設定温度との差が大きいときは、電動機７を高速で回転させることで設定温度に速く近づけ、室温が設定温度に近いときは、電動機７を低速で回転させて室温を維持するようにしており、このようにする場合、低速で運転される時間の占める割合が大きい。

同期電動機を用いた場合、回転速度が上がると逆起電力が増加し、駆動に必要な電圧値が増加する。この逆起電力は、上記のようにＹ結線の方がΔ結線に比べて大きい。

高速での逆起電力を抑制するために、永久磁石の磁力を小さくしたり、固定子巻線の巻き数を減らすことが考えられる。しかし、そのようにすると、同一出力トルクを得るための電流が増加するため、電動機７及びインバータ４０に流れる電流が増加し、効率が低下する。

そこで、回転速度に応じて結線を切替えることが考えられる。例えば、高速での運転が必要な場合には、Δ結線とする。こうすることで、駆動に必要な電圧を（Ｙ結線に比べ）１／√３にすることができる。このため、巻線の巻数を減らす必要もなく、また弱め磁束制御を用いる必要もなくなる。

一方、低速回転では、Ｙ結線とすることでΔ結線に比べて電流値を１／√３にできる。さらに、巻線をＹ結線で低速での駆動に適したように設計することが可能となり、Ｙ結線を速度範囲の全域にわたり使用する場合に比べて、電流値を低減することが可能となる。この結果、インバータ４０の損失を低減することができ、効率を高めることが可能となる。

以上説明したように、負荷条件に応じて結線を切替えることには意義があり、結線切替装置が設けられるのは、このような切替えを可能にするためである。

制御電源生成回路５０は、コンデンサ２５の両電極間の電圧、即ち母線電圧Ｖｄｃを受けて降圧し、制御電源電圧Ｖ１００及び切替電源電圧Ｖ６０を生成し、制御電源電圧Ｖ１００を制御装置１００に供給するとともに、切替電源電圧Ｖ６０を結線切替装置６０に供給する。

電源電圧検出器５１は、交流電源１の端子１ａ、１ｂ相互間に接続される。電源電圧検出器５１は、電源電圧Ｖｓを検出して制御装置１００に出力する。

電源電流検出器５２は、交流電源１とＰＷＭコンバータ２３との間に配される。電源電流検出器５２は、例えば、交流電源１の端子１ｂと交流端子２３２とを結ぶ線に挿入されたシャント抵抗を含む。電源電流検出器５２は、交流電源１とＰＷＭコンバータ２３との間に流れる電源電流Ｉｓを検出して制御装置１００に出力する。

母線電圧検出器５３は、平滑コンデンサ２５の２つの電極相互間に、従って母線１２ａ、１２ｂ相互間に接続される。母線電圧検出器５３は、母線電圧Ｖｄｃを検出して制御装置１００に出力する。

母線電流検出器５４は、直流母線１２ｂに挿入されたシャント抵抗を含む。母線電流検出器５４は、母線電流、即ち、インバータ４０の入力電流Ｉｄｃを検出して制御装置１００に出力する。

制御装置１００は、直流電源回路２０、インバータ４０及び結線切替装置６０を制御する。

制御装置１００は、直流電源回路２０を制御してその出力電圧を変化させる。
制御装置１００はまた、インバータ４０を制御してその出力電圧の周波数及び電圧値を変化させる。
制御装置１００はさらに、結線切替装置６０を制御して、電動機７の結線の選択を行わせる。

制御装置１００は、マイクロプロセッサにより実現される。マイクロプロセッサは、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）、マイクロコンピュータ、又はＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）といった呼び方をされる処理器又は処理装置であってもよい。

制御装置１００は、例えば、図８に示すように、運転指令部１１０と、直流電源制御部１２０と、インバータ制御部１６０とを有する。

運転指令部１１０は、母線電圧指令値Ｖｄｃ^＊と、周波数指令値ω^＊と、ゼロ選択信号Ｓｚと、上記の結線選択信号Ｓｃとを出力する。母線電圧指令値Ｖｄｃ^＊は直流電源制御部１２０に供給され、周波数指令値ω^＊及びゼロ選択信号Ｓｚはインバータ制御部１６０に供給され、結線選択信号Ｓｃは結線切替装置６０に供給される。

結線選択信号Ｓｃは、Ｙ結線を選択するときは、第１の値、例えばＬｏｗとされ、Δ結線を選択するときは、第２の値、例えばＨｉｇｈとされる。

ゼロ選択信号Ｓｚは、通常は第１の値、例えばＬｏｗとされ、後述のゼロ電流制御の期間中は第２の値、例えばＨｉｇｈとされる。

運転指令部１１０は、図示しない温度センサで検出された室温（空調対象空間の温度）を示す情報を受け、図示しない操作部、例えばリモコンからの指示を受け、空気調和機の各部の動作を制御する。操作部からの指示には、設定温度を示す情報、運転モードの選択、運転開始及び終了の指示等が含まれる。

運転指令部１１０は、例えば、電動機７の固定子巻線をＹ結線とするかΔ結線とするかの決定及び目標回転速度の決定を行い、決定に基づいて結線選択信号Ｓｃ及び周波数指令値ω^＊を出力する。

例えば室温と設定温度との差が大きいときはΔ結線とすることを決め、結線選択信号Ｓｃを第２の値（Ｈｉｇｈ）とし、目標回転速度を比較的高い値に設定し、起動後上記の目標回転速度に対応する周波数まで徐々に上昇する周波数指令値ω^＊を出力する。目標回転速度に対応する周波数に達したら、室温が設定温度に近づくまで、その状態を維持し、室温が設定温度に近くなったら、Ｙ結線に切替え（そのため、結線選択信号Ｓｃを第１の値（Ｌｏｗ）とし）、その後、室温が設定温度に近い状態を維持するための制御を行う。この制御には、周波数の調整、電動機の停止、再起動等が含まれる。

運転指令部１１０は、Ｙ結線とΔ結線の一方から他方への切替のために上記の結線選択信号Ｓｃの値を変化させるとともに、切替え動作中に周波数指令値ω^＊及びゼロ選択信号Ｓｚの値を一時的に変化させる。

例えば、切替えに際し、運転指令部１１０は、母線電圧指令値Ｖｄｃ^＊及び周波数指令値ω^＊を一時的により大きい値にする。そして、母線電圧指令値Ｖｄｃ^＊及び周波数指令値ω^＊がより大きい値とされている期間中に、ゼロ選択信号Ｓｚ（通常Ｌｏｗである）を一時的にＨｉｇｈとする。そして、ゼロ選択信号ＳｚがＨｉｇｈとなっている期間中に、結線選択信号ＳｃをＨｉｇｈからＬｏｗに、又はＬｏｗからＨｉｇｈに切替える。
このような動作については後に図１５（ａ）〜（ｅ）を参照してより詳しく説明する。

直流電源制御部１２０は、電源電圧検出器５１、電源電流検出器５２、及び母線電圧検出器５３の検出値Ｖｓ、Ｉｓ、Ｖｄｃを基に、ＰＷＭコンバータ２３のスイッチング素子を駆動するためのＰＷＭ信号Ｘａ、Ｘｂ、Ｙａ、Ｙｂを生成する。

ＰＷＭ信号Ｘａは、スイッチング素子３３２をＯＮとする期間を示すものであり、「第１の駆動パルス」と呼ばれる場合がある。
ＰＷＭ信号Ｘｂは、スイッチング素子３３１をＯＮとする期間を示すものであり、「第２の駆動パルス」と呼ばれる場合がある。

ＰＷＭ信号Ｙａは、スイッチング素子３３３をＯＮとする期間を示すものであり、ＰＷＭ信号Ｙｂは、スイッチング素子３３４をＯＮとする期間を示すものである。ＰＷＭ信号Ｙａ及びＹｂは「同期駆動パルス」と呼ばれる場合がある。

以下、ＰＷＭコンバータ２３の動作について、図９（ａ）、（ｂ）及び図１０（ａ）及び（ｂ）を参照して説明する。

図９（ａ）及び図１０（ａ）に示すように、交流電源１の第１の端子１ａが正電位のときを電源電圧Ｖｓの極性が正であると定義し、図９（ｂ）及び図１０（ｂ）に示すように、交流電源１の第１の端子１ａが負電位のときを電源電圧Ｖｓの極性が負であると定義する。

図９（ａ）及び図９（ｂ）は、平滑コンデンサ２５を充電するときの電流経路を示す。両者の違いは、図９（ａ）が電源電圧Ｖｓが正極性のときの充電経路を示し、図９（ｂ）が電源電圧Ｖｓが負極性のときの充電経路を示すことである。

また、図１０（ａ）及び図１０（ｂ）は、平滑コンデンサ２５を充電せずに交流電源１の両端をリアクタ２１を介して短絡させるとき、すなわちリアクタ２１を介した交流電源１の短絡経路を示す。
両者の違いは、図１０（ａ）が電源電圧Ｖｓが正極性のときの短絡経路を示し、図１０（ｂ）が電源電圧Ｖｓが負極性のときの短絡経路を示すことである。

スイッチング素子３３１〜３３４がＯＦＦ状態に維持されている場合、ＰＷＭコンバータ２３は昇圧機能を持たない全波整流回路として動作し、電源電圧の極性に応じて、図９（ａ）又は図９（ｂ）に示すように、平滑コンデンサ４を充電する電流が流れる。このときの動作モードを「通常モード」と呼ぶ。

一方、図１０（ａ）に示すように、電源電圧Ｖｓが正極性のときに、スイッチング素子３３２をＯＮにすると、交流電源１、リアクタ２１、スイッチング素子３３２、ダイオード３４４、交流電源１という経路で短絡経路を形成することができる。

また、図１０（ｂ）に示すように、電源電圧Ｖｓが負極性のときに、スイッチング素子３３１をＯＮにすると、交流電源１、ダイオード３４３、スイッチング素子３３１、リアクタ２１、交流電源１の経路で短絡経路を形成することができる。

このように、リアクタ２１をその一部とする短絡経路を形成することを「電源短絡」と呼び、電源短絡の制御を行う動作モードを「電源短絡モード」と呼ぶ。

直流電源制御部１２０の制御により、ＰＷＭコンバータ２３の動作モードが切替えられ、動作モードの切替えによって、母線電圧指令値Ｖｄｃ^＊が切り替えられる。

図１１は、実施の形態１に係る電動機駆動装置２で用いられる直流電源制御部１２０の構成例を示す図である。図１１に示すように、直流電源制御部１２０は、減算部２０１と、母線電圧制御部２０２と、電源電圧位相演算部２０４と、電源電流指令値演算部２０６と、減算部２０７と、電源電流制御部２０８と、オンデューティ演算部２１０と、キャリア生成部２１２と、ＰＷＭ信号生成部２１４とを有する。

減算部２０１は、母線電圧検出器５３により検出された母線電圧Ｖｄｃの、運転指令部１１０から供給された母線電圧指令値Ｖｄｃ^＊に対する偏差を求める。

母線電圧制御部２０２は、減算部２０１で求められた偏差に対して比例積分演算を行うことで、該偏差を小さくするための電源電流実効値指令値Ｉｓ＿ｒｍｓ^＊を求める。

なお、上記の例では、母線電圧制御部２０２が、電源電流実効値指令値Ｉｓ＿ｒｍｓ^＊を求めるための演算として、比例積分演算を行うが、母線電圧制御部２０２としては、代わりに、比例演算を行うもの、或いは比例微分積分演算を行うものを用いても良い。

電源電圧位相演算部２０４は、電源電圧検出器５１により検出された電源電圧Ｖｓを基に、電源電圧Ｖｓの位相を推定し、推定値θｓの正弦値ｓｉｎθｓを求める。

図１２（ａ）〜（ｃ）は、電源電圧位相演算部２０４の動作例を示す図である。横軸のｔは時刻を表す。図１２（ａ）は電源電圧Ｖｓの波形を示し、図１２（ｂ）は電源電圧位相推定値θｓの波形を示し、図１２（ｃ）は、位相推定値θｓの正弦値ｓｉｎθｓの波形を示している。但し、図１２（ａ）〜（ｃ）は、制御による遅延又は検出処理による遅延がないものとした波形を示している。

図１２（ａ）及び（ｂ）に示すように、電源電圧Ｖｓが負極性から正極性に切替わる点において、電源電圧位相推定値θｓは３６０°となる。電源電圧位相演算部２０４は、電源電圧Ｖｓが負極性から正極性に切替わるタイミングを検出し、この切替わりのタイミングで電源電圧位相推定値θｓをリセット、すなわち零に戻す。

なお、制御装置１００がマイコンで構成されていて、電源電圧位相推定値θｓのリセットのためにマイコンの割込み機能が用いられる場合には、電源電圧Ｖｓのゼロクロスを検出する回路を、直流電源制御部１２０（図１１）内に追加する場合がある。何れの場合も、電源電圧Ｖｓの位相が検出可能であれば、どのような手法を用いてもよい。

電源電流指令値演算部２０６は、電源電流瞬時値指令値Ｉｓ^＊を演算する。電源電流瞬時値指令値Ｉｓ^＊は、母線電圧制御部２０２が出力する電源電流実効値指令値Ｉｓ＿ｒｍｓ^＊と、電源電圧位相演算部２０４が出力する位相推定値θｓの正弦値ｓｉｎθｓとにより求めることができる。

即ち、Ｉｓ^＊は、
Ｉｓ^＊＝√２×Ｉｓ＿ｒｍｓ^＊×ｓｉｎθｓ （３）
によって求めることができる。

減算部２０７は、電源電流瞬時値指令値Ｉｓ^＊に対する電源電流Ｉｓの偏差を求める。
電源電流制御部２０８は、減算部２０７で求められた偏差に対して比例積分演算を行うことで、該偏差を小さくするためのオンデューティＤＴａを求める。
オンデューティＤＴａは、ＰＷＭ信号Ｘａを生成する際に参照される。

なお、電源電流制御部２０８における演算として、比例積分演算の代わりに、比例演算又は比例微分積分演算を行っても良い。

オンデューティ演算部２１０は、電源電圧Ｖｓと、母線電圧Ｖｄｃと、オンデューティＤＴａとを基に、オンデューティＤＴｂを演算する。
オンデューティＤＴｂは、ＰＷＭ信号Ｘｂを生成する際に参照される。

キャリア生成部２１２は、第１のキャリア波ＣＷａ、第２のキャリア波ＣＷｂ、第３のキャリア波ＣＷｃ及び第４のキャリア波ＣＷｄを生成する。これらのキャリア波ＣＷａ、ＣＷｂ、ＣＷｃ、ＣＷｄは例えば三角波である。
第１のキャリア波ＣＷａと、第２のキャリア波ＣＷｂとは、相互間に１８０°の位相差を有する。第３のキャリア波ＣＷｃと、第４のキャリア波ＣＷｄとは、相互間に１８０°の位相差を有する。

ＰＷＭ信号生成部２１４は、オンデューティＤＴａと、第１のキャリア波ＣＷａとを比較することで、ＰＷＭ信号Ｘａを生成する。
ＰＷＭ信号生成部２１４はまた、オンデューティＤＴｂと、第２のキャリア波ＣＷｂとを比較することで、ＰＷＭ信号Ｘｂを生成する。

ＰＷＭ信号生成部２１４はさらに、電源電圧Ｖｓと、第３のキャリア波ＣＷｃとを比較することで、ＰＷＭ信号Ｙａを生成する。
ＰＷＭ信号生成部２１４はさらに、電源電圧Ｖｓと、第４のキャリア波ＣＷｄとを比較することで、ＰＷＭ信号Ｙｂを生成する。

制御装置１００は、上記のように、直流電源回路２０の制御のみならず、インバータ４０の動作の制御、及び結線切替装置６０による結線の切替えの制御を行なう。
インバータ４０の制御のため、制御装置１００のインバータ制御部１６０は、ＰＷＭ信号Ｓｍ１〜Ｓｍ６を生成して、インバータ４０に供給する。

インバータ４０は、上記のようにインバータ主回路４１０のほかに、駆動回路４５０を備えており、該駆動回路４５０がＰＷＭ信号Ｓｍ１〜Ｓｍ６に基づいて駆動信号Ｓｒ１〜Ｓｒ６を生成して、駆動信号Ｓｒ１〜Ｓｒ６によりスイッチング素子４１１〜４１６のオン、オフを制御し、これにより、周波数可変で電圧値可変の３相交流電圧が電動機７に印加されるようにする。

インバータ制御部１６０は、図１３に示すように、電流復元部１６１と、３相２相変換部１６２と、γ軸電流指令値演算部１６３と、電圧指令値演算部１６５と、２相３相変換部１６６と、ＰＷＭ信号生成部１６７と、電気角位相演算部１６８とを有する。

電流復元部１６１は母線電流検出器５４で検出された電流値Ｉｄｃに基づいて電動機７に流れる相電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗを復元する。電流復元部１６１は、母線電流検出器５４で検出される直流電流Ｉｄｃを、ＰＷＭ信号生成部１６７からのＰＷＭ信号に対応する交流電圧に同期したタイミングでサンプリングすることで、相電流を復元する。

３相２相変換部１６２は電流復元部１６１により復元された電流値ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗを、後述の電気角位相演算部１６８で生成される電気角位相θを用いてγ軸電流（励磁電流成分）ｉ_γ及びδ軸電流（トルク電流成分）ｉ_δで表わされるγ−δ軸の電流値に変換する。

γ軸電流指令値演算部１６３は、δ軸電流ｉ_δを基にして、電動機７を駆動するために最も効率が良くなる最適なγ軸電流指令値ｉ_γ ^＊を求める。
なお、図１３においてはδ軸電流ｉ_δを基にしてγ軸電流指令値ｉ_γ ^＊を求めているが、γ軸電流ｉ_γ、周波数指令値ω^＊を基にしてγ軸電流指令値ｉ_γ ^＊を求めても同様の効果を得ることができる。

γ軸電流指令値演算部１６３では、δ軸電流ｉ_δ（又は、γ軸電流ｉ_γ、周波数指令値ω^＊に基づいて、出力トルクが所定値以上（あるいは最大）、すなわち電流値が所定値以下（あるいは最小）となる電流位相角βｍ（図示せず）となるようなγ軸電流指令値ｉ_γ ^＊を出力する。

電圧指令値演算部１６５は、３相２相変換部１６２より得られるγ軸電流ｉ_γ及びδ軸電流ｉ_δと、運転指令部１１０から出力される周波数指令値ω^＊と、γ軸電流指令値演算部１６３より得られるγ軸電流指令値ｉ_γ ^＊とを入力とし、電圧指令値Ｖ_γ ^＊、Ｖ_δ ^＊を出力する。

電圧指令値演算部１６５は例えば図１４に示すように、周波数推定部１６５１と、減算部１６５２と、周波数制御部１６５３と、選択部１６５４、１６５５と、減算部１６５６、１６５７と、δ軸電流制御部１６５８と、γ軸電流制御部１６５９とを有する。

周波数推定部１６５１は、γ軸電流ｉ_γ及びδ軸電流ｉ_δと、電圧指令値Ｖ_γ ^＊、Ｖ_δ ^＊とに基づいて電動機７の周波数を推定して、周波数推定値ωｅｓｔを生成する。

減算部１６５２は、周波数推定部１６５１により生成された周波数推定値ωｅｓｔの、周波数指令値ω^＊に対する差分（ω^＊−ωｅｓｔ）を求める。

周波数制御部１６５３は、減算部１６５２で求められた差分に対して比例積分（ＰＩ）演算を行って、該差分を小さくするδ軸電流指令値ｉ_δ ^＊を求める。このようにしてδ軸電流指令値ｉ_δ ^＊を生成することで、周波数推定値ωｅｓｔを周波数指令値ω^＊に一致させるための制御が行われる。

選択部１６５４は、ゼロ選択信号Ｓｚに応じて、δ軸電流指令値ｉ_δ ^＊と値０とのいずれかを選択して出力する。例えば、ゼロ選択信号Ｓｚが第１の値（例えばＬｏｗ）のとき、選択部１６５４はｉ_δ ^＊を選択し、ゼロ選択信号Ｓｚが第２の値（例えばＨｉｇｈ）のとき、選択部１６５４は０を選択する。選択部１６５４の出力を選択されたδ軸電流指令値と呼び、符号ｉ_δ ^＊＊で表す。

選択部１６５５は、ゼロ選択信号Ｓｚに応じて、γ軸電流指令値ｉ_γ ^＊と値０とのいずれかを選択して出力する。例えば、ゼロ選択信号Ｓｚが第１の値（例えばＬｏｗ）のとき、選択部１６５５はｉ_γ ^＊を選択し、ゼロ選択信号Ｓｚが第２の値（例えばＨｉｇｈ）のとき、選択部１６５５は０を選択する。選択部１６５５の出力を選択されたγ軸電流指令値と呼び、符号ｉ_γ ^＊＊で表す。

減算部１６５６は、選択部１６５４の出力（選択されたδ軸電流指令値）ｉ_δ ^＊＊に対するｉ_δの差分（ｉ_δ ^＊＊−ｉ_δ）を求める。

δ軸電流制御部１６５８は、減算部１６５６で求められた差分に対して比例積分（ＰＩ）演算を行って、該差分を小さくするδ軸電圧指令値Ｖ_δ ^＊を生成する。このようにしてδ軸電圧指令値Ｖ_δ ^＊を生成することで、ｉ_δをｉ_δ ^＊＊に一致させるための制御が行われる。
即ち、ｉ_δ ^＊＊としてｉ_δ ^＊が選択されているときは、ｉ_δをｉ_δ ^＊に一致させるための制御が行われ、ｉ_δ ^＊＊として０が選択されているときは、ｉ_δを０に一致させるための制御が行われる。

減算部１６５７は、選択部１６５５の出力（選択されたγ軸電流指令値）ｉ_γ ^＊＊に対するｉ_γの差分（ｉ_γ ^＊＊−ｉ_γ）を求める。

γ軸電流制御部１６５９は、減算部１６５７で求められた差分に対して比例積分（ＰＩ）演算を行って、該差分を小さくするためのγ軸電圧指令値Ｖ_γ ^＊を生成する。このようにしてγ軸電圧指令値Ｖ_γ ^＊を生成することで、ｉ_γをｉ_γ ^＊＊に一致させるための制御が行われる。
即ち、ｉ_γ ^＊＊としてｉ_γ ^＊が選択されているときは、ｉ_γをｉ_γ ^＊に一致させるための制御が行われ、ｉ_γ ^＊＊として０が選択されているときは、ｉ_γを０に一致させるための制御が行われる。

δ軸電流ｉ_δ及びγ軸電流ｉ_γを０に一致させるための制御を以下では「ゼロ電流制御」と言う。

２相３相変換部１６６は電圧指令値演算部１６５により得られたγ軸電圧指令値Ｖ_γ ^＊、及びδ軸電圧指令値Ｖ_δ ^＊（２相座標系の電圧指令値）を電気角位相演算部１６８により得られた電気角位相θを用いて３相座標系の出力電圧指令値（３相電圧指令値）Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊に変換して出力する。

ＰＷＭ信号生成部１６７は、母線電圧検出器５３で検出された母線電圧Ｖｄｃと、２相３相変換部１６６から出力される３相電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊をもとにＰＷＭ信号Ｓｍ１〜Ｓｍ６を生成して出力する。

駆動回路４５０は、ＰＷＭ信号Ｓｍ１〜Ｓｍ６を基に駆動信号Ｓｒ１〜Ｓｒ６を生成する。

以下、電動機の運転中に結線切替装置６０を動作させる際の電動機駆動装置２の動作について説明する。
最初に、従来技術の問題点、即ち、本実施の形態の特徴を備えない電動機駆動装置における動作について、図２を用いて説明する。

電動機が運転中、即ち、結線切替装置６０を構成する切替器６１、６２、６３に電流が流れている状態で、励磁コイル６１１、６２１、６３１（図６）に流れる電流を操作した場合（オフからオンに、又はオンからオフに切替えた場合）、共通接点６１ｃ、６２ｃ、６３ｃは常閉接点６１ｂ、６２ｂ、６３ｂに、又は常開接点６１ａ、６２ａ、６３ａに接続が切替わる。切替わりが起きるときに、インバータ４０から電動機７への給電が続いているとすると、切替器６１〜６３の接点間にアーク放電が発生し、これにより接点溶着等の故障が発生する可能性がある。

このような故障を避けるため、結線切替装置６０を動作させる前にインバータ４０から電動機７への給電を停止し、電動機７の回転速度Ｎｍがゼロの状態とすることが考えられる。そうすれば、切替器６１〜６３の接点間にアーク放電が発生することなく切替を行うことが可能となる。

しかしながら、電動機７の回転速度Ｎｍをゼロにしてしまうと、再始動に必要なトルクが増加し、起動時の電流が増加したり、再始動ができなくなる恐れがある。
例えば電動機７が圧縮機９０４を駆動するものである場合には、回転速度Ｎｍをゼロにした直後は、冷媒の状態が安定しておらず、そのため、再始動に必要なトルクが増加する。
電動機７の回転速度Ｎｍをゼロにしてから、十分に冷媒の状態が安定するのに必要な時間が経過した後に、再始動を行うことも考えられる。その場合、圧縮機９０４により冷媒を加圧することができなくなり、冷房能力或いは暖房能力の低下により、室温の所望温度からの乖離が大きくなってしまう恐れがある。

結線切替装置６０に流れる電流をゼロとなるよう制御し、その状態で結線切替装置６０に切替動作を行わせれば、切替の際に切替器６１〜６３の接点間にアーク放電が発生するのを防ぐことができる。
このようにすれば、切替えのために、電動機７の回転速度Ｎｍをゼロする必要がなくなる。

結線切替装置６０に流れる電流をゼロとなるようにするには、電動機７に流れる電流をゼロとなるようにすればよい。
電動機７に流れる電流をゼロにするには、図１４に示される選択部１６５４、１６５５において、ｉ_δ ^＊、ｉ_γ ^＊の代わりに値０を選択して、選択された指令値ｉ_δ ^＊＊、ｉ_γ ^＊＊として電流制御部１６５８、１６５９に供給すれば良い。
そのようにする結果、電流制御部１６５８は、ｉ_δを０に一致させるための制御を行ない、電流制御部１６５９は、ｉ_γを０に一致させるための制御を行なう。

上記のゼロ電流制御をする場合、以下の点に留意する必要がある。
結線を切替える際はゼロ電流制御をある程度の時間継続する必要がある。ゼロ電流制御の期間は出力トルクがゼロであり、負荷トルクによって、回転速度が低下する。
ゼロ電流制御の期間が長い程、また負荷トルクが大きいほど速度の低下幅が大きい。
低速でゼロ電流制御を開始した場合、回転速度がゼロ近傍まで落ちて脱調する可能性がある。

そこで電動機の回転速度を上昇させ、その状態でゼロ電流制御を行うことにより、回転速度がゼロ近傍まで落ちることを防ぐことが考えられる。

しかし、高速になればなるほど電動機の逆起電力が大きくなり、逆起電力以上の電圧をインバータ４０から出力する必要がある。インバータ４０の変調率が１を超えると図１６に示すように、出力電圧が飽和する領域に入る。この領域は、電圧飽和領域或いは過変調領域と呼ばれる。

出力電圧が飽和する領域では、見かけ上誘起電圧を減少させるために負のｄ軸電流を流す弱め磁束制御を行う必要がある。しかるに、電圧飽和領域でゼロ電流制御を行うと、負のｄ軸電流を流すことが出来なくなり、電動機の逆起電力の方がインバータの最大の出力電圧よりも大きくなって脱調してしまうことがある。

そこで、本実施の形態では、直流電源回路２０により母線電圧をより高くし、それによりインバータがより高い電圧を出力できる状態にし、その状態でゼロ電流制御を行って結線を切替え、切替えが終了したら母線電圧を元に戻すこととする。こうすることで高速領域での切替えが可能となる。

図１５（ａ）〜（ｅ）は結線切替を行う際の制御シーケンスの一例を示す。図１５（ａ）〜（ｅ）は、Ｙ結線からΔ結線への切替を想定している。
図１５（ａ）は、結線切替装置６０に流れる電流を示す。図１５（ｂ）は、ゼロ選択信号Ｓｚを示す。図１５（ｃ）は、結線選択信号Ｓｃを示す。図１５（ｄ）は、母線電圧指令値Ｖｄｃ^＊を示す。図１５（ｅ）は、周波数指令値ω^＊を示す。

図１５（ａ）〜（ｅ）に示すように、結線を切替える前に母線電圧指令値Ｖｄｃ^＊及び周波数指令値ω^＊を一時的に大きくし、大きくしている間にゼロ電流制御を行ない、ゼロ電流制御を行なっている間に結線の切替を行う。
以下、より詳しく説明する。

切替え処理の開始前に母線電圧指令値Ｖｄｃ^＊がある値（第１の電圧値）Ｖｄｃ^＊（０）であり、周波数指令値ω^＊がある値（第１の周波数値）ω^＊（０）である状態で電動機７が駆動されていたとする。

切替え処理の開始後、時刻ｔａ１から時刻ｔａ２にかけて、母線電圧指令値Ｖｄｃ^＊を上記の第１の電圧値Ｖｄｃ^＊（０）よりも大きい値（第２の電圧値）Ｖｄｃ^＊（１）にし（図１５（ｄ））、これによって、直流電源回路２０に母線電圧Ｖｄｃを上昇させる。
時刻ｔａ２において、上昇が完了したら時刻ｔｂ１から時刻ｔｂ２にかけて周波数指令値を上記の第１の周波数値ω^＊（０）よりも大きい値（第２の周波数値）ω^＊（１）にし（図１５（ｅ））、これによって周波数ωを上昇させる。

その後、時刻ｔｃから時刻ｔｅまでの期間、ゼロ選択信号Ｓｚの値をＨｉｇｈにすることで（図１５（ｂ））、電流指令値としてゼロを選択し、ゼロ電流制御を行い（図１５（ａ））、ゼロ電流制御中に時刻ｔｄに結線選択信号Ｓｃの値をＬｏｗからＨｉｇｈに変化させることで（図１５（ｃ））、結線切替装置６０を切替える。

結線切替装置６０の切替えが完了したら、時刻ｔｆ１から時刻ｔｆ２にかけて周波数指令値ω^＊を元の値（第１の周波数値）ω^＊（０）に戻し（図１５（ｅ））、回転速度が下がったら、時刻ｔｇ１から時刻ｔｇ２にかけて母線電圧指令値Ｖｄｃ^＊を元の値（第１の電圧値）Ｖｄｃ^＊（０）に戻す（図１５（ｄ））。

以上母線電圧指令値Ｖｄｃ^＊に対する母線電圧Ｖｄｃの遅れがなく、周波数指令値ω^＊に対する周波数ωの遅れがないものとしているが、遅れがある場合には、母線電圧Ｖｄ及び周波数ωがより大きい値である間に結線切替装置６０の切替えを行うこととすれば良い。

図１５（ａ）〜（ｅ）では、Ｙ結線からΔ結線への切替えを想定しているが、Δ結線からＹ結線への切替えも同様に行い得る。但し、Δ結線からＹ結線への切替えの場合には、図１５（ｃ）の結線選択信号ＳｃがＬｏｗからＨｉｇｈではなく、ＨｉｇｈからＬｏｗに切替わる。

なお、上記のシーケンス以外のシーケンスでも問題ないが、高速でゼロ電流制御を行うには、回転速度をあげても母線電圧を上げることで非電圧飽和領域で電動機を駆動する必要がある。

次に、上記したゼロ電流制御時の直流電源回路２０に対する母線電圧指令値Ｖｄｃ^＊の設定値について説明する。
永久磁石同期電動機のｄｑ座標軸の電圧方程式は下記の式（４）、（５）の如くである。
Ｖｄ＝（Ｒａ＋Ｌｄ・ｐ）ｉｄ−ω・Ｌｑ・ｉｑ （４）
Ｖｑ＝（Ｒａ＋Ｌｑ・ｐ）ｉｑ＋ω・Ｌｄ・ｉｄ＋ω・Φａ （５）

式（４）、（５）において、
Ｖｄ，Ｖｑは電機子電圧のｄｑ軸成分を表し、
ｉｄ，ｉｑは電機子電流のｄｑ軸成分を表し、
Ｌｄ，Ｌｑはｄｑ軸のインダクタンスを表し、
Ｒａは電機子巻線抵抗を表し、
Φａは永久磁石の電機子鎖交磁束を表し、
ｐは微分演算子を表す。

上記の式（４）、（５）において上記のゼロ電流制御よりｉｄ＝ｉｑ＝０とし、またゼロ電流制御の継続により、ｐ・ｉｄ＝ｐ・ｉｑ＝０であるとすると、
Ｖｑ＝ω・Φａ （６）
となる。そのため、ゼロ電流制御を行う場合、母線電圧Ｖｄｃは切替時の回転速度がωの場合、式（７）のように昇圧する必要がある。
Ｖｄｃ≧√２・ω・Φａ （７）

電機子鎖交磁束Φａの値は結線によって変化するが、結線切替の前の値と後の値のうちの大きい方を用いる必要がある。例えばＹ結線の場合のΦａの値は、Δ結線の場合のΦａの√３倍であるため、Δ結線とＹ結線の一方から他方へ切替える場合、Ｙ結線の場合のΦａの値を用いる。
例えばΔ結線からＹ結線に切替える場合、ΦａとしてΔ結線の場合の値を用いて式（７）に従って母線電圧を設定した場合、Ｙ結線に切り替わった直後に電圧飽和領域に入り、ゼロ電流制御を行うことが出来ない場合もあるからである。

以上の動作により、電動機７つまり切替器６１、６２、６３に流れる電流を図１５（ａ）に示すようにゼロにする電流制御が可能となる。よって、切替器６１、６２、６３に電流が流れていない状態で切替えを行なうことが可能となり、切替えの際に接点間にアーク放電を生じさせることが無い。このため、メカリレーを用いた際に接点溶着を防止し、信頼性の高い電動機の駆動装置を実現できる。

また、切替えの際電流が大きく変化することがないので、切替えによる電動機７の回転速度の急変を抑制することが可能となり、騒音及び振動を抑制しながら結線を切替えることが可能となる。
従って、信頼性の高い電動機駆動装置を得ることができる。

また、特許文献１で必要とされる予備負荷が不要であるので、大電流が流れる条件下でも、機器の大型化を避けることができる。

上記の実施の形態では、電動機７及び結線切替装置６０に流れる電流をゼロとしているが、ゼロでなくても予め定められた閾値以下であれば良い。この閾値は、結線の切替えの際に結線切替装置６０の切替器６１、６２、６３にアーク放電が発生しない範囲、或いは発生しても問題とならない範囲の最大値、或いはその最大値に対して若干の余裕分だけ小さい値に定められれば良い。

要するに、電動機駆動装置による結線の切替えは以下のように行われれば良い。
即ち、結線切替装置６０により第１の結線が選択され、直流電源回路２０の出力電圧が第１の電圧値であり、電動機７の回転速度が第１の速度値である第１の状態から、直流電源回路２０の出力電圧が上記の第１の電圧値よりも高く、電動機７の回転速度が上記の第１の速度値よりも高く、電動機７に流れる電流が予め定められた閾値以下である第２の状態に移行し、当該第２の状態において、結線切替装置６０が、上記の第１の結線が選択されている状態から第２の結線が選択されている状態への切替えを行うこととすれば良い。

上記の電動機７の電流を予め定められた閾値以下の状態は、例えば、電動機７の電流をゼロとした状態である。

上記の「高くした出力電圧」は、電動機７の回転速度に応じた値であるのが望ましい。即ち、直流電源回路２０の出力電圧を、切替えを行うときの電動機７の回転速度に応じた値にした状態で、上記の切替えを行うのが望ましい。

電動機７が永久磁石電動機である場合、上記の「高くした出力電圧」は上記の式（７）を満たすものであるのが望ましい。即ち、直流電源回路２０の出力電圧を、上記の式（７）を満たす値にした状態で、切替えを行うのが望ましい。

以上、直流電源回路２０のＰＷＭコンバータ２３が、交流電圧を整流する機能と、昇圧する機能とを有し、これらの機能を常時働かせるものとして説明した。しかしながら、昇圧機能を、通常は働かせず、結線切替装置６０の切替えを行うときには働かせることとしても良い。この場合、例えば、昇圧機能を働かせない状態で直流電源回路２０から出力される電圧の値を、直流電源回路２０の出力電圧の上記の第１の電圧値として用い、昇圧機能を働かせた状態で直流電源回路２０から出力される電圧の値を、直流電源回路２０の出力電圧の上記の「高くした出力電圧」として用いれば良い。

このようにすれば、通常時はＰＷＭコンバータ２３のスイッチング素子３３１〜３３４が動作しないので、スイッチング素子３３１〜３３４によるスイッチング損失をなくすことができる。

上記の切替えの後で、直流電源回路２０の出力電圧を上記の第１の電圧値に戻し、電動機７の回転速度を上記第１の速度値に戻すのが望ましい。

なお、上記の例では、インバータ４０の入力側の直流電流Ｉｄｃから相電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗを復元する構成としているが、インバータ４０の出力線４３１、４３２、４３３に電流検知器を設け、該検知器で相電流を検出するような構成としても良く、そうする場合には、上記検知器で検出された電流を、電流復元部１６１で復元された電流の代わりに用いれば良い。

ＰＷＭコンバータ２３のスイッチング素子３３１〜３３４及びインバータ主回路４１０のスイッチング素子４１１〜４１６を構成する材料については、ケイ素（Ｓｉ）だけでなく、ワイドバンドギャップ半導体である炭化ケイ素（ＳｉＣ）、窒化ガリウム（ＧａＮ）、ダイヤモンド等を用いたもので構成することにより、損失をより少なくすることが可能となる。

また、スイッチング素子３３１〜３３４及びスイッチング素子４１１〜４１６は、ＭＯＳＦＥＴの代わりにＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）で構成されていても良い。

スイッチング素子３３１〜３３４及びスイッチング素子４１１〜４１６を構成する材料については、ケイ素（Ｓｉ）だけでなく、ワイドバンドギャップ半導体である炭化ケイ素（ＳｉＣ）、窒化ガリウム（ＧａＮ）、ダイヤモンド等を用いたもので構成することにより、損失をより少なくすることが可能となる。

実施の形態２．
上記の実施の形態１では、整流機能及び昇圧機能を有するＰＷＭコンバータ２３を備えた直流電源回路２０を用いているが、直流電源回路として、整流のための回路と昇圧のための回路とが別々に構成された構成のものを用いても良い。

図１７は、そのような直流電源回路２０ｂの一例を示す。
図示の直流電源回路２０ｂは、整流回路２６と、昇圧チョッパ回路２７と、コンデンサ２５とを有する。
整流回路２６は、ダイオード２６１、２６２、２６３、２６４をブリッジ型に接続した全波整流回路である。
整流回路２６の交流端子２６ａ、２６ｂは、交流電源１に接続されている。

昇圧チョッパ回路２７は、リアクタ２７１と、ダイオード２７２と、スイッチング素子２７３とを有する。
リアクタ２７１はその一方の端部が整流回路２６の正側直流端子２６ｃに接続されている。ダイオード２７２は、そのアノードがリアクタ２７１の他方の端部に接続されており、そのカソードが、コンデンサ２５の正側の電極２５ａに、従って正側の直流母線１２ａに接続されている。

スイッチング素子２７３は例えばＭＯＳＦＥＴで構成されている。
スイッチング素子２７３はその正極主端子（ドレイン）がリアクタ２７１の第２の端部に接続されており、その負極主端子（ソース）が整流回路２６の負側直流端子２６ｄに接続されている。

整流回路２６の負側直流端子２６ｄは、コンデンサ２５の負側の電極に、従って負側の直流母線１２ｂに接続されている。
スイッチング素子２７３の制御端子（ゲート）にはＰＷＭ信号Ｚａが供給されており、スイッチング素子２７３はＰＷＭ信号ＺａによりＰＷＭ制御される。

図１８は、図１７の昇圧チョッパ回路２７のスイッチング素子２７３に供給されるＰＷＭ信号を生成する直流電源制御部１２０ｂの構成例を示す。
図１８のうち、図１１と同じ符号は同一又は同様の構成要素を示す。
即ち、図１８の減算部２０１、母線電圧制御部２０２、電源電流指令値演算部２０６、減算部２０７、電源電流制御部２０８、及び電源電圧位相演算部２０４は、図１１の同じ符号の構成要素と同一又は同様である。

図１８のキャリア生成部２１２は単一のキャリア波ＣＷｅを生成する。
このキャリア波ＣＷｅは三角波である。

図１８のＰＷＭ信号生成部２１４ｂは、電源電流制御部２０８で生成されるオンデューティＤＴａと、キャリア波ＣＷｅとを比較することで、ＰＷＭ信号Ｚａを生成する。
ＰＷＭ信号Ｚａのオンデューティが大きいほど、昇圧チョッパ回路２７の出力電圧が高くなる。

なお、ＰＷＭ信号Ｚａをそのままスイッチング素子２７３の制御に用いてる代わりに、図示しない駆動回路によりＰＷＭ信号Ｚａに対応する駆動信号を生成し、該駆動信号でスイッチング素子２７３の制御を行なっても良い。

実施の形態１で述べたのと同様に、昇圧チョッパ回路２７の昇圧機能を常時働かせることとしても良く、通常は働かせず、結線切替装置６０の切替えを行うときには働かせることとしても良い。この場合、例えば、昇圧機能を働かせない状態で直流電源回路２０ｂから出力される電圧の値を、直流電源回路２０ｂの出力電圧の上記の第１の電圧値として用い、昇圧機能を働かせた状態で直流電源回路２０ｂから出力される電圧の値を、直流電源回路２０ｂの出力電圧の上記の「高くした出力電圧」として用いれば良い。

このようにすれば、通常時は昇圧チョッパ回路２７のスイッチング素子２７３が動作しないので、スイッチング素子２７３によるスイッチング損失をなくすことができる。

実施の形態３．
図５の構成では結線切替装置６０の切替器（６１、６２、６３）の各々として、切替スイッチを用いている。代わりに、常閉スイッチと常開スイッチとの組み合わせで各切替器を構成してもよい。その場合の結線切替装置の構成例を図１９に示す。

図１９の構成では、切替器６１の切替スイッチの代わりに常閉スイッチ６１５と常開スイッチ６１６との組合せが用いられ、切替器６２の切替スイッチの代わりに常閉スイッチ６２５と常開スイッチ６２６との組合せが用いられ、切替器６３の切替スイッチの代わりに常閉スイッチ６３５と常開スイッチ６３６との組合せが用いられている。

図示のように、常閉スイッチ６１５、６２５、６３５が閉じ（オンしており）、常開スイッチ６１６、６２６、６３６が開いた（オフしている）状態では、電動機はＹ結線されており、図示とは逆に、常閉スイッチ６１５、６２５、６３５が開き、常開スイッチ６１６、６２６、６３６が閉じた状態では、電動機はΔ結線されている。

図１９に示すように、各切替器を常閉スイッチと常開スイッチとの組合せで構成する場合にも、各スイッチとして、電磁接触器を用いることができる。電磁接触器は、オン時の導通損失が小さいので好適である。

図１９に示すように、各切替器を常閉スイッチと常開スイッチとの組合せで構成する場合、各スイッチとして、炭化ケイ素（ＳｉＣ）、窒化ガリウム（ＧａＮ）、酸化ガリウム（Ｇａ_２Ｏ_３）、ダイヤモンド等で構成されるワイドバンドギャップ半導体（ＷＢＧ半導体）で構成された半導体スイッチを用いてもよい。これらは、オン抵抗が小さく、低損失で素子発熱も少ない。これらはまた、切替え動作を速やかに行うことができる。

このように半導体スイッチを用いる場合にも、切替え動作を高速に動作させることが可能であるが、各半導体で数μｓ程度の動作ばらつきが生じる。そのため、電動機７の巻線抵抗Ｒと巻線インダクタンスＬに基づく時定数Ｌ／Ｒが非常に小さい場合には、急激な電流変化が生じて電動機７の回転速度の急激な変化が発生し騒音或いは振動が発生する恐れがあるだけでなく、半導体が発熱し熱破壊する恐れがある。

そのため、半導体で構成された結線切替装置６０において、ゼロ電流制御を採用することで大きな電流変化を伴うことなく切替えを行うことが可能となる。このため、切替えによる電動機７の回転速度の急激な変化を抑制すること及び、騒音及び振動を抑制しながら結線を切替えることが可能となるだけでなく、半導体の発熱の抑制による破壊を防止できるという効果が得られる。

実施の形態４．
実施の形態１〜３では、電動機が固定子巻線をＹ結線又はΔ結線に切替え得るものである場合を想定している。
電動機は、結線の切替えが他の方法で行われるものであっても良い。
例えば電動機は各相の巻線として２以上の巻線部分から成るものを用い、並列結線及び直列結線のいずれかに切替え得るものであっても良い。
この場合、各相の巻線を構成する２以上の巻線部分の各々の両端部を、電動機７の外部に接続可能として、結線切替装置６０で結線を切替える。

図２０は、Ｙ結線された電動機において各相の巻線を２つの巻線部分で構成し、該巻線部分の各々の両端部を、電動機７の外部に接続可能として、結線切替装置６０で結線を切替える構成を示す。

具体的には、Ｕ相の巻線７１が２つの巻線部分７１１、７１２で構成され、Ｖ相の巻線７２が２つの巻線部分７２１、７２２で構成され、Ｗ相の巻線７３が２つの巻線部分７３１、７３２で構成されている。
巻線部分７１１、７２１、７３１の第１の端部は、外部端子７１ｃ、７２ｃ、７３ｃを介してインバータ４０の出力線４３１、４３２、４３３に接続されている。
巻線部分７１１、７２１、７３１の第２の端部は、外部端子７１ｇ、７２ｇ、７３ｇを介して切替スイッチ６１７、６２７、６２７の共通接点に接続されている。

巻線部分７１２、７２２、７３２の第１の端部は、外部端子７１ｈ、７２ｈ、７３ｈを介して切替スイッチ６１８、６２８、６３８の共通接点に接続されている。
巻線部分７１２、７２２、７３２の第２の端部は、外部端子７１ｄ、７２ｄ、７３ｄを介して中性点ノード６４に接続されている。

切替スイッチ６１７、６２７、６３７の常閉接点は、切替スイッチ６１８、６２８、６３８の常閉接点に接続されている。
切替スイッチ６１７、６２７、６３７の常開接点は、中性点ノード６４に接続されている。

切替スイッチ６１８、６２８、６３８の常開接点は、インバータ４０の出力線４３１、４３２、４３３に接続されている。
切替スイッチ６１７、６２７、６３７、６１８、６２８、６３８により、結線切替装置６０が構成されている。

このような結線切替装置が使用されている場合にも、実施の形態１〜３で示したのと同様に、結線切替装置６０の保護を行うことができる。

図２０に示される構成の場合、切替スイッチ６１７、６２７、６３７、６１８、６２８、６３８が図示のように常閉接点側に切替えられた状態では、電動機は、直列結線の状態となり、切替スイッチ６１７、６２７、６３７、６１８、６２８、６３８が図示とは逆の常開接点側に切替えられた状態では、電動機は並列結線の状態となる。

なお、実施の形態４でも実施の形態３で述べたように、切替スイッチの代わりに常閉スイッチと、常開スイッチとの組合せを用いることができる。

以上、電動機が、Ｙ結線されたものであり、直列結線と並列結線との切替えを行うものである場合について説明したが、電動機は、Δ結線されたものであって、直列結線と並列結線との切替えを行うものであっても良い。

以上、Ｙ結線又はΔ結線の各相の巻線を直列又は並列に切替える構成について説明したが、Ｙ結線又はΔ結線の状態で巻線に中間タップを設けて巻線の一部をスイッチング手段で短絡することで駆動に必要な電圧を変更する構成であっても良い。
要するに、電動機が、巻線の結線が切替え可能なものであれば良い。

なお、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の構成の一例であり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、一部を省略する等、変更して構成することも可能であることは言うまでもない。

以上のように、本発明は、電動機の巻線を切替えて使用するような、電動機駆動装置、及びそれを備えた冷凍サイクル適用機器に適している。
冷凍サイクル適用機器の一例として空気調和機を挙げたが、本発明はこれに限定されず、例えば冷蔵庫、冷凍庫、ヒートポンプ給湯器などにも適用できる。

１ 交流電源、 ２ 電動機駆動装置、 ７ 電動機、 ２０、２０ｂ 直流電源回路、 ２１ リアクタ、 ２３ コンバータ、 ２５ 平滑コンデンサ、 ２６ 整流回路、 ２７ 昇圧チョッパー回路、 ４０ インバータ、 ５０ 制御電源生成回路、 ５１ 電源電圧検出器、 ５２ 電源電流検出器、 ５３ 母線電圧検出器、 ５４ 母線電流検出器、 ６０ 結線切替装置、 １００ 制御装置、 １１０ 運転指令部、 １２０、１２０ｂ 直流電源制御部、 １６０ インバータ制御部、 １６１ 電流復元部、 １６２ ２相３相変換部、 １６３ γ軸電流指令値演算部、 １６５ 電圧指令値演算部、 １６６ ２相３相変換部、 １６７ ＰＷＭ信号生成部、 ２０２ 母線電圧制御部、 ２０４ 電源電圧位相演算部、 ２０６ 電源電流指令値演算部、 ２０８ 電源電流制御部、 ２１０ オンデューティ演算部、 ２１２ キャリア生成部、 ２１４ ＰＷＭ信号生成部、 ９００ 冷凍サイクル、 ９０２ 四方弁、 ９０４ 圧縮機、 ９０６ 室内熱交換器、 ９０８ 膨張弁、 ９１０ 室外熱交換器。

ここで、電動機７としてＹ結線及びΔ結線のいずれかへの切替えが可能なものを用いることの利点について図７（ａ）及び（ｂ）を用いて以下説明する。
図７（ａ）はＹ結線としたときの固定子巻線の接続状態、図７（ｂ）はΔ結線としたときの固定子巻線の接続状態をそれぞれ概念的に示す。

γ軸電流指令値演算部１６３では、δ軸電流ｉ_δ（又は、γ軸電流ｉ_γ、周波数指令値ω^＊ ）に基づいて、出力トルクが所定値以上（あるいは最大）、すなわち電流値が所定値以下（あるいは最小）となる電流位相角βｍ（図示せず）となるようなγ軸電流指令値ｉ_γ ^＊を出力する。

結線切替装置６０に流れる電流をゼロとなるよう制御し、その状態で結線切替装置６０に切替動作を行わせれば、切替の際に切替器６１〜６３の接点間にアーク放電が発生するのを防ぐことができる。
このようにすれば、切替えのために、電動機７の回転速度Ｎｍをゼロにする必要がなくなる。

図１８のキャリア生成部２１２ｂは単一のキャリア波ＣＷｅを生成する。
このキャリア波ＣＷｅは三角波である。

Claims (13)

1. 直流母線に電圧値可変の直流電圧を印加する直流電源回路と、
   前記直流母線の直流電圧を受け、電動機に周波数及び電圧値が可変の交流電圧を印加するインバータと、
   前記電動機の巻線の結線を切替える結線切替装置とを有し、
   前記結線切替装置により第１の結線が選択され、前記直流電源回路の出力電圧が第１の電圧値であり、前記電動機の回転速度が第１の速度値である第１の状態から、
   前記直流電源回路の出力電圧が前記第１の電圧値よりも高く、前記電動機の回転速度が前記第１の速度値よりも高く、前記電動機に流れる電流が予め定められた閾値以下である第２の状態に移行し、
   当該第２の状態において、前記結線切替装置が、前記第１の結線が選択されている状態から第２の結線が選択されている状態への切替えを行う
   電動機駆動装置。
2. 前記電動機の電流をゼロとした状態で、前記結線切替装置の切替えを行う請求項１に記載の電動機駆動装置。
3. 前記直流電源回路の出力電圧を、前記切替えを行うときの前記電動機の回転速度に応じた値にした状態で、前記切替えを行う請求項１又は２に記載の電動機駆動装置。
4. 前記電動機が永久磁石電動機であり、
   前記切替えを行うときの前記直流電源回路の出力電圧をＶｄｃとし、
   前記切替えを行うときの前記電動機の回転速度をωとし、
   前記切替えを行うときの永久磁石の電機子鎖交磁束をΦａするとき、
   Ｖｄｃ≧√２・ω・Φａ
   が満たされる請求項１から３のいずれか１項に記載の電動機駆動装置。
5. 前記切替えを行うときの前記電機子鎖交磁束は、前記切替えの前の結線における電機子鎖交磁束及び前記切替えの後の結線における電機子鎖交磁束のうち、大きい方である請求項４に記載の電動機駆動装置。
6. 前記切替えの後で、前記直流電源回路の出力電圧を前記第１の電圧値に戻し、前記電動機の回転速度を前記第１の速度値に戻す
   請求項１から５のいずれか１項に記載の電動機駆動装置。
7. 前記直流電源回路が、交流電源からの交流電圧を整流する機能と、昇圧する機能とを有する請求項１から６のいずれか１項に記載の電動機駆動装置。
8. 前記直流電源回路の昇圧する機能を働かせない状態で前記直流電源回路から出力される電圧の値を、前記直流電源回路の出力電圧の前記第１の電圧値とする請求項７に記載の電動機駆動装置。
9. 前記直流電源回路が、昇圧された電圧を平滑化する平滑コンデンサをさらに有する請求項７又は８に記載の電動機駆動装置。
10. 前記結線切替装置が、励磁コイルと励磁コイルに流れる電流により駆動される接点とを備える電磁接触器を有する
    請求項１から９のいずれか１項に記載の電動機駆動装置。
11. 前記結線切替装置が、制御端子に入力される信号より制御される半導体スイッチを有する
    請求項１から９のいずれか１項に記載の電動機駆動装置。
12. 前記半導体スイッチは、ワイドバンドギャップ半導体で構成されている請求項１１に記載の電動機駆動装置。
13. 請求項１から１２のいずれか１項に記載の電動機駆動装置を備える冷凍サイクル適用機器。

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