JP2007527687A - ワンサイクル制御によって制御されるブリッジレスブースト式（ｂｌｂ）力率補正トポロジー - Google Patents

ワンサイクル制御によって制御されるブリッジレスブースト式（ｂｌｂ）力率補正トポロジー Download PDF

Info

Publication number
JP2007527687A
JP2007527687A JP2006534108A JP2006534108A JP2007527687A JP 2007527687 A JP2007527687 A JP 2007527687A JP 2006534108 A JP2006534108 A JP 2006534108A JP 2006534108 A JP2006534108 A JP 2006534108A JP 2007527687 A JP2007527687 A JP 2007527687A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
switch
boost converter
bridgeless pfc
pfc boost
diode
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
JP2006534108A
Other languages
English (en)
Inventor
ソルダノ・マルコ
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Infineon Technologies Americas Corp
Original Assignee
International Rectifier Corp USA
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by International Rectifier Corp USA filed Critical International Rectifier Corp USA
Publication of JP2007527687A publication Critical patent/JP2007527687A/ja
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0083—Converters characterised by their input or output configuration
    • H02M1/0085—Partially controlled bridges
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
    • H02M1/4225—Arrangements for improving power factor of AC input using a non-isolated boost converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/21—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/217—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M7/219—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a bridge configuration
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
    • H02M1/4216—Arrangements for improving power factor of AC input operating from a three-phase input voltage
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02P—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN THE PRODUCTION OR PROCESSING OF GOODS
    • Y02P80/00—Climate change mitigation technologies for sector-wide applications
    • Y02P80/10—Efficient use of energy, e.g. using compressed air or pressurized fluid as energy carrier

Abstract

【課題】ワンサイクル制御によって制御されるブリッジレスブースト（ＢＬＢ）力率補正トポロジー
【解決手段】ブリッジレスブーストトポロジーは、入力整流ブリッジに固有な損失を排除することによって、従来技術のＰＦＣシステムと比べて電力損失、コスト、および大きさを低減させる。コントローラによる入力線間電圧の検出は、不要である。ワンサイクル制御（シングルサイクル制御としても知られる）を使用すれば、ＡＣ線間電圧基準を得るための複雑な整流ネットワークを必要とせずに、力率補正機能を実現することが可能になる。双方向スイッチを使用すれば、突入電流（出力バルクコンデンサの充電を原因とするスタートアップ過電流）を制御することが可能にある。これは、過電流制限デバイスを排除すること、およびダイオードのサージ能力要求を低減させることを可能にする。ブーストインダクタをシステム入力に移動させれば、追加のフィルタリング機能が実現され、入力ＥＭＩフィルタを設けるためのコストが削減される。
【選択図】図９

Description

関連出願の説明
本開示内容は、２００３年１０月１日に出願された米国仮特許出願番号６０／５０７，９０１号に基づくもので、同出願の優先権を主張するものである。同出願は、引用によって本明細書に組み込まれる。
本発明は、ブリッジレスブースト式（ＢＬＢ）の力率補正（ＰＦＣ）トポロジーに関する。具体的に言うと、本発明は、ワンサイクル制御によって制御されること、および双方向スイッチを備えること、の少なくとも一方の特徴を有した回路に関する。
力率補正は、ＡＣ電源式システムにおける高周波放射を低減させる手段として、国際規格（ＥＮ６１０００−３−２）によって要求されている。
図１に示された最も良く知られた解決策は、適切な定格電圧を有する４つのダイオードで構成された入力整流ブリッジの下流側に、電圧ループおよび電流ループによって制御されるブーストスイッチングコンバータを組み合わせて使用する案である。ダイオードＤＶを経由する外側の電圧ループは、出力電圧をほぼ一定に維持する働きをする。ダイオードＤＬ（矢印で示される）を経由する内側の電流ループは、入力電流を整形して瞬間入力電圧を調整する。
概して、入力電圧は、電流用の基準信号を生成する目的で、コントローラＰＦＣ ＰＷＭによって検出される。電流も、制御回路によって検出される。したがって、入力電圧と入力電流とは、常に正比例することによって、システムの入力において所望の抵抗特性を生じる。
この既知の回路は、いくつかの欠点を有する。電流の経路は、３つのダイオード（入力ブリッジの二つと出力ブーストダイオードＤＬ）を順番に通ることによって、高い導通損失を生じる。これは、電流レベルが高い場合に、とりわけ顕著である。また、突入電流の制御（ＮＴＣデバイス＆リレー）も、性能に影響を及ぼす。力率補正および負荷調整の両方を実現可能であるためには、ＰＦＣ ＰＷＭコントローラは、一般に、出力電圧および瞬間インダクタ電流はもちろん、整流された入力線間電圧も検出する必要がある。更に、この回路は、一方には入力ブリッジを、もう一方にはブーストインダクタＬを有するので、冗長な整流機能を呈する。
図７は、米国特許第４，４１２，２７７号に開示された従来技術によるＰＦＣトポロジー（回路構成）である。該特許は、引用によって本明細書に組み込まれる。このＰＦＣトポロジーは、アナログ乗算器を使用する従来の制御技術を活用したものである。このトポロジーは、少なくとも、複数の制御式スイッチを同時に駆動することが不可能であり、適切に位相が異なる別個のゲートドライブを必要とするという点で、望ましくない。
図８は、従来技術による別の単相デュアルブーストトポロジーを示している。この回路の欠点は、ハイサイドスイッチの逆回復にある。これは、実装を非実用的にする。この問題は、超高速ブーストダイオードを使用した本発明によるブリッジレス式の解決策では克服されている。この従来の方法は、「受動式ＰＦＣ」であり、結果を出すために共振ネットワークまたはスナバネットワークを必要とする。本発明によるブリッジレスＰＦＣは、能動式の方法であり、ハードスイッチングまたはソフトスイッチングのいずれを使用することも可能である。
また、米国特許５，３３５，１６３、米国特許４，８９９，２７１、欧州特許１９８ ０５８ Ａ１、およびＰＣＩＭ会議議事録２００３に掲載された博士にして教授であるマンフレッド・レディッグおよびマンフレッド・シュレンク博士による「入力整流を伴わない高効率ＰＦＣステージ」も重要である。これらの開示内容は、いずれも、引用によって本明細書に組み込まれる。
本発明の一態様にしたがうと、ブリッジレスブーストは、入力整流ブリッジに固有の損失を排除することによって、従来のＰＦＣシステムにおける電力損失を大幅に減少させる。ブリッジレスブーストは、同時に、システムの小型化、ひいてはその総コストの削減も可能にする。
類似のトポロジーで構築された従来の解決策は、いずれも、コントローラを正しく動作可能にするために、入力線間電圧を検出する必要があった。本発明の別の一態様にしたがうと、ワンサイクル制御（シングルサイクル制御としても知られる）の使用は、ＡＣ線間電圧基準を得るための複雑な整流ネットワークを必要とせずに力率補正機能を実現することを可能にする。これは、回路の実装を単純化する。
第三の態様にしたがうと、Ｓ１およびＳ２などの双方向スイッチを使用すれば、入力ブーストのチョークに適したリセットネットワークを追加することによって、突入電流（出力バルクコンデンサの充電を原因とするスタートアップ過電流）を完全に制御することが可能になる。これは、過電流制限デバイス（図１のＮＴＣデバイス＆リレーおよびバイパスダイオードなど）を排除すること、およびブーストダイオードのサージ能力の要求を低減させることを可能にして、ひいては、より小型で且つより高効率のパーツを使用することを可能にする。
第四の態様にしたがって、ブーストインダクタをシステム入力に移動させれば、追加のフィルタリング機能が実現される。これは、概してシステム入力に位置するものである入力ＥＭＩフィルタを設けるためのコストを削減する。
本発明のその他の特徴および利点は、添付の図面を参照にして行われる以下の詳細な説明から明らかになる。
Ｉ．提案された回路
提案された回路は、入力ブリッジを完全に取り除き、その機能を二つのブーストダイオードと二つのブーストスイッチとで置き換えたものである。二つのブーストスイッチは、ワンサイクル制御（ＯＣＣ）またはシングルサイクル制御（ＳＣＣ）として知られる技術を使用した閉ループによって制御される。
従来の回路が有するブーストインダクタは、整流機能より上流側の位置に移動される。ブーストインダクタは、単一のインダクタを構成することも、または、２本の入力ラインの各自にそれぞれ設けられた（図のような）二つのインダクタに分けて構成することも可能である。
図２に、回路の略図が示されている。この回路は、並列に機能する二つのブーストインダクタＬ１，Ｌ２で構成される。これら二つのブーストインダクタＬ１，Ｌ２は、共通の芯を有することができる（不図示）。二つのブーストインダクタＬ１，Ｌ２のうち、事実上のアクティブ状態にある（ブースト機能を呈する）のは、一度に一つのみである。入力正弦曲線の正の部分に相当する（実線の矢印で示される）ときは、ＭＯＳＦＥＴ Ｓ１のゲートはハイとされるので、電流はブーストインダクタＬ１を流れる。ブーストインダクタＬ１は、こうして充電される。電流の経路は、ＭＯＳＦＥＴ Ｓ２のボディダイオードを通じて（すなわちＳ２のオフ操作によって）閉じられる。次いで、Ｓ１をオフにすると、Ｌ１のエネルギは解放され、その出力電流は、Ｄ１を通じて出力コンデンサＣおよび負荷に流れ込む（ループはＳ２を通じて再び閉じられる）。
ＡＣ入力サイクルの負の部分に相当するとき、電流は、図２の破線の矢印のように流れる。Ｓ２は、Ｌ２を充電する。Ｓ２をオフにすると、Ｄ２によってＬ２が放電される一方で、Ｓ１のボディダイオードによってループが閉じられる。これは、場合によってはＳ１のオン操作によって実現される。したがって、動作を求められるのは、一度に一つのスイッチのみである。しかしながら、（前述のように、必要に応じて電流を再循環させるボディダイオードが存在する限りは、）二つのスイッチを同時に駆動することも可能である。
同じ解決策は、相の数を増やすことによって、多相のＡＣ入力システムに適用することもできる。図３に、多相の実装形態が示されている。スイッチング損失を低減させるには、ブーストダイオードが高速であることが望まれる。
図４は、双方向ＭＯＳＦＥＴまたはＧａＮデバイスなどの双方向スイッチを使用した場合の実装形態を示している。ＭＯＳＩＦＥＴ Ｓ１，Ｓ２の代わりに双方向スイッチ（遮断または双方向の伝導を実施可能であるスイッチ）が使用されると、システムの突入電流を制御すること、ならびに制御式スタートアップ（ソフトスタート）および高効率パワースタンバイモードを実現することが可能になる。
図９は、本発明の一実施形態にしたがった、ワンサイクル制御を用いたもう一つのブリッジレスブーストＰＦＣ回路を示している。スイッチＱ１，Ｑ２を流れる電流は、検出抵抗Ｒｓ１，Ｒｓ２を介して検出され、加算器Ｕ３によって加算された後、電流検出アンプＣＳＡに供給される。負荷にかかる出力電圧は、分圧器Ｒ１，Ｒ２によって検出され、誤差増幅器ＥＡに供給された後、基準電圧ＶREFと比較される。ＣＳＡおよびＥＡのそれぞれの出力は、ワンサイクル制御回路に供給される。ワンサイクル制御回路は、力率補正のために、Ｑ１，Ｑ２のそれぞれの電流を制御する。
従来技術と比較すると、ＢＬＢのこのＯＣＣ実装形態は、少なくとも二つの重要な単純化を可能にする。
１）入力電圧（図７では地点３と地点５との間にかかるＶ１）の検出が不要である。ＢＬＢの場合は、入力電圧は、グランドに対して完全にフォローティングである。したがって、回路２９，３１は不要である。
２）インダクタ電流の検出が不要である（２３を参照）。スイッチの電流は、回路を動作させるのに充分である。したがって、電流検出および力率補正は、グランドを基準にした簡単な分路を使用して実現することができる。インダクタ電流を検出する際の欠点は、ノードがフローティングであること（４３を参照）、および電流がＡＣ電源の基本周波数（５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ）を含有していることにある。これは、飽和することなく低周波数に耐えるように変流器を設計する必要がある（変流器が大型で高価な構成要素になる）ことを意味する。本発明によるＯＣＣ実装形態は、このような限界を克服している。ＯＣＣには、その他の適切な電流検出方式を使用することも可能である。
単方向スイッチを用いた実装形態が構築され、優れた試験結果を示した。図５は、実用的な実装形態を示している。図６は、ＯＣＣ制御盤を示している。図には、図１，２に示された要素に対応する要素が示されている。図６のＯＣＣ制御盤上のコネクタＪ１は、図５の回路のコネクタＪ６に繋がる。ＳＣＣチップ４２に関しては、後ほど詳述される。
ＩＩ ワンサイクル制御技術を用いたブリッジレスＰＦＣの実装形態
Ａ はじめに
その単純性およびＥＭＩフィルタの小型性ゆえに、シングルスイッチＣＣＭ（continuous conduction mode；連続導通モード）ＰＦＣ（power factor correction；力率補正）は、ＰＦＣの用途に最も広く用いられているトポロジーである。この回路は、導通損失およびスイッチング損失が大きいので、入力線間電圧が低い場合は低効率である。ＰＦＣ回路のスイッチング損失は、スーパージャンクションＭＯＳＦＥＴおよびＳｉＣショットキーダイオードの開発に伴って大幅に改善された。
しかしながら、この回路は、今もなお、入力線間電圧が低い場合などに整流ブリッジの順電圧降下に見舞われ、高い導通損失を引き起こすことがある。整流ブリッジの導通損失を低減させるために、各種のトポロジーが開発されてきた。そのなかには、レンジ切り替えを必要とせず尚かつ単純性および高性能を呈するブリッジレスブーストＰＦＣも含まれる。入力整流ブリッジを使用しないブリッジレスＰＦＣは、従来のＰＦＣと比べて導通損失が少なくてすむ。
この回路構造は、単純ではあるものの、ＡＣ側にブーストインダクタを配置するがゆえに、回路によるＡＣ線間電圧およびインダクタ電流の検出が困難である。更に、ＡＣ側のインダクタ構造は、出力を入力ラインに対して浮動にするので、回路は、高いコモンモードノイズに見舞われる。
平均電流制御モードと比べると、ワンサイクル制御モードは、例えば乗算器を必要としない、入力電圧検出を必要としない、およびインダクタ電流検出を必要としないなどの多くの利点を、ブリッジレスＰＣＦ回路にもたらすことができる。したがって、ワンサイクル制御は、魅力的な解決策になりうる。
本発明の一態様にしたがって、ブリッジレスＰＦＣにおいてワンサイクル制御技術を実践する。ワンサイクル制御の使用は、ブリッジレスＰＦＣ回路の有する電圧検出および電流検出の両問題を解決することができる。実験の結果は、効率の向上および優れた力率補正機能の両方を示している。そして、ＥＭＩの結果は、回路ノイズの可制御性を示している。
Ｂ．ブリッジレスＰＦＣ回路
ブリッジレスＰＦＣ回路は、図１０に示されている。ブーストインダクタは、分割され、ＡＣ側に配置されることによって、ブースト構造を構成している。図１１には、正の半分のライン（線間電圧）のサイクルの等価回路が示されている。この半分のラインサイクルのあいだ、ＭＯＳＦＥＴ Ｓ１およびブーストダイオードＤ１は、ブーストインダクタＬ１とともに、ブーストＤＣ／ＤＣコンバータを構成する。その一方で、ＭＯＳＦＥＴ Ｓ２は、自身のボディダイオードによって動作している。入力電流は、ブーストコンバータによって、入力電圧に追従するように制御される。負の半サイクルのあいだも、回路の動作は類似である。したがって、各半サイクルでは、一方のＭＯＳＦＥＴがスイッチとして機能するあいだ、もう一方のＭＯＳＦＥＴは最低でもダイオードとして機能する。したがって、両方のＭＯＳＦＥＴを同じ信号で駆動することができる。
ブリッジレスＰＦＣと従来のＰＦＣとの相違が、表１に要約されている。これら二種類の回路の伝導経路を随時比較すると分かるように、ブリッジレスＰＦＣのインダクタ電流は、二つの半導体素子を通るだけなのに対して、従来のＰＦＣ回路のインダクタ電流は、三つの半導体素子を通る。表１に示されるように、ブリッジレスＰＦＣは、従来のＰＦＣの有する二つの低速ダイオードの代わりに１つのＭＯＳＦＥＴボディダイオードを使用している。いずれの回路もブーストＤＣ／ＤＣコンバータとして機能するので、スイッチング損失は同じであると考えられる。したがって、効率の向上程度は、二つの低速ダイオードとＭＯＳＦＥＴボディダイオードとの間の導通損失の相違に依存する。また、ブリッジレスＰＦＣは、従来のＰＦＣと比べて、導通損失を低減させるだけでなく構成要素の総数をも減少させている。
Figure 2007527687
ブリッジレスＰＦＣ回路の使用による効率の向上程度を推定するため、理論解析に基づく損失の比較が実施される。ＭＯＳＦＥＴとしては、２２Ａ，６００Ｖに定格されたスーパージャンクションＭＯＳＦＥＴが選ばれ、ダイオードブリッジとしては、２５Ａ，６００Ｖに定格されたＧＢＰＣ２５０６Ｗが選ばれる。これらのデバイスの導通損失モデルを作成するために、曲線適合法が使用される。図１２に示されるように、９０Ｖの入力に対して出力を変動させた場合にこれらの二つのデバイスによって生成される導通損失が、インダクタ電流の瞬間電流に基づいて計算される。ブリッジレスＰＦＣは、全出力範囲のどの出力レベルでも、総効率を約１％向上させることができる。ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗が小さいことを考慮すると、ＭＯＳＦＥＴのオン操作は、同期整流器内の導通損失を更に低減可能であると考えられる。したがって、ＭＯＳＦＥＴのボディダイオードおよびオン抵抗によって引き起こされる低めの電圧降下に基づいて、ＭＯＳＦＥＴの導通損失が再評価される。その計算結果は、図１３に示されている。これらの二つのケースの出力損失は、非常に似通っている。同期整流器は、低出力の際は僅かな向上を示すものの、その改善は、ＭＯＳＦＥＴの温度上昇に伴って打ち消される。これは、オン抵抗が、温度上昇に伴って増大するからである。同期整流器は、その複雑性を考慮すると、実装しないことが望まれる。
Ｃ．ブリッジレスＰＦＣ回路の利点
図１０に示されるように、ブリッジレスＰＦＣ回路は、入力ダイオードブリッジを有さず、ＡＣ側にブーストインダクタを配置されている。回路の出力と入力とが直結していないので、ブリッジレス回路は、例えば入力電圧検出、電流検出、およびＥＭＩノイズなど、幾つかの扱うべき問題を有する。
電圧検出および電流検出の問題は、ブリッジレスＰＦＣ回路の制御に関連している。これまでにも、従来のＰＦＣ回路のために、例えば平均電流モード制御、ピーク電流モード制御、およびワンサイクル制御など、幾つかの制御方法が開発されてきた。
平均電流モード制御は、その性能の高さおよび理解の容易さゆえに、最も広く用いられている制御方法である。コントローラは、電圧ループの出力電圧で入力電圧信号を乗算することによって電流基準を生成し、電流ループは、その電流基準に追従させるようにインダクタの平均電流を制御する。
ワンサイクル制御の場合は、コントローラは、電圧ループの出力電圧およびインダクタのピーク電流を使用して、各スイッチングサイクルのデューティサイクルを計算する。デューティサイクルは、ブースト回路の入力電圧と出力電圧との関係に関する要件を満たしているので、インダクタのピーク電流は、入力電圧の形状に自動的に追従する。こうして、力率補正機能が実現される。
１． 入力電圧の検出
従来のＰＦＣの場合は、入力電圧の検出が簡単である。図１４に示されるように、整流ブリッジが存在するので、整流された入力電圧は、分圧器を用いて直接検出することができる。ブリッジレスＰＦＣの場合は、整流ブリッジが存在しないので、入力電圧を検出するための分圧器を使用できる場所がない。電圧検出のための簡単な解決策は、図１５に示されるように、６０Ｈｚの変圧器を用いることである。しかしながら、この低周波数の変圧器は、大型であること、およびコストの問題ゆえに、キロワットレベルの電源の場合は許容不可能である。光結合器も、図１６に示されるように、容易に隔離を実現できるので、電圧検出手段の候補としてふさわしい。しかしながら、電圧検出の際の歪みを低減させるためには、広い動作範囲を有する高線形性の光結合器を使用する必要がある。このような光結合器は、実用的でなく、従来の分圧器による検出と比べて遙かに複雑である。
平均電流モード制御の場合は、検出された入力電圧に基づいて、インダクタ電流基準が生成される。したがって、入力電圧の検出が必要とされ、これは、高コスト化またはコンバータの大型化のいずれかを招く。しかしながら、ワンサイクル制御の場合は、インダクタのピーク電流と電圧ループの出力とが連携しあうので、入力電圧の検出が不要である。ワンサイクル制御の有するこの利点は、しかしながら、電圧検出が簡単である従来のＰＦＣ回路にとっては、あまり明白な利点になりえない。
ワンサイクル制御は、入力電圧の検出が複雑であるブリッジレスＰＦＣにとっては、より魅力的な制御方法になりえる。
２． 電流の検出
従来のＰＦＣの場合は、インダクタ電流の検出が極めて単純である。インダクタ電流は、図１７に示されるように、インダクタ電流の帰路にシャント抵抗を設けさえすれば、制御のコモングランドによって検出することができる。このような電流検出では、絶縁は不要となる。
ブリッジレスＰＦＣの場合は、インダクタの帰路が出力と同じグランドを共有していないので、絶縁式の検出方法が使用される。この場合も、電圧の検出と同様に、６０Ｈｚの変流器によって直接的に解決することができる。しかしながら、この低周波数の変流器は、信号に対して大きな位相後退を生成するので、制御入力電流は、入力電圧との間に位相差を生じる。したがって、このような電流検出は、力率を減少させる。
別の解決方法は、図１８に示されるように、差動モードの増幅器を使用する方法である。ＰＦＣ回路は、高スイッチング周波数および高出力電圧で切り替わるので、高コモンモード電圧は、電流信号内に余分なノイズを発生させる。電流検出用の電圧は、電力損失を最小限に抑えられるように低く設定されるので、力率は、電流検出ノイズによって損なわれる恐れがある。また、差動式の増幅器は、シャント抵抗による解決策と比べて遙かに高コストである。
あるいは、インダクタ電流は、スイッチおよびダイオードの電流をもとに再構築することができる。図１９を参照せよ。インダクタ電流用の伝導経路は別途設けられるので、電流の検出には三つの変流器が必要とされる。
平均電流モード制御の場合は、電流ループ用にインダクタ平均電流が必要とされる。しかしながら、ワンサイクル制御の場合は、制御用にインダクタのピーク電流が必要とされるだけである。これは、電流検出を単純化することができる。インダクタのピーク電流は、ＭＯＳＦＥＴと併せて直列変流器を使用することによって、容易に検出することができる。また、変流器の使用は、シャント抵抗に起因して生じる電力損失を更に低減させることができる。したがって、ワンサイクル制御は、電圧検出の場合と同様に、電流検出方法が単純である従来のＰＦＣ回路にとっては、さほど魅力的な解決方法になりえない。しかしながら、電流検出が複雑であるブリッジレスＰＦＣにとっては、最も魅力的な制御方法である。
３． ＥＭＩノイズ
ＥＭＩノイズの問題は、電力段の構造に依存する。従来のＰＦＣの場合は、出力電圧のグランドは、整流ブリッジを通じて常に入力ラインに繋がれている。したがって、図２０に示されるように、コモンモードノイズに寄与する寄生コンデンサは、ＭＯＳＦＥＴのドレインとグランドとの間に位置する寄生コンデンサのみである。ブリッジレスＰＦＣの場合は、整流ブリッジは存在せず、出力電圧は入力ＡＣラインに対してフローティング（絶縁）である。したがって、図２１に示されるように、ＭＯＳＦＥＴのドレインとグランドとの間の寄生コンデンサＣｄ１，Ｃｄ２だけでなく、出力端子とグランドとの間の寄生コンデンサＣｎ，Ｃｐも、コモンモードノイズに寄与する。シミュレーションの結果が、図２２に示されている。ＭＯＳＦＥＴドレインとグランドとの間の寄生コンデンサのｄｖ／ｄｔであるＶｃｄ１およびＶｃｄ２は、逆極性である。したがって、ノイズ消去は、寄生容量を注意深く設定することによって実現することができる。これに対して、出力端子とグランドとの間の寄生コンデンサのｄｖ／ｄｔであるＶｐ，Ｖｎは、同極性であるので、ノイズ消去は実現不可能である。これらのコンデンサは、ＰＦＣ段の寄生素子の出力のみならず、負荷の入力も含む。この点を考慮すると、コモンモードノイズは、従来のＰＦＣ回路と比べて遙かに悪化する可能性がある。
Ｄ． 試験的な実装形態
以上の解析に基づいて、ブリッジレスＰＦＣ回路は、回路構成の単純化および効率の向上の両方を実現することができる。また、ワンサイクル制御は、ブリッジレスＰＦＣ回路にとって、最も魅力的な制御方法である。試作品として、５００Ｗで、１００ｋＨｚのスイッチング周波数で、且つユニバーサルライン入力であるブリッジレスＰＦＣ回路が設計され、ワンサイクル制御が実施された場合を考える。この試作品では、６００Ｖ＆２２ＡのスーパージャンクションＭＯＳＦＥＴと、６００Ｖ＆４ＡのＳｉＣダイオードが使用された。また、同様のデバイスを用いた従来のＰＦＣ回路も、ベンチマークとして作成された。
図２３は、入力電圧および入力電流の波形を示している。入力電流は、入力電圧に完全に追従する。したがって、力率補正機能は、ワンサイクルコントローラを使用して実現される。また、図２４は、９０Ｖの線間電圧を入力した場合について、これら二種類の回路の効率を比較した結果を示している。効率の向上は、全出力範囲にわたって約１％である。これは、理論解析とほぼ一致する。図２５は、フルの出力に対して入力線間電圧を変動させた場合の力率を示している。高い力率は、入力線間電圧の全範囲にわたってワンサイクル制御を使用することによって実現される。また、ブリッジレスＰＦＣ回路および従来のＰＦＣ回路のＥＭＩ特性を比較して、その結果を図２６，２７に示した。実験結果から分かるように、ブリッジレスＰＦＣ回路のノイズは、低周波数の領域では、従来のＰＦＣ回路のノイズに類似している。ブリッジレスＰＦＣ回路のノイズは、高周波数の領域では僅かに高ノイズを呈するものの、概して制御可能である。
Ｅ． 要約
ブリッジレスＰＦＣ回路は、入力整流器が不要であり、より高い効率を実現することができる。理論解析に基づくと、この回路からは、１％の効率の向上を見込むことができる。回路は、電圧検出および電流検出の問題に対処しており、ワンサイクル制御は、簡単で且つ高性能の解決策を提供する。実験結果は、ワンサイクル制御が簡単であること、および力率が高いことを示しているうえ、更に、ブリッジレスＰＦＣ回路が従来のＰＦＣ回路と比べて１％の効率の向上を可能にすることを証明している。ブリッジレスＰＦＣ回路は、依然としてＥＭＩノイズを有するものの、そのノイズは制御可能であり、従来のＰＦＣ回路のＥＭＩに類似している。
ＩＩＩ 提案されたワンサイクル制御ＰＦＣ ＩＣ
以下は、上述された発明の実施形態で用いるべく提案されたＯＣＣチップに関する説明である。
Ａ． 特徴
●「ワンサイクル制御」によるＰＦＣ
●連続導通モードのブースト型ＰＦＣ
●線間電圧の検出が不要
●プログラマブルなスイッチング周波数（５０〜２００ｋＨｚ）
●プログラマブルな過電圧保護
●ブラウンアウト保護
●サイクルごとのピーク電流制限
●ソフトスタート
●ユーザ起動の極低電力「スリープモード」
●開ループ保護
●最大９８％のデューティサイクル制限
●ユーザプログラマブルな固定周波数動作
●周波数範囲に対して１５０〜３５０ｎｓの最短オフ時間
●ＶＣＣ低電圧ロックアウト
●出力低電圧シャットダウン
●１．５Ａのピークを得ることができる１８Ｖのゲート駆動
●マイクロパワースタートアップ（＜２００μＡ）
●ラッチ排除性およびＥＳＤ保護
Ｂ． 説明
提案された力率補正（ＰＦＣ）制御ＩＣは、広範囲の入力線間電圧にわたって連続導通モード（ＣＣＭ）で動作するように設計されている。このＩＣは、「ワンサイクル制御」（ＯＣＣ）技術に基づいており、力率補正についてコスト効率の高い解決策を提供する。この制御方法は、従来の解決策よりも優れたシステム性能を可能にする一方で、構成要素数、ＰＣＢ領域、および設計時間の大幅な低減を可能にする。このＩＣは、完全に保護されており、既存の解決策で必要とされるようなノイズに敏感でありがちな線間電圧の検出の必要性を排除する。
このＩＣの特徴は、プログラマブルなスイッチング周波数と、プログラマブルな専用の過電圧保護と、ソフトスタートと、サイクルごとのピーク電流制限と、ブラウンアウトと、開ループと、ＵＶＬＯと、マイクロパワースタートアップ電流とを含む。また、待機電力を低く抑える（エナジースター、グリーンパワー、ブルーエンジエル等など）ためには、ＯＶＰピンを１Ｖ未満に引き下げることによって、ＩＣを、総電流消費が２００μＡ未満のスリープモードに駆動することができる。
図２８は、提案されたＩＣの適用例を示したブロック図である。この例において、提案されたＩＣは、図１に示されるような整流型のＰＦＣ回路で用いられる。
図２９は、提案されたＩＣのブロック図である。
図３０は、リードの割り当ておよび定義を示した表である。
パッケージは、８リードＳＯＩＣであると好都合である。
Ｃ． ピンの定義
ＣＯＭピン（グランド）
これは、集積制御回路のグランド電位ピンである。内部のデバイスは、いずれもこの点を基準にしている。
ＶＦＢピン（出力電圧のフィードバック）
ブーストコンバータの出力電圧は、抵抗分割器を介して検出され、出力電圧誤差増幅器の反転入力端子であるこのピンに供給される。この分割器列のインピーダンスは、増幅器の入力バイアス電流に起因して大きな誤差を導入することのないように、充分に低い値でなければならず、更に、電力損失を最小限に抑えられるように、充分に低い値でなければならない。外部分割器のインピーダンスの標準値は、１ＭΩである。誤差増幅器は、高インピーダンス出力を生じる相互コンダクタンス型の増幅器であるので、入力分割器列と補償フィードバックコンデンサとの相互作用を排除し、増幅器の低インピーダンス出力を原因とする分割器列の負荷を低減させるだけでなく、誤差増幅器出力のノイズ排除性を増大させる。
ＣＯＭＰピン（電圧増幅器の出力）
このピンからグランドに至る外部回路は、システムの電圧ループを補償する。この補償は、システム設計者によって設計され、システム仕様によって指示される。これは、電圧誤差増幅器の出力であり、この補償ネットワークは、ソフトスタート時間を指示する。また、このピンは、外部回路を介して接地されることによって、コンバータのシャットダウン特性を提供するために用いることも可能である。
ＧＡＴＥピン
これは、ＩＣのゲート駆動出力である。この駆動電圧は、最大１８Ｖであるように内部で制限され、上昇時間および降下時間に対応して±１．５Ａをピークとする駆動電流を提供する。
ＦＲＥＱピン
これは、ユーザプログラマブルな周波数ピンである。周波数は、このピンからＣＯＭピンに至る外部抵抗によってプログラムされる。この制御ＩＣの動作スイッチング周波数範囲は、５０〜２００ｋＨｚである。
ＩＳＮＳピン（電流検出の入力）
このピンは、反転した電流検出入力＆ピーク電流制限である。このピンにおける電圧は、システムの電流検出抵抗の両端で検出される負の電圧降下であり、電流検出アンプによって増幅される平均インダクタ電流を表している。駆動パルスは、この電圧が基準電圧に達した時点で終結され、そうして、「サイクルごとの」保護を可能にする。比較器の入力における電圧が閾値未満に減少すると、駆動パルスは、次のクロックサイクルでリセットされる。この保護回路は、比較器の下流側にリーディング・エッジ・ブランキング回路を組み入れることによって、保護プロセスのノイズ排除性を向上させる。電流検出アンプの出力は、加算増幅器の反転入力にも供給される。加算増幅器は、この電圧に出力電圧誤差増幅器の出力を加算して、式：Ｖm−ｋ・ＩS・ＲSに相当する電圧を出力する。
このとき、Ｖm＝誤差増幅器出力電圧で、
ＩS＝平均インダクタ電流で、
ＲS＝システム電流検出抵抗である。
ＶＣＣピン
これは、ＩＣの電源電圧ピンである。このピンは、低電圧ロックアウト回路用の検出ノードである。このピンを最小ターンオフ閾値電圧未満に引き下げれば、ＩＣにダメージを及ぼすことなくＩＣをオフにすることができる。このピンは、内部において電位を固定されていない。
ＯＶＰピン
このピンは、過電圧保護比較器に対する入力である。比較器の閾値は、ＶＲＥＦの１０６％であるように内部でプログラムされ、これは、基準出力電圧の１０６％である閾値に相当する。抵抗分割器は、このピンを出力電圧からＣＯＭへと供給し、閾値を上回るたびにゲート駆動を阻止する。正常動作は、このピンにおける電圧レベルがピン閾値未満に減少したときに、（ヒステリシスを伴って）再開する。このピンは、また、電圧レベルを（概して）０．５Ｖ未満に引き下げることによってＩＣ「スリープ」モードをアクティブにするためにも使用される。
Ｄ． 動作の状態
図３１は、動作の状態および各状態間の遷移を示した流れ図である。以下で詳細に説明される。
ＵＶＬＯモード
ＡＣ線間電圧が０ボルトから上昇するとき、ＩＣは、ＶＣＣピン上の電圧がＶＣＣターンオン閾値電圧：ＶＣＣ ＯＮを超えるまで、ＵＶＬＯ状態にとどまる。ＩＣがＵＶＬＯ状態にとどまるあいだ、ゲート駆動回路は非アクティブ状態にあり、ＩＣは零入力電流ＩＣＣ ＳＴＮＤＢＹを受け入れる。ＵＶＬＯモードは、ＩＣ電源電圧条件：ＶＣＣ＜ＶＣＣ ＵＶＬＯが満たされさえすれば、その他のどの動作状態からも到達可能である。ＶＣＣ ＵＶＬＯモードのタイミング図については、図３２を参照せよ。
スタンバイモード
電源電圧がＶＣＣ ＯＮを超え、且つ、ＶＦＢピン電圧がＶＲＥＦの２０％未満であるとき、ＩＣはスタンバイ状態にある。この状態では、発振器が動作しており、全ての内部回路がバイアス状態にある。しかしながら、ゲートは非アクティブ状態にあり、ＩＣはＩＣＣ ＳＴＮＤＢＹを受け入れる。この状態は、ＯＶＰを除くその他のどの動作状態からも到達可能である。このＩＣがこの状態に入るのは、正常モードで動作しているときまたはピーク電流制限フォールト状態にあるときに、ＶＦＢピン電圧がＶＲＥＦの５０％まで減少した場合、または、ソフトスタートモードで動作しているときに、ＶＦＢピン電圧がＶＲＥＦの２０％まで減少した場合である。これは、過熱フォールト状態の場合に入る動作状態でもある。
ソフトスタートモード
この状態は、ＶＣＣ電圧がＶＣＣ ＯＮを超え、且つ、ＶＦＢピン電圧がＶＲＥＦの２０％を超えたときにアクティブになる。ソフトスタート時間は、デューティサイクルが０から最大値まで線形増加するために必要とされる時間として定められ、これは、ＣＯＭＰピンからＣＯＭピンに至る電圧ループ補償回路について選択された値に依存する。ソフトスタートサイクルの間中、電圧誤差増幅器の出力（ＣＯＭＰピン）は、補償ネットワークを通じて充電される。これは、このノードにおける電圧を線形増加させ、ひいては、ゲート駆動のデューティサイクルを０から線形増加させる。この制御されたデューティサイクルの増加は、スタートアップ状態にあるときに入力電流の振幅の線形増加に伴って生じるシステム構成要素のひずみを低減させる。
正常モード
ＩＣは、ソフトスタートの遷移が完了するとともに正常動作モードに入ると見なされる。この時点で、ゲート駆動は切り替わり、ＩＣは、電源電圧源から最大値ＩＣＣ ＡＧを受け入れる。故障（フォールト）によるシャットダウンが生じて保護回路が作動された場合、または電源電圧がＵＶＬＯターンオフ閾値：ＶＣＣ ＵＶＬＯ未満に降下した場合は、ＩＣは、ソフトスタート手順を新たに開始する。
フォールト保護モード
フォールトモードは、保護回路のいずれかが作動されたときにアクティブになる。ＩＣ保護回路は、電源電圧低電圧ロックアウト（ＵＶＬＯ）回路、出力過電圧保護（ＯＶＰ）回路、開ループ保護（ＯＬＰ）回路、出力低電圧保護（ＯＵＶ）回路、およびピーク電流制限保護（ＩＰＫＬＩＭＩＴ）回路を含む。
ＯＬＰモード、ソフトスタートモード、正常モード、ＯＶＰモード、スタンバイモード、およびＯＵＰモードのタイミング図については、図３３を参照せよ。
スリープモード
スリープモードは、ＯＶＰピンを（概して）０．７Ｖ未満に引き下げることによって開始される。このモードにあるとき、ＩＣは、基本的にシャットダウンしており、非常に弱い零入力電流を引き入れる。
Ｅ．概要
制御ＩＣは、連続導通モードもとで固定周波数で動作する力率補正用のブーストコンバータを対象としたものである。ＩＣは、基本的に、内側の電流ループおよび外側の電圧ループの二つのループで動作する。内側の電流ループは、高速で且つ高信頼性であり、電流基準を生成するために入力電圧を検出する必要がない。この内側の電流ループは、パルス幅変調器のデューティサイクルが入力線間電圧に依存する特性に基づいて、平均入力電流の正弦波形を維持することによって、対応する入力線間電流を決定する。したがって、電流ループは、付加された入力電圧信号を利用して、平均入力電流を入力電圧に追従させる。連続導通モードの動作が維持される限りこのような動作が行われる。インダクタのインダクタンスが有限であることを考慮すると、ラインサイクルがゼロとの交点に近づき、コンバータが非常に軽い負荷で動作するようになるにつれ、電流波形は若干の歪みを生じる。これらの動作条件のもとで得られる高調波電流は、クラスＤの規格：ＥＮ６１０００−３−２の対象内であるので、問題にならない。外側の電圧ループは、ブーストコンバータの出力電圧を制御し、出力電圧誤差増幅器は、その出力で電圧を生成する。これは、積算器の増加の傾きを、ひいては平均入力電流の振幅を直接に制御する。したがって、これら二つの制御要素の組み合わせは、入力電流の振幅および形状を、入力電圧に比例するように、且つ入力電圧と同相になるように制御する。ＩＣは、保護回路を用いることによって、意図する用途における強健な動作、ならびにシステムレベルの過電流、過電圧、低電圧、およびブラウンアウトの各状態からの保護を可能にする。
ＩＣ電源
ＵＶＬＯ回路は、ＶＣＣピンを監視して、ＶＣＣピンの電圧がＵＶＬＯターンオン閾値：ＶＣＣ ＯＮに達するまでのあいだ、ゲート駆動信号を非アクティブに維持する。ＶＣＣ電圧がこの閾値を超えたときに、もしＶＦＢピン電圧がＶＲＥＦの２０％を上回っている場合は、ゲート駆動は、ソフトスタート機能による制御のもとで切り替えを開始する。ソフトスタート機能は、出力電圧誤差増幅器の要求に応じてパルス幅をその最大値まで徐々に増加させる。ＶＣＣピンにおける電圧がＵＶＬＯターンオフ閾値：ＶＣＣ ＵＶＬＯを下回るまで降下したときは、ＩＣはオフにされ、ゲート駆動は終結される。プロセスを再開させてソフトスタートモードへの移行を実現するためには、再びＶＣＣピン電圧にターンオン閾値を上回らせる必要がある。
ソフトスタート
増大するデューティサイクルを時間の関数として線形制御するために、ソフトスタートプロセスは、出力電圧誤差増幅器の上昇率を制御する。ソフトスタート時間は、基本的に、選択された電圧誤差増幅器補償要素によって制御されるので、ある程度までは、所望のループ交差周波数に基づいてユーザによってプログラム可能である。
周波数の選択
発振器は、ＦＲＥＱピンにある外部抵抗によってＩＣのスイッチング周波数をプログラム可能であるように設計される。この設計は、選択される抵抗値に応じて最小動作周波数および最大動作周波数を５０〜２００ｋＨｚの範囲に収めるという、最小値／最大値に関する制約を取り入れたものである。
ゲート駆動
ゲート駆動出力は、用途に固有な電力スイッチを効率良く駆動するのに充分な駆動能力を有するトーテムポールドライバ（すなわちＩＲＦＢ２２Ｎ６０Ｃ３またはそれと同等のもの）であることが可能である。
以上では、具体的な実施形態に基づいた発明の説明を行ってきたが、当業者ならば明らかなように、その他に多くの変形態様および変更態様、ならびにその他の使用形態が可能である。したがって、本発明は、本明細書に記載された具体的な開示内容に限定されるものではない。
入力整流ブリッジと、電圧ループおよび電流ループによって制御される下流側のブーストスイッチングコンバータと、を有する従来のＰＦＣ回路を示した図である。 本発明の一実施形態にしたがったブリッジレスブーストＰＦＣ回路を示した回路略図である。 本発明の一実施形態にしたがったブリッジレスブーストＰＦＣ回路について、その多相の一実装形態を示した図である。 双方向ＭＯＳＦＥＴまたはＧａＮデバイスなどの双方向スイッチを使用した、本発明の一実施形態にしたがったブリッジレスブーストＰＦＣ回路について、その一実装形態を図式的に示した図である。 本発明の一実施形態にしたがったブリッジレスブーストＰＦＣ回路について、その実用的な実装形態を示した図である。 本発明の一実施形態にしたがったブリッジレスブーストＰＦＣ回路について、その実用的な実装形態を示した図である。 本発明の一実施形態にしたがったブリッジレスブーストＰＦＣ回路について、その実用的な実装形態を示した図である。 本発明の一実施形態にしたがったブリッジレスブーストＰＦＣ回路について、その実用的な実装形態を示した図である。 本発明の一実施形態にしたがったブリッジレスブーストＰＦＣ回路について、その実用的な実装形態を示した図である。 図５の回路で用いられるＯＣＣ制御盤を示した図である。 ＰＦＣ機能用にアナログ乗算器を用いた従来技術のＰＦＣトポロジーを示した図である。 従来技術によるもう一つの単相デュアルブーストトポロジーを示した図である。 本発明の一実施形態にしたがった、ワンサイクル制御を用いたもう一つのブリッジレスブーストＰＦＣ回路を示した図である。 本発明の一実施形態にしたがったブリッジレスＰＦＣ回路ブーストを示した概略図である。 図１０の回路について、線間電圧サイクルの正の部分に相当する場合を示した回路図である ９０Ｖの入力に対して出力を変動させた場合に従来のＰＦＣおよび本発明のブリッジレスＰＦＣによって生成される導通損失を示したグラフである。 ＭＯＳＦＥＴボディダイオードの導通損失と、同期整流器における導通損失とを対比したグラフである。 従来のＰＦＣにおいて分圧器を使用して行われる入力電圧検出を示した図である。 電圧検出に使用される６０Ｈｚの変圧器を示した図である。 電圧検出に使用される光結合器を示した図である。 従来のＰＦＣにおいてシャント抵抗を使用して行われるインダクタ電流検出を示した図である。 差動モードの増幅器を使用して行われる電流検出を示した図である。 スイッチおよびダイオードの電流をもとにインダクタ電流が再構築される電流検出を示した図である。 従来のＰＦＣにおいてコモンモードノイズに寄与する寄生コンデンサを示した図である。 ブリッジレスＰＦＣにおいてコモンモードノイズに寄与する寄生コンデンサを示した図である。 コモンモードノイズのシミュレーション結果を示した図である。 ブリッジレスＰＦＣにおける入力電圧および入力電流の波形を示した図である。 従来のＰＦＣとブリッジレスＰＦＣとの間で効率を比較した図である。 フルの出力に対して入力線間電圧を変動させた場合のブリッジレスＰＦＣの力率を示した図である。 比較のために、ブリッジレスＰＦＣにおけるＥＭＩノイズを示した図である。 比較のために、従来のＰＦＣ回路におけるＥＭＩノイズを示した図である。 提案されたＩＣをＰＦＣ回路に適用した例を示したブロック図である。 図２８に示されたＩＣのブロック図である。 リードの割り当ておよび定義を示した表である。 ＩＣの動作の状態および各状態間の遷移を示した流れ図である。 ＩＣにおけるＶＣＣ ＵＶＬＯモードのタイミング図である。 ＩＣにおけるＯＬＰモード、ソフトスタートモード、正常モード、ＯＶＰモード、スタンバイモード、およびＯＵＰモードのタイミング図である。

Claims (17)

  1. ブリッジレスＰＦＣブーストコンバータであって、
    第１の端を第１のＡＣ入力端子に繋がれ、第２の端を第１のダイオードのアノードと第１のスイッチの第１の端子との間に定められた第１の接合点に繋がれた、ブーストインダクタと、
    コモンラインに繋がれた、前記第１のスイッチの第２の端子と、
    前記第１のダイオードのカソードと前記コモンラインとの間に繋がれた、静電容量と負荷との並列回路と、
    前記第１のダイオードの前記カソードと前記コモンラインとの間に繋がれた、第２のダイオードと第２のスイッチとの直列回路と、
    前記第２のダイオードのアノードと前記第２のスイッチとの間に定められた第２の接合点に繋がれた、第２のＡＣ入力端子と、
    前記第１のスイッチおよび前記第２のスイッチを制御して、前記負荷に印加される電力に関する力率補正を可能にするために繋がれた、制御回路と
    を備えるブリッジレスＰＦＣブーストコンバータ。
  2. 請求項１に記載のブリッジレスＰＦＣブーストコンバータであって、
    前記第１のスイッチおよび前記第２のスイッチは、双方向スイッチである、ブリッジレスＰＦＣブーストコンバータ。
  3. 請求項２に記載のブリッジレスＰＦＣブーストコンバータであって、
    前記双方向スイッチは、双方向ＭＯＳＦＥＴである、ブリッジレスＰＦＣブーストコンバータ。
  4. 請求項２に記載のブリッジレスＰＦＣブーストコンバータであって、
    前記双方向スイッチは、ＧａＮデバイスである、ブリッジレスＰＦＣブーストコンバータ。
  5. 請求項１に記載のブリッジレスＰＦＣブーストコンバータであって、更に、
    前記第２のＡＣ入力端子と前記第２の接合点との間に繋がれた、別のブーストインダクタを備えるブリッジレスＰＦＣブーストコンバータ。
  6. 請求項５に記載のブリッジレスＰＦＣブーストコンバータであって、更に、
    前記第１のダイオード、前記第２のダイオード、および前記二つのスイッチに並列に繋がれた、第３のダイオードと第３のスイッチとの直列回路と、
    第３のＡＣ入力端子と、前記第３のスイッチと前記第３のダイオードのアノードとの間に定められた第３の接合点と、の間に繋がれた、第３のブーストインダクタと
    を備えるブリッジレスＰＦＣブーストコンバータ。
  7. 請求項１に記載のブリッジレスＰＦＣブーストコンバータであって、
    前記第１のスイッチおよび前記第２のスイッチは、前記第１の接合点および前記第２の接合点のうちの対応する接合点にそれぞれのカソードを繋がれたボディダイオードをそれぞれ有するＭＯＳＦＥＴである、ブリッジレスＰＦＣブーストコンバータ。
  8. 請求項７に記載のブリッジレスＰＦＣブーストコンバータであって、
    前記ＭＯＳＦＥＴは、前記コモンラインならびに前記第１の接合点および前記第２の接合点のうちの対応する接合点に繋がれた一対のメイン端子と、前記制御回路に繋がれたゲート端子と、をそれぞれ有する、ブリッジレスＰＦＣブーストコンバータ。
  9. 請求項７に記載のブリッジレスＰＦＣブーストコンバータであって、
    前記制御回路は、前記第１のスイッチおよび前記第２のスイッチならびに前記第１のダイオードおよび前記第２のダイオードを流れる電流に応じて前記第１のスイッチおよび前記第２のスイッチが制御されるシングルサイクル制御を実施する、ブリッジレスＰＦＣブーストコンバータ。
  10. 請求項７に記載のブリッジレスＰＦＣブーストコンバータであって、
    前記制御回路は、前記第１のスイッチおよび前記第２のスイッチを流れる電流と、前記負荷の両端にかかる出力電圧と、に応じて前記第１のスイッチおよび前記第２のスイッチが制御されるシングルサイクル制御を実施する、ブリッジレスＰＦＣブーストコンバータ。
  11. 請求項７に記載のブリッジレスＰＦＣブーストコンバータであって、
    前記制御回路は、前記負荷の両端にかかる出力電圧と、前記ブーストインダクタを流れるピーク電流と、に応じて前記第１のスイッチおよび前記第２のスイッチが制御されるシングルサイクル制御を実施する、ブリッジレスＰＦＣブーストコンバータ。
  12. 請求項１に記載のブリッジレスＰＦＣブーストコンバータであって、
    前記制御回路は、前記第１のスイッチおよび前記第２のスイッチならびに前記第１のダイオードおよび前記第２のダイオードを流れる電流に応じて前記第１のスイッチおよび前記第２のスイッチが制御されるシングルサイクル制御を実施する、ブリッジレスＰＦＣブーストコンバータ。
  13. 請求項１に記載のブリッジレスＰＦＣブーストコンバータであって、
    前記制御回路は、前記第１のスイッチおよび前記第２のスイッチを流れる電流と、前記負荷の両端にかかる出力電圧と、に応じて前記第１のスイッチおよび前記第２のスイッチが制御されるシングルサイクル制御を実施する、ブリッジレスＰＦＣブーストコンバータ。
  14. 請求項１に記載のブリッジレスＰＦＣブーストコンバータであって、
    前記制御回路は、前記負荷の両端にかかる出力電圧と、前記ブーストインダクタを流れるピーク電流と、に応じて前記第１のスイッチおよび前記第２のスイッチが制御されるシングルサイクル制御を実施する、ブリッジレスＰＦＣブーストコンバータ。
  15. 請求項１２に記載のブリッジレスＰＦＣブーストコンバータであって、
    前記第１のスイッチおよび前記第２のスイッチは、ＧａＮデバイスである、ブリッジレスＰＦＣブーストコンバータ。
  16. 請求項１３に記載のブリッジレスＰＦＣブーストコンバータであって、
    前記第１のスイッチおよび前記第２のスイッチは、ＧａＮデバイスである、ブリッジレスＰＦＣブーストコンバータ。
  17. 請求項１４に記載のブリッジレスＰＦＣブーストコンバータであって、
    前記第１のスイッチおよび前記第２のスイッチは、ＧａＮデバイスである、ブリッジレスＰＦＣブーストコンバータ。
JP2006534108A 2003-10-01 2004-09-30 ワンサイクル制御によって制御されるブリッジレスブースト式（ｂｌｂ）力率補正トポロジー Pending JP2007527687A (ja)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US50790103P 2003-10-01 2003-10-01
US10/953,344 US7164591B2 (en) 2003-10-01 2004-09-29 Bridge-less boost (BLB) power factor correction topology controlled with one cycle control
PCT/US2004/032221 WO2005033819A2 (en) 2003-10-01 2004-09-30 Bridge-less boost (blb) power factor correction topology controlled with one cycle control

Publications (1)

Publication Number Publication Date
JP2007527687A true JP2007527687A (ja) 2007-09-27

Family

ID=34426028

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2006534108A Pending JP2007527687A (ja) 2003-10-01 2004-09-30 ワンサイクル制御によって制御されるブリッジレスブースト式（ｂｌｂ）力率補正トポロジー

Country Status (5)

Country Link
US (1) US7164591B2 (ja)
JP (1) JP2007527687A (ja)
DE (1) DE112004001850T5 (ja)
TW (1) TWI279971B (ja)
WO (1) WO2005033819A2 (ja)

Cited By (21)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2010093989A (ja) * 2008-10-10 2010-04-22 Sony Corp 電源回路
JP2010187521A (ja) * 2009-01-16 2010-08-26 Mitsubishi Electric Corp モーター駆動制御装置、圧縮機、送風機、空気調和機及び冷蔵庫又は冷凍庫
JP2011041388A (ja) * 2009-08-10 2011-02-24 Mitsubishi Electric Corp 交流直流変換装置並びに機器
WO2011058665A1 (ja) * 2009-11-13 2011-05-19 日立アプライアンス株式会社 電力変換装置
JP2011147202A (ja) * 2010-01-12 2011-07-28 Tdk-Lambda Corp スイッチング電源装置
EP2405562A1 (en) 2010-07-08 2012-01-11 Fujitsu Limited Bridgeless power factor correction boost-doubler circuit
JP2012070491A (ja) * 2010-09-21 2012-04-05 Panasonic Corp 共振型双方向コンバータ回路
JP2012070490A (ja) * 2010-09-21 2012-04-05 Tdk Corp ブリッジレス力率改善コンバータ
JP2012508558A (ja) * 2008-11-11 2012-04-05 グリー エレクトリック アプライアンシーズ インク オブ チューハイ ワンサイクルコントロールの力率要素補正方法
JP2012085389A (ja) * 2010-10-07 2012-04-26 Mitsubishi Electric Corp 直流電源装置
JP2012143060A (ja) * 2010-12-28 2012-07-26 Sanyo Electric Co Ltd 系統連係装置
JP2013034338A (ja) * 2011-08-03 2013-02-14 Toyota Industries Corp 電源回路
CN102969885A (zh) * 2012-10-31 2013-03-13 上海交通大学 无附加电压零电压开关无桥功率因数校正器及调制方法
WO2013099098A1 (ja) * 2011-12-28 2013-07-04 ダイキン工業株式会社 コンバータ回路
US8711588B1 (en) 2012-12-20 2014-04-29 Samsung Electro-Mechanics Co., Ltd. Power supply device
US8749210B1 (en) 2012-12-19 2014-06-10 Fujitsu Limited Power supply device
US8937821B2 (en) 2010-02-05 2015-01-20 Mitsubishi Electric Corporation DC power supply apparatus
JP2015177703A (ja) * 2014-03-17 2015-10-05 新電元工業株式会社 電源装置、電源装置の制御方法及び制御プログラム
JP2016123148A (ja) * 2014-12-24 2016-07-07 三菱電機株式会社 スイッチング電源装置
KR101890169B1 (ko) * 2018-01-08 2018-08-21 셀라이텍코리아(주) 배터리 재생이 가능한 태양전지-led 가로등의 전원공급장치
JP2019080414A (ja) * 2017-10-23 2019-05-23 株式会社Ｓｏｋｅｎ 電力変換装置

Families Citing this family (105)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE10312549B3 (de) * 2003-03-21 2004-08-26 Hüttinger Elektronik Gmbh + Co. Kg Gasentladungsprozess-Spannungsversorgungseinheit
EP1589644A1 (en) * 2004-04-23 2005-10-26 Deutsche Thomson-Brandt Gmbh Protection circuit for a switched mode power supply
TWI277282B (en) * 2004-04-26 2007-03-21 Delta Electronics Inc New structured power supply system for a LCD apparatus
US20060013024A1 (en) * 2004-05-05 2006-01-19 Erno Temesi Rectifier circuit having a power factor correction
US7355868B2 (en) * 2005-03-31 2008-04-08 International Rectifier Corporation Current sense method for bridgeless boost (BLB) PFC circuit using single current transformer
US7359224B2 (en) * 2005-04-28 2008-04-15 International Rectifier Corporation Digital implementation of power factor correction
KR100638484B1 (ko) * 2005-07-09 2006-11-02 학교법인 포항공과대학교 고효율 역률 개선 회로
TWI290405B (en) * 2005-07-13 2007-11-21 Mitac Int Corp Inrush current control circuit
DE102005039867B4 (de) * 2005-08-23 2016-04-07 Power Systems Technologies Gmbh Eingangsschaltung für ein Schaltnetzteil
US9413233B2 (en) * 2005-10-24 2016-08-09 Parkervision, Inc. Switching power supply with dynamically programmed threshold voltage
US20080018261A1 (en) * 2006-05-01 2008-01-24 Kastner Mark A LED power supply with options for dimming
US7518895B2 (en) * 2006-06-30 2009-04-14 Fairchild Semiconductor Corporation High-efficiency power converter system
US7750447B2 (en) 2007-06-11 2010-07-06 Alpha & Omega Semiconductor, Ltd High voltage and high power boost converter with co-packaged Schottky diode
US7656628B2 (en) 2006-08-04 2010-02-02 International Business Machines Corporation Apparatus for providing fault protection in a circuit supplying power to an electronic device
JP5250751B2 (ja) * 2006-10-11 2013-07-31 セミコンダクター・コンポーネンツ・インダストリーズ・リミテッド・ライアビリティ・カンパニー 電圧発生回路
WO2008054653A2 (en) * 2006-10-20 2008-05-08 International Rectifier Corporation One cycle control pfc circuit with dynamic gain modulation
US7535205B2 (en) * 2007-03-30 2009-05-19 Dell Products, Lp System and method for a bridgeless power supply
KR100891115B1 (ko) * 2007-04-26 2009-03-30 삼성전자주식회사 포화가 방지된 역률 개선 방법 및 장치
US7961482B2 (en) * 2007-05-09 2011-06-14 International Rectifier Corporation Bi-directional HEMT/GaN half-bridge circuit
AU2008201365B2 (en) * 2007-05-16 2011-07-28 Aristocrat Technologies Australia Pty Limited A gaming system and a method of gaming
US7903439B2 (en) * 2007-05-18 2011-03-08 Texas Instruments Incorporated Methods and apparatus to control a digital power supply
US20080316775A1 (en) * 2007-06-22 2008-12-25 Lead Year Enterprise Co., Ltd. Soft-switching circuit for power supply
GB2452318A (en) * 2007-08-31 2009-03-04 Eltek Energy AC to DC bridgeless boost converter
GB2454216A (en) * 2007-10-31 2009-05-06 Eltek Valere As Surge protector for a bridgeless boost converter
KR101372533B1 (ko) * 2007-11-20 2014-03-11 엘지전자 주식회사 전동기 제어장치
GB2455128B (en) * 2007-11-29 2012-03-21 Eltek Valere As Control system and method for controlling a bridgeless boost converter
KR100946002B1 (ko) 2007-12-28 2010-03-09 삼성전기주식회사 브리지리스 역률 개선 회로
EP2077608B1 (en) * 2008-01-02 2016-11-30 Infineon Technologies Austria AG Drive circuit for a switch in a switching converter
US8199541B2 (en) * 2008-04-11 2012-06-12 System General Corp. High efficiency bridgeless PFC power converter
KR100992457B1 (ko) 2008-05-08 2010-11-08 엘지이노텍 주식회사 역률 보상 회로
KR100952180B1 (ko) 2008-05-09 2010-04-09 엘지이노텍 주식회사 역률 보상 회로
KR101463564B1 (ko) 2008-05-13 2014-11-21 엘지이노텍 주식회사 역률 보상 회로
KR100992452B1 (ko) 2008-05-13 2010-11-08 엘지이노텍 주식회사 역률 보상 회로
US7923973B2 (en) * 2008-09-15 2011-04-12 Power Integrations, Inc. Method and apparatus to reduce line current harmonics from a power supply
US8040114B2 (en) * 2008-11-07 2011-10-18 Power Integrations, Inc. Method and apparatus to increase efficiency in a power factor correction circuit
US8004262B2 (en) 2008-11-07 2011-08-23 Power Integrations, Inc. Method and apparatus to control a power factor correction circuit
DE102009014704A1 (de) * 2009-03-27 2010-10-07 Sew-Eurodrive Gmbh & Co. Kg Antriebssystem, Verfahren zum Betreiben eines Antriebssystems und Verwendung
WO2010110802A1 (en) * 2009-03-27 2010-09-30 Hewlett-Packard Development Company, L.P. Rectifier circuit with reduced power dissipation
US8264192B2 (en) 2009-08-10 2012-09-11 Emerson Climate Technologies, Inc. Controller and method for transitioning between control angles
US8508166B2 (en) 2009-08-10 2013-08-13 Emerson Climate Technologies, Inc. Power factor correction with variable bus voltage
US8717791B2 (en) * 2009-09-30 2014-05-06 Astec International Limited Bridgeless boost PFC circuits and systems
DE102009049599A1 (de) * 2009-10-16 2011-04-21 Minebea Co., Ltd. PFC-Schaltung
US8120347B1 (en) 2009-12-02 2012-02-21 Huyvu Cao Sample and hold circuit and method for maintaining unity power factor
CN101789681B (zh) * 2010-03-01 2012-08-29 崇贸科技股份有限公司 具有开回路保护的电源供应器
JP5223874B2 (ja) * 2010-03-09 2013-06-26 株式会社村田製作所 絶縁型スイッチング電源装置
JP5635304B2 (ja) 2010-05-25 2014-12-03 セミコンダクター・コンポーネンツ・インダストリーズ・リミテッド・ライアビリティ・カンパニー 電源回路
NZ587357A (en) * 2010-08-13 2013-03-28 Auckland Uniservices Ltd Control circuit for pick-up in inductive power transfer system selectively shunts diodes in rectifier bridge to reduce transient disturbances to primary current
JP2012175833A (ja) * 2011-02-22 2012-09-10 Minebea Co Ltd スイッチング電源装置
WO2012128768A1 (en) * 2011-03-24 2012-09-27 Polar Semiconductor, Inc. Series switch bridgeless power supply
US20120275204A1 (en) * 2011-04-26 2012-11-01 Vatche Vorperian Bridgeless Power Factor Correcting Circuits with two Switches
US8786205B2 (en) * 2011-08-23 2014-07-22 Marvell World Trade Ltd. Method and apparatus for LED lighting
WO2013033401A2 (en) * 2011-09-01 2013-03-07 Beckman Coulter, Inc. Centrifuge with regenerative braking
KR101232874B1 (ko) 2011-11-23 2013-02-12 전남대학교산학협력단 변압기를 이용한 자기결합 승압형 컨버터 장치
US9729081B1 (en) * 2012-01-13 2017-08-08 Maxim Integrated Products, Inc. Powered device having semi-active bridge
JP5875402B2 (ja) 2012-02-17 2016-03-02 三菱電機株式会社 パワーモジュール及び空調装置
DE102012205395A1 (de) * 2012-04-03 2013-10-10 Robert Bosch Gmbh Batteriesystem, Verfahren zum Laden von Batteriemodulen, sowie Verfahren zum Balancieren von Batteriemodulen
GB2501105A (en) * 2012-04-12 2013-10-16 Eltek As AC-DC converter overvoltage protection circuit
US9634593B2 (en) 2012-04-26 2017-04-25 Emerson Climate Technologies, Inc. System and method for permanent magnet motor control
KR101303341B1 (ko) 2012-05-07 2013-09-03 주식회사 동아일렉콤 브리지리스 역률보상 회로
WO2013188119A1 (en) * 2012-06-13 2013-12-19 Efficient Power Conversion Corporation Method for operating a non-isolated switching converter having synchronous rectification capability suitable for power factor correction applications
CN102843025B (zh) * 2012-08-06 2015-01-07 台达电子工业股份有限公司 用于pfc电路的控制电路、控制方法及电源系统
WO2014026124A1 (en) 2012-08-10 2014-02-13 Emerson Climate Technologies, Inc. Motor drive control using pulse-width modulation pulse skipping
KR20140062997A (ko) * 2012-11-15 2014-05-27 삼성전기주식회사 역률 보정 장치, 이를 갖는 전원 공급 장치 및 모터 구동 장치
CN103887962B (zh) * 2012-12-20 2016-08-17 Tdk株式会社 功率因数校正电路
EP2811520A1 (en) * 2013-06-05 2014-12-10 Nxp B.V. Gallium nitride device
KR101561341B1 (ko) * 2013-09-02 2015-10-16 엘에스산전 주식회사 역률 보상 회로
WO2015072863A1 (en) 2013-11-13 2015-05-21 Powerbyproxi Limited Transmitter for inductive power transfer systems
US9490694B2 (en) * 2014-03-14 2016-11-08 Delta-Q Technologies Corp. Hybrid resonant bridgeless AC-DC power factor correction converter
US9351352B2 (en) * 2014-04-03 2016-05-24 Linear Technology Corporation Boost then floating buck mode converter for LED driver using common switch control signal
EP3146541B1 (en) 2014-05-19 2020-06-03 Apple Inc. Magnetically permeable core and an inductive power transfer coil arrangement
CN112510856A (zh) 2014-08-12 2021-03-16 苹果公司 用于功率传输的系统和方法
CN104682690B (zh) * 2015-02-28 2017-11-14 广东美的制冷设备有限公司 电源装置的交流电压有效值估算方法和装置
USD796431S1 (en) 2015-06-12 2017-09-05 Delta-Q Technologies Corp. Battery charger
USD806647S1 (en) 2015-08-11 2018-01-02 Delta-Q Technologies Corp. Battery charger
CN107196530A (zh) * 2016-03-14 2017-09-22 恩智浦有限公司 负载电流测量
USD815592S1 (en) 2016-05-18 2018-04-17 Delta-Q Technologies Corp. Battery charger
WO2017204663A1 (en) 2016-05-25 2017-11-30 Powerbyproxi Limited A coil arrangement
CN206834025U (zh) 2016-11-18 2018-01-02 鲍尔拜普罗克西有限公司 感应式电力传输线圈组件
USD854497S1 (en) 2016-12-05 2019-07-23 Delta-Q Technologies Corp. Battery charger
US10978911B2 (en) 2016-12-19 2021-04-13 Apple Inc. Inductive power transfer system
TWI628906B (zh) * 2017-04-13 2018-07-01 台達電子工業股份有限公司 電源供應器與殘餘電壓放電方法
KR102454222B1 (ko) * 2017-07-21 2022-10-17 현대자동차주식회사 전기 자동차
US10720787B2 (en) 2017-07-26 2020-07-21 Delta-Q Technologies Corp. Combined charger and power converter
US10608551B2 (en) 2017-08-02 2020-03-31 Stmicroelectronics (Tours) Sas Rectifying element and voltage converter comprising such a rectifying element
CN111052576B (zh) * 2017-09-25 2021-05-18 华为技术有限公司 具有减小的体电容的供电系统
US10193437B1 (en) * 2017-10-26 2019-01-29 Semiconductor Components Industries, Llc Bridgeless AC-DC converter with power factor correction and method therefor
US10593468B2 (en) 2018-04-05 2020-03-17 Apple Inc. Inductive power transfer assembly
US10461632B1 (en) * 2018-04-10 2019-10-29 Semiconductor Components Industries, Llc Current sensing for bridgeless PFC converters
US11695283B2 (en) * 2018-05-11 2023-07-04 Texas Instruments Incorporated Shoot-through current limiting circuit
WO2019222965A1 (en) * 2018-05-24 2019-11-28 Astec International Limited Totem pole bridgeless pfc power converters
JP6913056B2 (ja) * 2018-05-29 2021-08-04 株式会社Ｓｏｋｅｎ 電力変換装置の制御装置
CN108667323A (zh) * 2018-06-25 2018-10-16 广州金升阳科技有限公司 交直流输入自适应开关电源电路
CN108683343B (zh) * 2018-07-03 2020-05-22 华南理工大学 伪连续导电模式Buck-Boost无桥PFC变换器
US10879813B2 (en) 2018-09-21 2020-12-29 Delta-Q Technologies Corp. Bridgeless single-stage AC/DC converter
TWI690143B (zh) * 2019-04-02 2020-04-01 瑞昱半導體股份有限公司 電壓轉換器
USD1004541S1 (en) 2020-05-05 2023-11-14 Delta-Q Technologies Corp. Battery charger
LU101927B1 (de) * 2020-07-09 2022-01-10 Phoenix Contact Gmbh & Co Aufwärtswandler für eine Stromversorgung eines elektrischen Verbrauchers sowie Stromversorgung und Verfahren zur Aufwärtswandlung der Eingangsspannung in einer Stromversorgung eines elektrischen Verbrauchers
CN111786550B (zh) * 2020-07-29 2022-04-05 四川长虹电器股份有限公司 一种实现双向变流器软启动的方法
CN112234666B (zh) * 2020-09-04 2022-06-17 宁波唯嘉电子科技有限公司 一种工具灯的锂电池充放电电路
KR20220096141A (ko) * 2020-12-30 2022-07-07 경상국립대학교산학협력단 브리지리스 역률개선 부스트 컨버터를 위한 영전압 스위칭 회로
JP7216846B1 (ja) * 2021-06-24 2023-02-01 日清紡マイクロデバイス株式会社 電力変換装置の制御回路
USD1022880S1 (en) 2021-11-29 2024-04-16 Delta-Q Technologies Corp. Battery charger
CN114337207B (zh) * 2021-12-16 2023-10-31 天津城建大学 多相堆叠交错降压变换器的拓扑结构
CN117254674B (zh) * 2023-11-20 2024-02-09 珠海镓未来科技有限公司 Pfc驱动控制模组及功率因数校正装置
CN117410934B (zh) * 2023-12-14 2024-04-12 广东东菱电源科技有限公司 一种无桥pfc输入欠压保护电路

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4412277A (en) * 1982-09-03 1983-10-25 Rockwell International Corporation AC-DC Converter having an improved power factor
DK382687A (da) 1987-07-22 1989-04-14 Scanpower Stroemforsyningskredsloeb
DK173534B1 (da) * 1990-11-14 2001-02-05 Scanpower Strømforsyningskredsløb med integrerede magnetiske komponenter
US5793624A (en) * 1996-06-05 1998-08-11 Hydro-Quebec Apparatus and method for charging a DC battery
US5782299A (en) * 1996-08-08 1998-07-21 Purolator Products Company Particle control screen assembly for a perforated pipe used in a well, a sand filter system and methods of making the same
DE19942794A1 (de) * 1999-09-08 2001-03-15 Philips Corp Intellectual Pty Konverter mit Hochsetzstelleranordnung
US6239996B1 (en) * 2000-01-24 2001-05-29 Massachusetts Institute Of Technology Dual output alternator system
JP3274123B2 (ja) 2000-03-31 2002-04-15 三菱電機株式会社 単相コンバータ回路
US6411535B1 (en) * 2001-03-29 2002-06-25 Emc Corporation Power factor correction circuit with integral bridge function
TW550878B (en) * 2001-04-06 2003-09-01 Delta Electronics Inc Zero-voltage zero-current switching power factor correction converter
TWI261961B (en) * 2001-11-12 2006-09-11 Ind Tech Res Inst Active power factor correction circuit
US6738274B2 (en) * 2002-09-09 2004-05-18 Hewlett-Packard Development Company, L.P. Power supply with integrated bridge and boost circuit
US6853174B1 (en) * 2003-08-11 2005-02-08 Micrel, Inc. Selective high-side and low-side current sensing in switching power supplies

Cited By (28)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2010093989A (ja) * 2008-10-10 2010-04-22 Sony Corp 電源回路
JP2012508558A (ja) * 2008-11-11 2012-04-05 グリー エレクトリック アプライアンシーズ インク オブ チューハイ ワンサイクルコントロールの力率要素補正方法
JP2012196142A (ja) * 2009-01-16 2012-10-11 Mitsubishi Electric Corp モーター駆動制御装置、圧縮機、送風機、空気調和機及び冷蔵庫又は冷凍庫
JP2010187521A (ja) * 2009-01-16 2010-08-26 Mitsubishi Electric Corp モーター駆動制御装置、圧縮機、送風機、空気調和機及び冷蔵庫又は冷凍庫
JP2012231671A (ja) * 2009-01-16 2012-11-22 Mitsubishi Electric Corp モーター駆動制御装置、圧縮機、送風機、空気調和機及び冷蔵庫又は冷凍庫
JP2012231672A (ja) * 2009-01-16 2012-11-22 Mitsubishi Electric Corp モーター駆動制御装置、圧縮機、送風機、空気調和機及び冷蔵庫又は冷凍庫
JP2011041388A (ja) * 2009-08-10 2011-02-24 Mitsubishi Electric Corp 交流直流変換装置並びに機器
WO2011058665A1 (ja) * 2009-11-13 2011-05-19 日立アプライアンス株式会社 電力変換装置
JP2011109741A (ja) * 2009-11-13 2011-06-02 Hitachi Appliances Inc 電力変換装置
JP2011147202A (ja) * 2010-01-12 2011-07-28 Tdk-Lambda Corp スイッチング電源装置
US8937821B2 (en) 2010-02-05 2015-01-20 Mitsubishi Electric Corporation DC power supply apparatus
EP2405562A1 (en) 2010-07-08 2012-01-11 Fujitsu Limited Bridgeless power factor correction boost-doubler circuit
JP2012070491A (ja) * 2010-09-21 2012-04-05 Panasonic Corp 共振型双方向コンバータ回路
JP2012070490A (ja) * 2010-09-21 2012-04-05 Tdk Corp ブリッジレス力率改善コンバータ
JP2012085389A (ja) * 2010-10-07 2012-04-26 Mitsubishi Electric Corp 直流電源装置
JP2012143060A (ja) * 2010-12-28 2012-07-26 Sanyo Electric Co Ltd 系統連係装置
JP2013034338A (ja) * 2011-08-03 2013-02-14 Toyota Industries Corp 電源回路
WO2013099098A1 (ja) * 2011-12-28 2013-07-04 ダイキン工業株式会社 コンバータ回路
JP2013138561A (ja) * 2011-12-28 2013-07-11 Daikin Ind Ltd コンバータ回路
CN102969885A (zh) * 2012-10-31 2013-03-13 上海交通大学 无附加电压零电压开关无桥功率因数校正器及调制方法
KR20140079706A (ko) 2012-12-19 2014-06-27 후지쯔 가부시끼가이샤 전원 장치
DE102013223457A1 (de) 2012-12-19 2014-06-26 Fujitsu Limited Netzteilvorrichtung
US8749210B1 (en) 2012-12-19 2014-06-10 Fujitsu Limited Power supply device
US8711588B1 (en) 2012-12-20 2014-04-29 Samsung Electro-Mechanics Co., Ltd. Power supply device
JP2015177703A (ja) * 2014-03-17 2015-10-05 新電元工業株式会社 電源装置、電源装置の制御方法及び制御プログラム
JP2016123148A (ja) * 2014-12-24 2016-07-07 三菱電機株式会社 スイッチング電源装置
JP2019080414A (ja) * 2017-10-23 2019-05-23 株式会社Ｓｏｋｅｎ 電力変換装置
KR101890169B1 (ko) * 2018-01-08 2018-08-21 셀라이텍코리아(주) 배터리 재생이 가능한 태양전지-led 가로등의 전원공급장치

Also Published As

Publication number Publication date
WO2005033819B1 (en) 2005-11-03
US7164591B2 (en) 2007-01-16
DE112004001850T5 (de) 2006-08-10
WO2005033819A3 (en) 2005-09-09
TWI279971B (en) 2007-04-21
WO2005033819A2 (en) 2005-04-14
US20050105311A1 (en) 2005-05-19
TW200524260A (en) 2005-07-16

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US7164591B2 (en) Bridge-less boost (BLB) power factor correction topology controlled with one cycle control
US10700589B2 (en) Wide-operating-range resonant-transition soft-switched converter
Park et al. Nonisolated high step-up boost converter integrated with sepic converter
US6344986B1 (en) Topology and control method for power factor correction
US7518895B2 (en) High-efficiency power converter system
EP3055916B1 (en) Smart grid power converter
Jang et al. New single-switch three-phase high power factor rectifiers using multi-resonant zero current switching
US20040160789A1 (en) Integrated converter having three-phase power factor correction
Ertl et al. A constant output current three-phase diode bridge rectifier employing a novel" Electronic Smoothing Inductor"
Morrison et al. A new power-factor-corrected single-transformer UPS design
IE20060743A1 (en) A power converter
Lee et al. Design of a power-factor-correction converter based on half-bridge topology
Morrison et al. A new modulation strategy for a buck-boost input AC/DC converter
Cortes et al. Comparative evaluation of three-phase isolated matrix-type PFC rectifier concepts for high efficiency 380VDC supplies of future telco and data centers
US7688044B2 (en) Device for transforming and stabilizing a primary AC voltage for supplying an electric load
Lee et al. Design of a GAN totem-pole PFC converter using DC-link voltage control strategy for data center applications
Petersen et al. Reduction of voltage stresses in buck-boost-type power factor correctors operating in boundary conduction mode
Wang et al. Development of a push-pull current doubler synchronous rectifier for powering heart pumps
JP7281578B2 (ja) 電力コンバータ
JP3993704B2 (ja) アクティブフィルタ装置
JP2004048965A (ja) スイッチング電源装置
JP4329451B2 (ja) スイッチング電源装置
KR20220159789A (ko) 게이트 구동회로가 간단하고 높은 효율을 가지는 브리지리스 역률보상 컨버터
JP2004328848A (ja) 力率改善回路
Liu et al. Implementation of ZVT soft switching technique in a single-phase PFC rectifier for server power supply

Legal Events

Date Code Title Description
A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20090224

A02 Decision of refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02

Effective date: 20090714