KR20140079706A - 전원 장치 - Google Patents

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유 요네자와
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Abstract

전원 장치는, 제1 출력 단자와 제2 출력 단자 사이에 접속되고, 제1 스위칭 소자와 제1 정류 소자를 포함하는 제1 직렬 회로; 상기 제1 출력 단자와 상기 제2 출력 단자 사이에 접속되고, 제2 스위칭 소자와 제2 정류 소자를 포함하는 제2 직렬 회로; 상기 제1 인덕터와 상기 제1 입력 단자 간의 접속점과, 상기 제2 출력 단자 사이에 삽입된 제3 스위칭 소자; 상기 제2 인덕터와 상기 제2 입력 단자 간의 접속점과, 상기 제2 출력 단자 사이에 삽입된 제4 스위칭 소자; 상기 제1 및 제2 스위칭 소자를 제어하도록 구성된 제어 회로; 및 상기 제3 및 제4 스위칭 소자를 제어하도록 구성된 동기 정류 제어 회로를 포함한다.

Description

전원 장치{POWER SUPPLY DEVICE}
관련 출원으로의 교차 참조
본 출원은, 2012년 12월 19일 출원된 우선권 일본 특허 출원 제2012-277231호에 기초하고, 이로부터의 우선권의 이익을 주장하며, 그 전체가 여기서 참조용으로 사용되었다.
여기서 개시된 실시예는 전원 장치에 관한 것이다.
최근 다양한 분야에서의 에너지 자원의 절약이 주목받아, 그 결과, 예컨대, 전원의 분야를 포함하는 많은 분야에 그 영향이 파급되고 있다. 구체적으로는, 예컨대, 스위칭 전원 장치의 한층 더 고효율화에 대한 요구가 있어 왔다.
스위칭 전원 장치의 역률을 정정하는 PFC(Power Factor Correction) 컨버터는, 상용 AC 전력을 입력하여 입력 AC 전력의 전파 정류(全波整流)를 하는 다이오드 브릿지와, 그 전파 정류된 전압을 입력하는 승압 초퍼 회로를 포함한다. 다이오드 브릿지 회로에서의 전력 손실을 저감하기 위해서, 정류 브릿지 회로를 마련하지 않은 브릿지리스(bridgeless) PFC로서 작용하는 스위칭 전원 장치도 있다.
도 1은, 브릿지리스 PFC 회로를 갖는 스위칭 전원 장치의 회로도의 일례를 도시한다. 도 1에 도시하는 스위칭 전원 장치에 있어서, 제1 입력 단자(A1)와 제2 입력 단자(A2)에 상용 AC 전력이 접속되고, AC 입력 전압(VAC)이 입력된다. 이 스위칭 전원 장치의 입력단에는, AC 입력 전압(VAC)을 전파 정류하는 다이오드 브릿지가 마련되어 있지 않다.
제1 스위칭 소자(TR1)와 제1 다이오드(D1)를 포함하는 제1 직렬 회로가, 두 개의 출력 단자(P1, P2)에 병렬 접속되어 있다. 또한, 제2 스위칭 소자(TR2)와 제2 다이오드(D2)를 포함하는 제2 직렬 회로가, 두 개의 출력 단자(P1, P2)에 병렬 접속되어 있다. 스위칭 소자로서, 예컨대, MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)가 이용될 수도 있다.
두 개의 출력 단자(P1, P2)에, DC 출력을 평활하는 콘덴서(C1)에 의한 평활 회로가 병렬 접속되어 있다.
T 자형으로 접속된, 제1 인덕터(L1), 제1 스위칭 소자(TR1), 제1 다이오드(D1), 및 콘덴서(C1)로 제1 PFC 회로를 구성하고, AC 입력 전압(VAC)이 플러스의 사이클일 때에, 제1 PFC 회로는, AC 입력 전류에 포함되는 고조파의 왜곡을 저감함으로써, 전력의 역률을 정정하는 액티브 필터 회로로서 동작한다.
T 자형으로 접속된, 제2 인덕터(L2), 제2 스위칭 소자(TR2), 제2 다이오드(D2), 및 콘덴서(C1)로 제2 PFC 회로를 구성하고, AC 입력 전압(VAC)이 마이너스의 사이클일 때에, 제2 PFC 회로는, AC 입력 전류에 포함되는 고조파의 왜곡을 저감함으로써, 전력의 역률을 정정하는 액티브 필터 회로로서 동작한다.
제1 스위칭 소자(TR1)와 제1 다이오드(D1) 간의 접속점과, AC 입력 전력의 제1 입력 단자(A1) 사이에 제1 인덕터(L1)가 삽입되어 있다. 제2 스위칭 소자(TR2)와 제2 다이오드(D2) 간의 접속점과, AC 입력 전력의 제2 입력 단자(A2) 사이에 제2 인덕터(L2)가 삽입되어 있다.
제1 입력 단자(A1)와 제1 인덕터(L1) 간의 접속점과, 출력 단자(P2)의 라인 사이에 제1 리턴 다이오드(D3)가 삽입되어 있다. 제2 입력 단자(A2)와 제2 인덕터(L2) 간의 접속점과, 출력 단자(P2)의 라인 사이에 제2 리턴 다이오드(D4)가 삽입되어 있다.
도 2a 및 도 2b는, AC 입력 전압(VAC)이 플러스의 반 사이클시의 도 1에 도시한 스위칭 전원 장치의 전류 경로를 도시한 도이다. 플러스의 반 사이클에 있어서는, 제1 스위칭 소자(TR1)를 온 및 오프하여 PFC 제어를 행한다. 그 때에, 제2 스위칭 소자(TR2)도 동시에 온 및 오프시킨다.
도 2a는, 제1 스위칭 소자(TR1)가 온이 되었을 때의 전류 경로를 도시하고, 도 2b는, 제1 스위칭 소자(TR1)가 오프가 되었을 때의 전류 경로를 도시한다.
도 2a를 참조하여, 제1 스위칭 소자(TR1)가 온일 때는, 제1 입력 단자(A1)로부터 제1 인덕터(L1)로 흐르는 전류는, 제1 스위칭 소자(TR1)로부터 출력 단자(P2)의 라인으로 흐른다. 출력 단자(P2)의 라인으로 흐르는 전류는 제2 리턴 다이오드(D4)를 통해 제2 입력 단자(A2)로 귀환하지만, MOSFET인 제2 스위칭 소자(TR2)도 온되어 있기 때문에, 그 결과, 제2 리턴 다이오드(D4)에서의 전압 강하보다도 제2 스위칭 소자(TR2)의 전압 강하 쪽이 더 작다. 따라서, 귀환 전류의 대부분은 제2 스위칭 소자(TR2)로 흐르고, 제2 리턴 다이오드(D4)로 흐르는 전류는 미량이다.
도 2b를 참조하여, 제1 스위칭 소자(TR1)가 오프일 때는, 제1 입력 단자(A1)로부터 제1 인덕터(L1) 방향으로 흐르는 전류는, 제1 스위칭 소자(TR1)를 통하지 않고, 제1 다이오드(D1)를 통해 출력 단자(P1)로 흐른다. 출력 단자(P2)로부터의 귀환 전류는, 제2 리턴 다이오드(D4)를 통해 제2 입력 단자(A2)로 귀환한다. 귀환 전류는, 제2 스위칭 소자(TR2)의 기생 다이오드("보디 다이오드")(BD2)와, 제2 인덕터(L2)를 통하더라도, 제2 입력 단자(A2)로 귀환한다.
[문헌 1] 일본 특허 공개 제2011-152017호 공보 [문헌 2] 일본 특허 공표 제2007-527687호 공보
인덕터는, 전류를 계속 흘려 보내는 성질을 갖기 때문에, 제2 인덕터(L2)는, 제1 스위칭 소자(TR1)가 온 상태에서 오프 상태로 스위칭되어도, 그대로 귀환 전류를 계속 흘려 보낸다. 따라서, 제2 스위칭 소자(TR2)의 보디 다이오드(BD2)에도 귀환 전류가 계속 흐른다.
제2 리턴 다이오드(D4)에는, 제1 스위칭 소자(TR1)가 온 상태에서 오프 상태가 된 때에 일단 전류가 흐르지 않게 되고, 그 다음에 전류가 서서히 흘러 나온다. 그러나, 제2 리턴 다이오드(D4)의 전압 강하보다도 보디 다이오드(BD2)의 전압 강하 쪽이 더 작기 때문에, 귀환 전류의 대부분은, 오프로 되어 있는 제2 스위칭 소자(TR2)의 보디 다이오드(BD2)로 흐르고, 제2 리턴 다이오드(D4)로 흐르는 전류는 단지 미량이다.
귀환 전류가 보디 다이오드(BD2)를 흐르는 동안은, 전력의 손실이 발생한다. 따라서, 스위칭 전원 장치의 출력 효율을 더욱 향상시키기 위해서는, 보디 다이오드(BD2)로 흐르는 귀환 전류를 줄일 필요가 있다.
보디 다이오드에서의 손실을 줄이기 위해서, 제1 및 제2 스위칭 소자(TR1, TR2)로서 보디 다이오드가 없는 GaN-HEMT(High Electron Mobility Transistor)가 사용되는 것도 생각할 수 있다. 그러나, 그 경우, 귀환 전류는 전부 리턴 다이오드로 흐르게 되어, 그 결과, 리턴 다이오드에서 손실이 발생한다. 리턴 다이오드에서 손실은, 보디 다이오드에서의 손실보다도 더욱 커져 버린다.
본 기술은, 상기를 감안하여, 브릿지리스 PFC의 오프로 되어 있는 스위칭 소자의 보디 다이오드에서 손실되는 전력을 저감하는 것이 가능한 전원 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.
개시된 전원 장치에 의하면, 제1 출력 단자와 제2 출력 단자 사이에 접속되고, 제1 스위칭 소자와 제1 정류 소자를 포함하는 제1 직렬 회로와, 상기 제1 출력 단자와 상기 제2 출력 단자 사이에 접속되고, 제2 스위칭 소자와 제2 정류 소자를 포함하는 제2 직렬 회로와, 상기 제1 스위칭 소자와 상기 제1 정류 소자 간의 접속점과, AC 입력의 제1 입력 단자 사이에 삽입된 제1 인덕터와, 상기 제2 스위칭 소자와 상기 제2 정류 소자 간의 접속점과, 상기 AC 입력의 제2 입력 단자 사이에 삽입된 제2 인덕터와, 상기 제1 인덕터와 상기 제1 입력 단자 간의 접속점과, 상기 제2 출력 단자 사이에 삽입된 제3 스위칭 소자와, 상기 제2 인덕터와 상기 제2 입력 단자 간의 접속점과, 상기 제2 출력 단자 사이에 삽입된 제4 스위칭 소자와, 상기 제1 및 제2 스위칭 소자를 제어하는 제어 회로와, 상기 제3 및 제4 스위칭 소자를 제어하는 동기 정류 제어 회로를 포함하는 전원 장치가 제공된다.
개시된 전원 장치에 의하면, 브릿지리스 PFC 회로에, AC 입력의 플러스 마이너스의 사이클에 맞춰 귀환 전류를 흘리는 스위치를 마련하는 것으로, 오프로 되어 있는 스위칭 소자의 보디 다이오드에 귀환 전류가 흐르지 않도록 하여, 보디 다이오드에서의 전력 손실을 저감시켜, 전력 효율을 개선한 전원 장치를 제공한다.
본 개시의 목적 및 이점은, 청구항에서 구체적으로 지적된 요소 및 조합에 의하여 실현되고 달성될 것이다.
상기 일반적인 설명과 다음의 상세한 설명 모두는, 예시적이고 설명적인 것이며, 청구된 바와 같이 본 개시를 한정하는 것이 아님이 이해되어야 한다.
도 1은 브릿지리스 PFC 회로를 갖는 전원 장치의 일례를 도시하는 회로도이다.
도 2a 및 도 2b는 각각 브릿지리스 PFC 회로의 동작에 관해서 설명하는 회로도이다.
도 3a 및 도 3b는 각각 비교예의 전원 장치의 동작에 관해서 설명하는 회로도이다.
도 4는 MOSFET의 온 저항과 스위칭 로스 간의 관계에 관해서 설명하는 도이다.
도 5는 본 실시예의 전원 장치의 회로도이다.
도 6a 및 도 6b는 각각 본 실시예의 전원 장치의 동작에 관해서 설명하는 회로도이다.
도 7은 동기 정류 구동 회로의 일례를 도시하는 회로도이다.
도 8a 내지 도 8e는 각각 동기 정류 구동 회로의 동작 시뮬레이션 결과를 도시하는 도면이다.
도 9는 동기 정류 구동 회로의 다른 일례를 도시하는 회로도이다.
도 10a 내지 도 10e는 각각 다른 동기 정류 구동 회로의 동작 시뮬레이션 결과를 도시하는 도면이다.
우선 도 3a 및 도 3b를 참조하여, 보디 다이오드에서의 손실을 저감한 브릿지리스 PFC 회로를 갖는 스위칭 전원 장치의 비교예에 관해서 설명한다.
도 3a 및 도 3b에 있어서, 도 1에 도시하는 스위칭 전원 장치와 동일 또는 동등한 구성 요소에는 동일 부호를 붙이고, 그 설명을 생략한다.
본 비교예의 스위칭 전원 장치에는, 도 1에 도시하는 스위칭 전원 장치에 제공된 리턴 다이오드(D3, D4)에 해당하는 다이오드는 없다.
도 3a 및 도 3b는, AC 입력 전압(VAC)이 플러스의 반 사이클시의 전류 경로를 도시한 도이다. 플러스의 반 사이클에 있어서는, 제1 스위칭 소자(TR1)를 스위칭하여 PFC 제어를 행하고, 제2 스위칭 소자(TR2)는 온되어 있다.
도 3a는, 제1 스위칭 소자(TR1)가 온이 되었을 때의 전류 경로를 도시하고, 도 3b는, 제1 스위칭 소자(TR1)가 오프가 되었을 때의 전류 경로를 도시한다.
도 3a를 참조하여, 제1 스위칭 소자(TR1)가 온일 때는, 제1 입력 단자(A1)로부터 제1 인덕터(L1)로 흐르는 전류는, 제1 스위칭 소자(TR1)로부터 출력 단자(P2)의 라인으로 흐른다. 출력 단자(P2)의 라인으로 흐른 전류는, 온으로 되어 있는 제2 스위칭 소자(TR2)로부터 제2 입력 단자(A2)로 귀환한다.
도 3b를 참조하여, 제1 스위칭 소자(TR1)가 오프일 때는, 제1 입력 단자(A1)로부터 제1 인덕터(L1) 방향으로 흐르는 전류는, 제1 스위칭 소자(TR1)를 통하지 않고, 제1 다이오드(D1)를 통해 출력 단자(P1)로 흐른다. 출력 단자(P2)로부터의 귀환 전류는, 온으로 되어 있는 제2 스위칭 소자(TR2)로부터 제2 입력 단자(A2)로 귀환한다.
본 비교예의 스위칭 전원 장치에 있어서는, 제2 스위칭 소자(TR2)를 온인 채로 함으로써, 리턴 다이오드도 필요하지 않게 되고, 보디 다이오드에서의 손실도 없어진다. 그러나, AC 입력 전압(VAC)의 반 사이클의 동안, 제2 스위칭 소자(TR2)는 온인 채로 되기 때문에, 그 동안에 온 저항에 의한 전력의 손실이 발생한다.
스위칭 트랜지스터에서 전력이 소비되는 원인은, 예컨대, 트랜지스터의 온 저항이라고 불리는 트랜지스터가 온된 상태에서의 소스와 드레인 사이의 저항 성분에 의한 것, 및 소위 스위칭 로스라고 불리는, 트랜지스터의 온/오프 상태 간의 스위칭시의 과도 상태로 생기는 것이다.
트랜지스터의 온 저항으로 기인한 문제는, 트랜지스터가 온 상태일 때에 생긴다. 즉, 트랜지스터의 온 저항은, 트랜지스터를 온 상태로 하여, 트랜지스터로 전류를 흘렸을 때, 옴의 법칙에 의해서, 그 온 저항 및 전류에 의해 트랜지스터의 전류가 흐르는 단자 사이에 전압을 발생시킨다.
트랜지스터에서 소비되는 전력은, 트랜지스터에 흐르는 전류와, 트랜지스터에 전류가 흐르는 양 단자 사이에 생기는 전압의 곱이 되기 때문에, 이 전력은, 스위칭 전력의 출력으로서 추출될 수 있는 것은 아니며, 트랜지스터에서 열로 변환되어 전력 손실이 된다.
스위칭 로스라고 불리는 온 및 오프의 과도 상태에서 발생하는 손실은, 온 및 오프 상태 간의 스위칭시에, 스위칭 시간이라고 불리는 전류 및 전압 모두 제로가 아닌 시간이 존재하기 때문에, 발생한다. 과도 상태에서의 전류 및 전압의 변화를 근사적으로 시간의 일 함수로서 설정하면, 스위칭 로스는, 전류x전압x스위칭 시간/2로 나타낼 수도 있기 때문에, 그 결과 스위칭 손실을 줄이기 위해서는, 트랜지스터의 드라이브 능력을 높게, 즉 스위칭 속도를 빠르게 할 필요가 있다.
도 4는, 시판되는 실리콘 MOSFET의 온 저항과 출력 용량에 의한 스위칭 로스와의 관계를 플롯한 도이다. 점선은, 특정 출력에서의 온 저항에 의한 로스를 나타내고 있다. 도 4로부터, 온 저항이 낮은 MOSFET은 스위칭 로스가 크고, 스위칭 로스가 낮은 MOSFET은 온 저항이 큰 것을 알 수 있다.
PFC 제어에서, 100 KHz 내지 200 KHz의 비교적 빠른 주기로 스위칭이 행해지기 때문에, 스위칭 소자로서는, 스위칭이 빠르고, 스위칭 로스가 적은 MOSFET을 이용할 수도 있다.
귀환 전류를 귀환하는 스위치는, AC 입력 전압(VAC)의 사이클(예컨대, 50 Hz 내지 60 Hz)의 절반의 기간 동안 온되기 때문에, 그 기간에 발생하는 열로 변환되는 손실을 줄이기 위해서, 온 저항이 작은 MOSFET을 이용할 수도 있다.
그러나, 도 4로부터 알 수 있는 바와 같이, 스위칭 로스와 온 저항의 양쪽이 작은 MOSFET을 선택하는 것은 어렵다. 비교예의 스위칭 전원 장치에 있어서는, 스위칭 로스와 온 저항에 의한 손실 중 어느 것이 커져 버린다고 하는 문제가 있다. 즉, PFC 제어를 위한 스위칭과 전류 리턴을 동일한 스위칭 소자로 행하면, 전력 손실이 증가하여 버리게 된다.
이하에 도면을 참조하여, 본 개시의 기술에 관한 적합한 실시예를 상세하게 설명한다.
도 5는, 본 개시의 기술을 적용한 실시예의 스위칭 전원 장치를 도시하는 회로도이다. 도 5에 있어서, 도 1에 도시하는 스위칭 전원 장치와 동일 또는 동등한 구성 요소에는 동일 부호를 붙이고, 그 설명을 생략한다.
본 실시예의 스위칭 전원 장치는, 입력 단자(A1, A2), PFC 회로, PFC 제어 회로(50), 출력 단자(P1, P2), 및 동기 정류 제어 회로(20)를 포함한다.
AC 전원(1)으로부터 입력 단자(A1, A2)에, 상용 AC 전력(예컨대, 80 VAC 내지 230 VAC)이 입력된다.
출력 단자(P1)는 DC 전력을 출력하는 플러스극 단자이며, 출력 단자(P2)는 DC 전력을 출력하는 마이너스극 단자이다.
제1 스위칭 소자(TR1)와 제1 다이오드(D1)를 포함하는 제1 직렬 회로가, 두 개의 출력 단자(P1, P2)에 병렬 접속되어 있다. 또한, 제2 스위칭 소자(TR2)와 제2 다이오드(D2)를 포함하는 제2 직렬 회로가, 두 개의 출력 단자(P1, P2)에 병렬 접속되어 있다. 제1 및 제2 스위칭 소자로서, 예컨대, 스위칭 속도가 빨라서, 스위칭 로스가 적은 MOSFET이 사용될 수도 있다. 제1 및 제2 스위칭 소자로서, 스위칭 속도가 빠르고, 고내압에 견딜 수도 있는, 질소 갈륨(GaN)을 이용한 GaN-HEMT(Gallium Nitride - High Electron Mobility Transistor:질화갈륨 고전자 이동도 트랜지스터)가 사용될 수도 있다.
제1 스위칭 소자(TR1)와 제1 다이오드(D1) 간의 접속점과, 입력 단자(A1)와의 사이에 제1 인덕터(L1)가 삽입되어 있다. 제2 스위칭 소자(TR2)와 제2 다이오드(D2) 간의 접속점과, 입력 단자(A2) 사이에 제2 인덕터(L2)가 삽입되어 있다. 제1 및 제2 인덕터(L1, L2)로서는, 예컨대, 승압용 인덕터가 이용된다.
두 개의 출력 단자(P1, P2)에, DC 출력을 평활하는 평활 콘덴서(C1)가 병렬 접속되어 있다.
T 자형으로 접속된, 제1 인덕터(L1), 제1 스위칭 소자(TR1), 제1 다이오드(D1), 및 평활 콘덴서(C1)로 제1 PFC 회로를 구성한다. T 자형으로 접속된, 제2 인덕터(L2), 제2 스위칭 소자(TR2), 제2 다이오드(D2), 및 평활 콘덴서(C1)로 제2 PFC 회로를 구성한다.
제1 스위칭 소자(TR1) 및 제2 스위칭 소자(TR2)는, PFC 제어 회로(50)로부터 게이트에 펄스형의 게이트 전압을 받아 오프 및 온 동작이 행해지고, PWM(Pulse Width Modulation:펄스 폭 변조) 구동된다.
PFC 제어 회로(50)는, 제1 및 제2 스위칭 소자(TR1, TR2)의 게이트에 인가하는 펄스형의 게이트 전압을 출력한다. PFC 제어 회로(50)는, 입력 단자(A1, A2)로부터 입력되는 AC 전력의 전압값, 제1 및 제2 스위칭 소자(TR1, TR2)에 흐르는 전류의 전류값, 및 평활 콘덴서(C1)의 출력측 전압값에 기초하여 게이트 전압의 듀티비를 결정하여, 게이트 전압을 제1 및 제2 스위칭 소자(TR1, TR2)의 게이트에 인가한다. PFC 제어 회로(50)로서는, 예컨대, 제1 및 제2 스위칭 소자(TR1, TR2)에 흐르는 전류값, DC 출력 전압값, 및 AC 입력 전압값에 기초하여 듀티비를 연산할 수도 있는 멀티플라이어 회로를 이용할 수도 있다.
제1 PFC 회로는, AC 입력 전압(VAC)이 플러스의 사이클시에, AC 입력 전류에 포함되는 고조파의 왜곡을 저감하여, 전력의 역률을 정정하는 액티브 필터 회로로서 동작한다. 제2 PFC 회로는, AC 입력 전압(VAC)이 마이너스의 사이클 시에, AC 입력 전류에 포함되는 고조파의 왜곡을 저감하여, 전력의 역률을 정정하는 액티브 필터 회로로서 동작한다.
제1 및 제2 다이오드(D1, D2)는, 제1 및 제2 인덕터(L1, L2)로부터 평활 콘덴서(C1)의 방향인 정류 방향을 가질 수도 있고, 예컨대, 제1 리커버리 다이오드 및 SiC 쇼트키 다이오드가 이용된다.
입력 단자(A1)와 제1 인덕터(L1) 간의 접속점과, 출력 단자(P2)의 라인 사이에 제1 동기 정류 스위치(SW1)가 삽입되어 있다. 입력 단자(A2)와 제2 인덕터(L2) 간의 접속점과, 출력 단자(P2)의 라인 사이에 제2 동기 정류 스위치(SW2)가 삽입되어 있다. 제1 및 제2 동기 정류 스위치(SW1, SW2)로서, 예컨대, 온 저항이 작은 MOSFET이 사용될 수도 있다. 또는, 온 저항이 작은 GaN-HEMT이 사용될 수도 있다.
제1 및 제2 동기 정류 스위치(SW1, SW2)의 온/오프 스위칭은, 동기 정류 구동 회로(22)에 의해서 제어된다. 제1 및 제2 동기 정류 스위치(SW1, SW2) 및 동기 정류 구동 회로(22)는, 동기 정류 제어 회로(20)를 구성한다.
다음, 도 6a 및 도 6b을 이용하여, 본 실시예의 스위칭 전원 장치의 동작에 관해서 설명한다.
도 6a 및 도 6b는, AC 입력 전압(VAC)이 플러스의 반 사이클시에 도 5에 도시한 스위칭 전원 장치의 전류 경로를 도시한 도이다. 플러스의 반 사이클에 있어서는, 제1 스위칭 소자(TR1)를 온 및 오프하여 PFC 제어한다. 그 때에, 제2 스위칭 소자(TR2)는 오프로 된다.
도 6a는, 제1 스위칭 소자(TR1)가 온이 되었을 때의 전류 경로를 도시하고, 도 6b는, 제1 스위칭 소자(TR1)가 오프가 되었을 때의 전류 경로를 도시한다.
도 6a를 참조하여, 제1 스위칭 소자(TR1)가 온일 때는, 입력 단자(A1)로부터 제1 인덕터(L1)에 흐르는 전류는, 제1 스위칭 소자(TR1)로부터 출력 단자(P2)의 라인으로 흐른다. 동기 정류 구동 회로(22)는, AC 입력 전압(VAC)이 플러스의 사이클에 있는 것을 검출하여, 제2 동기 정류 스위치(SW2)를 온으로 한다.
출력 단자(P2)의 라인으로 흐른 전류는, 제2 동기 정류 스위치(SW2)를 통해 제2 입력 단자(A2)로 귀환한다. 제2 동기 정류 스위치(SW2)에서의 전압 강하는, 제2 스위칭 소자(TR2)의 보디 다이오드(BD2)의 전압 강하에 비교해서 훨씬 작기 때문에, 귀환 전류는, 보디 다이오드(BD2)에는 흐르지 않고, 제2 동기 정류 스위치(SW2)에 흐른다.
도 6b를 참조하여, 제1 스위칭 소자(TR1)가 오프일 때는, 입력 단자(A1)로부터 제1 인덕터(L1) 방향으로 흐르는 전류는, 제1 스위칭 소자(TR1)를 통하지 않고, 제1 다이오드(D1)를 통해 출력 단자(P1)로 흐른다. 출력 단자(P2)로부터의 귀환 전류는, 제2 동기 정류 스위치(SW2)를 통해 제2 입력 단자(A2)로 귀환한다. 제2 동기 정류 스위치(SW2)에서의 전압 강하는, 제2 스위칭 소자(TR2)의 보디 다이오드(BD2)의 전압 강하에 비교해서 훨씬 작기 때문에, 귀환 전류는, 보디 다이오드(BD2)에는 흐르지 않고, 제2 동기 정류 스위치(SW2)에 흐른다.
제2 동기 정류 스위치(SW2)가 온으로 되어 있는 기간은, AC 입력 전압(VAC)의 사이클(예컨대, 50 Hz 내지 60 Hz)의 절반의 기간이다. 제2 동기 정류 스위치(SW2)로서, 온 저항이 작은 MOSFET이 사용되면, 제2 동기 정류 스위치(SW2)가 온으로 되어 있는 기간 동안 열로 변환되는 손실을 작게 할 수도 있다.
본 실시예에 따르면, 오프로 되어 있는 스위칭 소자의 보디 다이오드에 귀환 전류가 흐르지 않기 때문에, 보디 다이오드에서의 전력의 손실이 없고, 또한, 동기 정류 스위치에서의 온 저항에 의한 손실을 작게 할 수도 있기 때문에, 전력 효율이 좋은 스위칭 전원 장치를 제공할 수도 있다.
다음에, 도 7 및 도 8을 참조하여, 본 실시예의 동기 정류 구동 회로(22)의 일례에 관해서 설명한다.
도 7은, 제1 및 제2 동기 정류 스위치(SW1, SW2)의 게이트를 AC 입력 전압(VAC)과 동기시켜 게이트를 구동하기 위한 동기 정류 구동 회로(22)의 회로예이다. 본 실시예에서는, 동기 정류 스위치(SW1, SW2)의 게이트 바이어스는, AC 입력 전압(VAC)을 저항 분할함으로써 준비된다.
AC 입력 전압의 월드와이드 전압(예컨대 80 VAC 내지 230 VAC)에 대응하기 위해서, 분할 저항(R1:R2, R4:R3)의 저항비를, 예로 들면 2:1로 하여, 제너 다이오드(D1 내지 D4)에 의해 최대 전압을 제한하고 있다.
도 8a 내지 도 8e는, 도 7에 도시하는 동기 정류 구동 회로(22)에, AC 입력 전압으로서 AC 230V를 입력한 경우의 시뮬레이션 파형을 도시한다. 도 8a는 AC 입력 전압 파형을 도시하고, 도 8b는 제1 동기 정류 스위치(SW1)의 게이트 파형을 도시하고, 도 8c는 제2 동기 정류 스위치(SW2)의 게이트 파형을 도시하고, 도 8d는 스위칭 로스를 도시하고, 도 8e는 DC 출력 전압 파형을 도시한다.
도 8b 및 도 8c로부터, AC 입력 전압(VAC)에 응답하여 제1 및 제2 동기 정류 스위치(SW1, SW2)의 게이트에 바이어스가 가해져 있는 것을 알 수 있다. 본 실시예에서는, 저항 분압 회로에 의해서 게이트 바이어스를 준비했지만, 전용의 보조 전원과 전용의 제어 회로를 사용하더라도, 같은 동작이 달성될 수도 있다.
도 9는, 동기 정류 구동 회로의 다른 실시예의 동기 정류 구동 회로(24)의 회로예이다. 도 10a 내지 도 10e는, 도 9에 도시하는 동기 정류 구동 회로(24)에, AC 입력 전압으로서 AC 230V를 입력한 경우의 시뮬레이션 파형을 도시한다.
도 7에 도시하는 동기 정류 구동 회로(22)에서는, 동기 정류 스위치(SW1, SW2)로서, 온 저항이 100 mΩ 이하인 MOSFET을 이용하는 것을 상정한다. 그러나, 온 저항이 낮은 MOSFET을 이용하는 경우, 저전압 입력시에 온/오프 스위칭이 지연될 수도 있다. 따라서, 동기 정류 스위치(SW1)와 동기 정류 스위치(SW2)의 양방이 동시에 온되어 관통 전류가 발생하여, 그 결과 스위칭 로스의 증대나 MOSFET 고장으로 이어지는 경우가 있다.
도 9에 도시하는 동기 정류 구동 회로(24)에서는, 동기 정류 스위치(SW1, SW2)의 게이트 앞에 추가한 트랜지스터(Q1, Q2)에 의해, 동기 정류 스위치(SW1, SW2)의 오프시에 게이트의 전하를 방출하는 것에 의해 관통 전류의 발생을 방지할 수도 있다.
여기서 인용된 모든 예와 조건적 언어는, 기술을 성공시키기 위하여 발명자에 의하여 기여된 개시 및 개념을 이해하는 데 독자에게 도움을 주기 위하여 교육적인 목적을 위한 것이며, 이러한 구체적으로 인용된 예 및 조건으로 제한하지 않는 것으로 이해되어야 하며, 본 명세서의 이러한 예의 구성은 본 개시의 우수성 및 열등성을 보여주는 것에 관련되지 않는다. 본 개시의 실시예가 상세히 설명되었어도, 본 개시의 사상 및 범위로부터 벗어나지 않고 여기에 다양한 변경, 대체, 및 개조가 행해질 수 있다는 것이 이해되어야 한다.

Claims (8)

  1. 전원 장치로서,
    제1 출력 단자와 제2 출력 단자 사이에 접속되고, 제1 스위칭 소자와 제1 정류 소자를 포함하는 제1 직렬 회로;
    상기 제1 출력 단자와 상기 제2 출력 단자 사이에 접속되고, 제2 스위칭 소자와 제2 정류 소자를 포함하는 제2 직렬 회로;
    상기 제1 스위칭 소자와 상기 제1 정류 소자 간의 접속점과, AC 입력의 제1 입력 단자 사이에 삽입된 제1 인덕터;
    상기 제2 스위칭 소자와 상기 제2 정류 소자 간의 접속점과, 상기 AC 입력의 제2 입력 단자 사이에 삽입된 제2 인덕터;
    상기 제1 인덕터와 상기 제1 입력 단자 간의 접속점과, 상기 제2 출력 단자 사이에 삽입된 제3 스위칭 소자;
    상기 제2 인덕터와 상기 제2 입력 단자 간의 접속점과, 상기 제2 출력 단자 사이에 삽입된 제4 스위칭 소자;
    상기 제1 및 제2 스위칭 소자를 제어하도록 구성된 제어 회로; 및
    상기 제3 및 제4 스위칭 소자를 제어하도록 구성된 동기 정류 제어 회로
    를 포함하는 전원 장치.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 동기 정류 제어 회로는, AC 입력 전압이 플러스인 경우, 상기 제3 스위칭 소자를 오프시키고, 상기 제4 스위칭 소자를 온시키고, AC 입력 전압이 마이너스인 경우, 상기 제3 스위칭 소자를 온시키고, 상기 제4 스위칭 소자를 오프시키는 것인 전원 장치.
  3. 제 1 항에 있어서, 상기 제1 및 제2 스위칭 소자는 전계 효과 트랜지스터인 것인 전원 장치.
  4. 제 3 항에 있어서, 상기 제3 및 제4 스위칭 소자는 전계 효과 트랜지스터인 것인 전원 장치.
  5. 제 1 항에 있어서, 상기 제3 및 제4 스위칭 소자는, 상기 제1 및 제2 스위칭 소자보다 낮은 온 저항을 갖는 것인 전원 장치.
  6. 제 1 항에 있어서, 상기 제1 및 제2 스위칭 소자는, 상기 제3 및 제4 스위칭 소자보다 스위칭이 빠른 것인 전원 장치.
  7. 제 1 항에 있어서, 상기 제1 및 제2 스위칭 소자는, 질화갈륨 고전자 이동도 트랜지스터인 것인 전원 장치.
  8. 제 1 항에 있어서, 상기 제3 및 제4 스위칭 소자는, 질화갈륨 고전자 이동도 트랜지스터인 것인 전원 장치.
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