CN103888000A - 电源装置 - Google Patents

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Abstract

公开了一种电源装置，该电源装置包括：第一串联电路，连接在第一输出端子与第二输出端子之间并且包括第一开关元件和第一整流元件；第二串联电路，连接在第一输出端子与第二输出端子之间并且包括第二开关元件和第二整流元件；第三开关元件，插入在第一电感器和第一输入端子间的连接点与第二输出端子之间；第四开关元件，插入在第二电感器和第二输入端子间的连接点与第二输出端子之间；控制电路，配置成控制第一开关元件和第二开关元件；以及同步整流控制电路，配置成控制第三开关元件和第四开关元件。

Description

电源装置
技术领域
在本文中所讨论的实施例涉及一种电源装置。
背景技术
近年来，在各个领域中节省能源已经引起了公众的注意，并且作为结果，其影响已经传播到很多领域，例如包括电源领域。具体地，例如，存在对于更有效的开关电源装置的需求。
对开关电源装置的功率因数进行校正的功率因数校正（PFC）转换器包括：二极管电桥，输入通用交流电力并且对所输入的交流电力执行全波整流；以及升压斩波电路，输入全波整流后的电压。为了减少二极管电桥电路中的电力损耗，还存在用作不具有整流电桥电路的无桥PFC的开关电源装置。
图1示出了具有无桥PFC电路的开关电源装置的电路图的一个示例。在图1所示的开关电源装置中，通用交流电力连接到第一输入端子A1和第二输入端子A2，并且输入交流输入电压VAC。在开关电源装置的输入端子中未设置对交流输入电压VAC执行全波整流的二极管电桥。
包括第一开关元件TR1和第一二极管D1的第一串联电路并联地连接到两个输出端子P1和P2。另外，包括第二开关元件TR2和第二二极管D2的第二串联电路并联地连接到两个输出端子P1和P2。例如，可以使用金属氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET）作为开关元件。
通过电容器C1对直流输出进行平滑的平滑电路并联地连接到两个输出端子P1和P2。
第一PFC电路由T型连接的第一电感器L1、第一开关元件TR1、第一二极管D1以及电容器C1构成，并且当交流输入电压VAC是正周期时，第一PFC电路用作有效的滤波器电路，该滤波器电路通过减少在交流输入电流中所包括的谐波失真来对电力的功率因数进行校正。
第二PFC电路由T型连接的第二电感器L2、第二开关元件TR2、第二二极管D2以及电容器C1构成，并且当交流输入电压VAC是负周期时，第二PFC电路用作有效的滤波器电路，该滤波器电路通过减少在交流输入电流中所包括的谐波失真来对电力的功率因数进行校正。
第一电感器L1插入在第一开关元件TR1和第一二极管D1间的连接点与交流输入电力的第一输入端子A1之间。第二电感器L2插入在第二开关元件TR2和第二二极管D2间的连接点与交流输入电力的第二输入端子A2之间。
第一返回二极管D3插入在第一输入端子A1和第一电感器L1间的连接点与输出端子P2的线路之间。第二返回二极管D4插入在第二输入端子A2和第二电感器L2间的连接点与输出端子P2的线路之间。
图2A和图2B是示出当交流输入电压VAC是正半周期时，图1所示的开关电源装置的电流路径的图。在正半周期中，通过接通和关断第一开关元件TR1来控制PFC。此时，还同时地接通和关断第二开关元件TR2。
图2A示出了当接通第一开关元件TR1时的电流路径，并且图2B示出了当关断第一开关元件TR1时的电流路径。
参照图2A，当接通第一开关元件TR1时，从第一输入端子A1流向第一电感器L1的电流从第一开关元件TR1流向输出端子P2的线路。当流向输出端子P2的线路的电流通过返回二极管D4返回到第二输入端子A2时，也接通了为MOSFET的第二开关元件TR2，并且作为结果，第二开关元件TR2的电压降落小于返回二极管D4中的电压降落。因此，大部分的返回电流流向第二开关元件TR2，并且少量的电流流向返回二极管D4。
参照图2B，当关断第一开关元件TR1时，从第一输入端子A1流向第一电感器L1的电流不通过第一开关元件TR1而是通过第一二极管D1流向输出端子P1。来自输出端子P2的返回电流通过返回二极管D4返回到第二输入端子A2。返回电流甚至通过第二开关元件TR2的寄生二极管（“体二极管”）BD2和第二电感器L2返回到第二输入端子A2。
因为电感器具有允许电流连续地流过的性质，所以即使将第一开关元件TR1从接通状态切换到关断状态时，第二电感器L2也允许返回电流如原样地连续地流过。因此，返回电流也连续地流向第二开关元件TR2的体二极管BD2。
一旦将第一开关元件TR1从接通状态切换到关断状态时，电流不流过返回二极管D4，并且之后电流缓慢地流出。然而，因为体二极管BD2的电压降落小于返回二极管D4的电压降落，所以大部分的返回电流流向关断的第二开关元件TR2的体二极管BD2，并且仅有少量的电流流向返回二极管D4。
当返回电流流过体二极管BD2时，往往会损耗电力。因此，为了进一步改进开关电源装置的输出效率，需要降低流向体二极管BD2的返回电流。
为了减少体二极管中的损耗可以考虑使用不具有体二极管的高电子迁移率晶体管（GaN-HEMT）作为第一开关元件TR1和第二开关元件TR2。然而，在这种情况下，返回电流全部流向返回二极管，并且作为结果，在返回二极管中产生损耗。返回二极管中的损耗甚至大于体二极管中的损耗。
根据实施例，通过在无桥PFC电路中设置根据交流输入的正/负周期来流动反馈电流的开关，返回电流不流过关断的开关元件的体二极管。可以提供一种具有高的功率效率、减少返回二极管中的电力损耗的开关电源装置。
下面是参考文献：
[文献1]日本公开专利申请第2011-152017号，以及
[文献2]未审查日本专利申请公布第2007-527687号。
发明内容
根据本发明的方面，一种电源装置包括：第一串联电路，连接在第一输出端子与第二输出端子之间并且包括第一开关元件和第一整流元件；第二串联电路，连接在第一输出端子与第二输出端子之间并且包括第二开关元件和第二整流元件；第一电感器，插入在第一开关元件和第一整流元件间的连接点与交流输入的第一输入端子之间；第二电感器，插入在第二开关元件和第二整流元件间的连接点与交流输入的第二输入端子之间；第三开关元件，插入在第一电感器和第一输入端子间的连接点与第二输出端子之间；第四开关元件，插入在第二电感器和第二输入端子间的连接点与第二输出端子之间；控制电路，配置成控制第一开关元件和第二开关元件；以及同步整流控制电路，配置成控制第三开关元件和第四开关元件。
借助于在权利要求中特别地指出的元件和组合将实现并且获得本公开的目的和优势。
应当理解，如所声明地，前述的一般描述和下面的详细描述两者均是示例性的和说明性的，并且不是对本公开的限制。
附图说明
图1是示出具有无桥PFC电路的电源装置的一个示例的电路图。
图2A和图2B是分别地说明无桥PFC电路的操作的电路图。
图3A和图3B是分别地描述对比例的电源装置的操作的电路图。
图4是描述MOSFET的导通电阻与开关损耗之间的关系的图。
图5是本实施例的电源装置的电路图。
图6A和图6B是分别地描述本实施例的电源装置的操作的电路图。
图7是示出同步整流驱动电路的示例的电路图。
图8A至图8E是分别地示出同步整流驱动电路的操作仿真结果的图。
图9是示出同步整流驱动电路的另一示例的电路图。
图10A至图10E是分别地示出另一同步整流驱动电路的操作仿真结果的图。
具体实施方式
参照图3A和图3B，首先将描述减少体二极管中的损耗的具有无桥PFC电路的开关电源装置的对比例。
在图3A和图3B中，相同的附图标记指代与图1所示的开关电源装置的组件相同或等价的组件，并且将省略对其的描述。
对比例的开关电源装置不具有与在图1所示的开关电源装置中所设置的返回二极管D3和返回二极管D4相对应的二极管。
图3A和图3B是示出当交流输入电压VAC是正半周期时的电流路径的图。在正半周期中，通过开关第一开关元件TR1来控制PFC，并且接通第二开关元件TR2。
图3A示出了当接通第一开关元件TR1时的电流路径，并且图3B示出了当关断第一开关元件TR1时的电流路径。
参照图3A，当接通第一开关元件TR1时，从第一输入端子A1流向第一电感器L1的电流从第一开关元件TR1流向输出端子P2的线路。流向输出端子P2的线路的电流从接通的第二开关元件TR2返回到第二输入端子A2。
参照图3B，当关断第一开关元件TR1时，从第一输入端子A1流向第一电感器L1的电流不通过第一开关元件TR1而是通过第一二极管D1流向输出端子P1。从输出端子P2流动的返回电流从接通的第二开关元件TR2返回到第二输入端子A2。
在对比例的开关电源装置中，接通第二开关元件TR2，以及作为结果，不需要返回二极管并且移除了体二极管中的损耗。然而，因为在交流输入电压VAC的半周期期间接通第二开关元件TR2，所以在此期间通过导通电阻损耗了电力。
例如，由于接通晶体管时在源极与漏极之间的电阻成分（被称为晶体管的导通电阻），和在接通/关断状态之间切换晶体管时发生的过度状态（excessive state）（所谓的开关损耗），使得在开关晶体管中发生电力消耗。
当接通晶体管时，发生了由于晶体管的导通电阻所导致的问题。即，在接通晶体管时电流流向晶体管的情况下，晶体管的导通电阻依照欧姆定律根据导通电阻和电流、在晶体管的电流流过的端子之间产生了电压。
因为在晶体管中所消耗的电力（功率）是流过晶体管的电流与在电流流过晶体管的两个端子之间所产生的电压的乘积，所以该电力不可以被提取为开关电力的输出，并且该电力被转换为晶体管的热量从而变为电力损耗。
因为在接通/关断状态之间进行切换时，存在电流和电压两者均不为零的时间（称为开关时间），所以产生了在接通和关断的过度状态中所产生的损耗（被称为开关损耗）。当在过度状态中的电流和电压的变化被近似地设置为时间的功函数时，开关损耗可以表示为电流×电压×开关时间/2，并且作为结果，需要增加晶体管的驱动能力，即，为了减少开关损耗需要增加开关速度。
图4是绘出市面上销售的硅MOSFET的导通电阻与输出电容的开关损耗之间的关系的图。虚线指示在特定的输出的情况下，导通电阻的损耗。基于图4，可以看出具有低导通电阻的MOSFET具有大的开关损耗，并且具有小的开关损耗的MOSFET具有大的导通电阻。
在PFC控制中，因为以100KHz至200KHz的相对快速的周期执行开关，所以可以使用具有快速开关和小的开关损耗的MOSFET作为开关元件。
因为在交流输入电压VAC的半个周期的时间段（例如，50Hz至60Hz）期间接通了用于使得返回电流返回的开关，所以为了减少在此期间被转换为所产生的热量的损耗，可以使用具有小的导通电阻的MOSFET。
然而，如从图4所知，难以选择具有小的开关损耗和小的导通电阻两者的MOSFET。在对比例的开关电源装置中，存在如下问题：开关损耗和导通电阻的损耗中的一个增加。即，当通过同一开关元件执行用于PFC控制的开关和电流返回时，电力损耗增加。
在下文中，将参照附图详细地描述适合于所公开的技术的实施例。
图5是示出根据所公开的技术的实施例的开关电源装置的电路图。在图5中，相同的附图标记指代与图1所示的开关电源装置的组件相同或等价的组件，并且将省略对其的描述。
实施例的开关电源装置包括输入端子A1和输入端子A2、PFC电路、PFC控制电路50、输出端子P1和输出端子P2、以及同步整流控制电路20。
通用交流电力（例如，80VAC至230VAC）从交流电源1输入到输入端子A1和输入端子A2。
输出端子P1是输出直流电力的正极端子，并且输出端子P2是输出直流电力的负极端子。
包括第一开关元件TR1和第一二极管D1的第一串联电路并联地连接到两个输出端子P1和P2。另外，包括第二开关元件TR2和第二二极管D2的第二串联电路并联地连接到两个输出端子P1和P2。例如，可以使用具有高的开关速度并且因此具有小的开关损耗的MOSFET作为第一开关元件和第二开关元件。可以使用氮化镓高电子迁移率晶体管（GaN-HEMT）作为第一开关元件和第二开关元件，该氮化镓高电子迁移率晶体管使用氮化镓（GaN）、具有高的开关速度并且可以耐高的内部压力。
第一电感器L1插入在第一开关元件TR1和第一二极管D1间的连接点与输入端子A1之间。第二电感器L2插入在第二开关元件TR2和第二二极管D2间的连接点与输入端子A2之间。例如，使用升压电感器作为第一电感器L1和第二电感器L2。
对直流输出进行平滑的平滑电容器C1并联地连接到两个输出端子P1和P2。
第一PFC电路由T型连接的第一电感器L1、第一开关元件TR1、第一二极管D1、以及平滑电容器C1构成。第二PFC电路由T型连接的第二电感器L2、第二开关元件TR2、第二二极管D2、以及平滑电容器C1构成。
第一开关元件TR1和第二开关元件TR2接收从PFC控制电路50到栅极的脉冲类型栅极电压，以被接通和关断，并且以脉宽调制（PWM）来驱动。
PFC控制电路50将施加到第一开关元件TR1和第二开关元件TR2的栅极的脉冲类型栅极电压输出。PFC控制电路50确定从输入端子A1和输入端子A2所输入的交流电力的电压值、流过第一开关元件TR1和第二开关元件TR2的电流的电流值、以及基于平滑电容器C1的输出侧的电压值的栅极电压的占空比，以将栅极电压施加到第一开关元件TR1和第二开关元件TR2的栅极。例如，可以使用倍增器(multiplier)电路作为PFC控制电路50，其可以基于流过第一开关元件TR1和第二开关元件TR2的电流值、直流输出电压值以及交流输入电压值来计算占空比。
当交流输入电压VAC在正周期中时，第一PFC电路用作有效的滤波器电路，该滤波器电路通过减少交流输入电流中所包括的谐波失真来对电力的功率因数进行校正。当交流输入电压VAC在负周期中时，第二PFC电路用作有效的滤波器电路，该滤波器电路通过减少交流输入电流中所包括的谐波失真来对电力的功率因数进行校正。
第一二极管D1和第二二极管D2可以具有从第一电感器L1和第二电感器L2到平滑电容器C1的方向的整流方向，并且例如，使用第一恢复二极管和SiC肖特基二极管。
第一同步整流开关SW1插入在输入端子A1和第一电感器L1间的连接点与输出端子P2的线路之间。第二同步整流开关SW2插入在输入端子A2和第二电感器L2间的连接点与输出端子P2的线路之间。例如，可以使用具有小的导通电阻的MOSFET作为第一同步整流开关SW1和第二同步整流开关SW2。替选地，可以使用具有小的导通电阻的GaN-HEMT。
通过同步整流驱动电路22控制第一同步整流开关SW1和第二同步整流开关SW2的接通/关断切换。第一同步整流开关SW1和第二同步整流开关SW2以及同步整流驱动电路22构成了同步整流控制电路20。
接下来，将参照图6A和图6B来描述实施例的开关电源装置的操作。
图6A和图6B是示出当交流输入电压VAC在正半周期时图5所示的开关电源装置的电流路径的图。在正半周期中，通过接通和关断第一开关元件TR1来控制PFC。此时，关断第二开关元件TR2。
图6A示出了当接通第一开关元件TR1时的电流路径，并且图6B示出了当关断第一开关元件TR1时的电流路径。
参照图6A，当接通第一开关元件TR1时，从输入端子A1流向第一电感器L1的电流从第一开关元件TR1流向输出端子P2的线路。同步整流驱动电路22检测到交流输入电压VAC在正半周期中，从而接通第二同步整流开关SW2。
流向输出端子P2的线路的电流通过第二同步整流开关SW2返回到第二输入端子A2。因为第二同步整流开关SW2中的电压降落仍小于第二开关元件TR2的体二极管BD2的电压降落，所以返回电流不流过体二极管BD2而是流过第二同步整流开关SW2。
参照图6B，当关断第一开关元件TR1时，从输入端子A1流向第一电感器L1的电流不通过第一开关元件TR1而是通过第一二极管D1流向输出端子P1。来自输出端子P2的返回电流通过第二同步整流开关SW2返回到第二输入端子A2。因为第二同步整流开关SW2中的电压降落仍小于第二开关元件TR2的体二极管BD2的电压降落，所以返回电流不流过体二极管BD2而是流过第二同步整流开关SW2。
接通第二同步整流开关SW2的时间段是交流输入电压VAC的半个周期（例如，50Hz至60Hz）的时间段。当使用具有小的导通电阻的MOSFET作为第二同步整流开关SW2时，可以减少在接通第二同步整流开关SW2的时间段期间转换为热量的损耗。
根据实施例，因为返回电流不流过关断的开关元件的体二极管，所以在体二极管中不损耗电力，并且因为可以减少同步整流开关中导通电阻的损耗，所以可以提供具有高功率效率的开关电源装置。
接下来将参照图7和图8描述实施例的同步整流驱动电路22的示例。
图7是同步整流驱动电路22的示例电路，该同步整流驱动电路22用于将第一同步整流开关SW1和第二同步整流开关SW2的栅极与交流输入电压VAC同步并且驱动该栅极。在实施例中，通过对交流输入电压VAC的电阻分压来准备同步整流开关SW1和同步整流开关SW2的栅极偏压。
为了符合世界各地的交流输入电压的电压（例如，80VAC至230VAC），通过将分压电阻的电阻比例R1:R2和R4:R3设置为例如2:1，来由齐纳二极管D1至齐纳二极管D4限制最大电压。
图8A至图8E示出了当交流230V作为交流输入电压被输入到图7所示的同步整流驱动电路22时的仿真波形。图8A示出了交流输入电压波形，图8B示出了第一同步整流开关SW1的栅极波形，图8C示出了第二同步整流开关SW2的栅极波形，图8D示出了开关损耗，以及图8E示出了直流输出电压波形。
从图8B和图8C中可以看出，响应于交流输入电压VAC，偏压被施加到第一同步整流开关SW1和第二同步整流开关SW2的栅极。在实施例中，通过电阻分压电路准备栅极偏压，但是即使使用专用的辅助电源和专用的控制电路，也可以实现相同的操作。
图9是根据同步整流驱动电路的另一实施例的同步整流驱动电路24的示例电路。图10A至图10E示出了当交流230V作为交流输入电压被输入到图9所示的同步整流驱动电路24时的仿真波形。
在图7所示的同步整流驱动电路22中，假定使用具有100mΩ或更低的导通电阻的MOSFET作为同步整流开关SW1和同步整流开关SW2。然而，当使用具有低的导通电阻的MOSFET时，当输入低电压时可能延迟接通/关断的切换。因此，同时地接通同步整流开关SW1和同步整流开关SW2两者以产生穿透电流，并且作为结果，可能增加开关损耗或可能损坏MOSFET。
在图9所示的同步整流驱动电路24中，当关断同步整流开关SW1和SW2时，通过在同步整流开关SW1和同步整流开关SW2的栅极之前所添加的晶体管Q1和晶体管Q2释放栅极电荷，可以防止产生穿透电流。
在本文中所陈述的所有示例和条件性语言是出于辅助读者理解由发明人所贡献的本公开内容和概念以促进技术进步的教学目的，并且应当被理解为不是对这样具体地陈述的示例和条件的限制，在说明书中的这样的示例的组织也不涉及示出本公开内容的优势和劣势。尽管已经详细地描述了本公开内容的实施例，但是应当理解可以进行各种改变、置换以及替换，而不背离本发明的精神和范围。

Claims (8)

1.一种电源装置，包括：
第一串联电路，所述第一串联电路连接在第一输出端子与第二输出端子之间并且包括第一开关元件和第一整流元件；
第二串联电路，所述第二串联电路连接在所述第一输出端子与所述第二输出端子之间并且包括第二开关元件和第二整流元件；
第一电感器，所述第一电感器插入在所述第一开关元件和所述第一整流元件间的连接点与交流输入的第一输入端子之间；
第二电感器，所述第二电感器插入在所述第二开关元件和所述第二整流元件间的连接点与所述交流输入的第二输入端子之间；
第三开关元件，所述第三开关元件插入在所述第一电感器和所述第一输入端子间的连接点与所述第二输出端子之间；
第四开关元件，所述第四开关元件插入在所述第二电感器和所述第二输入端子间的连接点与所述第二输出端子之间；
控制电路，所述控制电路配置成控制所述第一开关元件和所述第二开关元件；以及
同步整流控制电路，所述同步整流控制电路配置成控制所述第三开关元件和所述第四开关元件。
2.根据权利要求1所述的电源装置，其中，所述同步整流控制电路在交流输入电压为正时，关断所述第三开关元件并且接通所述第四开关元件；以及在所述交流输入电压为负时，接通所述第三开关元件并且关断所述第四开关元件。
3.根据权利要求1所述的电源装置，其中，所述第一开关元件和所述第二开关元件是场效应晶体管。
4.根据权利要求3所述的电源装置，其中，所述第三开关元件和所述第四开关元件是场效应晶体管。
5.根据权利要求1所述的电源装置，其中，所述第三开关元件和所述第四开关元件具有比所述第一开关元件和所述第二开关元件更低的导通电阻。
6.根据权利要求1所述的电源装置，其中，所述第一开关元件和所述第二开关元件比所述第三开关元件和所述第四开关元件更快速地开关。
7.根据权利要求1所述的电源装置，其中，所述第一开关元件和所述第二开关元件是氮化镓-高电子迁移率晶体管。
8.根据权利要求1所述的电源装置，其中，所述第三开关元件和所述第四开关元件是氮化镓-高电子迁移率晶体管。
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