CN111149287B - 功率转换装置 - Google Patents

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Abstract

在具有多个开关元件(Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz)的功率转换装置中设置控制开关操作的控制部(40)。控制部(40)控制开关元件(Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz)，以保证：从电动机电流矢量的绝对值的波形中提取以电源频率为基波频率的二次谐波、四次谐波以及六次谐波并进行合成而得到的波形在电源半周期内出现两个以上的极大点。

Description

功率转换装置
技术领域
本发明涉及一种功率转换装置。
背景技术
有这样一种方式的功率转换装置：可以将交流电源的功率转换为任意的交流功率。在该种方式的功率转换装置中，有些功率转换装置在直流链部设置电容较小的电容器以谋求功率因数的改善(例如参照专利文献1)。
专利文献1：日本公开专利公报特开2002-51589号公报
发明内容
－发明要解决的技术问题－
但是，如果通过专利文献1中的功率转换装置向电动机供给功率，则有电动机电流的有效值增大，电动机的效率降低的倾向。还有电动机的峰值扭矩增大的倾向，其结果是导致了电动机的运转区域变窄。作为解决上述问题的措施，能够想到将电动机大型化，或者将构成直交流转换电路的开关元件大电容化，但是这样会导致装置的体积增大或成本上升。也就是说，需要采取其他措施来解决上述问题。
本发明正是为解决上述问题而完成的，其目的在于：谋求降低功率转换装置中电动机的输出扭矩的峰值。
－用以解决技术问题的技术方案－
为了解决上述技术问题，第一方面发明是一种功率转换装置，具有多个开关元件Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz，通过该开关元件Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz的开关操作将输入的交流电源20的功率转换为规定频率的交流功率，并向电动机30供给转换后的交流功率。其特征在于：该功率转换装置包括控制所述开关操作的控制部40，所述控制部40控制所述开关元件Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz，以保证：当将所述交流电源20的电压极性与从电动机电流矢量的绝对值的波形中提取以电源频率为基波频率的二次谐波、四次谐波以及六次谐波并进行合成而得到的波形在电源半周期内出现两个以上的极大点。
在该构成方式下，能够抑制电动机扭矩(或电流)的峰值。
第二方面发明在第一方面发明的基础上，具有交直流转换电路11、直流链部12以及直交流转换电路13。所述交直流转换电路11对所述交流电源20的交流电压进行整流，所述直流链部12以所述交直流转换电路11的输出作为输入来生成随着所述交流电压的频率脉动的直流电压vdc，所述直交流转换电路13通过开关操作将由所述直流链部12生成的直流电压vdc转换为规定频率的交流电压并输出。所述控制部40控制所述直交流转换电路13，以保证电源电流iin具有非导通期间。
在该构成方式下，电源电流iin具有非导通期间，因此能够将电动机电流的有效值最小化。
第三方面发明在第一方面发明或第二方面发明的基础上，所述控制部40控制所述开关元件Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz，以保证：当将所述交流电源20的电压极性与从电源电流iin的波形中提取基波、三次谐波以及五次谐波并进行合成而得到的波形相乘时，该相乘后而得到的波形在电源半周期内出现两个以上的极大点。
－发明的效果－
根据第一方面发明，在将交流电源的功率转换为任意的交流功率的功率转换装置中，能够谋求在规定的负载下降低电动机输出扭矩的峰值。
根据第二方面发明，电源电流具有非导通期间，因此在规定的负载下能够将电动机电流的有效值最小化。这样一来，便能够将电动机电流的有效值或电动机输出扭矩的峰值中的任一者最小化。
附图说明
图1是示出第一实施方式所涉及的功率转换装置的构成的方框图；
图2示出电源电压的波形和直流电压的波形的一个例子；
图3示出电源电流指令值的波形的一个例子；
图4示出现有技术中的功率转换装置的电源电流指令值的一个例子；
图5示出在现有技术中功率转换装置工作的情况下，电动机输出扭矩波形的一个例子；
图6示出第一实施方式中的电动机的输出扭矩的波形的一个例子；
图7示出提取基于交流电源的电压的基波频率的基波、三次谐波以及五次谐波并进行合成而得到的波形的一个例子；
图8示例出难以降低电动机扭矩的峰值的电源电流的波形；
图9示出将交流电源的电压极性与从图8的电源电流中提取基于交流电源的电压的基波频率的基波、三次谐波以及五次谐波并进行合成而得到的波形相乘后而得到的波形；
图10示出与图8的电源电流相对应的电动机扭矩的波形；
图11示出电源电流指令值的波形的其他例子；
图12示出公式(1)～公式(5)中的参数与电路之间的关系；
图13示出第一实施方式中的q轴电流指令值的波形和d轴电流指令值的波形的一个例子；
图14示出现有技术中的功率转换装置的q轴电流指令值的波形和d轴电流指令值的波形的一个例子；
图15示例出电动机电流矢量的绝对值的波形；
图16示出从电动机电流矢量的波形中提取以电源频率为基波频率的二次、四次、六次谐波各谐波的波形并求出的它们的绝对值；
图17是示出第二实施方式所涉及的功率转换装置的构成的方框图；
图18是示出第三实施方式所涉及的功率转换装置的构成的方框图；
图19是示出第四实施方式所涉及的功率转换装置的构成的方框图；
图20示例出第四实施方式中的电动机电流矢量的绝对值的波形(电源半周期内的测量值)；
图21示例出第四实施方式中的电流矢量指令值的波形(电源半周期)；
图22是示出第五实施方式所涉及的功率转换装置的构成的方框图；
图23示出补偿量计算部的其他构成例。
具体实施方式
下面，参照附图对本发明的实施方式进行说明。需要说明的是，以下实施方式只不过是本质上优选的示例而已，并没有限制本发明、本发明的应用对象或者本发明的用途范围的意图。
(发明的第一实施方式)
图1是示出第一实施方式所涉及的功率转换装置的构成的方框图。功率转换装置10将输入交流电压(在该例中为从单相的交流电源20供来的电源电压vin)转换为规定的输出交流电压，并向电动机30供给转换后的输出交流电压。在本实施方式中，如图1所示，功率转换装置10包括交直流转换电路11、直流链部12、直交流转换电路13以及控制部40。需要说明的是，电动机30例如由IPM电动机(内永久磁铁电动机：Interior Permanent MagnetMotor)构成，在本实施方式中，电动机30驱动空调机的压缩机(省略图示)。
<交直流转换电路>
交直流转换电路11通过电抗器L连接在交流电源20上，对来自交流电源20的电源电压vin进行全波整流。在该例中，交直流转换电路11包括以桥式接线连接的四个二极管D1、D2、D3、D4。也就是说，交直流转换电路11由二极管桥式电路构成。
<直流链部>
直流链部12具有连接在交直流转换电路11的一对输出节点之间的电容器C，交直流转换电路11的输出(即经全波整流后的电源电压vin)输入电容器C而生成直流电压vdc。直流电压vdc随着电源电压vin的频率脉动。
这里，对直流电压vdc中含有与电源电压vin的频率相对应的脉动分量的理由进行说明。直流链部12中的电容器C的电容值设定为：几乎无法将交直流转换电路11的输出平滑化，另一方面，能够抑制由于直交流转换电路13的开关操作(后述)所引起的脉动电压(与开关频率相对应的电压变化)。具体而言，电容器C由小电容电容器(例如薄膜电容器)构成，该小电容电容器的电容值为在一般功率转换装置中用于将交直流转换电路的输出平滑化的平滑电容器(例如电解电容器)的电容值的约0.01倍(例如几十μF左右)。由于这样构成电容器C，因此在直流链部12中交直流转换电路11的输出几乎不会被平滑化。其结果是，与电源电压vin的频率相对应的脉动分量(在该例中脉动分量的频率为具有电源电压vin的频率的两倍)残留在直流电压vdc中。例如，直流电压vdc脉动，其最大值为其最小值的两倍以上。图2示出电源电压vin的波形和直流电压vdc的波形的一个例子。
<直交流转换电路>
直交流转换电路13的一对输入节点分别连接在直流链部12的电容器C的两端上，通过开关操作将由直流链部12生成的直流电压vdc转换为输出交流电压并向电动机30供给转换后的输出交流电压。在该例中，为了向电动机30供给三相的输出交流电压，直交流转换电路13具有桥式接线连接的六个开关元件Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz、以及六个续流二极管Du、Dv、Dw、Dx、Dy、Dz。详细而言，直交流转换电路13具有将两个开关元件相互串联而成的三个开关臂(switching leg)，在三个开关臂中的每个开关臂中，上臂(arm)中的开关元件Su、Sv、Sw和下臂中的开关元件Sx、Sy、Sz的中点分别连接在电动机30各相的线圈(u相线圈、v相线圈、w相线圈)上。在六个开关元件Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz上，分别反并联地连接有六个续流二极管Du、Dv、Dw、Dx、Dy、Dz。
<控制部>
控制部40由微型计算机和存储器构成，存储器中存储有控制微型计算机的软件。控制部40通过控制直交流转换电路13的开关操作来控制直交流转换电路13的输出(输出交流电压)，以便让电动机30的转速ω成为给定的指令值(以下称为转速指令值ω*)。这样便能够控制电动机30工作。
在控制该开关操作时，本实施方式中的控制部40控制向交直流转换电路11输入的输入电流(以下也称为电源电流iin)的波形。更具体而言，控制部40控制直交流转换电路13，以保证：将交流电源20的电压极性与从向交直流转换电路11输入的电源电流iin的波形中提取基于交流电源20的电压的基波频率的基波、三次谐波以及五次谐波并进行合成而得到的波形相乘，在观察该相乘后而得到的波形的情况下，该波形在电源半周期内出现两个以上的极大点。需要说明的是，这里，“电源半周期”是指交流电源20的电压周期的一半(下同)。
为了实现上述控制，如图1所示，控制部40包括速度控制部41、电源电流指令生成部42、坐标转换部43、dq轴电流控制部44、PWM运算部45、电流指令运算部46以及补偿量计算部47。
速度控制部41基于电动机30的转速ω与转速指令值ω*之间的偏差进行例如PID计算(比例、积分、微分)，以生成平均电动机扭矩Tm的指令值(以下称为平均扭矩指令值Tm *)。平均扭矩指令值Tm *输出给电流指令运算部46。
电源电流指令生成部42基于电源电压vin的相位角(以下称为电源相位θin)生成随着电源电压vin的频率(例如50Hz)脉动的指令值(以下称为电源电流指令值|iin *|)。生成该电源电流指令值|iin *|，以保证：将交流电源20的电压极性与提取基于交流电源20的电压的基波频率的基波、三次谐波以及五次谐波并进行合成而得到的波形相乘，在观察该相乘后而得到的波形的情况下，该波形在电源半周期内出现两个以上的极大点。图3示出电源电流指令值|iin *|的波形的一个例子。图3的波形描绘出了电源半周期内的电源电流指令值|iin *|。如图3所示，在该电源电流指令值|iin *|中，在前半部分和后半部分分别出现一个所述极大点。
作为参考，图4示出现有技术中的在直流链部设置小电容电容器以谋求改善功率因数的功率转换装置(以下简称为“现有技术中的功率转换装置”)的电源电流的一个例子。现有技术中的功率转换装置的电源电流指令值|iin *|在电源半周期内具有大且单一的极大值，但在本实施方式中，电源电流指令生成部42生成电源电流指令值|iin *|，以保证在电源半周期内出现两个以上(在该例子中为两个)的所述极大点in。通过这样生成电源电流指令值|iin *|，在本实施方式中就能够生成图6所示的波形(大致为梯形)，在该图6所示的波形中，图5中示出现有技术中的功率转换装置的电动机扭矩的大且单一的极大值得到了抑制。需要说明的是，图5和图6示出的都是电源半周期内的波形。
图7示出在利用图3中的电源电流指令值|iin *|的情况下，将交流电源20的电压极性与提取基于交流电源20的电压的基波频率的基波、三次谐波以及五次谐波并进行合成而得到的波形相乘后而得到的波形。由图7可知，如果将基波、三次谐波、五次谐波叠加，则确实会出现两个极大值。
如果基波、三次谐波、五次谐波的相位不适当，则不能将电动机扭矩的峰值最小化。例如，针对图8示出的电源电流波形，将交流电源20的电压极性与从电源电流中提取基于交流电源20的电压的基波频率的基波、三次谐波以及五次谐波并进行合成而得到的波形相乘后而得到波形，该波形如图9所示。由图8示出的电源电流波形能够得到电动机扭矩如图10所示。能够确认出：与使用现有技术中的功率转换装置的情况(参照图5)相比，图10中电动机扭矩的峰值升高。也就是说，为了降低电动机扭矩的峰值，需要适当地叠加高次谐波以生成所期望的电源电流波形。
需要说明的是，电源电流指令生成部42也能够生成电源电流指令值|iin *|，以保证电源电流iin在过零点附近的规定期间(这里为包含过零点的规定期间)内in具有非导通期间in。图11示例出在具有非导通期间的情况下的电源电流指令值|iin *|。如图11所示，在电源电流指令值|iin *|的波形两端设定有电源电流指令值|iin *|的值为零的期间。如图11所示，电源电流具有非导通期间，因此与图3的例子相比能够增大图2的vdc0。结果是，能够减小d轴电流，从而能够将电动机电流的有效值最小化。也就是说，根据非导通期间的大小能够选择是将电动机电流的峰值最小化，还是将电动机电流的有效值最小化。
为了生成上述那样的电源电流指令值|iin *|，本实施方式的电源电流指令生成部42构成为：事先进行计算(更具体而言，在设计时计算)各种电源相位θin，并以电源相位θin为自变量，读取以表或函数(以下称为表等)的形式存储在所述存储器中的电源电流指令值|iin *|的值。这样计算出的电源电流指令值|iin *|的电源半周期内的波形就如图3或图11所示。
电流指令运算部46生成将会成为q轴电流iq的指令值(以下称为q轴电流指令值iq *)的基础的脉动指令值ip *。生成脉动指令值ip *时利用以下公式(1)～公式(8)。
(公式1)
Figure BDA0002426591610000081
(公式2)
Figure BDA0002426591610000082
(公式3)
iinv(t)＝iin(t)-ic(t)…(3)
(公式4)
pinv(t)＝vdc(t)iinv(t)…(4)
(公式5)
Figure BDA0002426591610000083
(公式6)
Pinv(t)≈ωTm(t)…(6)
(公式7)
Tm(t)＝pniq(t)(Φ+(Ld-Lq)id(t))…(7)
(公式8)
Pinv(t)∝iq(t)…(8)
在这些公式中，vin表示电源电压，iin表示电源电流，vdc表示电容器C的电压。Pinv表示直交流转换电路13的输出功率，L表示电抗器L的电感，C表示电容器C的静电电容。id表示d轴电流，iq表示q轴电流，Tm表示平均电动机扭矩，pn表示电动机极对数。需要说明的是，在这些公式中，各变量后的“t”表示各变量在时刻t的值。但是，为了简化各公式，假设在交直流转换电路11和直交流转换电路13不存在损耗。
例如，公式(1)～公式(4)是由构成功率转换装置10的电路(参照图1)中各部分的电流或电压等关系而推导出的公式。图12示出这些公式中的参数与电路之间的关系。由公式(1)～公式(5)可知，能够从电源电流iin的绝对值的目标值(即电源电流指令值|iin *|)推导出直交流转换电路13的输出功率Pinv。直交流转换电路13的输出功率Pinv与电动机输出(参照公式(6)的右边)大致相等，因此公式(6)成立。平均电动机扭矩Tm能够用公式(7)表达。由公式(7)可知，在d轴电流id一定的条件下，平均电动机扭矩Tm与q轴电流iq成正比。
因此，如公式(8)所示，q轴电流iq与直交流转换电路13的输出功率Pinv大致成正比。由上述内容可得：通过例如将直交流转换电路13的输出功率Pinv标准化以使平均值为1，然后再乘以平均扭矩指令值Tm *，就能够计算出将会成为q轴电流iq的基础的指令值(即脉动指令值ip *)
补偿量计算部47计算并输出补偿量(以下称为q轴电流指令补偿量icomp *)，以便让电源电流指令值|iin *|与电源电流iin的绝对值之间的偏差减小。在该例中，补偿量计算部47基于电源电流指令值|iin *|与电源电流iin的绝对值之间的偏差例如进行PI计算(比例、积分)，以求出q轴电流指令补偿量icomp *。
将该q轴电流指令补偿量icomp *与脉动指令值ip *相加，然后将二者相加后所得到的结果作为q轴电流指令值iq *向dq轴电流控制部44输出。图13示出本实施方式中的q轴电流指令值iq *的波形和d轴电流指令值id *的波形的一个例子。该波形描绘出了电源半周期内的q轴电流指令值iq *的波形和d轴电流指令值id *。作为参考，图14示出现有技术中的功率转换装置的q轴电流指令值iq *的波形和d轴电流指令值id *的波形的一个例子。图14的波形也是电源半周期的波形。
由图13、图14可知，本实施方式中的q轴电流指令值iq *的波形是现有技术中的功率转换装置的在电源半周期内看到的大且单一的极大值被抑制后而得到的波形(大致呈梯形)。需要说明的是，在该例中，d轴电流指令值id *为一定值。
坐标转换部43基于u相电流iu、w相电流iw以及电动机30中的转子(省略图示)的电角度(电动机相位θm)进行所谓的dq转换，而推导出电动机30的d轴电流id和q轴电流iq。需要说明的是，例如能够设置电流传感器直接检测u相电流iu和v相电流iv的值。
dq轴电流控制部44基于d轴电流指令值id *、q轴电流指令值iq *、d轴电流id以及q轴电流iq推导出d轴电压指令值vd *和q轴电压指令值vq *。具体而言，dq轴电流控制部44推导出d轴电压指令值vd *和q轴电压指令值vq *，以便让d轴电流指令值id *与d轴电流id之间的偏差、以及q轴电流指令值与q轴电流iq之间的偏差分别减小。
PWM运算部45生成控制信号G，该控制信号G用于控制直交流转换电路13中的开关元件Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz的接通/切断。具体而言，PWM运算部45根据电动机相位θm、直流电压vdc、d轴电压指令值vd *、q轴电压指令值vq *、d轴电压vd以及q轴电压vq，设定向开关元件Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz中的每个开关元件供给的控制信号G的占空比。控制信号G一输出，各开关元件Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz就会以由PWM运算部45设定的占空比进行开关操作(接通操作或切断操作)。该控制信号G被周期性地更新，利用控制信号G能够控制直交流转换电路13中的开关操作。
<功率转换装置的工作情况>
功率转换装置10一开始工作，交直流转换电路11就会对电源电压vin进行全波整流并将其输出给直流链部12。直流链部12以交直流转换电路11的输出作为输入，生成以电源电压vin频率的两倍频率脉动的直流电压vdc。需要说明的是，能够将直流电压vdc视为在过零点附近的规定期间(以下称为过零点附近期间P0)为一定值(以下称为过零电压值vdc0)(参照图2)。该过零点附近期间P0是包含电源电压vin变为零的那一刻的期间，也是相当于直流电压vdc的脉动波形的波谷之间的期间。
在功率转换装置10中，电源电流指令生成部42基于电源相位θin生成随着电源电压vin的频率(例如50Hz)脉动的指令值。电源电流指令值|iin *|一生成，就会在电流指令运算部46中生成脉动指令值ip *。另一方面，电源电流指令值|iin *|一生成，就会在补偿量计算部47中计算q轴电流指令补偿量icomp *，以便让电源电流指令值|iin *|与电源电流iin的绝对值之间的偏差减小。这样一来就能够将q轴电流指令值iq *计算出来。
这样计算出q轴电流指令值iq *以后，dq轴电流控制部44就会基于d轴电流指令值id *、q轴电流指令值iq *等生成d轴电压指令值vd *和q轴电压指令值vq *。这样一来，就会由PWM运算部45生成控制信号G，而在直交流转换电路13中进行与控制信号G相对应的开关操作。其结果是，规定的交流功率从直交流转换电路13供向电动机30，该电动机30开始工作。
此时，与现有技术中的功率转换装置的q轴电流的最大值相比，q轴电流iq的最大值得到了抑制。这样抑制了q轴电流iq的峰值以后，电动机30的输出扭矩的峰值也会得到抑制。将交流电源20的电压极性与从此时的电源电流iin的波形中提取基于交流电源20的电压频率的基波、三次谐波以及五次谐波并进行合成而得到的波形相乘，在观察该相乘后而得到的波形的情况下，该波形在电源半周期内出现两个以上的极大点(即为与图7示出的波形相同的波形)。
在本实施方式中，电动机电流矢量的绝对值的波形如图15所示。图16示出从电动机电流矢量的波形中提取以电源频率为基波频率的二次谐波、四次谐波、六次谐波各谐波的波形并求出的它们的绝对值。需要说明的是，电动机电流矢量是d轴电流矢量和q轴电流矢量的合成矢量，电动机电流矢量的绝对值是所述合成矢量的绝对值。电动机电流矢量的绝对值可以被看作是将电动机30中的三相交流变换为与其等效的二相交流而得到的电流矢量Iα、Iβ的绝对值。
由图15、图16可知，在本实施方式中，通过控制部40的控制，从电动机电流矢量的绝对值的波形中提取以电源频率为基波频率的二次谐波、四次谐波以及六次谐波并进行合成而得到的波形在电源半周期内出现两个以上的极大点。
〈本实施方式的效果〉
如上所述，在本实施方式中，通过生成具有上述那样的极大值的电源电流指令值|iin *|，电动机的输出扭矩的峰值就会降低。伴随于此，电动机电流的有效值也降低，从而电动机效率也能够提高。
(发明的第二实施方式)
图17是示出本发明的第二实施方式所涉及的功率转换装置10的构成的方框图。在本实施方式中，设置乘法器49来代替电流指令运算部46。向该乘法器49中输入平均扭矩指令值Tm *、电源相位θin的正弦值的绝对值(即|sinθin|)，将这些值相乘后的结果作为脉动指令值ip *输出。
在本实施方式中，也设置有电源电流指令生成部42和补偿量计算部47。本实施方式中的电源电流指令生成部42的构成与第一实施方式中的电源电流指令生成部42的构成相同，与第一实施方式一样地生成电源电流指令值|iin *|。本实施方式中的补偿量计算部47的构成也与第一实施方式中的补偿量计算部47的构成相同，基于电源电流iin和电源电流指令值|iin *|生成q轴电流指令补偿量icomp *。在本实施方式中，通过将脉动指令值ip *与q轴电流指令补偿量icomp *相加来补偿电源电流iin与电源电流指令值|iin *|之间的差值。
根据以上构成，在本实施方式中，得到的是现有技术中的功率转换装置的在电源半周期内看到的大且单一的极大值受到抑制后的波形(大致呈梯形)。也就是说，在本实施方式中，如果将所述交流电源20的电压极性与从电源电流iin的波形中提取基于交流电源20的电压频率的基波、三次谐波以及五次谐波并进行合成而得到的波形相乘，该相乘后而得到的波形也会在电源半周期内出现两个以上的极大点。需要说明的是，在本实施方式中，通过控制部40的控制，从电动机电流矢量的绝对值的波形中提取以电源频率为基波频率的二次谐波、四次谐波以及六次谐波并进行合成而得到的波形在电源半周期内也会出现两个以上的极大点，未图示。
如上所述，与现有技术相比，能够减小电动机电流的有效值。
(发明的第三实施方式)
在本发明的第三实施方式中，对运转时调整电源电流指令值|iin *|(即在功率转换装置10工作时进行调整)的例子进行说明。图18是示出本发明的第三实施方式所涉及的功率转换装置10的构成的方框图。本实施方式中的功率转换装置10在第一实施方式中的功率转换装置10的基础上追加了峰值运算部50、有效值运算部51、选择器52以及电源电流指令调整部53。
峰值运算部50构成为：求算u相电流iu的峰值和w相电流iw的峰值。有效值运算部51构成为计算u相电流iu的有效值和w相电流iw的有效值。选择器52对向峰值运算部50和有效值运算部51中的哪一个运算部输入u相电流iu和w相电流iw进行切换。该选择器52例如根据以降低电动机电流的峰值为目的的工作点或者以降低电动机电流的有效值为目的的工作点来进行切换。
电源电流指令调整部53对构成电源电流指令值|iin *|的参数进行调整，将调整结果(以下称为调整后的电源电流指令值|iin **|)输出给电流指令运算部46和补偿量计算部47，以便让电动机扭矩(或电流)的峰值或电流有效值的峰值变小。这里，构成电源电流指令值|iin *|的参数是用于决定电源电流iin波形的参数。更具体而言，所述参数是指在生成电源电流指令值|iin *|时叠加于所述基波的高次谐波(三次谐波和五次谐波)和非导通期间的长度。这样对构成电源电流指令值|iin *|的参数进行调整是由于电动机30的扭矩波形取决于电源电流iin之故(参照公式(5)、公式(6))。
例如能够想到采用爬山算法作为所述参数的具体调整方法。也就是说，在选择器52选择了峰值运算部50的情况下，利用爬山算法对所述高次谐波的振幅、所述非导通期间的长度进行调整，以便让相电流iu、iw的峰值变得更小；而在选择器52选择了有效值运算部51的情况下，利用爬山算法对所述高次谐波的振幅、所述非导通期间的长度进行调整，以便让电流有效值的峰值变得更小。这样一来就能够根据目的的不同来改变电源电流指令值|iin *|的波形。
这样得到的调整后的电源电流指令值|iin **|也具有与电源电流指令值|iin *|大致相同的波形，将交流电源20的电压极性与提取基于交流电源20的电压频率的基波、三次谐波以及五次谐波并进行合成而得到的波形相乘，在观察该相乘后得到的波形的情况下，该波形在电源半周期内出现两个以上的极大点。在本实施方式中，电流指令运算部46和补偿量计算部47分别利用调整后的电源电流指令值|iin **|来代替电源电流指令值|iin *|而工作。
因此，在本实施方式中，电动机的输出扭矩的峰值也降低，伴随于此，电动机电流的有效值也降低，从而电动机效率也能够提高。也就是说，在本实施方式中，也能够获得与第一实施方式等相同的效果。
需要说明的是，也可以代替调整所述参数这一做法，在所述存储器内存储好多种所述表等(参照第一实施方式)，然后在功率转换装置10的工作过程中根据峰值运算部50的计算结果和有效值运算部51的计算结果对这些表等进行切换。在该情况下，峰值运算部50的输出和有效值运算部51的输出连接于电源电流指令生成部42，在电源电流指令生成部42中根据峰值运算部50的输出等对所述表等进行切换即可。这样一来便能够根据直交流转换电路13的负载改变电源电流指令值|iin *|的波形。
需要说明的是，在本实施方式中，通过控制部40的控制，从电动机电流矢量的绝对值的波形中提取以电源频率为基波频率的二次谐波、四次谐波以及六次谐波并进行合成而得到的波形在电源半周期内也会出现两个以上的极大点，未图示。
(发明的第四实施方式)
图19是示出第四实施方式中的功率转换装置10的构成的方框图。在本实施方式中，控制部40的构成与第一实施方式等不同。本实施方式中的控制部40包括速度控制部41、坐标转换部43、dq轴电流控制部44、PWM运算部45以及高次谐波成分运算部54。坐标转换部43和PWM运算部45的构成与第一实施方式所包括的坐标转换部43和PWM运算部45的构成相同。
速度控制部41基于转速指令值ω*与转速ω之差进行所谓的PI运算并输出运算结果。这里，将速度控制部41的输出命名为速度指令值Ia **。
电源相位θin输入高次谐波成分运算部54后，利用该信息生成并输出具有将以电源频率为基波频率的二次谐波、四次谐波以及六次谐波合成后而得到的波形的信号。将高次谐波成分运算部54的输出和速度控制部41的输出(命名为速度指令值Ia **)相加，并向dq轴电流控制部44输入该相加结果(命名为电流矢量指令值Ia *)。在本实施方式中，电流矢量指令值Ia *被用作电动机电流矢量绝对值的指令值。
电动机30中的电流矢量相位的指令值(以下称为电流相位指令β*)和电流矢量指令值Ia *输入dq轴电流控制部44。dq轴电流控制部44利用已输入的这些指令值生成d轴电压指令值vd *和q轴电压指令值vq *。
这里，图20示例出本实施方式中的电动机电流矢量绝对值的波形(电源半周期的测量值)。图21示出从电动机电流矢量绝对值的波形中提取以电源频率为基波频率的二次谐波、四次谐波以及六次谐波并进行合成而得到的波形。如图21所示，在本实施方式中，通过控制部40的控制，从电动机电流矢量的绝对值的波形中提取以电源频率为基波频率的二次谐波、四次谐波以及六次谐波并进行合成而得到的波形在电源半周期内也会出现两个以上的极大点。
因此，在本实施方式中，电动机的输出扭矩的峰值也会降低。伴随于此，电动机电流的有效值也会降低，从而电动机效率也能够提高。
(发明的第五实施方式)
图22是示出第五实施方式中的功率转换装置10的构成的方框图。本实施方式是对第二实施方式中的功率转换装置10做了改变后而得到的。具体而言，如图22所示，在控制部40中追加了d轴电流指令生成部55。
d轴电流指令生成部55利用q轴电流指令值iq *生成d轴电流指令值id *。更具体而言，d轴电流指令生成部55利用q轴电流指令值iq *所含有且以电源频率为基波频率的二次谐波、四次谐波以及六次谐波对规定的常数值进行调制，而生成d轴电流指令值id *。
这样一来，与第二实施方式的例子相比，能够更可靠地让从电动机电流矢量的绝对值的波形中提取以电源频率为基波频率的二次谐波、四次谐波以及六次谐波并进行合成而得到的波形在电源半周期内出现两个以上的极大点。因此，在本实施方式中，也能够降低电动机的输出扭矩的峰值。伴随于此，在本实施方式中，电动机电流的有效值也会降低，从而电动机效率也能够提高。
(其它实施方式)
需要说明的是，补偿量计算部47的构成仅为示例，并不限于上述构成。图23示出补偿量计算部47的其他构成例。在图23的例子中，由电源电流指令值|iin *|和直流电压vdc的指令值vdc *生成功率的指令值Pin *，由电源电流iin和直流电压vdc求出当前的功率Pin。在该例中，基于当前的功率Pin与功率的指令值Pin *之间的偏差进行PI运算(比例、积分)，求出q轴电流指令补偿量icomp *。与各实施方式的q轴电流指令补偿量icomp *一样，该q轴电流指令补偿量icomp *也能够用于减小电源电流指令值|iin *|与电源电流iin的绝对值之间的偏差。
功率转换装置10的用途并不限于空调机。除此之外，功率转换装置10还能够应用于具有接受从功率转换装置10供来的功率电动机的各种机器中。
u相电流iu、v相电流iv等相电流值例如也可以由直流链电流idc计算。
也可以用矩阵转换器作功率转换装置。
－产业实用性－
本发明作为功率转换装置是有用的。
－符号说明－
10 功率转换装置
11 交直流转换电路
12 直流链部
13 直交流转换电路
20 交流电源
40 控制部
iin 电源电流
iin * 电源电流指令值
vdc 直流电压

Claims (2)

1.一种功率转换装置，具有多个开关元件(Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz)，通过该开关元件(Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz)的开关操作将输入的单相交流电源(20)的功率转换为规定频率的交流功率，并向电动机(30)供给转换后的交流功率，其特征在于：
该功率转换装置包括交直流转换电路(11)、直流链部(12)、直交流转换电路(13)以及控制部(40)，
所述交直流转换电路(11)对所述交流电源(20)的交流电压进行整流，
所述直流链部(12)具有电容器(C)，并且以所述交直流转换电路(11)的输出作为输入来生成随着所述交流电压的频率脉动的直流电压(vdc)，
所述直交流转换电路(13)通过开关操作将由所述直流链部(12)生成的直流电压(vdc)转换为规定频率的交流电压并输出，
所述控制部(40)控制所述开关操作，
设定所述电容器(C)的电容值，以保证所述直流电压(vdc)的最大值为其最小值的两倍以上，
所述控制部(40)控制所述开关元件(Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz)，以保证：从电动机电流矢量的绝对值的波形中提取以电源频率为基波频率的二次谐波、四次谐波以及六次谐波并进行合成而得到的波形在电源半周期内出现两个以上的极大点。
2.根据权利要求1所述的功率转换装置，其特征在于：
所述控制部(40)控制所述直交流转换电路(13)，以保证电源电流(iin)具有非导通期间。
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