CN105493393A - 电动机控制装置 - Google Patents

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Abstract

抑制平滑电容器的端子间电压的波动。电动机控制装置(15)控制具备电力变换器(13)、平滑电容器(14)以及三相交流电动机(14)的电动机系统，电动机控制装置(15)具备：生成单元(156u、156v、156w)，其通过对相电压指令信号(Vu、Vv、Vw)加上三次谐波信号(Vh1)来生成调制信号(Vmu、Vmv、Vmw)；控制单元(157)，其使用调制信号来控制电力变换器的动作；以及调整单元(155)，其调整三次谐波信号的振幅，以使得调整三次谐波信号的振幅的情况下的平滑电容器的端子间电压(VH)的峰值比不调整三次谐波信号的振幅的情况下的端子间电压的峰值小。

Description

电动机控制装置
技术领域
本发明涉及例如对具备三相交流电动机的电动机系统进行控制的电动机控制装置的技术领域。
背景技术
作为用于驱动三相交流电动机的控制方法的一例，可举出PWM(PulseWidthModulation脉宽调制)控制。PWM控制中，根据从使向三相交流电动机供给的相电流与期望值一致这一观点设定的相电压指令信号与预定频率的载波信号的大小关系，对将直流电压(直流电力)变换为交流电压(交流电力)的电力变换器进行控制。此外，PWM控制有时也被用来控制将交流电压变换为直流电压的电力变换器(参照专利文献1)。
另外，用于抑制向电力变换器输入或者从电力变换器输出的直流电压的变动的平滑电容器在很多情况下与电力变换器并联地电连接。近年来，在很多情况下，通过减小平滑电容器的容量来谋求平滑电容器的小型化。然而，若平滑电容器的容量变小，则平滑电容器的端子间电压的波动(所谓的脉动成分)可能会相对变大。于是，在专利文献1中公开了一种为了抑制(减少)这样的平滑电容器的端子间电压的波动而利用三次谐波信号的技术。具体而言，在专利文献1中公开了如下的技术：控制电力变换器所具备的开关元件，以使得来自交流电源的输入电流的电流波形与频率和交流电源相同的正弦波和三次谐波的合成波一致。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2010-263775号公报
发明内容
发明要解决的问题
然而，根据平滑电容器的端子间电压的波动的产生原因，会产生如下的技术问题：仅通过专利文献1所公开的技术，可能会无法充分地抑制平滑电容器的端子间电压的波动。
如上所述的问题可作为本发明所要解决的问题的一例而举出。本发明的目的在于，提供一种能够更适当地抑制平滑电容器的端子间电压的波动的电动机控制装置。
用于解决问题的手段
<1>
本发明的电动机控制装置，控制如下的电动机系统，该电动机系统具备：直流电源；电力变换器，其将从所述直流电源供给的直流电力变换为交流电力；平滑电容器，其与所述电力变换器并联地电连接；以及三相交流电动机，其使用从所述电力变换器输出的交流电力来进行驱动，所述电动机控制装置具备：生成单元，其通过对规定所述三相交流电动机的动作的相电压指令信号加上三次谐波信号来生成调制信号；控制单元，其使用所述调制信号来控制所述电力变换器的动作；以及调整单元，其调整所述三次谐波信号的振幅，所述调整单元调整所述三次谐波信号的振幅，以使得调整所述三次谐波信号的振幅的情况下的所述平滑电容器的端子间电压的峰值比不调整所述三次谐波信号的振幅的情况下的所述端子间电压的峰值小。
根据本发明的电动机控制装置，能够控制电动机系统。作为电动机控制装置的控制对象的电动机系统具备直流电源、平滑电容器、电力变换器以及三相交流电动机。直流电源输出直流电力(换言之，直流电压、直流电流)。平滑电容器与电力变换器并联地电连接。典型地，平滑电容器与直流电源并联地电连接。因此，平滑电容器能够抑制平滑电容器的端子间电压(也就是直流电源和电力变换器各自的端子间电压)的变动。电力变换器将从直流电源供给的直流电力变换为交流电力(典型地是三相交流电力)。其结果，三相交流电动机使用从电力变换器向该三相交流电动机供给的交流电力来进行驱动。
为了控制这样的电动机系统，电动机控制装置具备生成单元、控制单元以及调整单元。
生成单元通过对相电压指令信号加上三次谐波信号来生成调制信号。也就是说，生成单元对与三相交流电动机的各相(也就是由U相、V相以及W相构成的三相的各相)对应的相电压指令信号加上三次谐波信号。其结果，生成单元生成与三相交流电动机的各相(也就是由U相、V相以及W相构成的三相的各相)对应的调制信号。
相电压指令信号是规定三相交流电动机的动作的交流信号。例如，相电压指令信号可以从使三相交流电动机输出的转矩与期望值一致这一观点适当设定。三次谐波信号是具有相电压指令信号的频率的3倍的频率的信号(典型地是交流信号)。
此外，作为三次谐波信号，可以使用在三相交流电动机的全部三相中共用的共通的三次谐波信号。在该情况下，可以对各相的相电压指令信号加上该共通的三次谐波信号。或者，作为三次谐波信号，也可以使用对三相交流电动机的三相的各相单独准备的三次谐波信号。在该情况下，可以对各相的相电压指令信号加上与各相对应的三次谐波信号。
控制单元使用由生成单元生成的调制信号来控制电力变换器的动作。例如，控制单元可以根据调制信号与预定频率的载波信号的大小关系来控制电力变换器的动作。其结果，电力变换器对三相交流电动机供给与相电压指令信号相应的交流电力。因此，三相交流电动机以与相电压指令信号相应的形态进行驱动。
调整单元调整三次谐波信号的振幅。具体而言，调整单元调整三次谐波信号的振幅，以使得调整三次谐波信号的振幅的情况下的平滑电容器的端子间电压的峰值(优选是端子间电压的波动的峰值，以下同样)比不调整三次谐波信号的振幅的情况下的端子间电压的峰值小。也就是说，调整单元调整三次谐波信号的振幅，以使得使用通过加上振幅已被调整的三次谐波信号而生成的调制信号(后述的振幅已调整调制信号)来控制电力变换器的动作的情况下的端子间电压的峰值比使用通过加上振幅未被调整的三次谐波信号而生成的调制信号(后述的振幅未调整调制信号)来控制电力变换器的动作的情况下的端子间电压的峰值小。其结果，三次谐波信号的振幅被调整成使得平滑电容器的端子间电压的波动相对变小。因此，电动控制装置能够适当抑制平滑电容器的端子间电压的波动。
此外，为了以这样的形态调整三次谐波信号的振幅，调整单元可以适当监视平滑电容器的端子间电压(或其峰值)，并且通过使用了该监视到的端子间电压的反馈控制来调整三次谐波信号的振幅。
这样，根据本发明的电动机控制装置，能够调整三次谐波信号的振幅以使得平滑电容器的端子间电压的峰值相对变小。因此，电动控制装置能够适当抑制平滑电容器的端子间电压的波动。
<2>
在本发明的电动机控制装置的另一技术方案中，所述调整单元，在所述三次谐波信号的振幅成为第1预定值的情况下的所述端子间电压的峰值比所述三次谐波信号的振幅成为第2预定值的情况下的所述端子间电压的峰值小的情况下，调整所述三次谐波信号的振幅以使得所述三次谐波信号的振幅成为所述第1预定值。
根据该技术方案，调整单元能够调整三次谐波信号的振幅以使得平滑电容器的端子间电压的峰值变小(优选，尽量变小或变得最小)。因此，电动控制装置能够更适当地抑制平滑电容器的端子间电压的波动。
<3>
在本发明的电动机控制装置的另一技术方案中，所述调整单元调整所述三次谐波信号的振幅，以使得在维持所述端子间电压的波动的变动幅度的同时，以所述端子间电压的目标值为基准的所述端子间电压的正极性侧的波动的变动幅度比以所述端子间电压的目标值为基准的所述端子间电压的负极性侧的波动的变动幅度小。
根据该技术方案，调整单元能够调整三次谐波信号的振幅，以使得端子间电压的正极性侧(也就是比目标值靠正侧)的波动的变动幅度比端子间电压的负极性侧(也就是比目标值靠负侧)的波动的变动幅度小。若端子间电压的正极性侧的波动的中心值变小，则端子间电压的峰值也变小。因此，电动控制装置能够更适当地抑制平滑电容器的端子间电压的波动。
<4>
在本发明的电动机控制装置的另一技术方案中，所述调整单元调整所述三次谐波信号的振幅，以使得所述端子间电压的状态从所述端子间电压减少的时间比所述端子间电压增加的时间长的状态向所述端子间电压增加的时间比所述端子间电压减少的时间长的状态转变。
根据该技术方案，如将在后面使用附图详细说明那样，与不调整三次谐波信号的振幅的情况相比，平滑电容器的端子间电压的波形容易成为下凸(也就是说，朝向端子间电压变小的一侧突出)的波形。其结果，端子间电压的峰值容易降低。因此，电动控制装置能够适当抑制平滑电容器的端子间电压的波动。
<5>
在本发明的电动机控制装置的另一技术方案中，所述调整单元调整所述三次谐波信号的振幅，以使得振幅已调整调制信号与振幅未调整调制信号之间的大小关系从第1状态向第2状态转变或者从所述第2状态向所述第1状态转变，所述振幅已调整调制信号是通过加上振幅已被调整的所述三次谐波信号而生成的所述调制信号，所述振幅未调整调制信号是通过加上振幅未被调整的所述三次谐波信号而生成的所述调制信号，所述第1状态是所述振幅已调整调制信号的信号电平比所述振幅未调整调制信号的信号电平大的状态，所述第2状态是所述振幅已调整调制信号的信号电平比所述振幅未调整调制信号的信号电平小的状态。
根据该技术方案，调整单元调整三次谐波信号的振幅，以使得振幅已调整调制信号与振幅未调整调制信号之间的大小关系满足下述条件。此外，振幅已调整调制信号与振幅未调整调制信号之间的大小关系也可以不是始终满足下述条件。也就是说，调整单元只要调整三次谐波信号的振幅以使得在至少一部分期间内振幅已调整调制信号与振幅未调整调制信号之间的大小关系满足下述条件即可。
更具体而言，调整单元可以调整三次谐波信号的振幅，以使得振幅已调整调制信号与振幅未调整调制信号之间的大小关系从第1状态向第2状态转变。也就是说，调整单元可以调整三次谐波信号的振幅，以使得当初处于第1状态的振幅已调整调制信号与振幅未调整调制信号之间的大小关系随着时间的经过而向第2状态转变。
或者，调整单元也可以调整三次谐波信号的振幅，以使得振幅已调整调制信号与振幅未调整调制信号之间的大小关系从第2状态向第1状态转变。也就是说，调整单元也可以调整三次谐波信号的振幅，以使得当初处于第2状态的振幅已调整调制信号与振幅未调整调制信号之间的大小关系随着时间的经过而向第1状态转变。
第1状态是振幅已调整调制信号的信号电平比振幅未调整调制信号的信号电平大的状态。例如，在振幅已调整调制信号的信号电平为+A(其中，A>0)、振幅未调整调制信号的信号电平为+B(其中，B>0)的情况下，第1状态是A>B的状态。另一方面，例如，在振幅已调整调制信号的信号电平为-A、振幅未调整调制信号的信号电平为-B的情况下，第1状态是-A>-B(也就是说，A<B)的状态。
第2状态是振幅已调整调制信号的信号电平比振幅未调整调制信号的信号电平小的状态。例如，在振幅已调整调制信号的信号电平为+A、振幅未调整调制信号的信号电平为+B的情况下，第1状态是A<B的状态。另一方面，例如，在振幅已调整调制信号的信号电平为-A、振幅未调整调制信号的信号电平为-B的情况下，第1状态是-A<-B(也就是说，A>B)的状态。
若以这样的形态调整三次谐波信号的振幅，则如将在后面使用附图详细说明那样，与不调整三次谐波信号的振幅的情况相比，平滑电容器的端子间电压的波形容易成为下凸(也就是说，朝向端子间电压变小的一侧突出)的波形。其结果，端子间电压的峰值容易降低。因此，电动控制装置能够适当抑制平滑电容器的端子间电压的波动。
<6>
在如上述那样调整三次谐波信号的振幅以使得振幅已调整调制信号与振幅未调整调制信号之间的大小关系从第1状态向第2状态转变或者从第2状态向第1状态转变的电动机控制装置的另一技术方案中，所述调整单元调整所述三次谐波信号的振幅，以使得以所述振幅已调整调制信号和所述振幅未调整调制信号的信号电平成为零的点为界，所述振幅已调整调制信号与所述振幅未调整调制信号之间的大小关系从所述第1状态向所述第2状态转变或者从所述第2状态向所述第1状态转变。
根据该技术方案，在振幅已调整调制信号与振幅未调整调制信号之间的大小关系从第1状态向第2状态转变或者从第2状态向第1状态转变的时刻(也就是振幅已调整调制信号和振幅未调整调制信号各自的信号电平成为零的点)前后，端子间电压相对变小。其结果，端子间电压的峰值容易降低。因此，电动控制装置能够更适当地抑制平滑电容器的端子间电压的波动。
<7>
在如上述那样调整三次谐波信号的振幅以使得振幅已调整调制信号与振幅未调整调制信号之间的大小关系从第1状态向第2状态转变或者从第2状态向第1状态转变的电动机控制装置的另一技术方案中，所述调整单元以根据(i)所述振幅未调整调制信号的信号电平的变化形态以及(ii)在所述直流电源和所述平滑电容器之间流动的第1电流与在所述三相交流电动机和所述平滑电容器之间流动的第2电流的大小关系而确定的形态，来调整所述三次谐波信号的振幅。
根据该技术方案，调整单元能够根据振幅未调整调制信号的信号电平的变化形态和第1电流与第2电流的大小关系来调整三次谐波信号的振幅，以使得平滑电容器的端子间电压的波形容易成为下凸(也就是说，朝向端子间电压变小的一侧突出)的波形。其结果，端子间电压的峰值容易降低。因此，电动控制装置能适当抑制平滑电容器的端子间电压的波动。
此外，不限于调整三次谐波信号的振幅以使得振幅已调整调制信号与振幅未调整调制信号之间的大小关系从第1状态向第2状态转变或者从第2状态向第1状态转变的情况，所述调整单元也可以以根据(i)所述振幅未调整调制信号的信号电平的变化形态以及(ii)在所述直流电源和所述平滑电容器之间流动的第1电流与在所述三相交流电动机和所述平滑电容器之间流动的第2电流的大小关系而确定的形态，来调整所述三次谐波信号的振幅。
<8>
在如上述那样以根据振幅未调整调制信号的信号电平的变化形态以及第1电流与第2电流的大小关系而确定的形态来调整三次谐波信号的振幅的电动机控制装置的另一技术方案中，所述调整单元在(i)所述振幅未调整调制信号的信号电平以第1变化形态变化且(ii)所述第1电流与所述第2电流的大小关系处于第1关系的情况下，以第1调整形态来调整所述三次谐波信号的振幅，所述调整单元在(i)所述振幅未调整调制信号的信号电平以与所述第1形态不同的第2变化形态变化且(ii)所述第1电流与所述第2电流的大小关系处于所述第1关系的情况下，以与所述第1调整形态不同的第2调整形态来调整所述三次谐波信号的振幅。
根据该技术方案，调整单元以在第1电流与第2电流的大小关系不变的状况下三次谐波信号的振幅的调整形态根据振幅未调整调制信号的信号电平的变化形态的不同而改变的方式，来调整三次谐波信号的振幅。其结果，如将在后面使用附图详细说明那样，调整单元能够调整三次谐波信号的振幅，以使得平滑电容器的端子间电压的波形容易成为下凸(也就是说，朝向端子间电压变小的一侧突出)的波形。其结果，端子间电压的峰值容易降低。因此，电动控制装置能够适当抑制平滑电容器的端子间电压的波动。
此外，所述调整单元也可以在(i)所述振幅未调整调制信号的信号电平以第1变化形态变化且(ii)所述第1电流与所述第2电流的大小关系处于第1关系的情况下，调整所述三次谐波信号的振幅以使得所述振幅已调整调制信号与所述振幅未调整调制信号之间的大小关系从所述第1状态向所述第2状态转变，所述调整单元也可以在(i)所述振幅未调整调制信号的信号电平以与所述第1形态不同的第2变化形态变化且(ii)所述第1电流与所述第2电流的大小关系处于所述第1关系的情况下，调整所述三次谐波信号的振幅以使得所述振幅已调整调制信号与所述振幅未调整调制信号之间的大小关系从所述第2状态向所述第1状态转变。也就是说，调整单元可以以在第1电流与第2电流的大小关系不变的状况下振幅已调整调制信号与振幅未调整调制信号之间的大小关系的转变的形态根据振幅未调整调制信号的信号电平的变化形态的不同而改变的方式，来调整三次谐波信号的振幅。
另外，不限于调整三次谐波信号的振幅以使得振幅已调整调制信号与振幅未调整调制信号之间的大小关系从第1状态向第2状态或者从第2状态向第1状态转变的情况，所述调整单元也可以在(i)所述振幅未调整调制信号的信号电平以第1变化形态变化且(ii)所述第1电流与所述第2电流的大小关系处于第1关系的情况下，以第1调整形态来调整所述三次谐波信号的振幅，所述调整单元也可以在(i)所述振幅未调整调制信号的信号电平以与所述第1形态不同的第2变化形态变化且(ii)所述第1电流与所述第2电流的大小关系处于所述第1关系的情况下，以与所述第1调整形态不同的第2调整形态来调整所述三次谐波信号的振幅。
<9>
在如上述那样调整三次谐波信号的振幅以使得振幅已调整调制信号与振幅未调整调制信号之间的大小关系的转变的形态根据振幅未调整调制信号的信号电平的变化形态的不同而改变的电动机控制装置的技术方案中，所述第1变化形态是所述振幅未调整调制信号的信号电平随着时间的经过而增加的变化形态和所述振幅未调整调制信号的信号电平随着时间的经过而减少的变化形态中的任一方，所述第2变化形态是所述振幅未调整调制信号的信号电平随着时间的经过而增加的变化形态和所述振幅未调整调制信号的信号电平随着时间的经过而减少的变化形态中的另一方，所述第1关系是所述第1电流比所述第2电流大的关系和所述第1电流比所述第2电流小的关系中的任一方，所述第1调整形态是使所述三次谐波信号的振幅增加的调整形态和使所述三次谐波信号的振幅减少的调整形态中的任一方，所述第2调整形态是使所述三次谐波信号的振幅增加的调整形态和使所述三次谐波信号的振幅减少的调整形态中的另一方。
根据该技术方案，调整单元以在第1电流与第2电流的大小关系不变的状况下三次谐波信号的振幅的调整形态根据振幅未调整调制信号的信号电平是否随着时间的经过而增加(换言之，是否减少)的不同而改变的方式，来调整三次谐波信号的振幅。
<10>
在如上述那样以根据振幅未调整调制信号的信号电平的变化形态以及第1电流与第2电流的大小关系而确定的形态来调整三次谐波信号的振幅的电动机控制装置的另一技术方案中，所述调整单元在(i)所述振幅未调整调制信号的信号电平以第1变化形态变化且(ii)所述第1电流与所述第2电流的大小关系处于第1关系的情况下，调整所述三次谐波信号的振幅以使得所述振幅已调整调制信号与所述振幅未调整调制信号之间的大小关系从所述第1状态向所述第2状态转变，所述调整单元在(i)所述振幅未调整调制信号的信号电平以所述第1形态变化且(ii)所述第1电流与所述第2电流的大小关系处于与所述第1关系不同的第2关系的情况下，调整所述三次谐波信号的振幅以使得所述振幅已调整调制信号与所述振幅未调整调制信号之间的大小关系从所述第2状态向所述第1状态转变。
根据该技术方案，调整单元以在振幅未调整调制信号的信号电平的变化形态不变的状况下三次谐波信号的振幅的调整形态根据第1电流与第2电流的大小关系的不同而改变的方式，来调整三次谐波信号的振幅。其结果，如将在后面使用附图详细说明那样，调整单元能够调整三次谐波信号的振幅，以使得平滑电容器的端子间电压的波形容易成为下凸(也就是说，朝向端子间电压变小的一侧突出)的波形。其结果，端子间电压的峰值容易降低。因此，电动控制装置能够适当抑制平滑电容器的端子间电压的波动。
此外，所述调整单元也可以在(i)所述振幅未调整调制信号的信号电平以第1变化形态变化且(ii)所述第1电流与所述第2电流的大小关系处于第1关系的情况下，调整所述三次谐波信号的振幅以使得所述振幅已调整调制信号与所述振幅未调整调制信号之间的大小关系从所述第1状态向所述第2状态转变，所述调整单元也可以在(i)所述振幅未调整调制信号的信号电平以所述第1形态变化且(ii)所述第1电流与所述第2电流的大小关系处于与所述第1关系不同的第2关系的情况下，调整所述三次谐波信号的振幅以使得所述振幅已调整调制信号与所述振幅未调整调制信号之间的大小关系从所述第2状态向所述第1状态转变。也就是说，调整单元可以以在振幅未调整调制信号的信号电平的变化形态不变的状况下振幅已调整调制信号与振幅未调整调制信号之间的大小关系的转变的形态根据第1电流与第2电流的大小关系的不同而改变的方式，来调整三次谐波信号的振幅。
另外，不限于调整三次谐波信号的振幅以使得振幅已调整调制信号与振幅未调整调制信号之间的大小关系从第1状态向第2状态转变或者从第2状态向第1状态转变的情况，所述调整单元也可以在(i)所述振幅未调整调制信号的信号电平以第1变化形态变化且(ii)所述第1电流与所述第2电流的大小关系处于第1关系的情况下，以第1调整形态来调整所述三次谐波信号的振幅，所述调整单元也可以在(i)所述振幅未调整调制信号的信号电平以所述第1形态变化且(ii)所述第1电流与所述第2电流的大小关系处于与所述第1关系不同的第2关系的情况下，以与所述第1调整形态不同的第2调整形态来调整所述三次谐波信号的振幅。
<11>
在如上述那样调整三次谐波信号的振幅以使得振幅已调整调制信号与振幅未调整调制信号之间的大小关系的转变的形态根据第1电流与第2电流的大小关系的不同而改变的电动机控制装置的技术方案中，所述第1变化形态是所述振幅未调整调制信号的信号电平随着时间的经过而增加的变化形态和所述振幅未调整调制信号的信号电平随着时间的经过而减少的变化形态中的任一方，所述第1关系是所述第1电流比所述第2电流大的关系和所述第1电流比所述第2电流小的关系中的任一方，所述第1关系是所述第1电流比所述第2电流大的关系和所述第1电流比所述第2电流小的关系中的另一方，所述第1调整形态是使所述三次谐波信号的振幅增加的调整形态和使所述三次谐波信号的振幅减少的调整形态中的任一方，所述第2调整形态是使所述三次谐波信号的振幅增加的调整形态和使所述三次谐波信号的振幅减少的调整形态中的另一方。
根据该技术方案，调整单元以在振幅未调整调制信号的信号电平的变化形态不变的状况下振幅已调整调制信号与振幅未调整调制信号之间的大小关系的转变的形态根据第1电流是否比第2电流大(换言之，第1电流是否比第2电流小)的不同而改变的方式，来调整三次谐波信号的振幅。
<12>
在如上述那样调整三次谐波信号的振幅以使得振幅已调整调制信号与振幅未调整调制信号之间的大小关系从第1状态向第2状态或者从第2状态向第1状态转变的电动机控制装置的另一技术方案中，所述控制单元根据所述调制信号与预定频率的载波信号的大小关系来控制所述电力变换器的动作，所述第1状态是(i)所述振幅已调整调制信号小于所述载波信号的期间比所述振幅未调整调制信号小于所述载波信号的期间短的状态或者(ii)所述振幅已调整调制信号大于所述载波信号的期间比所述振幅未调整调制信号大于所述载波信号的期间长的状态，所述第2状态是所述振幅已调整调制信号小于所述载波信号的期间比所述振幅未调整调制信号小于所述载波信号的期间长的状态或者(ii)所述振幅已调整调制信号大于所述载波信号的期间比所述振幅未调整调制信号大于所述载波信号的期间短的状态。
根据该技术方案，在振幅已调整调制信号与振幅未调整调制信号之间的大小关系处于第1状态的情况下，如将在后面使用附图详细说明那样，振幅已调整调制信号小于载波信号的期间比振幅未调整调制信号小于载波信号的期间短。也就是说，振幅已调整调制信号大于载波信号的期间比振幅未调整调制信号大于载波信号的期间长。另一方面，在振幅已调整调制信号与振幅未调整调制信号之间的大小关系处于第2状态的情况下，如将在后面使用附图详细说明那样，振幅已调整调制信号小于载波信号的期间比振幅未调整调制信号小于载波信号的期间长。也就是说，振幅已调整调制信号大于载波信号的期间比振幅未调整调制信号大于载波信号的期间短。
若以这样的形态调整三次谐波信号的振幅，则如将在后面使用附图详细说明那样，与不调整三次谐波信号的振幅的情况相比，平滑电容器的端子间电压的波形容易成为下凸(也就是说，朝向端子间电压变小的一侧突出)的波形。其结果，端子间电压的峰值容易降低。因此，电动控制装置能够适当抑制平滑电容器的端子间电压的波动。
<13>
在如上述那样调整三次谐波信号的振幅以使得振幅已调整调制信号与振幅未调整调制信号之间的大小关系从第1状态向第2状态转变或者从第2状态向第1状态转变的电动机控制装置的另一技术方案中，所述控制单元根据所述调制信号与预定频率的载波信号的大小关系来控制所述电力变换器的动作，所述调整单元在三相中的两相的所述调制信号的信号电平的绝对值比所述载波信号的信号电平的峰值的绝对值大的期间内，调整所述三次谐波信号的振幅，以使得在三相中的另一相中所述振幅已调整调制信号与所述振幅未调整调制信号之间的大小关系从所述第1状态向所述第2状态转变或者从所述第2状态向所述第1状态转变。
根据该技术方案，若以三相交流为前提来考虑，则在两相的调制信号的信号电平的绝对值比载波信号的信号电平的峰值(也就是最大值或最小值)的绝对值大的情况下，电力变换器的动作实质上基于另一相的调制信号而来控制。在该情况下，即使调整三次谐波信号的振幅以使得该另一相的振幅已调整调制信号与该另一相的振幅未调整调制信号之间的大小关系满足上述条件，另外两相的调制信号与载波信号的大小关系也几乎或完全不会因三次谐波信号的振幅的调整而改变。因此，调整单元能够不给电力变换器的动作带来影响地调整三次谐波信号的振幅，以抑制平滑电容器的端子间电压的波动。
<14>
在本发明的电动机控制装置的另一技术方案中，所述控制单元根据所述调制信号与预定频率的载波信号的大小关系来控制所述电力变换器的动作，所述调整单元在(i)三相中的两相的所述调制信号的信号电平的绝对值比所述载波信号的信号电平的峰值的绝对值大的情况下，调整所述三次谐波信号的振幅，在(ii)三相中的两相的所述调制信号的信号电平的绝对值不比所述载波信号的信号电平的峰值的绝对值大的情况下，不调整所述三次谐波信号的振幅。
根据该技术方案，调整单元能够根据至少两相的调制信号的信号电平的绝对值是否比载波信号的信号电平的峰值的绝对值大来决定是否调整三次谐波信号的振幅。
<15>
在本发明的电动机控制装置的另一技术方案中，所述控制单元根据所述调制信号与预定频率的载波信号的大小关系来控制所述电力变换器的动作，所述调整单元调整所述载波信号的振幅，所述调整单元调整所述载波信号的振幅，以使得调整所述载波信号的振幅的情况下的所述端子间电压的峰值比不调整所述载波信号的振幅的情况下的所述端子间电压的峰值小。
上述的三次谐波信号的振幅的调整能够改变调制信号与载波信号之间的大小关系。于是，调整单元也可以通过除了调整三次谐波信号的振幅之外或者取代该调整而调整载波信号的振幅，来改变调制信号与载波信号之间的大小关系。也就是说，不仅是三次谐波信号的振幅的调整，通过载波信号的振幅的调整，也可适当实现上述的各种效果。
本发明的作用和其他益处将从接着说明的实施方式而变得明了。
附图说明
图1是示出第1实施方式的车辆的结构的框图。
图2是示出ECU的结构(尤其是用于控制变换器的动作的结构)的框图。
图3是示出第1实施方式中的变换器控制动作的流程的流程图。
图4是将三次谐波信号与三相电压指令信号和三相电流一起示出的图表。
图5是示出三次谐波的振幅的调整形态的图表。
图6是示出图3的步骤S18中的调整三次谐波的振幅的动作的流程的流程图。
图7是用于说明在三相电流值的信号电平的绝对值成为最小(典型地，成为零)的定时产生相对较大的波动的理由的图表和框图。
图8是将向三相电压指令信号加上三次谐波信号的情况下产生的波动与不向三相电压指令信号加上三次谐波信号的情况下产生的波动进行比较而示出的图表。
图9是示出三次谐波信号的振幅的调整给平滑电容器的端子间电压带来的影响的图表。
图10是示出三次谐波信号的振幅的调整给平滑电容器的端子间电压带来的影响的图表。
图11是示出三次谐波信号的振幅的调整给平滑电容器的端子间电压带来的影响的图表。
图12是示出三次谐波信号的振幅的调整给平滑电容器的端子间电压带来的影响的图表。
图13是示出三次谐波信号的振幅的调整给平滑电容器的端子间电压带来的影响的图表。
图14是示出三次谐波信号的振幅的调整量与平滑电容器的端子间电压的关系的图表。
图15是示出三次谐波信号的相位的调整量与平滑电容器的端子间电压的关系的图表。
图16是将三次谐波信号的其他例子与三相电压指令信号和三相电流一起示出的图表。
具体实施方式
以下，对车辆控制装置的实施方式进行说明。
(1)第1实施方式的车辆的结构
首先，一边参照图1，一边对本实施方式的车辆1的结构进行说明。图1是示出本实施方式的车辆1的结构的框图。
如图1所示，车辆1具备直流电源11、平滑电容器12、作为“电力变换器”的一具体例的变换器(inverter)13、作为“三相交流电动机”的一具体例的电动发电机14以及作为“电动机控制装置”的一具体例的ECU(ElectronicControlUnit：电子控制单元)15。
直流电源11是能够充电的蓄电装置。作为直流电源11的一例，例如可例示二次电池(例如，镍氢电池、锂离子电池等)、电容器(例如，双电层电容器、大容量的电容器等)。
平滑电容器12是连接在直流电源11的正极线与直流电源11的负极线之间的电压平滑用的电容器。也就是说，平滑电容器12是用于使正极线与负极线之间的端子间电压VH的变动平滑化的电容器。
变换器13将从直流电源11供给的直流电力(直流电压)变换为交流电力(三相交流电压)。为了将直流电力(直流电压)变换为交流电力(三相交流电压)，变换器13具备包括p侧开关元件Qup和n侧开关元件Qun的U相臂、包括p侧开关元件Qvp和n侧开关元件Qvn的V相臂以及包括p侧开关元件Qwp和n侧开关元件Qwn的W相臂。变换器13所具备的各臂并联连接在正极线与负极线之间。p侧开关元件Qup和n侧开关元件Qun串联连接在正极线与负极线之间。关于p侧开关元件Qvp和n侧开关元件Qvn以及p侧开关元件Qwp和n侧开关元件Qwn也是同样的。p侧开关元件Qup连接有使电流从p侧开关元件Qup的发射极端子向p侧开关元件Qup的集电极端子流动的整流用二极管Dup。n侧开关元件Qun～n侧开关元件Qwn也同样地分别连接有整流用二极管Dun～整流用二极管Dwn。变换器13中的各相臂的上侧臂(也就是各p侧开关元件)与下侧臂(也就是各n侧开关元件)的中间点分别连接于电动发电机14的各相线圈。其结果，通过变换器13的变换动作而生成的交流电力(三相交流电压)被供给到电动发电机14。
电动发电机14是三相交流电动发电机。电动发电机14进行驱动以产生车辆1行驶所需的转矩。电动发电机14所产生的转矩经由与该电动发电机14的旋转轴机械连结的驱动轴而传递给驱动轮。此外，电动发电机14可以在车辆1的制动时进行电力再生(发电)。
ECU15是用于控制车辆1的动作的电子控制单元。尤其是，在第1实施方式中，ECU15进行用于控制变换器13的动作的变换器控制动作。此外，关于ECU15的变换器控制动作，将在后面详述(参照图3～图4等)。
在此，参照图2，对ECU15的结构(尤其是用于控制变换器13的动作的结构)进行说明。图2是示出ECU15的结构(尤其是用于控制变换器13的动作的结构)的框图。
如图2所示，ECU15具备电流指令变换部151、三相/两相变换部152、电流控制部153、两相/三相变换部154、作为“调整单元”的一具体例的高次谐波生成部155、作为“生成单元”的一具体例的加法器156u、作为“生成单元”的一具体例的加法器156v、作为“生成单元”的一具体例的加法器156w以及作为“控制单元”的一具体例的PWM(PulseWidthModulation)变换部157。
电流指令变换部151基于电动发电机14的转矩指令值TR，生成两相电流指令信号(也就是d轴电流指令信号Idtg和q轴电流指令信号Iqtg)。电流指令变换部151将d轴电流指令信号Idtg和q轴电流指令信号Iqtg输出到电流控制部153。
三相/两相变换部152从变换器13取得作为反馈信息的V相电流Iv和W相电流Iw。三相/两相变换部152将相当于三相电流值的V相电流Iv和W相电流Iw变换为相当于两相电流值的d轴电流Id和q轴电流Iq。三相/两相变换部152将d轴电流Id和q轴电流Iq输出到电流控制部153。
电流控制部153基于从电流指令变换部151输出的d轴电流指令信号Idtg和q轴电流指令信号Iqtg与从三相/两相变换部152输出的d轴电流Id和q轴电流Iq的差量，生成相当于两相电压指令信号的d轴电压指令信号Vd和q轴电压指令信号Vq。电流控制部153将d轴电压指令信号Vd和q轴电压指令信号Vq输出到两相/三相变换部154。
两相/三相变换部154将d轴电压指令信号Vd和q轴电压指令信号Vq变换为作为三相电压指令信号的U相电压指令信号Vu、V相电压指令信号Vv以及W相电压指令信号Vw。两相/三相变换部154将U相电压指令信号Vu输出到加法器156u。同样，两相/三相变换部154将V相电压指令信号Vv输出到加法器156v。同样，两相/三相变换部154将W相电压指令信号Vw输出到加法器156w。
高次谐波生成部155生成具有三相电压指令信号(也就是U相电压指令信号Vu、V相电压指令信号Vv以及W相电压指令信号Vw)和三相电流值(也就是U相电流Iu、V相电流Iv以及W相电流Iw)的频率的3倍的频率的三次谐波信号。尤其是，在本实施方式中，高次谐波生成部155生成两种三次谐波信号Vh1和Vh2。不过，高次谐波生成部155也可以生成三次谐波信号Vh1和Vh2中的一方，而不生成三次谐波信号Vh1和Vh2中的另一方。此外，关于两种三次谐波信号Vh1和Vh2，将在后面详述(参照图3和图4)。
除此之外，高次谐波生成部155还适当调整所生成的三次谐波信号Vh1和Vh2中的至少一方的振幅。在以下的说明中，为了简化说明，假设高次谐波生成部155适当调整所生成的三次谐波信号Vh1的振幅。此外，关于三次谐波信号Vh1的振幅的调整动作，将在后面详述(参照图9～图12)。
加法器156u对从两相/三相变换部154输出的U相电压指令信号Vu加上高次谐波生成部155所生成的两种三次谐波信号Vh1和Vh2。其结果，加法器156u生成U相调制信号Vmu(＝Vu+Vh1+Vh2)。加法器156u将U相调制信号Vmu输出到PWM变换部157。
加法器156v对从两相/三相变换部154输出的V相电压指令信号Vv加上高次谐波生成部155所生成的两种三次谐波信号Vh1和Vh2。其结果，加法器156v生成V相调制信号Vmv(＝Vv+Vh1+Vh2)。加法器156v将V相调制信号Vmv输出到PWM变换部157。
加法器156w对从两相/三相变换部154输出的W相电压指令信号Vw加上高次谐波生成部155所生成的两种三次谐波信号Vh1和Vh2。其结果，加法器156w生成W相调制信号Vmw(＝Vw+Vh1+Vh2)。加法器156w将W相调制信号Vmw输出到PWM变换部157。
PWM变换部157基于具有预定的载波频率f的载波信号C与U相调制信号Vmu的大小关系，生成用于驱动p侧开关元件Qup的U相PWM信号Gup和用于驱动n侧开关元件Qun的U相PWM信号Gun。例如，PWM变换部157可以在处于比载波信号C小的状态的U相调制信号Vmu与载波信号C一致时，生成用于使p侧开关元件Qup接通的U相PWM信号Gup和Gun。另一方面，例如，PWM变换部157也可以在处于比载波信号C大的状态的U相调制信号Vmu与载波信号C一致时，生成用于使n侧开关元件Qun接通的U相PWM信号Gup和Gun。PWM变换部157将U相PWM信号Gup和Gun输出到变换器13。其结果，变换器13(尤其是构成变换器13所具备的U相臂的p侧开关元件Qup和n侧开关元件Qun)根据U相PWM信号Gup和Gun而动作。
进而，PWM变换部157基于载波信号C与V相调制信号Vmv的大小关系，生成用于驱动p侧开关元件Qvp的V相PWM信号Gvp和用于驱动n侧开关元件Qvn的V相PWM信号Gvn。除此之外，PWM变换部157还基于载波信号C与W相调制信号Vmw的大小关系，生成用于驱动p侧开关元件Qwp的W相PWM信号Gwp和用于驱动n侧开关元件Qwn的W相PWM信号Gwn。V相PWM信号Gvp和Gvn以及W相PWM信号Gwp和Gwn的生成形态与U相PWM信号Gup和Gun的生成形态相同。
(2)本实施方式中的变换器控制动作的流程
接着，参照图3，对在本实施方式的车辆1中进行的变换器控制动作(也就是ECU15所进行的变换器控制动作)的流程进行说明。图3是示出本实施方式中的变换器控制动作的流程的流程图。
如图3所示，两相/三相变换部154生成三相电压指令信号(也就是U相电压指令信号Vu、V相电压指令信号Vv以及W相电压指令信号Vw)(步骤S11)。此外，三相电压指令信号的生成方法与参照图2所述的方法相同。
与步骤S11的动作并行地或者在其前后，三次谐波生成部155生成三次谐波信号Vh1(步骤S12)。与步骤S11和步骤S12的动作并行地或在其前后，三次谐波生成部155生成三次谐波信号Vh2(步骤S13)。
在此，参照图4，对三次谐波信号Vh1和Vh2进行说明。图4是将三次谐波信号Vh1和Vh2与三相电压指令信号和三相电流一起示出的图表。
如图4的第3段的图表所示，三次谐波信号Vh1是信号电平的绝对值在U相电压指令信号Vu、V相电压指令信号Vv以及W相电压指令信号Vw各自(参照图4的第1段的图表)的信号电平的绝对值成为最小的定时成为最小的三次谐波信号。换言之，三次谐波信号Vh1是满足U相电压指令信号Vu、V相电压指令信号Vv以及W相电压指令信号Vw各自的信号电平的绝对值成为最小的相位与三次谐波信号Vh1的信号电平的绝对值成为最小的相位一致这一条件的三次谐波信号。也就是说，三次谐波信号Vh1是信号电平的绝对值在至少一个相电压指令信号的信号电平的绝对值成为最小的定时成为最小的三次谐波信号。
例如，三次谐波信号Vh1可以是信号电平在U相电压指令信号Vu、V相电压指令信号Vv以及W相电压指令信号Vw各自的信号电平成为零的定时成为零的三次谐波信号。换言之，三次谐波信号Vh1可以是满足U相电压指令信号Vu、V相电压指令信号Vv以及W相电压指令信号Vw各自的信号电平成为零的相位与三次谐波信号Vh1的信号电平成为零的相位一致这一条件的三次谐波信号。
在图4的第3段的图表所示的例子中，例如，三次谐波信号Vh1的信号电平在U相电压指令信号Vu的信号电平成为零的定时(参照图4中的白色圆形标记)成为零。同样，三次谐波信号Vh1的信号电平在V相电压指令信号Vv的信号电平成为零的定时(参照图4中的白色四边形标记)成为零。同样，三次谐波信号Vh1的信号电平在W相电压指令信号Vw的信号电平成为零的定时(参照图4中的白色三角形标记)成为零。
高次谐波生成部155可以通过参照两相/三相变换部154所生成的三相电压指令信号来生成三次谐波信号Vh1。例如，高次谐波生成部155可以通过根据两相/三相变换部154所生成的三相电压指令信号的相位使由储存于存储器等的参数规定的三次谐波信号的基本信号的相位移动，来生成三次谐波信号Vh1。或者，例如，高次谐波生成部155也可以通过将三相电压指令信号分频来生成三次谐波信号的基本信号，并且通过根据两相/三相变换部154所生成的三相电压指令信号的相位使该基本信号的相位移动，来生成三次谐波信号Vh1。
另一方面，如图4的第4段的图表所示，三次谐波信号Vh2是信号电平的绝对值在U相电流Iu、V相电流Iv以及W相电流Iw各自(参照图4的第2段的图表)的信号电平的绝对值成为最小的定时成为最大的三次谐波信号。换言之，三次谐波信号Vh2是满足U相电流Iu、V相电流Iv以及W相电流Iw各自的信号电平的绝对值成为最小的相位与三次谐波信号Vh2的信号电平的绝对值成为最大的相位一致这一条件的三次谐波信号。也就是说，三次谐波信号Vh2是信号电平的绝对值在至少一个相电流的信号电平成为最小的定时成为最大的三次谐波信号。
例如，三次谐波信号Vh2可以是信号电平的绝对值在U相电流Iu、V相电流Iv以及W相电流Iw各自的信号电平成为零的定时成为最大的三次谐波信号。
除此之外，三次谐波信号Vh2是在U相电流Iu的信号电平的绝对值成为最小的定时具有与U相电压指令信号Vu的极性一致的极性的三次谐波信号。进而，三次谐波信号Vh2是在V相电流Iv的信号电平的绝对值成为最小的定时具有与V相电压指令信号Vv的极性一致的极性的三次谐波信号。进而，三次谐波信号Vh2是在W相电流Iw的信号电平的绝对值成为最小的定时具有与W相电压指令信号Vw的极性一致的极性的三次谐波信号。也就是说，三次谐波信号Vh2是在期望相的相电流的信号电平成为最小的定时具有与该期望相的相电压指令信号的极性一致的极性的三次谐波信号。
在图4的第4段的图表所示的例子中，例如，(i)三次谐波信号Vh2的信号电平的绝对值在U相电流Iu的信号电平成为零的定时(参照图4中的黑色圆形标记)成为最大，(ii)在U相电流Iu的信号电平成为零的定时，三次谐波信号Vh2的信号电平的极性与U相电压指令信号Vu的极性一致。同样，例如，(i)三次谐波信号Vh2的信号电平的绝对值在V相电流Iv的信号电平成为零的定时(参照图4中的黑色四边形标记)成为最大，(ii)在V相电流Iv的信号电平成为零的定时，三次谐波信号Vh2的信号电平的极性与V相电压指令信号Vv的极性一致。同样，例如，(i)三次谐波信号Vh2的信号电平的绝对值在W相电流Iw的信号电平成为零的定时(参照图4中的黑色三角形标记)成为最大，(ii)在W相电流Iw的信号电平成为零的定时，三次谐波信号Vh2的信号电平的极性与W相电压指令信号Vw的极性一致。
高次谐波生成部155也可以通过参照能够从变换器13作为反馈信息而取得的三相电流值，来生成三次谐波信号Vh2。例如，高次谐波生成部155可以通过根据三相电流值的相位使由储存于存储器等的参数规定的三次谐波信号的基本信号的相位移动，来生成三次谐波信号Vh2。或者，例如，高次谐波生成部155也可以通过将三相电流值或三相电压指令信号分频来生成三次谐波信号的基本信号，并且通过根据三相电流值的相位使该基本信号的相位移动来生成三次谐波信号Vh2。
或者，在两相/三相变换部154生成了三相电压指令信号的时刻，高次谐波生成部155能够算出以三相电压指令信号的相位为基准的三相电流值的相位的偏离量(例如，以期望相的三相电压指令信号的信号电平成为零的相位为基准的该期望相的三相电流值的信号电平成为零的相位的偏离量)δ。在该情况下，高次谐波生成部155可以通过使三次谐波信号Vh1的相位移动根据相位的偏离量δ而确定的量，来生成三次谐波信号Vh2。例如，高次谐波生成部155可以通过使三次谐波信号Vh1的相位移动3×δ°-90°(其中，以上述相位的偏离量δ的方向(也就是从期望相的三相电压指令信号的信号电平成为零的相位朝向期望相的三相电流值的信号电平成为零的相位的方向)为正方向)，来生成三次谐波信号Vh2。或者，高次谐波生成部155也可以以使得从三相电压指令信号的信号电平成为零的相位移动了根据相位的偏离量δ而确定的量之后的相位与三次谐波信号Vh2的信号电平成为零的相位一致的方式，生成三次谐波信号Vh2。例如，高次谐波生成部155也可以以使得从三相电压指令信号的信号电平成为零的相位移动了δ°-30°之后的相位与三次谐波信号Vh2的信号电平成为零的相位一致的方式，根据三次谐波信号的基本信号等生成三次谐波信号Vh2。
此外，三次谐波信号Vh2也可以不是信号电平的绝对值在三相电流值的信号电平的绝对值成为最小的定时成为最大的三次谐波信号。具体而言，三次谐波信号Vh2也可以是信号电平的绝对值在三相电流值的信号电平的绝对值成为最小的定时比零大的三次谐波信号。换言之，三次谐波信号Vh2也可以是信号电平的绝对值在三相电流值的信号电平的绝对值成为最小的定时不为零的三次谐波信号。不过，即使在该情况下，三次谐波信号Vh2也是在期望相的相电流的信号电平成为最小的定时具有与该期望相的相电压指令信号的极性一致的极性的三次谐波信号。为了生成信号电平的绝对值在三相电流值的信号电平的绝对值成为最小的定时比零大的三次谐波信号Vh2，高次谐波生成部155可以使三次谐波信号Vh1的相位移动3×δ°-X°(其中，0<X<180)。或者，高次谐波生成部155也可以以使得从三相电压指令信号的信号电平成为零的相位移动了δ°-X/3°之后的相位与三次谐波信号Vh2的信号电平成为零的相位一致的方式，生成三次谐波信号Vh2。或者，为了生成信号电平的绝对值在三相电流值的信号电平的绝对值成为最小的定时比零大的三次谐波信号Vh2，高次谐波生成部155也可以使信号电平的绝对值在三相电流值的信号电平的绝对值成为最小的定时成为最大的三次谐波信号Vh2(参照图4的第4段的图表)的相位移动Y°(其中，-90<Y<90)。此外，图4的第5段的图表示出了通过使图4的第4段的图表所示的三次谐波信号Vh2的相位移动Y1°(其中，0<Y1<90)而得到的三次谐波信号Vh2的一例。另外，图4的第6段的图表示出了通过使图4的第4段的图表所示的三次谐波信号Vh2的相位移动Y2°(其中，-90<Y2<0)而得到的三次谐波信号Vh2的一例。
再次返回图3，之后，PWM变换部157通过对在步骤S11中生成的三相电压指令信号加上在步骤S12中生成的三次谐波信号Vh1，来生成调制信号(步骤S14)。具体而言，PWM变换部157通过对在步骤S11中生成的U相电压指令信号Vu加上在步骤S12中生成的三次谐波信号Vh1，来生成U相调制信号Vmu(步骤S14)。同样，PWM变换部157通过对在步骤S11中生成的V相电压指令信号Vv加上在步骤S12中生成的三次谐波信号Vh1，来生成V相调制信号Vmv(步骤S14)。同样，PWM变换部157通过对在步骤S11中生成的W相电压指令信号Vw加上在步骤S12中生成的三次谐波信号Vh1，来生成W相调制信号Vmw(步骤S14)。
之后，PWM变换部157判定是否存在在步骤S14中生成的U相调制信号Vmu、V相调制信号Vmv以及W相调制信号Vmw中的2个信号电平的绝对值比载波信号C的峰值的绝对值大的期间(步骤S15)。也就是说，PWM变换部157判定是否存在2个相的调制信号的信号电平的绝对值比载波信号C的峰值的绝对值大的期间。
此外，在存在2个相的调制信号的信号电平的绝对值比载波信号C的峰值的绝对值大的期间的情况下，推测为基于在步骤S14中生成的调制信号的调制率(也就是使用在步骤S14中生成的调制信号驱动变换器13时的调制率)相对较大。这是因为，调制率与调制信号比载波信号C大的期间的比例具有相关关系。因此，PWM变换部157也可以除了判定是否存在2个相的调制信号的信号电平的绝对值比载波信号C的峰值的绝对值大的期间之外或者取代该判定而判定基于在步骤S14中生成的调制信号的调制率是否为预定值以上。
在步骤S15的判定的结果是判定为不存在2个相的调制信号的信号电平的绝对值比载波信号C的峰值的绝对值大的期间的情况下(步骤S15：否)，加法器156u对在步骤S11中生成的U相电压指令信号Vu加上在步骤S12中生成的三次谐波信号Vh1和在步骤S13中生成的三次谐波信号Vh2。其结果，加法器156u生成U相调制信号Vmu(＝Vu+Vh1+Vh2)(步骤S16)。加法器156v也同样地生成V相调制信号Vmv(＝Vv+Vh1+Vh2)(步骤S16)。加法器156w也同样地生成W相调制信号Vmw(＝Vv+Vh1+Vh2)(步骤S16)。
之后，PWM变换部157基于载波信号C与在步骤S16中生成的调制信号的大小关系，生成PWM信号(也就是U相PWM信号Gup和Gun、V相PWM信号Gvp和Gvn以及W相PWM信号Gwp和Gwn)(步骤S17)。具体而言，PWM变换部157基于载波信号C与U相调制信号Vmu的大小关系，生成U相PWM信号Gup和Gun(步骤S17)。同样，PWM变换部157基于载波信号C与V相调制信号Vmv的大小关系，生成V相PWM信号Gvp和Gvn(步骤S17)。同样，PWM变换部157基于载波信号C与W相调制信号Vmw的大小关系，生成W相PWM信号Gwp和Gwn(步骤S17)。其结果，变换器13基于各PWM信号来进行驱动。
另一方面，在步骤S15的判定的结果是判定为存在2个相的调制信号的信号电平的绝对值比载波信号C的峰值的绝对值大的期间的情况下(步骤S15：是)，高次谐波生成部155调整三次谐波信号Vh1的振幅(步骤S18)。例如，如图5所示，高次谐波生成部155使三次谐波信号Vh1的振幅从默认的振幅值向期望的振幅值变更。也就是说，高次谐波生成部155生成具有与默认的振幅值不同的期望的振幅值的三次谐波信号Vh1(以后，将调整振幅后的三次谐波信号Vh1称作“三次谐波信号Vh1*”)。更具体而言，高次谐波生成部155可以使三次谐波信号Vh1的振幅向比默认的振幅值大的期望的振幅值变更。或者，高次谐波生成部155也可以使三次谐波信号Vh1的振幅向比默认的振幅值小的期望的振幅值变更。
在此，参照图6，对图3的步骤S18中的调整三次谐波信号Vh1的振幅的动作进行更详细的说明。图6是示出图3的步骤S18中的调整三次谐波信号Vh1的振幅的动作的流程的流程图。
如图6所示，高次谐波生成部155分别算出电源电流Ip和马达电流Im(步骤S181)。
“电源电流Ip”是指在直流电源11与平滑电容器12之间流动的电流(更优选的是从直流电源11流入平滑电容器12的电流)。高次谐波生成部155例如可以使用电源电流Ip＝(电动发电机14的旋转速度×电动发电机14的转矩+变换器13中的损失)/端子间电压VH这一数学式，来算出电源电流Ip。在该情况下，高次谐波生成部155优选取得或算出直接或间接表示电动发电机14的旋转速度、电动发电机14的转矩、变换器13中的损失以及端子间电压VH的参数。不过，高次谐波生成部155也可以使用其他方法来算出电源电流Ip。
“马达电流Im”是指在平滑电容器12与电动发电机14之间流动的电流(更优选的是从平滑电容器12流入电动发电机14的电流)。马达电流Im与开关状态与3个相中的其他2个相不同的1个相的相电流一致。例如，马达电流Im与U相、V相以及W相中的p侧开关元件单独接通的相的相电流本身或者使p侧开关元件单独断开的相的相电流的符号反转后的电流值一致。具体而言，例如，在U相臂的p侧开关元件Qup和W相臂的p侧开关元件Qwp断开且V相臂的p侧开关元件Qvp接通的情况下，V相电流Iv本身成为马达电流Im。例如，在U相臂的p侧开关元件Qup和W相臂的p侧开关元件Qwp接通且V相臂的p侧开关元件Qvp断开的情况下，使V相电流Iv的符号反转后的值(也就是-Iv)成为马达电流Im。
之后，高次谐波生成部155判定马达电流Im与电源电流Ip之间的大小关系(步骤S182)。例如，高次谐波生成部155判定马达电流Im是否比电源电流Ip大。
除了步骤S182的判定之外，高次谐波生成部155还判定3个相中的在调整三次谐波信号Vh1的振幅时应该着眼的1个相(以后，适当称作“着眼层”)的调制信号的变化形态(步骤S183和步骤S184)。例如，高次谐波生成部155判定着眼层的调制信号是否正在增加。
此外，“着眼相”是指在图3的步骤S14中生成的调制信号中的未超过载波信号C的峰值的调制信号所属的相。具体而言，若考虑到三相交流中的各调制信号的相位错开120°，则在2个相的调制信号的信号电平的绝对值比载波信号C的峰值的绝对值大的情况下(图3的步骤S15：是)，另1个相的调制信号的信号电平的绝对值应该未超过载波信号C的峰值的绝对值。在该情况下，该另1个相成为着眼层。
在步骤S182～步骤S184的判定的结果是判定为马达电流Im比电源电流Ip大且着眼层的调制信号正在增加的情况下(步骤S182：是，并且，步骤S183：是)，高次谐波生成部155以第1调整形态调整三次谐波信号Vh1的振幅(步骤S185)。例如，高次谐波生成部155可以以使得振幅减少的方式调整三次谐波信号Vh1的振幅(参照将在后面详述的图12)。
在步骤S182～步骤S184的判定的结果是判定为马达电流Im比电源电流Ip大且着眼层的调制信号正在减少(也就是说，没在增加)的情况下(步骤S182：是，并且，步骤S183：否)，高次谐波生成部155以第2调整形态调整三次谐波信号Vh1的振幅(步骤S186)。例如，高次谐波生成部155可以以使得振幅增加的方式调整三次谐波信号Vh1的振幅(参照将在后面详述的图9)。
在步骤S182～步骤S184的判定的结果是判定为马达电流Im比电源电流Ip小(也就是说，不比其大)且着眼层的调制信号正在增加的情况下(步骤S182：否，并且，步骤S184：是)，高次谐波生成部155以第2调整形态调整三次谐波信号Vh1的振幅(步骤S186)。例如，高次谐波生成部155可以以使得振幅增加的方式调整三次谐波信号Vh1的振幅(参照将在后面详述的图10)。
在步骤S182～步骤S184的判定的结果是判定为马达电流Im比电源电流Ip小且着眼层的调制信号正在减少的情况下(步骤S182：否，并且，步骤S184：否)，高次谐波生成部155以第1调整形态调整三次谐波信号Vh1的振幅(步骤S185)。例如，高次谐波生成部155可以以使得振幅减少的方式调整三次谐波信号Vh1的振幅(参照将在后面详述的图11)。
也就是说，在本实施方式中，高次谐波生成部155根据着眼层(也就是信号电平的绝对值未超过载波信号C的峰值的绝对值的另1个相)的调制信号的变化形态以及电源电流Ip与马达电流Im的大小关系，来决定三次谐波信号Vh1的调整形态。
再次返回图3，之后，加法器156u对在步骤S11中生成的U相电压指令信号Vu加上在步骤S18中调整了振幅后的三次谐波信号Vh1*。其结果，加法器156u生成U相调制信号Vmu(＝Vu+Vh1*)(步骤S19)。加法器156v也同样地生成V相调制信号Vmv(＝Vv+Vh1*)(步骤S19)。加法器156w也同样地生成W相调制信号Vmw(＝Vw+Vh1*)(步骤S19)。
之后，PWM变换部157基于载波信号C与在步骤S19中生成的调制信号的大小关系，生成PWM信号(也就是U相PWM信号Gup和Gun、V相PWM信号Gvp和Gvn以及W相PWM信号Gwp和Gwn)(步骤S17)。
如以上所说明，在本实施方式中，在不存在2个相的调制信号的信号电平的绝对值比载波信号C的峰值的绝对值大的期间的情况下，除了对三相电压指令信号加上未调整振幅的三次谐波信号Vh1之外，还加上三次谐波信号Vh2。其结果，与不使用上述三次谐波信号Vh2的比较例的变换器控制动作相比，可适当抑制平滑电容器12的端子间电压VH的波动。更具体而言，可适当抑制在三相电流值的信号电平的绝对值成为最小(典型地，成为零)的定时产生相对较大的波动。以下，参照图7和图8对其理由进行说明。图7是用于说明在三相电流值的信号电平的绝对值成为最小(典型地，成为零)的定时产生相对较大的波动的理由的图表和框图。图8是将向三相电压指令信号加上三次谐波信号Vh2的情况下产生的波动与不向三相电压指令信号加上三次谐波信号Vh2的情况下产生的波动进行比较而示出的图表。
如图7(a)所示，在U相电流Iu、V相电流Iv以及W相电流Iw各自的信号电平的绝对值成为最小(在图7所示的例子中，成为零)的定时，平滑电容器12的端子间电压VH的波动相对变大。以下，着眼于U相电流Iu的信号电平成为零的定时来进行说明。不过，可以说在V相电流Iv的信号电平成为零的定时和W相电流Iw的信号电平成为零的定时也是同样的。
如图7(a)的第1段的图表所示，在U相电流Iu的信号电平成为零的定时或者该定时前后，V相电流Iv和W相电流Iw具有V相电流Iv的信号电平的绝对值与W相电流Iw的信号电平的绝对值近似或着大致或几乎一致这一关系。除此之外，在U相电流Iu的信号电平成为零的定时，V相电流Iv和W相电流Iw具有V相电流Iv的极性与W相电流Iw的极性相反这一关系。其结果，如图7(b)所示，在变换器13内流动的电流(例如，从电动发电机14朝向变换器13流动的电流和/或从变换器13朝向电动发电机14流动的电流)的大部分或几乎全部从电动发电机14经由变换器13的V相臂和W相臂而向电动发电机14回流。也就是说，变换器13可以说是实质上是在以使从电动发电机14流入变换器13的电流的大部分或几乎全部原样向电动发电机14流出的回流模式进行动作。在变换器13以这样的回流模式进行动作的期间，电容器电流(也就是在平滑电容器12中流动的电流)成为零或大致近似于零的值(参照图7(a)的第3段的图表)。在变换器13以回流模式进行动作的期间，从直流电源11供给的直流电力的大部分或几乎全部被供给至平滑电容器12。其结果，平滑电容器12的端子间电压VH容易增加。
因此，可设想，为了抑制在U相电流Iu、V相电流Iv以及W相电流Iw各自的信号电平成为零的定时可能产生的端子间电压VH的波动，优选缩短变换器13以回流模式进行动作的期间。于是，在本实施方式中，为了缩短变换器13以回流模式进行动作的期间，ECU15使用通过加上三次谐波信号Vh2而生成的U相调制信号Vmu、V相调制信号Vmv以及W相调制信号Vmw，来使变换器13进行动作。
在此，三次谐波信号Vh2具有信号电平的绝对值在U相电流Iu、V相电流Iv以及W相电流Iw各自的信号电平成为零的定时成为最大(或者比零大)这一特性。进而，三次谐波信号Vh2还具有在预定相的相电流的信号电平的绝对值成为最小的定时具有与该预定相的相电压指令信号的极性一致的极性这一特性。
因此，如图8(b)的第1段的图表所示，在U相电流Iu的信号电平成为零的定时，通过向U相电压指令信号Vu加上三次谐波信号Vh2而生成的U相调制信号Vmu的信号电平的绝对值比U相电压指令信号Vu的信号电平的绝对值大。此外，虽然为了简化附图而没有进行图示，但在V相电流Iv的信号电平成为零的定时，通过向V相电压指令信号Vv加上三次谐波信号Vh2而生成的V相调制信号Vmv的信号电平的绝对值比V相电压指令信号Vv的信号电平的绝对值大。同样，虽然为了简化附图而没有进行图示，但在W相电流Iw的信号电平成为零的定时，通过向W相电压指令信号Vw加上三次谐波信号Vh2而生成的W相调制信号Vmw的信号电平的绝对值比W相电压指令信号Vw的信号电平的绝对值大。
另一方面，如图8(a)的第1段的图表所示，在U相电流Iu的信号电平成为零的定时，在不如后述那样调整三次谐波信号Vh1的振幅这一前提下，不加上三次谐波信号Vh2而生成的U相调制信号Vmu的信号电平的绝对值不比U相电压指令信号Vu的信号电平的绝对值大。此外，虽然为了简化附图而没有进行图示，但在V相电流Iv的信号电平成为零的定时，在不如后述那样调整三次谐波信号Vh1的振幅这一前提下，不加上三次谐波信号Vh2而生成的V相调制信号Vmv的信号电平的绝对值不比V相电压指令信号Vv的信号电平的绝对值大。同样，虽然为了简化附图而没有进行图示，但在W相电流Iw的信号电平成为零的定时，在不如后述那样调整三次谐波信号Vh1的振幅这一前提下，不加上三次谐波信号Vh2而生成的W相调制信号Vmw的信号电平的绝对值不比W相电压指令信号Vw的信号电平的绝对值大。
其结果，如图8(a)和图8(b)各自的第1段的图表所示，在加上三次谐波信号Vh2的情况下，与不加上三次谐波信号Vh2的情况相比，在U相电流Iu的信号电平成为零的定时，U相调制信号Vmu低于载波信号C的期间变短(在U相调制信号Vmu为正极性的情况下)。或者，在U相电流Iu的信号电平成为零的定时，U相调制信号Vmu超过载波信号C的期间变短(在U相调制信号Vmu为负极性的情况下)。若U相调制信号Vmu高于或超过载波信号C的期间变短，则成为使变换器13以回流模式进行动作的要因的各开关元件的开关状态会被变更。也就是说，若U相调制信号Vmu高于或超过载波信号C的期间变短，则变换器13以回流模式进行动作的期间变短(参照图8(a)和图8(b)各自的第4段的图表)。因此，如图8(a)和图8(b)各自的第3段的图表所示，在加上三次谐波信号Vh2的情况下，与不加上三次谐波信号Vh2的情况相比，可适当抑制在U相电流Iu的信号电平成为零的定时可能产生的端子间电压VH的波动。此外，基于同样的理由，也可适当抑制在V相电流Iv和W相电流Iw各自的信号电平成为零的定时可能产生的端子间电压VH的波动。
此外，图8(b)示出了使用信号电平的绝对值在三相电流值的信号电平成为零的定时成为最大的三次谐波信号Vh2的情况下的端子间电压VH和电容器电流。然而，在使用信号电平的绝对值在三相电流值的信号电平成为零的定时比零大(但不是最大)的三次谐波信号Vh2的情况下，也当然能够相应地得到同样的技术效果。也就是说，在使用通过使信号电平的绝对值在三相电流值的信号电平成为零的定时成为最大的三次谐波信号Vh2(参照图8(b)的第1段的图表)的相位移动Y°(其中，-90<Y<90)而得到的三次谐波信号Vh2的情况下，也当然能够相应地得到同样的技术效果。例如，在使用通过使图8(b)的第1段的图表所示的高次谐波信号Vh2的相位移动Y1°(其中，0<Y1<90)而得到的三次谐波Vh2的情况下，变换器13以回流模式进行动作的期间也相应地变短，其结果，也可相应地抑制端子间电压VH的波动。同样，例如，在使用通过使图8(b)的第1段的图表所示的高次谐波信号Vh2的相位移动Y2°(其中，-90<Y2<0)而得到的三次谐波Vh2的情况下，变换器13以回流模式进行动作的期间也相应地变短，其结果，也可相应地抑制端子间电压VH的波动。
另外，若考虑通过三次谐波信号Vh2得到的技术效果，则三次谐波信号Vh2可以说是具有如下特性的三次谐波信号：发挥作用以使得在预定相的相电流的信号电平的绝对值成为最小的定时，该预定相的调制信号的信号电平的绝对值比该预定相的相电压指令信号的信号电平的绝对值大。也就是说，三次谐波信号Vh2可以说是具有如下特性的三次谐波信号：发挥作用以使得在U相电流Iu的信号电平的绝对值成为最小的定时，U相调制信号Vmu的信号电平的绝对值比U相电压指令信号Vu的信号电平的绝对值大。同样，三次谐波信号Vh2可以说是具有如下特性的三次谐波信号：发挥作用以使得在V相电流Iv的信号电平的绝对值成为最小的定时，V相调制信号Vmv的信号电平的绝对值比V相电压指令信号Vv的信号电平的绝对值大。同样，三次谐波信号Vh2可以说是具有如下特性的三次谐波信号：发挥作用以使得在W相电流Iw的信号电平的绝对值成为最小的定时，W相调制信号Vmw的信号电平的绝对值比W相电压指令信号Vw的信号电平的绝对值大。因此，三次谐波信号Vh2不仅仅是图4所例示的三次谐波信号，只要是具有这样的特性的三次谐波信号即可，可以是任何信号。
另一方面，在本实施方式中，在存在2个相的调制信号的信号电平的绝对值比载波信号C的峰值的绝对值大的期间的情况下，也可以对三相电压指令信号加上振幅已被调整的三次谐波信号Vh1，而不加上三次谐波信号Vh2。其结果，即使在变换器13中的调制率会相对变大的情况下，与不调整三次谐波Vh1的振幅且不使用上述三次谐波信号Vh2的比较例的变换器控制动作相比，也能适当抑制平滑电容器12的端子间电压VH的波动。以下，参照图9～图13对其理由进行说明。图9是示出三次谐波信号Vh1的振幅的调整给平滑电容器12的端子间电压VH带来的影响的图表。图10是示出三次谐波信号Vh1的振幅的调整给平滑电容器12的端子间电压VH带来的影响的图表。图11是示出三次谐波信号Vh1的振幅的调整给平滑电容器12的端子间电压VH带来的影响的图表。图12是示出三次谐波信号Vh1的振幅的调整给平滑电容器12的端子间电压VH带来的影响的图表。图13是示出三次谐波信号Vh1的振幅的调整给平滑电容器12的端子间电压VH带来的影响的图表。
首先，如上所述，在本实施方式中，为了控制变换器13的动作，使用通过对三相电压指令信号加上三次谐波信号Vh1和Vh2而生成的调制信号。因此，通过对三相电压指令信号加上三次谐波信号Vh1和Vh2的双方而生成的调制信号与通过对三相电压指令信号仅加上三次谐波信号Vh1而生成的调制信号相比，超过载波信号C的峰值(也就是说，高于最大值或者低于最小值)的可能性相对较高。也就是说，在通过对三相电压指令信号加上三次谐波信号Vh1和Vh2的双方来生成调制信号的情况下，与通过对三相电压指令信号仅加上三次谐波信号Vh1来生成调制信号的情况相比，调制信号的信号电平的绝对值容易变得比载波信号C的峰值的绝对值大。
另一方面，为了适当控制电动发电机14，变换器13中的调制率优选成为根据变换器13和/或电动发电机14和/或车辆1的规格而设定的预定的限制值以下。然而，在通过对三相电压指令信号不仅加上三次谐波信号Vh1还加上三次谐波信号Vh2来生成调制信号的情况下，与通过对三相电压指令信号仅加上三次谐波信号Vh1来生成调制信号的情况相比，调制率有可能会变大。在该情况下，若对三相电压指令信号加上三次谐波信号Vh1和Vh2，则调制率可能会变得比预定的限制值大。因此，在调制率会相对变大(例如，成为预定值以上)的情况下，由于调制率优选成为预定的限制值以下这一制约，有可能难以对三相电压指令信号加上三次谐波信号Vh2。因此，在调制率相对较大的情况下，优选使用与对三相电压指令信号加上三次谐波信号Vh2的方法不同的方法，来抑制端子间电压VH的波动。
于是进行了研究，如上所述，在调制率相对较大的情况下，2个相的调制信号(也就是三相电压指令信号+三次谐波信号Vh1)的信号电平的绝对值在很多情况下比载波信号C的峰值的绝对值大。在此，若考虑到三相交流中的各调制信号的相位错开120°，则即使在2个相的调制信号的信号电平的绝对值比载波信号C的峰值的绝对值大的情况下，另1个相的调制信号的信号电平的绝对值也应该未超过载波信号C的峰值的绝对值。在该情况下，变换器13的动作(也就是电动发电机14的动作)实质上由信号电平的绝对值未超过载波信号C的峰值的绝对值的另1个相(也就是上述的着眼层)的调制信号规定。因此，若对信号电平的绝对值未超过载波信号C的峰值的绝对值的另1个相(也就是上述的着眼层)的调制信号的特性进行调整，则应该能够控制平滑电容器12的端子间电压VH的波动。
于是，在本实施方式中，高次谐波生成部155在2个相的调制信号的信号电平的绝对值比载波信号C的峰值的绝对值大的状态下，为了调整另1相即着眼层的调制信号的特性而对三次谐波信号Vh1的振幅进行调整。若调整三次谐波信号Vh1的振幅，则着眼相的调制信号的信号电平变动。若着眼相的调制信号的信号电平变动，则该着眼相的调制信号与载波信号C的大小关系改变。若着眼相的调制信号与载波信号C的大小关系改变，则变换器13的动作形态也改变。若变换器13的动作形态改变，则平滑电容器12的端子间电压VH的变化形态也改变。因此，通过由高次谐波生成部155适当调整三次谐波信号Vh1的振幅，可控制平滑电容器12的端子间电压VH的波动。
具体而言，为了控制平滑电容器12的端子间电压VH的波动，高次谐波生成部155优选基于以下说明的观点对三次谐波信号Vh1的振幅进行调整。
首先，如图9所示，着眼于期间T1。在期间T1内，如图9的第1段的图表所示，V相调制信号Vmv(＝V相电压指令信号Vv+三次谐波信号Vh1)和W相调制信号Vmw(＝W相电压指令信号Vw+三次谐波信号Vh1)的信号电平的绝对值比载波信号C的峰值的绝对值大。而且，在期间T1内，如图9的第1段的图表所示，U相调制信号Vmu(＝U相电压指令信号Vu+三次谐波信号Vh1)单调减少。而且，在期间T1内，假设马达电流Im比电源电流Ip大。
在处于这样的状况的期间T1内，V相臂的p侧开关元件Gvp持续接通且W相臂的p侧开关元件Gwp持续断开。若以这样的V相臂和W相臂的开关状态为前提而考虑到马达电流Im比电源电流Ip大，则在期间T1内，当U相臂的p侧开关元件Gup断开时，平滑电容器12的端子间电压VH增加。换言之，在期间T1中，当U相臂的p侧开关元件Gup接通时，平滑电容器12的端子间电压VH减少。
在该情况下，高次谐波生成部155调整三次谐波信号Vh1的振幅，以使得调整三次谐波信号Vh1的振幅之前的U相调制信号Vmu(以后，适当称作“振幅调整前U相调制信号Vmu”：参照图9的第2段的图表的虚线)与调整三次谐波信号Vh1的振幅之后的U相调制信号Vmu(以后，适当称作“振幅调整后U相调制信号Vmu”：参照图9的第2段的图表的实线)之间的大小关系成为特定的状态。具体而言，高次谐波生成部155调整三次谐波信号Vh1的振幅，以使得振幅调整前U相调制信号Vmu与振幅调整后U相调制信号Vmu之间的大小关系例如从振幅调整后U相调制信号Vmu比振幅调整前U相调制信号Vmu大的状态向振幅调整后U相调制信号Vmu比振幅调整前U相调制信号Vmu小的状态转变。
在图9的第2段的图表所示的例子中，振幅调整后U相调制信号Vmu比振幅调整前U相调制信号Vmu大的状态与振幅调整后U相调制信号Vmu比振幅调整前U相调制信号Vmu小的状态之间的分界点是U相调制信号Vmu的信号电平成为零的点。在该情况下，典型地，高次谐波生成部155使三次谐波信号Vh1的振幅增加，以使得U相调制信号Vmu的信号电平的绝对值增加。也就是说，高次谐波生成部155使三次谐波信号Vh1的振幅增加，以使得振幅调整后U相调制信号Vmu的信号电平的绝对值比振幅调整前U相调制信号Vmu的信号电平的绝对值大。
此外，在图9所示的期间T1内，判定为马达电流Im比电源电流Ip大且着眼层的调制信号正在减少(图6的步骤S182：是，并且，图6的步骤S183：否)。因此，在期间T1内，高次谐波生成部155以使得振幅增加的方式调整三次谐波信号Vh1的振幅(图6的步骤S186)。因此，在期间T1内，高次谐波生成部155能够调整三次谐波信号Vh1的振幅，以使得振幅调整前U相调制信号Vmu与振幅调整后U相调制信号Vmu之间的大小关系从振幅调整后U相调制信号Vmu比振幅调整前U相调制信号Vmu大的状态向振幅调整后U相调制信号Vmu比振幅调整前U相调制信号Vmu小的状态转变。
其结果，如图9的第3段的图表所示，在振幅调整后U相调制信号Vmu比振幅调整前U相调制信号Vmu大的状态下(也就是比U相调制信号Vmu的信号电平成为零的点靠左侧的区域)，通过调整三次谐波信号Vh1的振幅，U相调制信号Vmu比载波信号C小的期间相对变短。也就是说，通过调整三次谐波信号Vh1的振幅，PWM信号成为低电平的期间(也就是p侧开关元件Gup断开、端子间电压VH增加的期间)相对变短。因此，如图9的第4段的图表所示，在调整三次谐波信号Vh1的振幅的情况下，与不调整三次谐波信号Vh1的振幅的情况相比，端子间电压VH容易减少。
另一方面，如图9的第3段的图表所示，在振幅调整后U相调制信号Vmu比振幅调整前U相调制信号Vmu小的状态下(也就是比U相调制信号Vmu的信号电平成为零的点靠右侧的区域)，通过调整三次谐波信号Vh1的振幅，U相调制信号Vmu比载波信号C小的期间变长。也就是说，通过调整三次谐波信号Vh1的振幅，PWM信号成为低电平的期间变长。因此，如图9的第4段的图表所示，在调整三次谐波信号Vh1的振幅的情况下，与不调整三次谐波信号Vh1的振幅的情况相比，端子间电压VH容易增加。
其结果，如图9的第4段的图表所示，在调整三次谐波信号Vh1的振幅的情况下，与不调整三次谐波信号Vh1的振幅的情况相比，端子间电压VH的波形容易成为下凸(也就是说，朝向端子间电压VH变小的一侧突出)的形状。具体而言，在图9的第4段的图表所示的例子中，例如，在U相调制信号Vmu的信号电平成为零的点前后，端子间电压VH相对变小。其结果，端子间电压的峰值容易降低。
另一方面，即使在期间T1内三次谐波信号Vh1的振幅增加，V相调制信号Vmv和W相调制信号Vmw各自与载波信号C的大小关系也几乎或完全不变。这是因为，与三次谐波信号Vh1的振幅是否增加无关，V相调制信号Vmv和W相调制信号Vmw各自的信号电平的绝对值已经比载波信号C的峰值的绝对值大。因此，几乎或完全不会因三次谐波信号Vh1的振幅调整而导致V相调制信号Vmv或W相调制信号Vmw与载波信号C的大小关系变为使端子间电压VH增加的状态(也就是说，变为与目的相反的状态)。例如，几乎或完全不会因三次谐波信号Vh1的振幅调整而导致U相调制信号Vmu与载波信号C的大小关系变为使端子间电压VH减少的状态而V相调制信号Vmv与载波信号C的大小关系变为使端子间电压VH增加的状态。在该意义上，在2个相的调制信号的信号电平的绝对值比载波信号C的峰值的绝对值大的期间内调整三次谐波信号Vh1的振幅是有益的。
接着，如图10所示，着眼于期间T2。在期间T2内，如图10的第1段的图表所示，V相调制信号Vmv和W相调制信号Vmw的信号电平的绝对值比载波信号C的峰值的绝对值大。而且，在期间T2内，如图10的第1段的图表所示，U相调制信号Vmu单调增加。而且，在期间T2内，假设电源电流Ip比马达电流Im大。
在处于这样的状况的期间T2内，与图9所示的期间T1相比，在V相臂和W相臂各自的开关状态反转这一点上不同。因此，在期间T2内，V相臂的p侧开关元件Gvp持续断开且W相臂的p侧开关元件Gwp持续接通。若以这样的V相臂和W相臂的开关状态为前提而考虑到电源电流Ip比马达电流Im大，则在期间T2内，当U相臂的p侧开关元件Gup接通时，平滑电容器12的端子间电压VH增加。换言之，在期间T2内，当U相臂的p侧开关元件Gup断开时，平滑电容器12的端子间电压VH减少。
在该情况下，高次谐波生成部155调整三次谐波信号Vh1的振幅，以使得振幅调整前U相调制信号Vmu(参照图10的第2段的图表的虚线)与振幅调整后U相调制信号Vmu(参照图10的第2段的图表的实线)之间的大小关系成为特定的状态。具体而言，高次谐波生成部155调整三次谐波信号Vh1的振幅，以使得振幅调整前U相调制信号Vmu与振幅调整后U相调制信号Vmu之间的大小关系从振幅调整后U相调制信号Vmu比振幅调整前U相调制信号Vmu小的状态向振幅调整后U相调制信号Vmu比振幅调整前U相调制信号Vmu大的状态转变。
在图10的第2段的图表所示的例子中，振幅调整后U相调制信号Vmu比振幅调整前U相调制信号Vmu小的状态与振幅调整后U相调制信号Vmu比振幅调整前U相调制信号Vmu大的状态之间的分界点是U相调制信号Vmu的信号电平成为零的点。在该情况下，典型地，高次谐波生成部155使三次谐波信号Vh1的振幅增加，以使得U相调制信号Vmu的信号电平的绝对值增加。也就是说，高次谐波生成部155使三次谐波信号Vh1的振幅增加，以使得振幅调整后U相调制信号Vmu的信号电平的绝对值比振幅调整前U相调制信号Vmu的信号电平的绝对值大。
此外，在图10所示的期间T2内，判定为马达电流Im比电源电流Ip小且着眼层的调制信号正在增加(图6的步骤S182：否，并且，图6的步骤S184：是)。因此，在期间T2内，高次谐波生成部155以使得振幅增加的方式调整三次谐波信号Vh1的振幅(图6的步骤S186)。因此，在期间T2内，高次谐波生成部155能够调整三次谐波信号Vh1的振幅，以使得振幅调整前U相调制信号Vmu与振幅调整后U相调制信号Vmu之间的大小关系从振幅调整后U相调制信号Vmu比振幅调整前U相调制信号Vmu小的状态向振幅调整后U相调制信号Vmu比振幅调整前U相调制信号Vmu大的状态转变。
其结果，如图10的第3段的图表所示，在振幅调整后U相调制信号Vmu比振幅调整前U相调制信号Vmu小的状态下(也就是比U相调制信号Vmu的信号电平成为零的点靠左侧的区域)，通过调整三次谐波信号Vh1的振幅，U相调制信号Vmu比载波信号C大的期间相对变短。也就是说，通过调整三次谐波信号Vh1的振幅，PWM信号成为高电平的期间(也就是p侧开关元件Gup接通、端子间电压VH增加的期间)相对变短。因此，如图10的第4段的图表所示，在调整三次谐波信号Vh1的振幅的情况下，与不调整三次谐波信号Vh1的振幅的情况相比，端子间电压VH容易减少。
另一方面，如图10的第3段的图表所示，在振幅调整后U相调制信号Vmu比振幅调整前U相调制信号Vmu大的状态下(也就是比U相调制信号Vmu的信号电平成为零的点靠右侧的区域)，通过调整三次谐波信号Vh1的振幅，U相调制信号Vmu比载波信号C大的期间变长。也就是说，通过调整三次谐波信号Vh1的振幅，PWM信号成为高电平的期间变长。因此，如图10的第4段的图表所示，在调整三次谐波信号Vh1的振幅的情况下，与不调整三次谐波信号Vh1的振幅的情况相比，端子间电压VH容易增加。
其结果，如图10的第4段的图表所示，在调整三次谐波信号Vh1的振幅的情况下，与不调整三次谐波信号Vh1的振幅的情况相比，端子间电压VH的波形容易成为下凸的形状。具体而言，在图10的第4段的图表所示的例子中，例如，在U相调制信号Vmu的信号电平成为零的点前后，端子间电压VH相对变小。其结果，端子间电压的峰值容易降低。
另一方面，与期间T1同样，即使在期间T2内三次谐波信号Vh1的振幅增加，V相调制信号Vmv和W相调制信号Vmw各自与载波信号C的大小关系也几乎或完全不变。
接着，如图11所示，着眼于期间T3。在期间T3内，如图11的第1段的图表所示，V相调制信号Vmv和W相调制信号Vmw的信号电平的绝对值比载波信号C的峰值的绝对值大。而且，在期间T3内，如图11的第1段的图表所示，U相调制信号Vmu单调减少。而且，在期间T3内，假设电源电流Ip比马达电流Im大。
在处于这样的状况的期间T3内，与图9所示的期间T1相比，在电源电流Ip与马达电流Im的大小关系反转这一点上不同。因此，在期间T3内，当U相臂的p侧开关元件Gup接通时，平滑电容器12的端子间电压VH增加。换言之，在期间T3内，当U相臂的p侧开关元件Gup断开时，平滑电容器12的端子间电压VH减少。
在该情况下，高次谐波生成部155调整三次谐波信号Vh1的振幅，以使得振幅调整前U相调制信号Vmu(参照图11的第2段的图表的虚线)与振幅调整后U相调制信号Vmu(参照图11的第2段的图表的实线)之间的大小关系成为特定的状态。具体而言，高次谐波生成部155调整三次谐波信号Vh1的振幅，以使得振幅调整前U相调制信号Vmu与振幅调整后U相调制信号Vmu之间的大小关系从振幅调整后U相调制信号Vmu比振幅调整前U相调制信号Vmu小的状态向振幅调整后U相调制信号Vmu比振幅调整前U相调制信号Vmu大的状态转变。
在图11的第2段的图表所示的例子中，振幅调整后U相调制信号Vmu比振幅调整前U相调制信号Vmu小的状态与振幅调整后U相调制信号Vmu比振幅调整前U相调制信号Vmu大的状态之间的分界点是U相调制信号Vmu的信号电平成为零的点。在该情况下，典型地，高次谐波生成部155使三次谐波信号Vh1的振幅减少，以使得U相调制信号Vmu的信号电平的绝对值减少。也就是说，高次谐波生成部155使三次谐波信号Vh1的振幅减少，以使得振幅调整后U相调制信号Vmu的信号电平的绝对值比振幅调整前U相调制信号Vmu的信号电平的绝对值小。
此外，在图11所示的期间T3内，判定为马达电流Im比电源电流Ip小且着眼层的调制信号正在减少(图6的步骤S182：否，并且，图6的步骤S184：否)。因此，在期间T3内，高次谐波生成部155以使得振幅减少的方式调整三次谐波信号Vh1的振幅(图6的步骤S185)。因此，在期间T3内，高次谐波生成部155能够调整三次谐波信号Vh1的振幅，以使得振幅调整前U相调制信号Vmu与振幅调整后U相调制信号Vmu之间的大小关系从振幅调整后U相调制信号Vmu比振幅调整前U相调制信号Vmu小的状态向振幅调整后U相调制信号Vmu比振幅调整前U相调制信号Vmu大的状态转变。
其结果，如图11的第3段的图表所示，在振幅调整后U相调制信号Vmu比振幅调整前U相调制信号Vmu小的状态下(也就是比U相调制信号Vmu的信号电平成为零的点靠左侧的区域)，通过调整三次谐波信号Vh1的振幅，U相调制信号Vmu比载波信号C大的期间相对变短。也就是说，通过调整三次谐波信号Vh1的振幅，PWM信号成为高电平的期间(也就是p侧开关元件Gup接通、端子间电压VH增加的期间)相对变短。因此，如图11的第4段的图表所示，在调整三次谐波信号Vh1的振幅的情况，与不调整三次谐波信号Vh1的振幅的情况相比，端子间电压VH容易减少。
另一方面，如图11的第3段的图表所示，在振幅调整后U相调制信号Vmu比振幅调整前U相调制信号Vmu大的状态下(也就是比U相调制信号Vmu的信号电平成为零的点靠右侧的区域)，通过调整三次谐波信号Vh1的振幅，U相调制信号Vmu比载波信号C大的期间变长。也就是说，通过调整三次谐波信号Vh1的振幅，PWM信号成为高电平的期间变长。因此，如图11的第4段的图表所示，在调整三次谐波信号Vh1的振幅的情况下，与不调整三次谐波信号Vh1的振幅的情况相比，端子间电压VH容易增加。
其结果，如图11的第4段的图表所示，在调整三次谐波信号Vh1的振幅的情况下，与不调整三次谐波信号Vh1的振幅的情况相比，端子间电压VH的波形容易成为下凸的形状。具体而言，在图11的第4段的图表所示的例子中，例如，在U相调制信号Vmu的信号电平成为零的点的前后，端子间电压VH相对变小。其结果，端子间电压的峰值容易降低。
另一方面，高次谐波生成部155优选以在期间T3内V相调制信号Vmv和W相调制信号Vmw各自与载波信号C的大小关系几乎或完全不变的方式，使三次谐波信号Vh1的振幅减少。这是因为，若使三次谐波信号Vh1的振幅过度减少，则V相调制信号Vmv和W相调制信号Vmw各自与载波信号C的大小关系可能会改变。其结果，V相调制信号Vmv或W相调制信号Vmw与载波信号C的大小关系可能会变为使端子间电压VH增加的状态。
接着，如图12所示，着眼于期间T4。在期间T4内，如图12的第1段的图表所示，V相调制信号Vmv和W相调制信号Vmw的信号电平的绝对值比载波信号C的峰值的绝对值大。而且，在期间T4内，如图12的第1段的图表所示，U相调制信号Vmu单调增加。而且，在期间T4内，假设马达电流Im比电源电流Ip大。
在处于这样的状况的期间T4内，与图9所示的期间T1相比，在V相臂和W相臂各自的开关状态反转且电源电流Ip与马达电流Im的大小关系反转这一点上不同。因此，在期间T4内，当U相臂的p侧开关元件Gup断开时，平滑电容器12的端子间电压VH增加。换言之，在期间T4内，当U相臂的p侧开关元件Gup接通时，平滑电容器12的端子间电压VH减少。
在该情况下，高次谐波生成部155调整三次谐波信号Vh1的振幅，以使得振幅调整前U相调制信号Vmu(参照图12的第2段的图表的虚线)与振幅调整后U相调制信号Vmu(参照图12的第2段的图表的实线)之间的大小关系成为特定的状态。具体而言，高次谐波生成部155调整三次谐波信号Vh1的振幅，以使得振幅调整前U相调制信号Vmu与振幅调整后U相调制信号Vmu之间的大小关系从振幅调整后U相调制信号Vmu比振幅调整前U相调制信号Vmu大的状态向振幅调整后U相调制信号Vmu比振幅调整前U相调制信号Vmu小的状态转变。
在图12的第2段的图表所示的例子中，振幅调整后U相调制信号Vmu比振幅调整前U相调制信号Vmu大的状态与振幅调整后U相调制信号Vmu比振幅调整前U相调制信号Vmu小的状态之间的分界点是U相调制信号Vmu的信号电平成为零的点。在该情况下，典型地，高次谐波生成部155使三次谐波信号Vh1的振幅减少，以使得U相调制信号Vmu的信号电平的绝对值减少。也就是说，高次谐波生成部155使三次谐波信号Vh1的振幅减少，以使得振幅调整后U相调制信号Vmu的信号电平的绝对值比振幅调整前U相调制信号Vmu的信号电平的绝对值小。
此外，在图12所示的期间T4内，判定为马达电流Im比电源电流Ip大且着眼层的调制信号正在增加(图6的步骤S182：是，并且，图6的步骤S183：是)。因此，在期间T4内，高次谐波生成部155以使得振幅减少的方式调整三次谐波信号Vh1的振幅(图6的步骤S185)。因此，在期间T4内，高次谐波生成部155能够调整三次谐波信号Vh1的振幅，以使得振幅调整前U相调制信号Vmu与振幅调整后U相调制信号Vmu之间的大小关系从振幅调整后U相调制信号Vmu比振幅调整前U相调制信号Vmu大的状态向振幅调整后U相调制信号Vmu比振幅调整前U相调制信号Vmu小的状态转变。
其结果，如图12的第3段的图表所示，在振幅调整后U相调制信号Vmu比振幅调整前U相调制信号Vmu大的状态下(也就是比U相调制信号Vmu的信号电平成为零的点靠左侧的区域)，通过调整三次谐波信号Vh1的振幅，U相调制信号Vmu比载波信号C小的期间相对变短。也就是说，通过调整三次谐波信号Vh1的振幅，PWM信号成为低电平的期间(也就是p侧开关元件Gup断开、端子间电压VH增加的期间)相对变短。因此，如图12的第4段的图表所示，在调整三次谐波信号Vh1的振幅的情况下，与不调整三次谐波信号Vh1的振幅的情况相比，端子间电压VH容易减少。
另一方面，如图12的第3段的图表所示，在振幅调整后U相调制信号Vmu比振幅调整前U相调制信号Vmu小的状态下(也就是比U相调制信号Vmu的信号电平成为零的点靠右侧的区域)，通过调整三次谐波信号Vh1的振幅，U相调制信号Vmu比载波信号C小的期间相对变长。也就是说，通过调整三次谐波信号Vh1的振幅，PWM信号成为低电平的期间相对变长。因此，如图12的第4段的图表所示，在调整三次谐波信号Vh1的振幅的情况下，与不调整三次谐波信号Vh1的振幅的情况相比，端子间电压VH容易增加。
其结果，如图12的第4段的图表所示，在调整三次谐波信号Vh1的振幅的情况下，与不调整三次谐波信号Vh1的振幅的情况相比，端子间电压VH的波形容易成为下凸(也就是说，端子间电压VH朝向变小的一侧突出)的形状。具体而言，在图12的第4段的图表所示的例子中，例如，在U相调制信号Vmu的信号电平成为零的点前后，端子间电压VH相对变小。其结果，端子间电压VH的峰值容易降低。
另一方面，高次谐波生成部155优选以使得在期间T2内V相调制信号Vmv和W相调制信号Vmw各自与载波信号C的大小关系几乎或完全不变的方式，使三次谐波信号Vh1的振幅减少。这是因为，若使三次谐波信号Vh1的振幅过度减少，则V相调制信号Vmv和W相调制信号Vmw各自与载波信号C的大小关系可能会改变。其结果，V相调制信号Vmv或W相调制信号Vmw与载波信号C的大小关系可能会变为使端子间电压VH增加的状态。
此外，在图9～图12中，着眼于U相调制信号Vmu而进行了说明。然而，关于V相调制信号Vmv和W相调制信号Vmw也可以说是同样的。
通过这样的三次谐波Vh1的振幅调整，如图13所示，端子间电压VH的峰值(尤其是波动的峰值)变小。具体而言，将端子间电压VH的目标电压Vc设为零电平的情况下的正极性侧(也就是比目标电压Vc大的一侧)的波动变小。也就是说，将目标电压Vc设为零电平的情况下的正极性侧的波动的变动幅度变小。另一方面，将目标电压Vc设为零电平的情况下的负极性侧(也就是比目标电压Vc小的一侧)的波动变大。也就是说，将目标电压Vc设为零电平的情况下的负极性侧的波动的变动幅度变大。另外，波动整体的变动幅度实质上维持不变。不过，有时，波动整体的变动幅度也可以变大或变小。无论如何，根据本实施方式，都可适当抑制端子间电压VH的波动，以使得端子间电压VH的波动的峰值变小。
此外，端子间电压VH的减少形态可根据三次谐波信号Vh1的振幅的调整量而改变。例如，图14(a)示出了三次谐波信号Vh1的振幅的增加量为α的情况下的端子间电压VH。图14(b)示出了三次谐波信号Vh1的振幅的增加量为β(其中，β>α)的情况下的端子间电压VH。图14(c)示出了三次谐波信号Vh1的振幅的增加量为γ(其中，γ>β)的情况下的端子间电压VH。在图14所示的例子中，三次谐波信号Vh1的振幅的增加量为β的情况下的端子间电压VH的峰值最小。因此，高次谐波生成部155优选以使得三次谐波信号Vh1的振幅的增加量成为β的方式，调整三次谐波信号Vh1的振幅。
此时，高次谐波生成部155可以取得测定端子间电压VH的电压检测器的检测结果作为反馈信息，并且进行基于该取得的端子间电压VH的反馈控制，由此调整三次谐波信号Vh1的振幅。或者，在表示从上述观点预先被调整了的三次谐波信号Vh1的振幅的参数储存于存储器等的情况下，高次谐波生成部155也可以使用储存于该存储器等的参数来调整(或决定)三次谐波信号Vh1的振幅。无论如何，使用从上述观点动态(换言之，实时)地被调整或者预先被调整了的三次谐波信号Vh1的振幅的变换器控制工作都属于本发明的技术范围。
此外，在上述说明中，高次谐波生成部155对三次谐波信号Vh1的振幅进行调整。然而，高次谐波生成部155也可以取代三次谐波信号Vh1的振幅或除了三次谐波信号Vh1的振幅之外还对三次谐波信号Vh1的相位进行调整。在调整三次谐波信号Vh1的相位的情况下，也可相应地享受上述的各种效果。
此外，在调整三次谐波信号Vh1的相位的情况下，端子间电压VH的减少形态可根据三次谐波信号Vh1的相位的调整量而改变。例如，图15(a)示出了三次谐波信号Vh1的相位的调整量为d1的情况下的端子间电压VH。图15(b)示出了三次谐波信号Vh1的相位的调整量为d2(其中，d2>d1)的情况下的端子间电压VH。图15(c)示出了三次谐波信号Vh1的相位的调整量为d3(其中，d3>d2)的情况下的端子间电压VH。在图15所示的例子中，三次谐波信号Vh1的相位的调整量为d2的情况下的端子间电压VH的峰值最小。因此，高次谐波生成部155优选以使得三次谐波信号Vh1的相位的调整量成为d2的方式，调整三次谐波信号Vh1的相位。
另外，调整三次谐波信号Vh1的振幅(或相位)的动作可以说相当于调整调制信号与载波信号C的大小关系的动作。因此，也可以除了由高次谐波生成部155调整三次谐波信号Vh1的振幅(或相位)之外或者取代该调整而由PWM变换部157调整载波信号C的振幅。也就是说，PWM变换部157也可以调整载波信号C的振幅，以实现图9～图12所示的状态。在PWM变换部157调整载波信号C的振幅的情况下，也可相应地享受上述的各种效果。
另外，在上述说明中，高次谐波生成部155在存在2个相的调制信号的信号电平的绝对值超过载波信号C的峰值的绝对值的期间的情况下，调整三次谐波信号Vh1的振幅。然而，即使在不存在2个相的调制信号的信号电平的绝对值超过载波信号C的峰值的绝对值的期间的情况下，高次谐波生成部155也可以调整三次谐波信号Vh1的振幅。例如，高次谐波生成部155也可以始终调整或者在期望的期间内调整三次谐波信号Vh1的振幅。在该情况下，也可相应地享受上述的各种效果。不过，在该情况下，将目标电压Vc设为零电平的情况下的正极性侧和负极性侧的双方的波动都变小的可能性高。也就是说，波动整体的变动幅度变小的可能性高。不过，在可适当抑制端子间电压VH的波动以使得端子间电压VH的波动的峰值变小这一方面没有什么变化。
此外，在高次谐波生成部155始终调整或者在期望的期间内调整三次谐波信号Vh1的振幅的情况下，PWM变换部157生成PWM信号时所使用的调制信号也可以是通过对三相电压指令信号加上振幅已被调整的三次谐波信号Vh1而生成的调制信号。也就是说，也可以不使用通过对三相电压指令信号加上三次谐波信号Vh1和Vh2而生成的调制信号。
此外，在上述说明中，使用三次谐波信号Vh2为正弦波的例子(参照图4)进行了说明。然而，三次谐波信号Vh2也可以是具有三相电压指令信号或三相电流值的频率的3倍的频率的任意的交流信号。例如，如图16的第3段和第5段的图表所示，三次谐波信号Vh2也可以是方形波(所谓的脉冲波)信号。或者，例如，如图16的第4段和第6段的图表所示，三次谐波信号Vh2也可以是三角波信号。或者，三次谐波信号Vh2也可以是锯齿波等具有其他形状的信号。总而言之，三次谐波信号Vh2只要是同一波形样式(优选是信号电平变化的同一波形样式)以与三相电压指令信号或三相电流值的频率的3倍的频率对应的周期周期性出现的信号即可。关于三次谐波信号Vh1也是同样。
另外，在上述说明中，使用车辆1具备单一的电动发电机14的例子进行了说明。然而，车辆1也可以具备多个电动发电机14。在该情况下，车辆1优选具备按每个电动发电机14具备对应的变换器13。另外，在该情况下，ECU15也可以按每个变换器14独立地进行上述变换器控制动作。或者，车辆1也可以除了电动发电机14之外还具备发动机。也就是说，车辆1也可以是混合动力车辆。
另外，在上述说明中，使用变换器13和电动发电机14搭载于车辆1的例子进行了说明。然而，变换器13和电动发电机14也可以搭载于车辆1以外的任意的设备(例如，使用变换器13和电动发电机14进行动作的设备，例如空调设备等)。即使在变换器13和电动发电机14搭载于车辆1以外的任意的设备的情况下，当然也可享受上述的各种效果。
本发明不限于上述实施方式，能够在不违反从权利要求书和说明书整体可读取的发明的要旨或思想的范围内进行适当变更，伴有这样的变更的电动机控制装置也包含于本发明的技术范围。
标号说明
1、2：车辆控制装置
11：直流电源
12：平滑电容器
13：变换器
14：电动发电机
15：ECU
151：电流指令变换部
152：三相/两相变换部
153：电流控制部
154：两相/三相变换部
155：高次谐波生成部
156u、156v、156w：加法器
157：PWM变换部
258：频率调整部
Iu：U相电流
Iv：V相电流
Iw：W相电流
Vu：U相电压指令信号
Vv：V相电压指令信号
Vw：W相电压指令信号
Vh1：三次谐波信号
Vh2：三次谐波信号
Vmu：U相调制信号
Vmv：V相调制信号
Vmw：W相调制信号
VH：端子间电压
Qup、Qvp、Qwp：p侧开关元件
Qun、Qvn、Qwn：n侧开关元件
Dup、Dun、Dvp、Dvn、Dwp、Dwn：整流用二极管

Claims (15)

1.一种电动机控制装置，控制如下的电动机系统，该电动机系统具备：直流电源；电力变换器，其将从所述直流电源供给的直流电力变换为交流电力；平滑电容器，其与所述电力变换器并联地电连接；以及三相交流电动机，其使用从所述电力变换器输出的交流电力来进行驱动，所述电动机控制装置的特征在于，具备：
生成单元，其通过对规定所述三相交流电动机的动作的相电压指令信号加上三次谐波信号来生成调制信号；
控制单元，其使用所述调制信号来控制所述电力变换器的动作；以及
调整单元，其调整所述三次谐波信号的振幅，
所述调整单元，调整所述三次谐波信号的振幅，以使得调整所述三次谐波信号的振幅的情况下的所述平滑电容器的端子间电压的峰值比不调整所述三次谐波信号的振幅的情况下的所述端子间电压的峰值小。
2.根据权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于，
所述调整单元，在所述三次谐波信号的振幅成为第1预定值的情况下的所述端子间电压的峰值比所述三次谐波信号的振幅成为第2预定值的情况下的所述端子间电压的峰值小的情况下，调整所述三次谐波信号的振幅以使得所述三次谐波信号的振幅成为所述第1预定值。
3.根据权利要求1或2所述的电动机控制装置，其特征在于，
所述调整单元，调整所述三次谐波信号的振幅，以使得在维持所述端子间电压的波动的变动幅度的同时，以所述端子间电压的目标值为基准的所述端子间电压的正极性侧的波动的变动幅度比以所述端子间电压的目标值为基准的所述端子间电压的负极性侧的波动的变动幅度小。
4.根据权利要求1～3中任一项所述的电动机控制装置，其特征在于，
所述调整单元，调整所述三次谐波信号的振幅，以使得所述端子间电压的状态从所述端子间电压减少的时间比所述端子间电压增加的时间长的状态向所述端子间电压增加的时间比所述端子间电压减少的时间长的状态转变。
5.根据权利要求1～4中任一项所述的电动机控制装置，其特征在于，
所述调整单元，调整所述三次谐波信号的振幅，以使得振幅已调整调制信号与振幅未调整调制信号之间的大小关系从第1状态向第2状态转变或者从所述第2状态向所述第1状态转变，所述振幅已调整调制信号是通过加上振幅已被调整的所述三次谐波信号而生成的所述调制信号，所述振幅未调整调制信号是通过加上振幅未被调整的所述三次谐波信号而生成的所述调制信号，所述第1状态是所述振幅已调整调制信号的信号电平比所述振幅未调整调制信号的信号电平大的状态，所述第2状态是所述振幅已调整调制信号的信号电平比所述振幅未调整调制信号的信号电平小的状态。
6.根据权利要求5所述的电动机控制装置，其特征在于，
所述调整单元，调整所述三次谐波信号的振幅，以使得以所述振幅已调整调制信号和所述振幅未调整调制信号的信号电平成为零的点为界，所述振幅已调整调制信号与所述振幅未调整调制信号之间的大小关系从所述第1状态向所述第2状态转变或者从所述第2状态向所述第1状态转变。
7.根据权利要求5或6所述的电动机控制装置，其特征在于，
所述调整单元，以根据(i)所述振幅未调整调制信号的信号电平的变化形态以及(ii)在所述直流电源和所述平滑电容器之间流动的第1电流与在所述三相交流电动机和所述平滑电容器之间流动的第2电流的大小关系而确定的形态，来调整所述三次谐波信号的振幅。
8.根据权利要求7所述的电动机控制装置，其特征在于，
所述调整单元，在(i)所述振幅未调整调制信号的信号电平以第1变化形态变化且(ii)所述第1电流与所述第2电流的大小关系处于第1关系的情况下，以第1调整形态来调整所述三次谐波信号的振幅，
所述调整单元，在(i)所述振幅未调整调制信号的信号电平以与所述第1形态不同的第2变化形态变化且(ii)所述第1电流与所述第2电流的大小关系处于所述第1关系的情况下，以与所述第1调整形态不同的第2调整形态来调整所述三次谐波信号的振幅。
9.根据权利要求8所述的电动机控制装置，其特征在于，
所述第1变化形态是所述振幅未调整调制信号的信号电平随着时间的经过而增加的变化形态和所述振幅未调整调制信号的信号电平随着时间的经过而减少的变化形态中的任一方，
所述第2变化形态是所述振幅未调整调制信号的信号电平随着时间的经过而增加的变化形态和所述振幅未调整调制信号的信号电平随着时间的经过而减少的变化形态中的另一方，
所述第1关系是所述第1电流比所述第2电流大的关系和所述第1电流比所述第2电流小的关系中的任一方，
所述第1调整形态是使所述三次谐波信号的振幅增加的调整形态和使所述三次谐波信号的振幅减少的调整形态中的任一方，
所述第2调整形态是使所述三次谐波信号的振幅增加的调整形态和使所述三次谐波信号的振幅减少的调整形态中的另一方。
10.根据权利要求7～9中任一项所述的电动机控制装置，其特征在于，
所述调整单元，在(i)所述振幅未调整调制信号的信号电平以第1变化形态变化且(ii)所述第1电流与所述第2电流的大小关系处于第1关系的情况下，以第1调整形态来调整所述三次谐波信号的振幅，
所述调整单元，在(i)所述振幅未调整调制信号的信号电平以所述第1形态变化且(ii)所述第1电流与所述第2电流的大小关系处于与所述第1关系不同的第2关系的情况下，以与所述第1调整形态不同的第2调整形态来调整所述三次谐波信号的振幅。
11.根据权利要求10所述的电动机控制装置，其特征在于，
所述第1变化形态是所述振幅未调整调制信号的信号电平随着时间的经过而增加的变化形态和所述振幅未调整调制信号的信号电平随着时间的经过而减少的变化形态中的任一方，
所述第1关系是所述第1电流比所述第2电流大的关系和所述第1电流比所述第2电流小的关系中的任一方，
所述第1关系是所述第1电流比所述第2电流大的关系和所述第1电流比所述第2电流小的关系中的另一方，
所述第1调整形态是使所述三次谐波信号的振幅增加的调整形态和使所述三次谐波信号的振幅减少的调整形态中的任一方，
所述第2调整形态是使所述三次谐波信号的振幅增加的调整形态和使所述三次谐波信号的振幅减少的调整形态中的另一方。
12.根据权利要求5～11中任一项所述的电动机控制装置，其特征在于，
所述控制单元，根据所述调制信号与预定频率的载波信号的大小关系来控制所述电力变换器的动作，
所述第1状态是(i)所述振幅已调整调制信号小于所述载波信号的期间比所述振幅未调整调制信号小于所述载波信号的期间短的状态、或者(ii)所述振幅已调整调制信号大于所述载波信号的期间比所述振幅未调整调制信号大于所述载波信号的期间长的状态，
所述第2状态是所述振幅已调整调制信号小于所述载波信号的期间比所述振幅未调整调制信号小于所述载波信号的期间长的状态、或者(ii)所述振幅已调整调制信号大于所述载波信号的期间比所述振幅未调整调制信号大于所述载波信号的期间短的状态。
13.根据权利要求5～12中任一项所述的电动机控制装置，其特征在于，
所述控制单元，根据所述调制信号与预定频率的载波信号的大小关系来控制所述电力变换器的动作，
所述调整单元，在三相中的两相的所述调制信号的信号电平的绝对值比所述载波信号的信号电平的峰值的绝对值大的期间内，调整所述三次谐波信号的振幅，以使得在三相中的另一相中所述振幅已调整调制信号与所述振幅未调整调制信号之间的大小关系从所述第1状态向所述第2状态转变或者从所述第2状态向所述第1状态转变。
14.根据权利要求1～13中任一项所述的电动机控制装置，其特征在于，
所述控制单元，根据所述调制信号与预定频率的载波信号的大小关系来控制所述电力变换器的动作，
所述调整单元，在(i)三相中的两相的所述调制信号的信号电平的绝对值比所述载波信号的信号电平的峰值的绝对值大的情况下，调整所述三次谐波信号的振幅，在(ii)三相中的两相的所述调制信号的信号电平的绝对值不比所述载波信号的信号电平的峰值的绝对值大的情况下，不调整所述三次谐波信号的振幅。
15.根据权利要求1～14中任一项所述的电动机控制装置，其特征在于，
所述控制单元，根据所述调制信号与预定频率的载波信号的大小关系来控制所述电力变换器的动作，
所述调整单元调整所述载波信号的振幅，
所述调整单元，调整所述载波信号的振幅，以使得调整所述载波信号的振幅的情况下的所述端子间电压的峰值比不调整所述载波信号的振幅的情况下的所述端子间电压的峰值小。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN107896082A (zh) * 2016-10-03 2018-04-10 丰田自动车株式会社 车辆控制装置
CN111149287A (zh) * 2017-09-29 2020-05-12 大金工业株式会社 功率转换装置

Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5983567B2 (ja) 2013-09-10 2016-08-31 トヨタ自動車株式会社 電動機制御装置
JP6065790B2 (ja) 2013-09-11 2017-01-25 トヨタ自動車株式会社 電動機制御装置
JP6281430B2 (ja) 2014-07-15 2018-02-21 トヨタ自動車株式会社 電動機制御装置
CN108599584B (zh) * 2017-03-08 2020-09-11 台达电子企业管理（上海）有限公司 三相多电平变频器的调制方法
WO2021199149A1 (ja) 2020-03-30 2021-10-07 三菱電機株式会社 電力変換装置
EP4131766A4 (en) 2020-03-30 2023-05-03 Mitsubishi Electric Corporation POWER CONVERTER

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101416379A (zh) * 2006-04-03 2009-04-22 松下电器产业株式会社 逆变器装置和空调机
JP2010119201A (ja) * 2008-11-12 2010-05-27 Toyota Motor Corp 交流電動機の制御装置
JP2012044749A (ja) * 2010-08-17 2012-03-01 Renesas Electronics Corp ディジタル制御電源装置
JP2012105467A (ja) * 2010-11-11 2012-05-31 Diamond Electric Mfg Co Ltd 充電装置
CN102771044A (zh) * 2011-01-11 2012-11-07 丰田自动车株式会社 电机驱动系统的控制装置
CN103098362A (zh) * 2010-09-10 2013-05-08 株式会社日立产机系统 电力变换装置、电动机驱动设备、制冷空调设备
CN103155393A (zh) * 2010-10-13 2013-06-12 三菱电机株式会社 三相交流直流变换装置以及使用了三相交流直流变换装置的空气调节机

Family Cites Families (20)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3660766A (en) * 1971-04-28 1972-05-02 Us Navy Sinusoidal waveform generator
US4115726A (en) * 1977-01-04 1978-09-19 Hewlett-Packard Company Open-loop electric drive with corrective controller
JPS5944975A (ja) * 1982-09-03 1984-03-13 Hitachi Ltd Ｐｗｍインバ−タの制御方法および装置
RU2091979C1 (ru) * 1995-06-06 1997-09-27 Петербургское акционерное общество "Вагонмаш" Способ управления трехфазным инвертором напряжения с шим и устройство для его осуществления
US6614202B2 (en) * 2000-08-21 2003-09-02 Borealis Technical Limited PWM motor drive apparatus with increase of low speed capability
US6777907B2 (en) * 2001-11-06 2004-08-17 International Rectifier Corporation Current ripple reduction by harmonic current regulation
EP1473819B1 (en) 2002-01-16 2010-11-24 Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha Voltage converter control apparatus, voltage conversion method, storage medium, program, drive system, and vehicle having the drive system
JP4513494B2 (ja) 2004-10-15 2010-07-28 トヨタ自動車株式会社 電圧変換装置の制御装置及び制御方法
RU59345U1 (ru) * 2005-09-16 2006-12-10 Георгий Маркович Мустафа Высоковольтный преобразователь частоты для пуска и регулирования скорости мощного электродвигателя, имеющего одну или несколько трехфазных обмоток (его варианты)
CN101959744B (zh) * 2008-03-10 2013-01-02 本田技研工业株式会社 电动助力转向装置
JP5520119B2 (ja) 2009-04-08 2014-06-11 パナソニック株式会社 直流電源装置およびインバータ駆動装置およびこれを用いた空気調和機
JP5558752B2 (ja) * 2009-07-30 2014-07-23 日立オートモティブシステムズ株式会社 電力変換装置
WO2011099122A1 (ja) * 2010-02-10 2011-08-18 株式会社 日立製作所 電力変換装置
US8278850B2 (en) * 2010-03-09 2012-10-02 GM Global Technology Operations LLC Methods, systems and apparatus for optimization of third harmonic current injection in a multi-phase machine
JP5754250B2 (ja) * 2011-06-08 2015-07-29 ダイキン工業株式会社 インバータ制御方法及びモータ制御方法
JP5818600B2 (ja) * 2011-09-16 2015-11-18 三菱電機株式会社 電動機駆動用装置及び冷凍サイクル装置
FR2984040B1 (fr) * 2011-12-13 2019-09-13 Technofan Procede de commande d'un onduleur pour l'alimentation electrique d'un moteur, et module de commande associe
CN103187896A (zh) * 2011-12-31 2013-07-03 北京友信宏科电子科技有限公司 级联中高压电动汽车变流器拓扑及其控制方法
CN102882468A (zh) * 2012-09-26 2013-01-16 达航工业股份有限公司 马达变频设备、驱动装置及控制电路
JP2015035897A (ja) 2013-08-09 2015-02-19 トヨタ自動車株式会社 電動機制御装置

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101416379A (zh) * 2006-04-03 2009-04-22 松下电器产业株式会社 逆变器装置和空调机
JP2010119201A (ja) * 2008-11-12 2010-05-27 Toyota Motor Corp 交流電動機の制御装置
JP2012044749A (ja) * 2010-08-17 2012-03-01 Renesas Electronics Corp ディジタル制御電源装置
CN103098362A (zh) * 2010-09-10 2013-05-08 株式会社日立产机系统 电力变换装置、电动机驱动设备、制冷空调设备
CN103155393A (zh) * 2010-10-13 2013-06-12 三菱电机株式会社 三相交流直流变换装置以及使用了三相交流直流变换装置的空气调节机
JP2012105467A (ja) * 2010-11-11 2012-05-31 Diamond Electric Mfg Co Ltd 充電装置
CN102771044A (zh) * 2011-01-11 2012-11-07 丰田自动车株式会社 电机驱动系统的控制装置

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN107896082A (zh) * 2016-10-03 2018-04-10 丰田自动车株式会社 车辆控制装置
CN111149287A (zh) * 2017-09-29 2020-05-12 大金工业株式会社 功率转换装置
CN111149287B (zh) * 2017-09-29 2020-11-13 大金工业株式会社 功率转换装置

Also Published As

Publication number Publication date
MY176356A (en) 2020-08-03
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AU2013398442B2 (en) 2017-04-27
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JP6028868B2 (ja) 2016-11-24
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JPWO2015025437A1 (ja) 2017-03-02
PH12016500133A1 (en) 2016-04-18
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KR101720643B1 (ko) 2017-03-28

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