JP2012105467A - 充電装置 - Google Patents

Abstract

【課題】リプル電流の監視と抑制を可能とさせ、より正確な定電圧充電制御を実現できる充電装置を提供する。
【解決手段】ＡＤタイミングｔ１の時点で、既に既知とされている検出電流Ｉｔｈ１と所定の電流値算出関数とを用いて、次回に到来するＡＤタイミングｔ２における定電圧用目標電流Ｉｔｈ２を予測演算させる。これを順次繰返すと、バッテリが満充電に近づくので、定電圧用目標電流Ｉｔｈ（ｔｎ＋１）が低下してゆく。そして、充電装置では、所定の閾値Ｉｓに到達後（ｔ＝ｔｓ）、充電動作を終了させる。このとき、定電圧用目標電流Ｉｔｈ（ｔｎ）は、ＡＤタイミング毎のバッテリ抵抗Ｒ（ｔｎ）と目標電圧Ｖｔｈとに基づいて算出されるので、出力電圧Ｖｏｕｔは、目標電圧Ｖｔｈへ一致させるように制御されることとなる。
【選択図】図２

Description

本発明は、充電装置に関し、特に、バッテリを定電圧制御させつつも当該バッテリへ導入される電流値を好適制御させるものである。

充電電池は、商用電源又は高速充電装置等の一次電源から充電されることが必要とされるため、一次電源の電力変換を行なう充電装置が用いられている。当該充電装置は、商用電源を一次電源として用いる場合、交流電力を直流電力へ変換させるＡＣ−ＤＣコンバータによって構成され、また、直流電源を一次電源として用いる場合、ＤＣ−ＤＣコンバータによって構成される。

このような充電装置は、充電電池の毀損又は過充電に伴う火災事故等を防止するため、充電電池へ与える電流及び電圧の状態を監視して、これらの不具合を未然に防止させている。以下、電気自動車の充電装置を一例として、当該充電装置で行われる充電制御について説明する。

図１７は、電気自動車１の電力システム１０が示されている。当該電力システム１０は、車体へ設けられたプラグソケット１１と、充電装置１２と、メインバッテリ１３と、インバータ１４、メインモータ１５と、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６と、サブバッテリ１７とから構成される。

充電装置１２は、プラグソケット１１から供給される商用電力（交流電力）を適宜に変換し、メインバッテリ１３の充電を行なう。メインバッテリ１３から出力される電力は、インバータ１４で３相交流へ変換された後、メインモータ１５で回転トルクを発生させ、車輪へ駆動力を与える。また、メインバッテリ１３は、一般に４００Ｖ程の出力電圧を有しており、其の出力電圧がＤＣ−ＤＣコンバータ１６によって１２Ｖ〜１４Ｖ程度に変換され、後段のサブバッテリ１７を充電させる。このサブバッテリ１７は、図示されない車載電子機器（ＥＣＵ，照明灯，ナビゲーションシステム，パワーウインドゥ等の各種アクチュエータ）へ電力を供給する。

図１８は、充電装置１２の回路構成が示されている。当該充電装置１２は、半導体モジュール１２ｔと、半導体モジュール１２ｔをバッテリＢｍの電極へ電気的に接続させる陽極電源ラインＬＨ及び陰極電源ラインＬＬと、陽極電源ラインＬＨへ介挿される電流センサ（Ｒ１，１２ｅ）と、一端が陽極電源ラインＬＨへ接続され他端が陰極電源ラインＬＬへ接続された電圧センサ（Ｒ２，Ｒ３，１２ｆ）と、電流センサ及び電圧センサによる検出値に基づいて種々の制御を行う制御回路１２ｇとから構成される。

半導体モジュール１２ｔは、図示の如く、整流回路１２ａと、ＰＦＣ回路１２ｂと、出力値調整回路１２ｃとから構成される。このうち、整流回路１２ａは、ダイオードＤ１〜Ｄ４がブリッジ状に配線され、入力された交流電圧の波形を全波整流させる。ＰＦＣ回路１２ｂは、リアクトルＬ１及びダイオードＤ５及びパワートランジスタＴｒ及び平滑コンデンサＣｐによって構成され、制御回路１２ｇからＰＷＭ信号Ｓｏ１が与えられると、パワートランジスタＴｒが適宜に駆動さる。このとき、ＰＦＣ回路１２ｂでは、全波整流された電力について力率を略「１」に近づける制御が行われ、また、出力電圧を昇圧させる役割を担う。出力値調整回路１２ｃは、フルブリッジ回路Ｆｂ及びトランスＴＩ及びダイオードＤｖ，Ｄｗ及びリアクトルＬ４及び平滑回路Ｃｓを具備し、制御回路１２ｇからＰＷＭ信号Ｓｏ２が各々のトランジスタへ入力されると、これらの回路素子の動作に応じて、平滑回路Ｃｓでの電荷量が制御され、これにより、電源ラインＬＨ，ＬＬでは、出力電圧及び出力電流が適宜に制御される。

制御回路１２ｇは、メモリ回路１２ｈ及びＣＰＵ及びＡＤ変換回路等から構成され、メモリ回路１２ｈには、制御プログラム及び電流値・電圧値等の情報が記録されている。当該制御回路１２ｇは、電流センサ（Ｒ１，１２ｅ）の検出信号Ｓｉ１又は電圧センサ（Ｒ２，Ｒ３，１２ｆ）の検出信号Ｓｉ２が入力されると、ＰＷＭ信号を演算させるプログラムに基づいてＰＷＭ信号Ｓｏ１，Ｓｏ２を演算し、半導体モジュール１２ｔの各パワートランジスタへ其のＰＷＭ信号を出力させる。

図１９（ａ）は、定電流充電＃Ｃが実施される場合の制御ブロック１００が示されている。このうち、目標電流設定部１１０及びＤＵＴＹ比設定部１２０及びＰＷＭ信号設定部１３０は、定電流充電＃Ｃに係る制御プログラムと制御回路１２ｇの構成回路とによって実現され、コンバータ部１４０は、出力値調整回路１２ｃの動作に基づく出力電流の制御を指すものである。

定電流充電＃Ｃの制御が行なわれる場合、目標電流設定部１１０では、外部ＥＣＵから適宜な情報が与えられ、この情報に基づいて或る目標電流Ｉｔｈが設定される。その後、目標電流Ｉｔｈとコンバータ部１４０の出力電流とが比較され、双方の電流の差分値がＤＵＴＹ比設定部１２０へ入力される。ＤＵＴＹ比設定部１２０及びＰＷＭ信号設定部では、フルブリッジ回路Ｆｂにおける各トランジスタでのＯＮ／ＯＦＦタイミングを決定し、当該タイミングに基づいて生成されたゲートパルスを各パワートランジスタへ出力させる。このような設定部１２０，１３０は、例えば、フルブリッジ回路Ｆｂの通電時間を制御させる位相制御回路によって具現化される。そして、かかるパルス信号が与えられると、コンバータ部１４０では、ブリッジ回路を構成するパワートランジスタが各々駆動され、バッテリＢｍへ供給する出力電流が目標電流Ｉｔｈに略一致するようフィードバック制御される。

図１９（ｂ）に示す如く、定電圧充電＃Ｂの制御が行なわれる場合、目標電圧設定部１１０では、外部ＥＣＵから適宜な情報が与えられ、この情報に基づいて或る目標電圧Ｖｔが設定される。その後、定電流充電＃Ｃの制御と同様にフィードバック制御が実施され、コンバータ部２４０では、バッテリＢｍに与える出力電圧が目標電圧Ｖｔｈに略一致するよう制御される。

例えば、バッテリＢｍがリチウムイオンの場合、充電電圧が限界値を超えないように制御しなければ、金属リチウムの析出，発熱等の不具合を招き、バッテリの故障又は火災事故等を招来させてしまう。このため、図２０に示す如く、リチウムイオン電池を充電させる場合、充電装置は、定電流充電＃Ｃを実施させ、バッテリが目標電圧Ｖｔｈの近傍に到達してから、定電圧制御＃Ｂを実施させる。そして、図示の如く、バッテリに流れる電流が所定閾値Ｉｓ以下となり、其の時刻ｔｓから所定時間が経過すると、バッテリの充電を終了させる。このように、リチウムイオンの充電制御では、充電が進み満充電に近づくと定電圧充電＃Ｂに切り替えられ、バッテリ電圧が限界値を超えないように制御される。

また、特開２００１−１８６６８４号公報（特許文献１）では、多段式の定電流制御を行なう充電装置が紹介されている。かかる充電装置は、通常の定電流充電＃Ｃの制御が実施された後、多段式の定電流充電＃Ｅに切換えられる。多段式定電流充電＃Ｅでは、設定された目標電流Ｉｔｈ１となるように定電流充電を実施させ、バッテリ電圧が目標電圧Ｖｔｈへ到達する毎に、目標電流Ｉｔｈ（Ｉｔｈ２→Ｉｔｈ３→Ｉｔｈ４→・・・）を徐徐に低下させてゆく。

特開２００１−１８６６８４号公報

しかしながら、特許文献１の技術では、半導体モジュール１２ｔの出力電流がＰＷＭ信号に基づいて制御されるので、当該出力電流にリプル電流が不可避的に重畳されてしまう。このため、満充電の付近では、電圧センサによってバッテリの充電電圧を監視していたとしても、リプル電流が急峻かつ不連続に発生することがあるため、バッテリＢｍでは、限界値より高い電圧が瞬間的に印加されることがあり、これにより、発熱，劣化等の不具合が生じるとの問題が生じる。

また、一般に、電圧センサは、電源ラインに流れる電流を信号の電圧値によって表現させているが、分圧抵抗に流れる電流を抑制させるように抵抗Ｒ２，Ｒ３の抵抗値が設定される都合上（図２１参照）、検出信号Ｓｉ２に含まれるリプル電流の情報が鈍化されてしまう傾向がある。更に、制御回路１２ｇでは、Ａ／Ｄ変換回路によってアナログ状態の検出信号Ｓｉ２をデジタル信号へ変換させるところ、デジタル信号化する際の解像度やＡＤタイミングによっては、リプル電流に係る情報がデジタル信号に反映され難くなる場合がある。このように、出力電流を検出してから制御回路でデジタル信号化されるプロセスでリプル電流の情報が取り除かれてゆくので、充電装置１２では、電圧センサを用いてバッテリの充電電圧を監視していても、認識できなかったリプル電流の状態に起因して、バッテリの発熱，劣化等を招くことが問題となる。

加えて、これらリプル電流に係る問題は、特許文献１の技術に限らず、電圧センサの検出信号に基づいて定電圧充電＃Ｂの制御を行なう充電装置で起こり得る問題となる。

本発明は上記課題に鑑み、リプル電流の監視と抑制を可能とさせつつ、精度の高い定電圧充電制御を実現できる充電装置の提供を目的とする。

上記課題を解決するため、第１の発明では次のような充電装置の構成とする。即ち、パワートランジスタを具備し当該パワートランジスタの動作に応じてバッテリへ電力を出力させる半導体モジュールと、前記半導体モジュールを前記バッテリの電極へ電気的に接続させる複数の電源ラインと、前記電源ラインのうち少なくとも一方の電源ラインへ介挿される電流センサと、前記半導体モジュールの出力電流を多段的に調整させて定電圧充電の制御を行なう制御回路と、を備える充電装置において、
前記制御回路は、前記定電圧充電の制御を実施する際、前記出力電流を多段的に調整させるための定電圧用目標電流が所定のパラメータ及び電流値算出関数を用いて算出される目標電流算出処理と、前記定電圧用目標電流に基づいて前記出力電流を制御させる電流値制御処理と、を機能させることとする。

また、第２の発明では次のような充電装置の構成とする。即ち、パワートランジスタを具備し当該パワートランジスタの動作に応じてバッテリへ電力を出力させる半導体モジュールと、前記半導体モジュールを前記バッテリの電極へ電気的に接続させる複数の電源ラインと、前記電源ラインのうち少なくとも一方の電源ラインへ介挿される電流センサと、一端が前記電源ラインの一方へ接続され他端が前記電源ラインの他方へ接続された電圧センサと、前記半導体モジュールの出力電圧を略一定に調整させて定電圧充電の制御を行なう制御回路と、を備える充電装置において、
前記制御回路は、前記定電圧充電の制御を実施する際、前記出力電流を多段的に調整させるための定電圧用目標電流が所定のパラメータ及び電流値算出関数を用いて算出される目標電流算出処理と、前記定電圧用目標電流に基づいて前記出力電流を制御させる電流値制御処理と、を機能させることとする。

上述した各々の発明について好ましくは、前記制御回路は、前記定電流充電の制御を終えた後、前記定電圧充電の制御を行なうこととする。

より好ましくは、前記パラメータは、前記定電圧用目標電流の算出時に既に取得されている物理量情報、及び／又は、予め特定可能な時間情報であることとする。

より好ましくは、前記制御回路は、前記パラメータの数値の誤差を修正させる数値修正処理を機能させることとする。

より好ましくは、前記定電圧充電の目標電圧をＶｔｈとし、前記出力電流の検出値のうち検出タイミングｔｎの以前での検出値を検出電流Ｉｉｎｓ（ｔｎ−ｐ）とし、前記出力電圧の検出値のうち前記検出タイミングｔｎの以前での検出値を検出電圧Ｖｉｎｓ（ｔｎ−ｐ）とし、前記検出タイミングｔｎの直後の検出タイミングｔｎ＋１で目標値と設定される定電圧用目標電流をＩｔｈ（ｔｎ＋１）とすると、
前記電流値算出関数ｆ（Ｖ，Ｉ）は、ｆ（Ｖ，Ｉ）＝Ｉｔｈ（ｔｎ＋１）＝｛Ｖｔｈ／Ｖｉｎｓ（ｔｎ−ｐ）｝・Ｉｉｎｓ（ｔｎ−ｐ），とするのが良い。

これに限らず、前記定電圧充電の目標電圧をＶｔｈとし、前記出力電流の検出値のうち検出タイミングｔｎでの検出値を検出電流Ｉｉｎｓ（ｎ）とし、前記出力電圧の検出値のうち前記検出タイミングｔｎでの検出値を検出電圧Ｖｉｎｓ（ｎ）とし、前記検出タイミングｔｎの以前での検出電圧Ｖｉｎｓ（ｔｎ−ｐ）を前記検出タイミングｔｎの以前での検出電流Ｉｉｎｓ（ｎ−ｐ）で除算させて得られるパラメータをバッテリ抵抗Ｒ（ｎ−ｐ）とし、前記検出タイミングｔｎの直後の検出タイミングｔｎ＋１で目標値と設定される定電圧用目標電流をＩｔｈ（ｔｎ＋１）とすると、
前記電流値算出関数ｇ（Ｒ）は、ｇ（Ｒ）＝Ｉｔｈ（ｔｎ＋１）＝Ｖｔｈ／Ｒ（ｔｎ−ｐ），としても良い。

これに限らず、前記定電圧充電の目標電圧をＶｔｈとし、前記出力電流の検出値のうち検出タイミングｔｎでの検出値を検出電流Ｉｉｎｓ（ｎ）とし、前記出力電圧の検出値のうち前記検出タイミングｔｎでの検出値を検出電圧Ｖｉｎｓ（ｎ）とし、前記検出タイミングｔｎの以前での検出電圧Ｖｉｎｓ（ｔｎ−ｐ）を前記検出タイミングｔｎの以前での検出電流Ｉｉｎｓ（ｎ−ｐ）で除算させて得られるパラメータをバッテリ抵抗Ｒ（ｎ−ｐ）とし、所定の時間区間における複数の検出タイミングｍ〜ｍ＋ｋの各々に対応するバッテリ抵抗をＲｉｎｓ（ｍ）〜Ｒｉｎｓ（ｍ＋ｋ）とし、前記検出タイミングｔｎの直後の検出タイミングｔｎ＋１で目標値と設定される定電圧用目標電流をＩｔｈ（ｔｎ＋１）とすると、
前記数値修正処理で誤差修正されるパラメータは、前記複数のバッテリ抵抗Ｒｉｎｓ（ｍ）〜Ｒｉｎｓ（ｍ＋ｋ）を対象として算出される平均値Ｒａｖ（ｎ）であって、
前記電流値算出関数ｈ（Ｒ）は、ｈ（Ｒ）＝Ｉｔｈ（ｔｎ＋１）＝Ｖｔｈ／Ｒａｖ（ｎ），としても良い。

本発明に係る充電装置によると、定電圧充電の制御では、電流センサの検出信号に基づいた多段式の定電流充電が行なわれるので、リプル電流といった出力電流の変動を確実に検出することが可能となる。また、かかる定電圧充電の制御では、出力電流が目標電流に一致するようにフィードバック制御されるので、バッテリでは、電池内に流れる充電電流にリップル電流が含まれなくなり、当該バッテリの長寿命化が図られ、また、発熱等の事故が防止され得る。

実施の形態に係る電流値制御を行う際の制御ブロック図。 第１実施形態に係る目標電流算出処理を採用した場合の電流値を示す図。 第２実施形態に係る目標電流算出処理を採用した場合の電流値を示す図。 第３実施形態に係る目標電流算出処理を採用した場合の電流値を示す図。 充電装置の出力電圧及びバッテリの等価回路を示す図。 実施例１に係る定電圧充電を行なう際の電流の制御値を示す図（ｔ＝ｔ１）。 実施例１に係る定電圧充電を行なう際の電流の制御値を示す図（ｔ＝ｔ２）。 実施例１に係る定電圧充電を行なう際の電流の制御値を示す図（ｔ＝ｔ３）。 実施例１に係る定電圧充電を行なう際の電流の制御値を示す図（ｔ＝ｔ４）。 実施例１に係る定電圧充電を行なう際の電流の制御値を示す図（ｔ＝ｔ５）。 実施例１に係る定電圧充電を行なう際の電流の制御値を示す図（ｔ＝ｔ６）。 実施例１に係る定電圧充電を行なう際の電流の制御値を示す図（ｔ＝ｔ７）。 実施例２に係る定電圧充電を行なう際の電流の制御値を示す図。 パラメータと其の平均値を示す図。 パラメータと其の平均値を示す図。 パラメータの分布と当該パラメータの閾値とを示す図。 プラグイン式電気自動車の電力系統の構成を示す図。 充電装置の構成を示す図。 電流値制御に係る制御ブロック図及び電圧値制御に係る制御ブロック図。 電流センサ及び電圧センサで検出される電流値及び電圧値を示す図。 バッテリへ実際に流れる電流の状態を示す図。

以下、本発明に係る実施の形態につき図面を参照して説明する。本実施の形態にあっては、上述同様、電気自動車を例に挙げ説明を行なう。また、本実施の形態では、電気自動車の構成は図１７と同等であり、これに含まれる充電装置の構成は図１８と同等とされるため、これらの構成について説明を省略する。更に、本実施の形態を説明する場合、同図（図１７，図１８）に記載された同一番号を付し、これらの構成を引用することとする。

図１は、本実施の形態に係る機能ブロック図が示されている。制御回路１２ｇでは、電流値のフィードバック制御用プログラムと協働して、目標電流設定部３１０，ＤＵＴＹ比設定部３２０，ＰＷＭ信号設定部３３０、を実現させ、その後、コンバータ部３４０（出力値調整回路１２ｃの動作に基づく出力電流の制御）によって、目標電流Ｉｔｈに一致するように出力電流が制御される。

本実施の形態の場合、電流値に係るフィードバック制御のみによって、定電流充電＃Ｃの制御と定電圧充電＃Ａの制御とを実現させる。但し、ここでいう定電圧充電＃Ａの制御とは、電圧センサの検出信号に基づいて行われる定電圧制御（電圧値のフィードバック制御）を指すものでなく、多段式の定電流充電の制御を指すものとする。

目標電流設定部３１０は、検出電流Ｓｉ１に係る情報の他、検出電圧Ｓｉ２に係る情報、定電圧充電＃Ａで設定される目標電圧Ｖｔｈ、定電流充電＃Ｃで設定される目標電流Ｉｔｈ１、Ａ／Ｄ変換回路でのＡＤタイミングのピッチ、この他、種々のパラメータが与えられる。これらのパラメータは、外部ＥＣＵから与えられる情報であっても良く、メモリ回路１２ｈに記録されている情報であっても良い。

定電流充電＃Ｃの場合、目標電流設定部３１０は、予め与えられている目標電圧Ｉｔｈ１をそのまま出力させる。この場合、目標電流Ｉｔｈ１と検出信号Ｓｉ１の情報（以下、検出電流Ｉｉｎｓと呼ぶ）との差分値を算出し、ＤＵＴＹ比設定部３２０及びＰＷＭ信号設定部３３０によって適宜なＰＷＭ信号を生成し（電流値制御処理）、当該ＰＷＭ信号によって充電装置１２の出力電流が目標電流Ｉｔｈに略一致するように制御される（所謂、フィードバック制御）。

かかる制御の場合、制御回路１２ｇでは、ＡＤタイミング毎に検出電流Ｉｉｎｓが逐次認識されることとなる。また、電流値のフィードバック制御も逐次行われるので、充電装置の出力電流の波形は、リプル電流等の高周波成分を抑えた安定した波形となる。

定電圧充電＃Ａの場合、目標電流設定部３１０は、与えられたパラメータと制御プログラムで規定されている電流算出関数とを用いて、定電圧用目標電流Ｉｔｈ（ｔｎ＋１）を算出させる。かかる定電圧用目標電流Ｉｔｈ（ｔｎ）は、ＡＤタイミング毎に多段的に算出され（Ｉｔｈ２，Ｉｔｈ３，Ｉｔｈ４，・・・）、ＡＤタイミングの経過に応じて全体として減少するように設定される。このため、充電装置１２の出力電流についても、ＡＤタイミングに対応して、段階的に減少してゆくよう制御されることとなる。以下、パラメータの記号について「（ｔｎ）」又は「（ｔｍ）」は、所定のＡＤタイミングに対応していることを示すこととし、其の括弧内の「ｎ，ｍ」は、零以上の整数であることとする。

上述の如く、「多段的」とは、数μｓｅｃ毎に段階的に目標電流が設定されるような、連続的な制御に極めて近い制御を含むものとする。また、当然の如く、同「多段的」には、数ｍｓｅｃ〜数十ｓｅｃ程度の時間間隔で実施される目標値制御をも含んでいる。両者は、所定（例えば、数μｓｅｃ，又は，数十ｓｅｃなど）の時間間隔毎に目標電流Ｉｔｈが設定されるという意味において、共に同義である。

制御回路１２ｇでは、ＡＤタイミング毎に検出電流Ｉｉｎｓが逐次認識されることとなる。また、電流値に係るフィードバック制御も逐次行われるので、充電装置の出力電流の波形は、リプル電流等の高周波成分を抑えた安定した波形となる。即ち、本実施の形態に係る定電圧充電＃Ａの場合、リプル電流を解消させつつ出力電圧を一定に制御させるので、バッテリＢｍに流れる電流値は安定した状態となる。 このため、満充電の付近にあっても、電流値の状態が安定するため、発熱，劣化等の不具合が解消される。

定電圧用目標電流Ｉｔｈ（ｔｎ＋１）の算出方法は種々の態様にて行われ得るものである。例えば、図２の算出方法（第１の算出方法）では、ＡＤタイミングｔ１の時点で、既に既知とされている検出電流Ｉｔｈ１と所定の電流値算出関数とを用いて、次回に到来するＡＤタイミングｔ２における定電圧用目標電流Ｉｔｈ２を予測演算させる。これを順次繰返すと、バッテリが満充電に近づくので、定電圧用目標電流Ｉｔｈ（ｔｎ＋１）が低下してゆく。そして、充電装置では、所定の閾値Ｉｓに到達後（ｔ＝ｔｓ）、充電動作を終了させる。

また、図３の算出方法（第２の算出方法）では、ＡＤタイミングｔ１の時点で全ての定電圧用目標電流（Ｉｔｈ２，Ｉｔｈ３，Ｉｔｈ４，Ｉｔｈ５，・・・）が予測可能な電流値算出関数が用いられる。この場合、検出電流Ｉｉｎｓ及び目標電圧Ｖｔｈ等（物理情報）は、定電圧用目標電流Ｉｔｈ（ｔｎ＋１）を予測する際に既知のパラメータであるので、電流値算出関数のパラメータとして用いることが可能である。また、ＡＤタイミング（時間情報）についても、数μｓｅｃ毎に定期的に現われるため、タイミングｔ１の時点で特定可能なパラメータである。このように、時間情報についても、電流値算出関数のパラメータとして用いる際に好適である。

第２の算出方法に係る電流値算出関数ｋ（ｔｎ）の一例を挙げると、例えば、バッテリの充電容量をｃとし、バッテリの内部抵抗をｒとし、ＡＤタイミング（特許請求の範囲における検出タイミング）をｔとすると、
ｋ（ｔ）＝Ｉｔｈ（ｔｎ＋１）＝（Ｖｔｈ／ｒ）ｅ−t/cr
によって定電圧用目標電流Ｉｔｈ（ｔｎ＋１）を算出することが可能である。従って、目標電圧Ｖｔｈ，ＡＤタイミングｔ，内部抵抗ｒ，充電容量ｃが既知であるので、図３に示す如く、ＡＤタイミングｔ１の時点で、全ての定電圧用目標電流Ｉｔｈ２〜Ｉｔｈ５，・・・を算出することが可能となる。この電流値算出関数ｋ（ｔ）についても、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧Ｖｔｈに一致する条件が組み込まれているので、当該出力電圧Ｖｏｕｔは、当然の如く、目標電圧Ｖｔｈに一致するように制御される。

また、図４の算出方法（第３の算出方法）では、ＡＤタイミングｔ４の時点で、検出電流Ｉｔｈ１〜Ｉｔｈ４及び他のパラメータを用いて定電圧用目標電流Ｉｔｈ５を算出させる。即ち、現時点でのパラメータでなく過去複数のパラメータも用いて、次回のＡＤタイミングにおける定電圧用目標電流Ｉｔｈ（ｔｎ＋１）を算出させている。このような方法では、複数の検出電流について誤りのあるデータを排除させる処理を加えると、検出電流の数値の誤差を低減できる。また、このような複数のデータは、平均値、偏差等を算出する際に適しているので、検出電流の数値の誤差を修正させる際に好適である。

上述の如く、図２〜図４では、定電流充電＃Ｃの制御を終えた後、定電圧充電＃Ａの制御が行なわれている。このような充電方法は、満充電領域での電圧値を精度良く制御できるので、リチウムイオン電池を二次電池として用いるシステムに好適である。

特に、電気自動車，ハイブリッド式自動車にあっては、リチウムイオン電池が広く普及されているところ、本実施の形態に係る充電装置は、これらの技術分野に好適な装置であるといえる。また、本実施の形態に係る充電装置は、リプル電流を吸収させる制御が行われるため、半導体モジュールにおける平滑コンデンサの電気容量を低く設定することができる。このため、充電装置は、小型化が図られ、電気自動車，ハイブリッド式自動車等へ搭載させる際に有利となる。

以下、電流値算出関数の態様について具体的に説明する。但し、特許請求の範囲に記載される電流値算出関数は、本発明の技術的思想において種々変更され得るものであって、以下の実施例１〜３の態様に限定されるものではない。

図５は、充電装置の平滑コンデンサＣｓとバッテリＢｍとの等価回路が示されている。上述の如く、平滑コンデンサＣｓでは、充電装置によって極板間の電荷量が適宜に調整され、出力電圧Ｖｏｕｔ及び出力電流Ｉｏｕｔが適宜に制御される。一方、バッテリＢｍの構成について説明すると、内部抵抗ｒｂは、周辺温度の状態に応じて変動するものであって、キャパシタンスＣｂは、満充電に近づくにつれ出力電流Ｉｏｕｔの通過を抑制させる働きをする。以下の説明において、内部抵抗ｒｂ及びキャパシタンスＣｂによって形成される負荷抵抗をバッテリ抵抗Ｒと呼ぶこととする。

制御回路１２ｇでは、定電流充電＃Ｃの制御中に検出電圧Ｓｉ２が目標電圧Ｖｔｈを示すと（図６参照）、制御モードを定電流充電＃Ｃから定電圧充電＃Ａへと切り替える（ＡＤタイミングｔ１）。このとき、目標電流設定部３１０では、ＡＤタイミングｔ１にて既知のパラメータと電流値算出関数ｇ（Ｒ）とを用いて定電圧用目標電流を算出させる。

本実施例で必要とされるパラメータは、目標電圧Ｖｔｈと、検出電流Ｉｉｎｓ（ｔｎ）と、検出電圧Ｖｉｎｓ（ｔｎ）と、バッテリ抵抗Ｒ（ｔｎ）と、定電圧用目標電流Ｉｔｈ（ｔｎ＋１）とされる。

このうち、検出電流Ｉｉｎｓ（ｔｎ）は、出力電流Ｉｏｕｔの検出値のうちＡＤタイミングｔｎでの検出値を指す。同様に、ＡＤ電圧Ｖｉｎｓ（ｔｎ）は、出力電圧Ｖｏｕｔの検出値のうちＡＤタイミングｔｎでの検出値を指す。バッテリ抵抗Ｒ（ｔｎ）は、ＡＤタイミングｔｎでの検出電圧Ｖｉｎｓ（ｔｎ）をＡＤタイミングｔｎでの検出電流Ｉｉｎｓ（ｎ）で除算させて得られるパラメータ、即ち、検出タイミングｔｎにおけるバッテリＢｍの負荷抵抗を指す。また、定電圧用目標電流Ｉｔｈ（ｔｎ＋１）は、ＡＤタイミングｔｎの直後のＡＤタイミングｔｎ＋１に設定されるべき目標電流を指す。

これらのパラメータによって規定される電流値算出関数ｇ（Ｒ）は、
ｇ（Ｒ）＝Ｉｔｈ（ｔｎ＋１）＝Ｖｔｈ／Ｒ（ｔｎ），とされる。

これらのパラメータは、全てが物理量情報に属するパラメータであるところ、全てが既知の情報であり、ＡＤタイミングｔｎにおいてＡＤタイミングｔｎ＋１の目標電流、即ち、定電圧用目標電流Ｉｔｈ（ｔｎ＋１）の算出が可能となる。

図６に示す如く、ＡＤタイミングｔ１における電流値算出関数ｇ（Ｒ）は、ｇ（Ｒ）＝Ｉｔｈ（ｔ２）＝Ｖｔｈ／Ｒ（ｔ１），によって定電圧用目標電流Ｉｔｈ（ｔ２）が算出される（第２の算出方法）。このとき、バッテリ抵抗Ｒ（ｔ１）は、Ｒ（ｔ１）＝Ｖｉｎｓ（ｔ１）／Ｉｉｎｓ（ｔ１），によって算出される。この場合、検出電圧Ｖｉｎｓ（１）は目標電圧Ｖｔｈに一致しているので、定電圧用目標電流Ｉｔｈ（ｔ２）は検出電流Ｉｉｎｓ（１）と略一致してしまう。従って、ＡＤタイミングｔ２における出力電流Ｉｏｕｔは、定電圧用目標電流Ｉｔｈ（２）に一致するように制御されるので、検出電流Ｉｉｎｓ（１）と略同一の値に制御されてしまう（図７参照）。このとき、出力電圧Ｖｏｕｔは、電圧値をΔＶ１だけ上昇させてしまう（図７参照）。

次に、ＡＤタイミングｔ２での目標電流算出処理では、図７に示す如く、検出電流Ｉｉｎｓ（２）及び検出電圧Ｖｉｎｓ（２）と、目標電圧Ｖｔｈとによって、ＡＤタイミングｔ３における定電圧用目標電流Ｉｔｈ（３）が算出される。具体的には、定電圧用目標電流Ｉｔｈ（３）は、ｇ（Ｒ）＝Ｉｔｈ（ｔ３）＝Ｖｔｈ／Ｒ（ｔ２），によって算出される。また、バッテリ抵抗Ｒ（ｔ２）は、Ｒ（ｔ２）＝Ｖｉｎｓ（ｔ２）／Ｉｉｎｓ（ｔ２），によって算出される。このとき、検出電圧Ｖｉｎｓ（ｔ２）は、図示の如く、Ｖｉｎｓ（ｔ２）＝Ｖｔｈ＋ΔＶ，とされるので、Ｉｔｈ（ｔ３）＝Ｖｔｈ／Ｒ（ｔ２）＝｛Ｖｔｈ／（Ｖｔｈ＋ΔＶ）｝・Ｉｉｎｓ（ｔ２），と置き換えられる。ここで、｛Ｖｔｈ／（Ｖｔｈ＋ΔＶ）｝＜１，となるので、定電圧用充電電流Ｉｔｈ３は、図示の如く、検出電流Ｉｉｎｓ（２）の電流値よりも減少した値をとる。このとき、出力電流Ｉｏｕｔは、定電圧充電＃Ａを行なう電流値に制御され、図８に示す如く、出力電圧Ｖｏｕｔの検出電圧Ｖｉｎｓ（３）が目標電圧Ｖｔｈへ近づく。

次に、ＡＤタイミングｔ３での目標電流算出処理では、図８に示す如く、検出電流Ｉｉｎｓ（３）及び検出電圧Ｖｉｎｓ（３）と、目標電圧Ｖｔｈとによって、ＡＤタイミングｔ４における定電圧用目標電流Ｉｔｈ（４）が算出される。この場合、検出電圧Ｖｉｎｓ（３）と目標電圧Ｖｔｈが略一致しているので、今回の処理で予測される定電圧用目標電流Ｉｔｈ（４）は、理想的な電流値から若干逸脱してしまい、出力電圧Ｖｏｕｔを目標電圧Ｖｔｈから再び逸脱させてしまう（図９参照）。しかし、図９に示す如く、ＡＤタイミングｔ４における目標電流算出処理では、検出電圧ＶｉｎｓのΔＶに応じて、次の定電圧用目標電流Ｉｔｈ（５）を低減させることとなる。そして、このような制御が満充電に至るまで繰替えされることとなる（図１０，図１１参照）

このようにして、充電装置１２ｇの出力電流Ｉｏｕｔは、図１２に示す如く、ＡＤタイミングに応じて全体として減少するように制御される。このとき、定電圧用目標電流Ｉｔｈ（ｔｎ）は、ＡＤタイミング毎のバッテリ抵抗Ｒ（ｔｎ）と目標電圧Ｖｔｈとに基づいて算出されるので、出力電圧Ｖｏｕｔは、目標電圧Ｖｔｈへ一致させるように制御されることとなる。

ここで、目標電圧Ｖｔｈに対する制御誤差ΔＶは、ＡＤタイミングが数μｓｅｃ程度とされるため、実際には小さな値で変動することとなる。このため、出力電圧Ｖｏｕｔは、殆ど安定した値を推移する。従って、満充電近傍にあっても、バッテリＢｍへの印加電圧が限界値を超えることもなく、当該バッテリの損傷及び火災事故等を招くこともない。

尚、本実施例に係る電流値算出関数ｇ（Ｒ）は、予測する定電圧用目標電流Ｉｔｈ（ｔｎ＋１）とすると、直前のＡＤタイミングｔｎにおける検出電流Ｉｉｎｓ（ｔｎ）及び検出電圧Ｖｉｎｓ（ｔｎ）を用いて、其の定電圧用目標電流Ｉｔｈ（ｔｎ＋１）を算出させている。しかし、バッテリ抵抗Ｒ（ｔｎ）が大きく変化しない場合、例えば、５点前のＡＤタイミングｔｎ−５で算出されたバッテリ抵抗Ｒ（ｔｎ−５）を用いて、次回タイミングｔｎ＋１の定電圧用目標電流Ｉｔｈ（ｔｎ＋１）を算出させても良い。具体的な式で表すと、この場合の定電圧用目標電流Ｉｔｈ（ｔｎ＋１）は、ｇ（Ｒ）＝Ｉｔｈ（ｔｎ＋１）＝Ｖｔｈ／Ｒ（ｔｎ−５），で算出される。

また、目標電流設定部３１０では、バッテリ抵抗Ｒ（ｔｎ）を求めなくとも、ｆ（Ｖ，Ｉ）＝Ｉｔｈ（ｔｎ＋１）＝｛Ｖｔｈ／Ｖｉｎｓ（ｔｎ）｝・Ｉｉｎｓ（ｔｎ），の式によって、定電圧用目標電流Ｉｔｈ（ｔｎ＋１）を算出させても良い。

図１３には、ＡＤタイミング毎に算出されたバッテリ抵抗Ｒ（ｔｎ）がプロットされている。当該バッテリ抵抗Ｒ（ｔｎ）は、Ｒ（ｔｎ）＝Ｖｉｎｓ（ｔｎ）／Ｉｉｎｓ（ｔｎ），で算出され、このうちのＶｉｎｓ（ｔｎ）がＶｔｈとなるよう制御されるので、同図のような曲線を辿ることとなる。

実際には、ＡＤタイミングが数μｓｅｃ毎のピッチで現われるので、電流値が安定的に推移している際のバッテリ抵抗Ｒ（ｔｎ）は、所定（数十μｓｅｃ程度）の時間区間ｔｍ〜ｔｍ＋ｋにおいて略近い値をとる（図１４ａ参照）。尚、同図では、ＡＤタイミングｔｍ＋ｋがｔｎとされる場面が示されている。

平均値Ｒａｖ（ｔｎ）は、バッテリ抵抗Ｒ（ｔｍ）〜Ｒ（ｔｎ）を対象として算出されるパラメータであって、Ｒａｖ（ｔｎ）＝｛Ｒ（ｔｍ）＋Ｒ（ｔｍ＋１）＋・・・＋Ｒ（ｔｎ−１）＋Ｒ（ｔｎ）｝／（ｎ−ｍ＋１），によって算出される。

平均値Ｒａｖ（ｔｎ）は、ＡＤタイミングｔｎの時点で定電圧用目標電流Ｉｔｈ（ｔｎ＋１）を算出する際に用いられる。この平均値Ｒａｖ（ｔｎ）は、図１４（ｂ）に示す如く、所定の時間区間ｔｍ〜ｔｎのバッテリ抵抗に殆ど変動が見られないため、当該時間区間での何れのバッテリ抵抗に対しても差異の少ない近似した値を示すこととなる。

そして、本実施例に係る電流値算出関数ｈ（Ｒ）は、上述した平均値Ｒａｖ（ｔｎ）を用いて、ｈ（Ｒ）＝Ｉｔｈ（ｔｎ＋１）＝Ｖｔｈ／Ｒａｖ（ｎ），によって算出される（第３の算出方法）。上述の如く、ＡＤタイミングｔｎでは、ＡＤタイミングｔｎの時点でのバッテリ抵抗が平均値Ｒａｖ（ｔｎ）として近似させることが可能なため、定電圧用目標電流Ｉｔｈ（ｔｎ＋１）の精度が一定の範囲で保障される。

仮に、ＡＤタイミングｔｎでの一箇所の検出値によってバッテリ抵抗のパラメータが算定されるとすると、ノイズその他の不測の事態によって、バッテリ抵抗Ｒ（ｔｎ）の値が不正確な値を示してしまう場合がある（図１５ａのバッテリ抵抗Ｒｑを参照）。このような不正確なバッテリ抵抗Ｒｑは、定電圧用目標電流Ｉｔｈ（ｎ＋１）をも不適切な値とさせるため、安定した定電圧充電＃Ａを実現できなくなる事態が懸念される。

これに対し、本実施例では、過去に算出された複数のバッテリ抵抗Ｒ（ｔｍ）〜Ｒ（ｔｎ−１）を含めてバッテリ抵抗のパラメータ（平均値Ｒａｖ）が算出されるので、図１５（ｂ）に示す如く、これにより算出されたバッテリ抵抗の平均値Ｒａｖ（ｎ）は、不正確な検出値が存在しない平均値Ｒａｖ（ｎ）と比較して、殆ど其の差異は現われない。このため、定電圧用目標電流Ｉｔｈ（ｎ＋１）は、このようなパラメータの数値の誤差を修正させる処理（特許請求の範囲における数値修正処理）を介して、其の値が好適に算出され、安定した定電圧充電＃Ａが行なわれるようになる。

尚、本実施例に係る数値修正処理では、バッテリ抵抗の平均値Ｒａｖ（ｎ）は、ＡＤタイミングｔｍのバッテリ抵抗Ｒ（ｔｍ）〜ＡＤタイミングｔｎのバッテリ抵抗Ｒ（ｔｎ）を対象として、直近のバッテリ抵抗Ｒを含めて算出されている。しかし、バッテリ抵抗Ｒの変動が少ないのであれば、其の変動の少ない時間区間ｔｍ〜ｔｎ−ｐを設定し（ｐは、自然数）、Ｒａｖ（ｔｎ）＝｛Ｒ（ｔｍ）＋Ｒ（ｔｍ＋１）＋・・・＋Ｒ（ｔｎ−ｐ）＋｝／（ｎ−ｐ−ｍ＋１），によって算出されるようにしてもよい。かかる場合にあっても、過去の複数の検出値に基づいてパラメータが算出されるので、定電圧用目標電流Ｉｔｈ（ｎ＋１）の値が好適となり、安定した定電圧充電＃Ａが行なわれる。

また、本実施例に係る数値修正処理では、バッテリ抵抗に係る上限閾値Ｒｓ１及び下限閾値Ｒｓ２を設け（図１６ａ）、当該閾値の範囲内に分布するバッテリ抵抗を対象として（図１６ｂ）、バッテリ抵抗の平均値Ｒａｖを算出させても良い。このようにすると、不適切な値Ｒｑ１，Ｒｑ２が排除されるので、当該パラメータの精度が向上し、より安定した定電圧充電＃Ａが行なわれる。

以上、本発明に係る実施の形態について説明したが、本発明は上記実施の形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記された技術的思想の範囲内において、種々の変更が可能である。例えば、上述した実施の形態では、充電装置に電流センサ及び電圧センサの双方が構成されていたが、電圧値の検出が不要な充電装置であれば、電圧センサの構成を省略させることも可能である。

また、特許請求の範囲に記載される用語の意義にあっても、上述した実施の形態によって限定されてはならない。例えば、充電装置については、実施の形態では自動車のプラグソケットから電力を受けるＡＣ−ＤＣコンバータとして説明しているが、これに限らず、自動車のサブバッテリ（１２Ｖ〜１４Ｖ）を充電させるためのＤＣ−ＤＣコンバータであっても良い。従って、本発明は、電気自動車及びハイブリッド式自動車に限らず、電子車載機器を搭載させた内燃機関等の自動車についても適用可能である。また、本発明は、かかる自動車技術で利用可能なことは勿論、バッテリへ充電する装置を必要とするあらゆる技術分野において適用可能である。

１２ 車載用充電装置
１２ｔ 半導体モジュール
ＬＨ，ＬＬ 電源ライン
１２ｅ オペアンプ
Ｒ１ シャント抵抗
１２ｆ オペアンプ
Ｒ２，Ｒ３ 分圧抵抗
１２ｇ 制御回路
３１０ 目標電流算出処理
３２０ ＤＵＴＹ比設定処理（電流値制御処理）
３３０ ＰＷＭ信号設定処理（電流値制御処理）

Claims (8)

1. パワートランジスタを具備し当該パワートランジスタの動作に応じてバッテリへ電力を出力させる半導体モジュールと、前記半導体モジュールを前記バッテリの電極へ電気的に接続させる複数の電源ラインと、前記電源ラインのうち少なくとも一方の電源ラインへ介挿される電流センサと、前記半導体モジュールの出力電流を多段的に調整させて定電圧充電の制御を行なう制御回路と、を備える充電装置において、
   前記制御回路は、前記定電圧充電の制御を実施する際、前記出力電流を多段的に調整させるための定電圧用目標電流が所定のパラメータ及び電流値算出関数を用いて算出される目標電流算出処理と、前記定電圧用目標電流に基づいて前記出力電流を制御させる電流値制御処理と、を機能させることを特徴とする充電装置。
2. パワートランジスタを具備し当該パワートランジスタの動作に応じてバッテリへ電力を出力させる半導体モジュールと、前記半導体モジュールを前記バッテリの電極へ電気的に接続させる複数の電源ラインと、前記電源ラインのうち少なくとも一方の電源ラインへ介挿される電流センサと、一端が前記電源ラインの一方へ接続され他端が前記電源ラインの他方へ接続された電圧センサと、前記半導体モジュールの出力電圧を略一定に調整させて定電圧充電の制御を行なう制御回路と、を備える充電装置において、
   前記制御回路は、前記定電圧充電の制御を実施する際、前記出力電流を多段的に調整させるための定電圧用目標電流が所定のパラメータ及び電流値算出関数を用いて算出される目標電流算出処理と、前記定電圧用目標電流に基づいて前記出力電流を制御させる電流値制御処理と、を機能させることを特徴とする充電装置。
3. 前記制御回路は、前記定電流充電の制御を終えた後、前記定電圧充電の制御を行なうことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の充電装置。
4. 前記パラメータは、前記定電圧用目標電流の算出時に既に取得されている物理量情報、及び／又は、予め特定可能な時間情報であることを特徴とする請求項１乃至請求項３に記載の充電装置。
5. 前記制御回路は、前記パラメータの数値の誤差を修正させる数値修正処理を機能させることを特徴とする請求項１乃至請求項４に記載の充電装置。
6. 前記定電圧充電の目標電圧をＶｔｈとし、前記出力電流の検出値のうち検出タイミングｔｎの以前での検出値を検出電流Ｉｉｎｓ（ｔｎ−ｐ）とし、前記出力電圧の検出値のうち前記検出タイミングｔｎの以前での検出値を検出電圧Ｖｉｎｓ（ｔｎ−ｐ）とし、前記検出タイミングｔｎの直後の検出タイミングｔｎ＋１で目標値と設定される定電圧用目標電流をＩｔｈ（ｔｎ＋１）とすると、
   前記電流値算出関数ｆ（Ｖ，Ｉ）は、
   ｆ（Ｖ，Ｉ）＝Ｉｔｈ（ｔｎ＋１）＝｛Ｖｔｈ／Ｖｉｎｓ（ｔｎ−ｐ）｝・Ｉｉｎｓ（ｔｎ−ｐ），
   であることを特徴とする請求項１乃至請求項５に記載の充電装置。
7. 前記定電圧充電の目標電圧をＶｔｈとし、前記出力電流の検出値のうち検出タイミングｔｎでの検出値を検出電流Ｉｉｎｓ（ｎ）とし、前記出力電圧の検出値のうち前記検出タイミングｔｎでの検出値を検出電圧Ｖｉｎｓ（ｎ）とし、前記検出タイミングｔｎの以前での検出電圧Ｖｉｎｓ（ｔｎ−ｐ）を前記検出タイミングｔｎの以前での検出電流Ｉｉｎｓ（ｎ−ｐ）で除算させて得られるパラメータをバッテリ抵抗Ｒ（ｎ−ｐ）とし、前記検出タイミングｔｎの直後の検出タイミングｔｎ＋１で目標値と設定される定電圧用目標電流をＩｔｈ（ｔｎ＋１）とすると、
   前記電流値算出関数ｇ（Ｒ）は、
   ｇ（Ｒ）＝Ｉｔｈ（ｔｎ＋１）＝Ｖｔｈ／Ｒ（ｔｎ−ｐ），
   であることを特徴とする請求項１乃至請求項５に記載の充電装置。
8. 前記定電圧充電の目標電圧をＶｔｈとし、前記出力電流の検出値のうち検出タイミングｔｎでの検出値を検出電流Ｉｉｎｓ（ｎ）とし、前記出力電圧の検出値のうち前記検出タイミングｔｎでの検出値を検出電圧Ｖｉｎｓ（ｎ）とし、前記検出タイミングｔｎの以前での検出電圧Ｖｉｎｓ（ｔｎ−ｐ）を前記検出タイミングｔｎの以前での検出電流Ｉｉｎｓ（ｎ−ｐ）で除算させて得られるパラメータをバッテリ抵抗Ｒ（ｎ−ｐ）とし、所定の時間区間における複数の検出タイミングｍ〜ｍ＋ｋの各々に対応するバッテリ抵抗をＲｉｎｓ（ｍ）〜Ｒｉｎｓ（ｍ＋ｋ）とし、前記検出タイミングｔｎの直後の検出タイミングｔｎ＋１で目標値と設定される定電圧用目標電流をＩｔｈ（ｔｎ＋１）とすると、
   前記数値修正処理で誤差修正されるパラメータは、前記複数のバッテリ抵抗Ｒｉｎｓ（ｍ）〜Ｒｉｎｓ（ｍ＋ｋ）を対象として算出される平均値Ｒａｖ（ｎ）であって、
   前記電流値算出関数ｈ（Ｒ）は、
   ｈ（Ｒ）＝Ｉｔｈ（ｔｎ＋１）＝Ｖｔｈ／Ｒａｖ（ｎ），
   であることを特徴とする至請求項５に記載の充電装置。

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