JP6028868B2 - 電動機制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、例えば、三相交流電動機を備える電動機システムを制御する電動機制御装置の技術分野に関する。

三相交流電動機を駆動するための制御方法の一例として、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御があげられる。ＰＷＭ制御は、三相交流電動機に供給される相電流を所望値と一致させるという観点から設定された相電圧指令信号と所定周波数のキャリア信号との大小関係に応じて、直流電圧（直流電力）を交流電圧（交流電力）に変換する電力変換器を制御する。尚、ＰＷＭ制御は、交流電圧を直流電圧に変換する電力変換器を制御するために用いられることもある（特許文献１参照）。

ところで、電力変換器に入力される又は電力変換器から出力される直流電圧の変動を抑制するための平滑コンデンサが、電力変換器に対して電気的に並列に接続されることが多い。近年では、平滑コンデンサの容量を小さくすることで、平滑コンデンサの小型化が図られることが多い。しかしながら、平滑コンデンサの容量が小さくなると、平滑コンデンサの端子間電圧のリプル（いわゆる、脈動成分）が相対的に大きくなってしまうおそれがある。そこで、このような平滑コンデンサの端子間電圧のリプルを抑制（低減）するために三次高調波信号を利用する技術が、特許文献１に開示されている。具体的には、特許文献１には、交流電源からの入力電流の電流波形が、交流電源と同一周波数の正弦波及び三次高調波の合成波と一致するように、電力変換器が備えるスイッチング素子を制御する技術が開示されている。

特開２０１０−２６３７７５号公報

しかしながら、平滑コンデンサの端子間電圧のリプルの発生要因によっては、特許文献１に開示された技術のみでは、平滑コンデンサの端子間電圧のリプルを十分に抑制することができないおそれがあるという技術的問題点が生ずる。

本発明が解決しようとする課題には上記のようなものが一例として挙げられる。本発明は、平滑コンデンサの端子間電圧のリプルをより好適に抑制することができる電動機制御装置を提供することを課題とする。

＜１＞
本発明の電動機制御装置は、直流電源と、前記直流電源から供給される直流電力を交流電力に変換する電力変換器と、前記電力変換器に対して電気的に並列に接続される平滑コンデンサと、前記電力変換器から出力される交流電力を用いて駆動する三相交流電動機とを備える電動機システムを制御する電動機制御装置であって、前記三相交流電動機の動作を規定する相電圧指令信号に対して三次高調波信号を加算することで変調信号を生成する生成手段と、前記変調信号を用いて前記電力変換器の動作を制御する制御手段と、前記三次高調波信号の振幅を調整する調整手段とを備え、前記調整手段は、前記三次高調波信号の振幅が調整される場合の前記平滑コンデンサの端子間電圧のピーク値が、前記三次高調波信号の振幅が調整されない場合の前記端子間電圧のピーク値よりも小さくなるように、前記三次高調波信号の振幅を調整する。

本発明の電動機制御装置によれば、電動機システムを制御することができる。電動機制御装置による制御対象となる電動機システムは、直流電源と、平滑コンデンサと、電力変換器と、三相交流電動機とを備えている。直流電源は、直流電力（言い換えれば、直流電圧や、直流電流）を出力する。平滑コンデンサは、電力変換器に対して電気的に並列に接続される。典型的には、平滑コンデンサは、直流電源に対して電気的に並列に接続される。従って、平滑コンデンサは、平滑コンデンサの端子間電圧（つまり、直流電源及び電力変換器の夫々の端子間電圧）の変動を抑制することができる。電力変換器は、直流電源から供給される直流電力を交流電力（典型的には、三相交流電力）に変換する。その結果、三相交流電動機は、電力変換器から当該三相交流電動機に供給される交流電力を用いて駆動する。

このような電動機システムを制御するために、電動機制御装置は、生成手段と、制御手段と、調整手段とを備えている。

生成手段は、相電圧指令信号に対して三次高調波信号を加算することで、変調信号を生成する。つまり、生成手段は、三相交流電動機の各相（つまり、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相からなる三相の夫々）に対応する相電圧指令信号に対して、三次高調波信号を加算する。その結果、生成手段は、三相交流電動機の各相（つまり、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相からなる三相の夫々）に対応する変調信号を生成する。

相電圧指令信号は、三相交流電動機の動作を規定する交流信号である。例えば、相電圧指令信号は、三相交流電動機が出力するトルクを所望値と一致させるという観点から適宜設定されてもよい。三次高調波信号は、相電圧指令信号の周波数の３倍の周波数を有する信号（典型的には、交流信号）である。

尚、三次高調波信号として、三相交流電動機の三相の全てで共用される共通の三次高調波信号が用いられてもよい。この場合、各相の相電圧指令信号に対して、当該共通の三次高調波信号が加算されてもよい。或いは、三次高調波信号として、三相交流電動機の三相の夫々に個別に用意される三次高調波信号が用いられてもよい。この場合、各相の相電圧指令信号に対して、各相に対応する三次高調波信号が加算されてもよい。

制御手段は、生成手段が生成した変調信号を用いて電力変換器の動作を制御する。例えば、制御手段は、変調信号と所定周波数のキャリア信号との大小関係に応じて電力変換器の動作を制御してもよい。その結果、電力変換器は、相電圧指令信号に応じた交流電力を三相交流電動機に対して供給する。従って、三相交流電動機は、相電圧指令信号に応じた態様で駆動する。

調整手段は、三次高調波信号の振幅を調整する。具体的には、調整手段は、三次高調波信号の振幅が調整される場合の平滑コンデンサの端子間電圧のピーク値（好ましくは、端子間電圧のリプルのピーク値、以下同様）が、三次高調波信号の振幅が調整されない場合の端子間電圧のピーク値よりも小さくなるように、三次高調波信号の振幅を調整する。つまり、調整手段は、振幅が調整された三次高調波信号を加算することで生成される変調信号（後述する振幅調整済変調信号）を用いて電力変換器の動作が制御される場合の端子間電圧のピーク値が、振幅が調整されていない三次高調波信号を加算することで生成される変調信号（後述する振幅未調整変調信号）を用いて電力変換器の動作が制御される場合の端子間電圧のピーク値よりも小さくなるように、三次高調波信号の振幅を調整する。その結果、平滑コンデンサの端子間電圧のリプルが相対的に小さくなるように三次高調波信号の振幅が調整される。従って、電動機制御装置は、平滑コンデンサの端子間電圧のリプルを好適に抑制することができる。

尚、このような態様で三次高調波信号の振幅を調整するために、調整手段は、平滑コンデンサの端子間電圧（或いは、そのピーク値）を適宜監視すると共に、当該監視した端子間電圧を用いたフィードバック制御により三次高調波信号の振幅を調整してもよい。

このように、本発明の電動機制御装置によれば、平滑コンデンサの端子間電圧のピーク値が相対的に小さくなるように三次高調波信号の振幅を調整することができる。従って、電動機制御装置は、平滑コンデンサの端子間電圧のリプルを好適に抑制することができる。

＜２＞
本発明の電動機制御装置の他の態様では、前記調整手段は、前記三次高調波信号の振幅が第１所定値となる場合の前記端子間電圧のピーク値が、前記三次高調波信号の振幅が第２所定値となる場合の前記端子間電圧のピーク値よりも小さくなる場合には、前記三次高調波信号の振幅が前記第１所定値となるように前記三次高調波信号の振幅を調整する。

この態様によれば、調整手段は、平滑コンデンサの端子間電圧のピーク値がより小さくなるように（好ましくは、できるだけ小さくなるように又は最小になるように）、三次高調波信号の振幅を調整することができる。従って、電動機制御装置は、平滑コンデンサの端子間電圧のリプルをより好適に抑制することができる。

＜３＞
本発明の電動機制御装置の他の態様では、前記調整手段は、前記端子間電圧のリプルの変動幅を維持しつつ、前記端子間電圧の目標値を基準とする前記端子間電圧の正極性側のリプルの変動幅が、前記端子間電圧の目標値を基準とする前記端子間電圧の負極性側のリプルの変動幅よりも小さくなるように、前記三次高調波信号の振幅を調整する。

この態様によれば、調整手段は、端子間電圧の正極性側（つまり、目標値よりも正側）のリプルの変動幅が端子間電圧の負極性側（つまり、目標値よりも負側）のリプルの変動幅よりも小さくなるように、三次高調波信号の振幅を調整することができる。端子間電圧の正極性側のリプルの中心値が小さくなれば、端子間電圧のピーク値もまた小さくなる。従って、電動機制御装置は、平滑コンデンサの端子間電圧のリプルをより好適に抑制することができる。

＜４＞
本発明の電動機制御装置の他の態様では、前記調整手段は、前記端子間電圧の状態が、前記端子間電圧が増加する時間よりも前記端子間電圧が減少する時間が長くなる状態から、前記端子間電圧が減少する時間よりも前記端子間電圧が増加する時間が長くなる状態へと遷移するように、前記三次高調波信号の振幅を調整する。

この態様によれば、後に図面を用いて詳細に説明するように、三次高調波信号の振幅が調整されない場合と比較して、平滑コンデンサの端子間電圧の波形は、下に凸になる（つまり、端子間電圧が小さくなる側に向かって突き出る）波形となりやすくなる。その結果、端子間電圧のピーク値が下がりやすくなる。従って、電動機制御装置は、平滑コンデンサの端子間電圧のリプルを好適に抑制することができる。

＜５＞
本発明の電動機制御装置の他の態様では、前記調整手段は、振幅が調整された前記三次高調波信号を加算することで生成される前記変調信号である振幅調整済変調信号と振幅が調整されていない前記三次高調波信号を加算することで生成される前記変調信号である振幅未調整変調信号との間の大小関係が、前記振幅調整済変調信号の信号レベルが前記振幅未調整変調信号の信号レベルよりも大きくなる第１状態から、前記振幅調整済変調信号の信号レベルが前記振幅未調整変調信号の信号レベルよりも小さくなる第２状態へと、又は、前記第２状態から前記第１状態へと遷移するように、前記三次高調波信号の振幅を調整する。

この態様によれば、調整手段は、振幅調整済変調信号と振幅未調整変調信号との間の大小関係が下記の条件を満たすように、三次高調波信号の振幅を調整する。尚、振幅調整済変調信号と振幅未調整変調信号との間の大小関係は、常に下記の条件を満たしていなくともよい。つまり、調整手段は、少なくとも一部の期間中に振幅調整済変調信号と振幅未調整変調信号との間の大小関係が下記の条件を満たすように、三次高調波信号の振幅を調整すればよい。

より具体的には、調整手段は、振幅調整済変調信号と振幅未調整変調信号との間の大小関係が第１状態から第２状態へと遷移するように、三次高調波信号の振幅を調整してもよい。つまり、調整手段は、当初は第１状態にある振幅調整済変調信号と振幅未調整変調信号との間の大小関係が、時間の経過と共に第２状態へと遷移するように、三次高調波信号の振幅を調整してもよい。

或いは、調整手段は、振幅調整済変調信号と振幅未調整変調信号との間の大小関係が第２状態から第１状態へと遷移するように、三次高調波信号の振幅を調整してもよい。つまり、調整手段は、当初は第２状態にある振幅調整済変調信号と振幅未調整変調信号との間の大小関係が、時間の経過と共に第１状態へと遷移するように、三次高調波信号の振幅を調整してもよい。

第１状態は、振幅調整済変調信号の信号レベルが振幅未調整変調信号の信号レベルよりも大きくなる状態である。例えば、振幅調整済変調信号の信号レベルが＋Ａ（但し、Ａ＞０）であり、振幅未調整変調信号の信号レベルが＋Ｂ（但し、Ｂ＞０）である場合には、第１状態は、Ａ＞Ｂとなる状態である。一方で、例えば、振幅調整済変調信号の信号レベルが−Ａであり、振幅未調整変調信号の信号レベルが−Ｂである場合には、第１状態は、−Ａ＞−Ｂ（つまり、Ａ＜Ｂ）となる状態である。

第２状態は、振幅調整済変調信号の信号レベルが振幅未調整変調信号の信号レベルよりも小さくなる状態である。例えば、振幅調整済変調信号の信号レベルが＋Ａであり、振幅未調整変調信号の信号レベルが＋Ｂである場合には、第２状態は、Ａ＜Ｂとなる状態である。一方で、例えば、振幅調整済変調信号の信号レベルが−Ａであり、振幅未調整変調信号の信号レベルが−Ｂである場合には、第２状態は、−Ａ＜−Ｂ（つまり、Ａ＞Ｂ）となる状態である。

このような態様で三次高調波信号の振幅が調整されると、後に図面を用いて詳細に説明するように、三次高調波信号の振幅が調整されない場合と比較して、平滑コンデンサの端子間電圧の波形は、下に凸になる（つまり、端子間電圧が小さくなる側に向かって突き出る）波形となりやすくなる。その結果、端子間電圧のピーク値が下がりやすくなる。従って、電動機制御装置は、平滑コンデンサの端子間電圧のリプルを好適に抑制することができる。

＜６＞
上述したように振幅調整済変調信号と振幅未調整変調信号のとの間の大小関係が第１状態から第２状態へと又は第２状態から第１状態へと遷移するように三次高調波信号の振幅を調整する電動機制御装置の他の態様では、前記調整手段は、前記振幅調整済変調信号及び前記振幅未調整変調信号の信号レベルがゼロになる点を境界として、前記振幅調整済変調信号と前記振幅未調整変調信号のとの間の大小関係が、前記第１状態から前記第２状態へと又は前記第２状態から前記第１状態へと遷移するように、前記三次高調波信号の振幅を調整する。

この態様によれば、振幅調整済変調信号と振幅未調整変調信号との間の大小関係が第１状態から第２状態へと又は第２状態から第１状態へと遷移する時刻（つまり、振幅調整済変調信号及び振幅未調整変調信号の夫々の信号レベルがゼロになる点）の前後において端子間電圧が相対的に小さくなる。その結果、端子間電圧のピーク値が下がりやすくなる。従って、電動機制御装置は、平滑コンデンサの端子間電圧のリプルをより好適に抑制することができる。

＜７＞
上述したように振幅調整済変調信号と振幅未調整変調信号のとの間の大小関係が第１状態から第２状態へと又は第２状態から第１状態へと遷移するように三次高調波信号の振幅を調整する電動機制御装置の他の態様では、前記調整手段は、（ｉ）前記振幅未調整変調信号の信号レベルの変化態様、及び（ｉｉ）前記直流電源と前記平滑コンデンサとの間を流れる第１電流と、前記三相交流電動機と前記平滑コンデンサとの間を流れる第２電流との大小関係に応じて定まる態様で、前記三次高調波信号の振幅を調整する。

この態様によれば、調整手段は、振幅未調整変調信号の信号レベルの変化態様及び第１電流と第２電流との大小関係に応じて、平滑コンデンサの端子間電圧の波形が下に凸になる（つまり、端子間電圧が小さくなる側に向かって突き出る）波形となりやすくなるように、三次高調波信号の振幅を調整することができる。その結果、端子間電圧のピーク値が下がりやすくなる。従って、電動機制御装置は、平滑コンデンサの端子間電圧のリプルを好適に抑制することができる。

尚、振幅調整済変調信号と振幅未調整変調信号との間の大小関係が第１状態から第２状態へと又は第２状態から第１状態へと遷移するように三次高調波信号の振幅を調整する場合に限らず、前記調整手段は、（ｉ）前記振幅未調整変調信号の信号レベルの変化態様、及び（ｉｉ）前記直流電源と前記平滑コンデンサとの間を流れる第１電流と、前記三相交流電動機と前記平滑コンデンサとの間を流れる第２電流との大小関係に応じて定まる態様で、前記三次高調波信号の振幅を調整してもよい。

＜８＞
上述の如く振幅未調整変調信号の信号レベルの変化態様及び第１電流と第２電流との大小関係に応じて定まる態様で三次高調波信号の振幅を調整する電動機制御装置の他の態様では、前記調整手段は、（ｉ）前記振幅未調整変調信号の信号レベルが第１の変化態様で変化し且つ（ｉｉ）前記第１電流と前記第２電流との大小関係が第１の関係にある場合には、前記三次高調波信号の振幅を第１の調整態様で調整し、前記調整手段は、（ｉ）前記振幅未調整変調信号の信号レベルが前記第１の変化態様とは異なる第２の変化態様で変化し且つ（ｉｉ）前記第１電流と前記第２電流との大小関係が前記第１の関係にある場合には、前記三次高調波信号の振幅を前記第１の調整態様とは異なる第２の調整態様で調整する。

この態様によれば、調整手段は、第１電流と第２電流との大小関係が変わらない状況下では、振幅未調整変調信号の信号レベルの変化態様の違いに応じて三次高調波信号の振幅の調整態様が変わるように、三次高調波信号の振幅を調整する。その結果、後に図面を用いて詳細に説明するように、調整手段は、平滑コンデンサの端子間電圧の波形が下に凸になる（つまり、端子間電圧が小さくなる側に向かって突き出る）波形となりやすくなるように、三次高調波信号の振幅を調整することができる。その結果、端子間電圧のピーク値が下がりやすくなる。従って、電動機制御装置は、平滑コンデンサの端子間電圧のリプルを好適に抑制することができる。

尚、前記調整手段は、（ｉ）前記振幅未調整変調信号の信号レベルが第１の変化態様で変化し且つ（ｉｉ）前記第１電流と前記第２電流との大小関係が第１の関係にある場合には、前記振幅調整済変調信号と前記振幅未調整変調信号のとの間の大小関係が、前記第１状態から前記第２状態へと遷移するように、前記三次高調波信号の振幅を調整し、前記調整手段は、（ｉ）前記振幅未調整変調信号の信号レベルが前記第１の変化態様とは異なる第２の変化態様で変化し且つ（ｉｉ）前記第１電流と前記第２電流との大小関係が前記第１の関係にある場合には、前記振幅調整済変調信号と前記振幅未調整変調信号のとの間の大小関係が、前記第２状態から前記第１状態へと遷移するように、前記三次高調波信号の振幅を調整してもよい。つまり、調整手段は、第１電流と第２電流との大小関係が変わらない状況下では、振幅未調整変調信号の信号レベルの変化態様の違いに応じて振幅調整済変調信号と振幅未調整変調信号との間の大小関係の遷移の態様が変わるように、三次高調波信号の振幅を調整してもよい。

また、振幅調整済変調信号と振幅未調整変調信号との間の大小関係が第１状態から第２状態へと又は第２状態から第１状態へと遷移するように三次高調波信号の振幅を調整する場合に限らず、前記調整手段は、（ｉ）前記振幅未調整変調信号の信号レベルが第１の変化態様で変化し且つ（ｉｉ）前記第１電流と前記第２電流との大小関係が第１の関係にある場合には、前記三次高調波信号の振幅を第１の調整態様で調整し、前記調整手段は、（ｉ）前記振幅未調整変調信号の信号レベルが前記第１の変化態様とは異なる第２の変化態様で変化し且つ（ｉｉ）前記第１電流と前記第２電流との大小関係が前記第１の関係にある場合には、前記三次高調波信号の振幅を第１の調整態様とは異なる第２の調整態様で調整してもよい。

＜９＞
上述の如く振幅未調整変調信号の信号レベルの変化態様の違いに応じて振幅調整済変調信号と振幅未調整変調信号との間の大小関係の遷移の態様が変わるように、三次高調波信号の振幅を調整する電動機制御装置の態様では、前記第１の変化態様は、前記振幅未調整変調信号の信号レベルが時間の経過と共に増加する変化態様及び前記振幅未調整変調信号の信号レベルが時間の経過と共に減少する変化態様のうちのいずれか一方であり、前記第２の変化態様は、前記振幅未調整変調信号の信号レベルが時間の経過と共に増加する変化態様及び前記振幅未調整変調信号の信号レベルが時間の経過と共に減少する変化態様のうちのいずれか他方であり、前記第１の関係は、前記第１電流が前記第２電流よりも大きくなる関係及び前記第１電流が前記第２電流よりも小さくなる関係のうちのいずれか一方であり、前記第１の調整態様は、前記三次高調波信号の振幅を増加させる調整態様及び前記三次高調波信号の振幅を減少させる調整態様のいずれか一方であり、前記第２の調整態様は、前記三次高調波信号の振幅を増加させる調整態様及び前記三次高調波信号の振幅を減少させる調整態様のいずれか他方である。

この態様によれば、調整手段は、第１電流と第２電流との大小関係が変わらない状況下では、振幅未調整変調信号の信号レベルが時間の経過と共に増加するか否か（言い換えれば、減少するか否か）の違いに応じて三次高調波信号の振幅の調整態様が変わるように、三次高調波信号の振幅を調整する。

＜１０＞
上述の如く振幅未調整変調信号の信号レベルの変化態様及び第１電流と第２電流との大小関係に応じて定まる態様で三次高調波信号の振幅を調整する電動機制御装置の他の態様では、前記調整手段は、（ｉ）前記振幅未調整変調信号の信号レベルが第１の変化態様で変化し且つ（ｉｉ）前記第１電流と前記第２電流との大小関係が第１の関係にある場合には、前記振幅調整済変調信号と前記振幅未調整変調信号のとの間の大小関係が、前記第１状態から前記第２状態へと遷移するように、前記三次高調波信号の振幅を調整し、前記調整手段は、（ｉ）前記振幅未調整変調信号の信号レベルが前記第１の変化態様で変化し且つ（ｉｉ）前記第１電流と前記第２電流との大小関係が前記第１の関係とは異なる第２の関係にある場合には、前記振幅調整済変調信号と前記振幅未調整変調信号のとの間の大小関係が、前記第２状態から前記第１状態へと遷移するように、前記三次高調波信号の振幅を調整する。

この態様によれば、調整手段は、振幅未調整変調信号の信号レベルの変化態様が変わらない状況下では、第１電流と第２電流との大小関係の違いに応じて三次高調波信号の振幅の調整態様が変わるように、三次高調波信号の振幅を調整する。その結果、後に図面を用いて詳細に説明するように、調整手段は、平滑コンデンサの端子間電圧の波形が下に凸になる（つまり、端子間電圧が小さくなる側に向かって突き出る）波形となりやすくなるように、三次高調波信号の振幅を調整することができる。その結果、端子間電圧のピーク値が下がりやすくなる。従って、電動機制御装置は、平滑コンデンサの端子間電圧のリプルを好適に抑制することができる。

尚、前記調整手段は、（ｉ）前記振幅未調整変調信号の信号レベルが第１の変化態様で変化し且つ（ｉｉ）前記第１電流と前記第２電流との大小関係が第１の関係にある場合には、前記振幅調整済変調信号と前記振幅未調整変調信号のとの間の大小関係が、前記第１状態から前記第２状態へと遷移するように、前記三次高調波信号の振幅を調整し、前記調整手段は、（ｉ）前記振幅未調整変調信号の信号レベルが前記第１の変化態様で変化し且つ（ｉｉ）前記第１電流と前記第２電流との大小関係が前記第１の関係とは異なる第２の関係にある場合には、前記振幅調整済変調信号と前記振幅未調整変調信号のとの間の大小関係が、前記第２状態から前記第１状態へと遷移するように、前記三次高調波信号の振幅を調整してもよい。つまり、調整手段は、振幅未調整変調信号の信号レベルの変化態様が変わらない状況下では、第１電流と第２電流との大小関係の違いに応じて振幅調整済変調信号と振幅未調整変調信号との間の大小関係の遷移の態様が変わるように、三次高調波信号の振幅を調整してもよい。

また、振幅調整済変調信号と振幅未調整変調信号のとの間の大小関係が第１状態から第２状態へと又は第２状態から第１状態へと遷移するように三次高調波信号の振幅を調整する場合に限らず、前記調整手段は、（ｉ）前記振幅未調整変調信号の信号レベルが第１の変化態様で変化し且つ（ｉｉ）前記第１電流と前記第２電流との大小関係が第１の関係にある場合には、前記三次高調波信号の振幅を第１の調整態様で調整し、前記調整手段は、（ｉ）前記振幅未調整変調信号の信号レベルが前記第１の変化態様で変化し且つ（ｉｉ）前記第１電流と前記第２電流との大小関係が前記第１の関係とは異なる第２の関係にある場合には、前記三次高調波信号の振幅を前記第１の調整態様とは異なる第２の調整態様で調整してもよい。

＜１１＞
上述の如く第１電流と第２電流との大小関係の違いに応じて振幅調整済変調信号と振幅未調整変調信号との間の大小関係の遷移の態様が変わるように、三次高調波信号の振幅を調整する電動機制御装置の態様では、前記第１の変化態様は、前記振幅未調整変調信号の信号レベルが時間の経過と共に増加する変化態様及び前記振幅未調整変調信号の信号レベルが時間の経過と共に減少する変化態様のうちのいずれか一方であり、前記第１の関係は、前記第１電流が前記第２電流よりも大きくなる関係及び前記第１電流が前記第２電流よりも小さくなる関係のうちのいずれか一方であり、前記第２の関係は、前記第１電流が前記第２電流よりも大きくなる関係及び前記第１電流が前記第２電流よりも小さくなる関係のうちのいずれか他方であり、前記第１の調整態様は、前記三次高調波信号の振幅を増加させる調整態様及び前記三次高調波信号の振幅を減少させる調整態様のいずれか一方であり、前記第２の調整態様は、前記三次高調波信号の振幅を増加させる調整態様及び前記三次高調波信号の振幅を減少させる調整態様のいずれか他方である。

この態様によれば、調整手段は、振幅未調整変調信号の信号レベルの変化態様が変わらない状況下では、第１電流が第２電流よりも大きいか否か（言い換えれば、第１電流が第２電流よりも小さいか否か）の違いに応じて振幅調整済変調信号と振幅未調整変調信号との間の大小関係の遷移の態様が変わるように、三次高調波信号の振幅を調整する。

＜１２＞
上述したように振幅調整済変調信号と振幅未調整変調信号のとの間の大小関係が第１状態から第２状態へと又は第２状態から第１状態へと遷移するように三次高調波信号の振幅を調整する電動機制御装置の他の態様では、前記制御手段は、前記変調信号と所定周波数のキャリア信号との大小関係に応じて前記電力変換器の動作を制御し、前記第１状態は、（ｉ）前記振幅調整済変調信号が前記キャリア信号よりも小さくなる期間が、前記振幅未調整変調信号が前記キャリア信号よりも小さくなる期間よりも短くなる状態、又は、（ｉｉ）前記振幅調整済変調信号が前記キャリア信号よりも大きくなる期間が、前記振幅未調整変調信号が前記キャリア信号よりも大きくなる期間よりも長くなる状態であり、前記第２状態は、前記振幅調整済変調信号が前記キャリア信号よりも小さくなる期間が、前記振幅未調整変調信号が前記キャリア信号よりも小さくなる期間よりも長くなる状態、又は、（ｉｉ）前記振幅調整済変調信号が前記キャリア信号よりも大きくなる期間が、前記振幅未調整変調信号が前記キャリア信号よりも大きくなる期間よりも短くなる状態である。

この態様によれば、振幅調整済変調信号と振幅未調整変調信号との間の大小関係が第１状態にある場合には、後に図面を用いて詳細に説明するように、振幅調整済変調信号がキャリア信号よりも小さくなる期間が、振幅未調整変調信号がキャリア信号よりも小さくなる期間よりも短くなる。つまり、振幅調整済変調信号がキャリア信号よりも大きくなる期間が、振幅未調整変調信号がキャリア信号よりも大きくなる期間よりも長くなる。一方で、振幅調整済変調信号と振幅未調整変調信号との間の大小関係が第２状態にある場合には、後に図面を用いて詳細に説明するように、振幅調整済変調信号がキャリア信号よりも小さくなる期間が、振幅未調整変調信号がキャリア信号よりも小さくなる期間よりも長くなる。つまり、振幅調整済変調信号がキャリア信号よりも大きくなる期間が、振幅未調整変調信号がキャリア信号よりも大きくなる期間よりも短くなる。

このような態様で三次高調波信号の振幅が調整されると、後に図面を用いて詳細に説明するように、三次高調波信号の振幅が調整されない場合と比較して、平滑コンデンサの端子間電圧の波形は、下に凸になる（つまり、端子間電圧が小さくなる側に向かって突き出る）波形となりやすくなる。その結果、端子間電圧のピーク値が下がりやすくなる。従って、電動機制御装置は、平滑コンデンサの端子間電圧のリプルを好適に抑制することができる。

＜１３＞
上述したように振幅調整済変調信号と振幅未調整変調信号のとの間の大小関係が第１状態から第２状態へと又は第２状態から第１状態へと遷移するように三次高調波信号の振幅を調整する電動機制御装置の他の態様では、前記制御手段は、前記変調信号と所定周波数のキャリア信号との大小関係に応じて前記電力変換器の動作を制御し、前記調整手段は、三相のうちの二相の前記変調信号の信号レベルの絶対値が前記キャリア信号の信号レベルのピーク値の絶対値より大きくなる期間中に、三相のうちの他の一相において前記振幅調整済変調信号と前記振幅未調整変調信号との間の大小関係が前記第１状態から前記第２状態へと又は前記第２状態から前記第１状態へと遷移するように、前記三次高調波信号の振幅を調整する。

この態様によれば、三相交流を前提として考慮すれば、二相の変調信号の信号レベルの絶対値がキャリア信号の信号レベルのピーク値（つまり、最大値又は最小値）の絶対値より大きくなる場合には、電力変換器の動作は、実質的には、他の一相の変調信号に基づいて制御される。この場合、当該他の一相の振幅調整済変調信号と当該他の一相の振幅未調整変調信号との間の大小関係が上述した条件を満たすように三次高調波信号の振幅が調整されても、三次高調波信号の振幅の調整に起因して他の二相の変調信号とキャリア信号との大小関係が変わることは殆ど又は全くない。従って、調整手段は、電力変換器の動作に影響を与えることなく、平滑コンデンサの端子間電圧のリプルを抑制するように三次高調波信号の振幅を調整することができる。

＜１４＞
本発明の電動機制御装置の他の態様では、前記制御手段は、前記変調信号と所定周波数のキャリア信号との大小関係に応じて前記電力変換器の動作を制御し、前記調整手段は、（ｉ）三相のうちの二相の前記変調信号の信号レベルの絶対値が前記キャリア信号の信号レベルのピーク値の絶対値より大きくなる場合には、前記三次高調波信号の振幅を調整し、（ｉｉ）三相のうちの二相の前記変調信号の信号レベルの絶対値が前記キャリア信号の信号レベルのピーク値の絶対値より大きくならない場合には、前記三次高調波信号の振幅を調整しない。

この態様によれば、調整手段は、少なくとも二相の変調信号の信号レベルの絶対値がキャリア信号の信号レベルのピーク値の絶対値よりも大きくなるか否かに応じて、三次高調波信号の振幅を調整するか否かを決定することができる。

＜１５＞
本発明の電動機制御装置の他の態様では、前記制御手段は、前記変調信号と所定周波数のキャリア信号との大小関係に応じて前記電力変換器の動作を制御し、前記調整手段は、前記キャリア信号の振幅を調整し、前記調整手段は、前記キャリア信号の振幅が調整される場合の前記端子間電圧のピーク値が、前記キャリア信号の振幅が調整されない場合の前記端子間電圧のピーク値よりも小さくなるように、前記キャリア信号の振幅を調整する。

上述した三次高調波信号の振幅の調整は、変調信号とキャリア信号との間の大小関係を変え得る。そうすると、調整手段は、三次高調波信号の振幅に加えて又は代えて、キャリア信号の振幅を調整することで、変調信号とキャリア信号との間の大小関係を変えることができる。つまり、三次高調波信号の振幅の調整のみならず、キャリア信号の振幅の調整によっても、上述した各種効果が好適に実現される。

本発明の作用及び他の利得は次に説明する実施するための形態から明らかにされる。

第１実施形態の車両の構成を示すブロック図である。 ＥＣＵの構成（特に、インバータの動作を制御するための構成）を示すブロック図である。 第１実施形態におけるインバータ制御動作の流れを示すフローチャートである。 三次高調波信号を、三相電圧指令信号及び三相電流と共に示すグラフである。 三次高調波の振幅の調整の態様を示すグラフである。 図３のステップＳ１８における三次高調波の振幅を調整する動作の流れを示すフローチャートである。 三相電流値の信号レベルの絶対値が最小になる（典型的には、ゼロになる）タイミングで相対的に大きなリプルが発生する理由を説明するためのグラフ及びブロック図である。 三次高調波信号を三相電圧指令信号に加算した場合に発生するリプルを、三次高調波信号を三相電圧指令信号に加算しない場合に発生するリプルと比較しながら示すグラフである。 三次高調波信号の振幅の調整が平滑コンデンサの端子間電圧に与える影響を示すグラフである。 三次高調波信号の振幅の調整が平滑コンデンサの端子間電圧に与える影響を示すグラフである。 三次高調波信号の振幅の調整が平滑コンデンサの端子間電圧に与える影響を示すグラフである。 三次高調波信号の振幅の調整が平滑コンデンサの端子間電圧に与える影響を示すグラフである。 三次高調波信号の振幅の調整が平滑コンデンサの端子間電圧に与える影響を示すグラフである。 三次高調波信号の振幅の調整量と平滑コンデンサの端子間電圧との関係を示すグラフである。 三次高調波信号の位相の調整量と平滑コンデンサの端子間電圧との関係を示すグラフである。 三次高調波信号の他の例を、三相電圧指令信号及び三相電流と共に示すグラフである。

以下、車両制御装置の実施形態について説明する。

（１）第１実施形態の車両の構成
まず、図１を参照しながら、本実施形態の車両１の構成について説明する。図１は、本実施形態の車両１の構成を示すブロック図である。

図１に示すように、車両１は、直流電源１１と、平滑コンデンサ１２と、「電力変換器」の一具体例であるインバータ１３と、「三相交流電動機」の一具体例であるモータジェネレータ１４と、「電動機制御装置」の一具体例であるＥＣＵ（Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｕｎｉｔ）１５とを備えている。

直流電源１１は、充電可能な蓄電装置である。直流電源１１の一例として、例えば、二次電池（例えば、ニッケル水素電池やリチウムイオン電池等）や、キャパシタ（例えば、電気二重相キャパシタや大容量のコンデンサ等）が例示される。

平滑コンデンサ１２は、直流電源１１の正極線と直流電源１１の負極線との間に接続された電圧平滑用のコンデンサである。つまり、平滑コンデンサ１２は、正極線と負極線との間の端子間電圧ＶＨの変動を平滑化するためのコンデンサである。

インバータ１３は、直流電源１１から供給される直流電力（直流電圧）を交流電力（三相交流電圧）に変換する。直流電力（直流電圧）を交流電力（三相交流電圧）に変換するために、インバータ１３は、ｐ側スイッチング素子Ｑｕｐ及びｎ側スイッチング素子Ｑｕｎを含むＵ相アーム、ｐ側スイッチング素子Ｑｖｐ及びｎ側スイッチング素子Ｑｖｎを含むＶ相アーム及びｐ側スイッチング素子Ｑｗｐ及びｎ側スイッチング素子Ｑｗｎを含むＷ相アームを備えている。インバータ１３が備える各アームは、正極線と負極線との間に並列に接続されている。ｐ側スイッチング素子Ｑｕｐ及びｎ側スイッチング素子Ｑｕｎは、正極線と負極線との間に直列に接続される。ｐ側スイッチング素子Ｑｖｐ及びｎ側スイッチング素子Ｑｖｎ並びにｐ側スイッチング素子Ｑｗｐ及びｎ側スイッチング素子Ｑｗｎについても同様である。ｐ側スイッチング素子Ｑｕｐには、ｐ側スイッチング素子Ｑｕｐのエミッタ端子からｐ側スイッチング素子Ｑｕｐのコレクタ端子へと電流を流す整流用ダイオードＤｕｐが接続されている。ｎ側スイッチング素子Ｑｕｎからｎ側スイッチング素子Ｑｗｎについても同様に、整流用ダイオードＤｕｎから整流用ダイオードＤｗｎが夫々接続されている。インバータ１３における各相アームの上側アーム（つまり、各ｐ側スイッチング素子）と下側アーム（つまり、各ｎ側スイッチング素子）との中間点は、夫々モータジェネレータ１４の各相コイルに接続されている。その結果、インバータ１３による変換動作の結果生成される交流電力（三相交流電圧）が、モータジェネレータ１４に供給される。

モータジェネレータ１４は、三相交流電動発電機である。モータジェネレータ１４は、車両１が走行するために必要なトルクを発生するように駆動する。モータジェネレータ１４が発生したトルクは、当該モータジェネレータ１４の回転軸に機械的に連結された駆動軸を介して、駆動輪に伝達される。尚、モータジェネレータ１４は、車両１の制動時に電力回生（発電）を行ってもよい。

ＥＣＵ１５は、車両１の動作を制御するための電子制御ユニットである。特に、第１実施形態では、ＥＣＵ１５は、インバータ１３の動作を制御するためのインバータ制御動作を行う。尚、ＥＣＵ１５によるインバータ制御動作については、後に詳述する（図３から図４等参照）。

ここで、図２を参照しながら、ＥＣＵ１５の構成（特に、インバータ１３の動作を制御するための構成）について説明する。図２は、ＥＣＵ１５の構成（特に、インバータ１３の動作を制御するための構成）を示すブロック図である。

図２に示すように、ＥＣＵ１５は、電流指令変換部１５１と、三相／二相変換部１５２と、電流制御部１５３と、二相／三相変換部１５４と、「調整手段」の一具体例である高調波生成部１５５と、「生成手段」の一具体例である加算器１５６ｕと、「生成手段」の一具体例である加算器１５６ｖと、「生成手段」の一具体例である加算器１５６ｗと、「制御手段」の一具体例であるＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）変換部１５７とを備えている。

電流指令変換部１５１は、モータジェネレータ１４のトルク指令値ＴＲに基づいて、二相電流指令信号（つまり、ｄ軸電流指令信号Ｉｄｔｇ及びｑ軸電流指令信号Ｉｑｔｇ）を生成する。電流指令変換部１５１は、ｄ軸電流指令信号Ｉｄｔｇ及びｑ軸電流指令信号Ｉｑｔｇを電流制御部１５３に出力する。

三相／二相変換部１５２は、インバータ１３から、フィードバック情報としてのＶ相電流ＩｖとＷ相電流Ｉｗを取得する。三相／二相変換部１５２は、三相電流値に相当するＶ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗを、二相電流値に相当するｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑに変換する。三相／二相変換部１５２は、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑを電流制御部１５３に出力する。

電流制御部１５３は、電流指令変換部１５１から出力されるｄ軸電流指令信号Ｉｄｔｇ及びｑ軸電流指令信号Ｉｑｔｇと、三相／二相変換部１５２から出力されるｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑとの差分に基づいて、二相電圧指令信号に相当するｄ軸電圧指令信号Ｖｄ及びｑ軸電圧指令信号Ｖｑを生成する。電流制御部１５３は、ｄ軸電圧指令信号Ｖｄ及びｑ軸電圧指令信号Ｖｑを、二相／三相変換部１５４に出力する。

二相／三相変換部１５４は、ｄ軸電圧指令信号Ｖｄ及びｑ軸電圧指令信号Ｖｑを、三相電圧指令信号であるＵ相電圧指令信号Ｖｕ、Ｖ相電圧指令信号Ｖｖ及びＷ相電圧指令信号Ｖｗに変換する。二相／三相変換部１５４は、Ｕ相電圧指令信号Ｖｕを加算器１５６ｕに出力する。同様に、二相／三相変換部１５４は、Ｖ相電圧指令信号Ｖｖを加算器１５６ｖに出力する。同様に、二相／三相変換部１５４は、Ｗ相電圧指令信号Ｖｗを加算器１５６ｗに出力する。

高調波生成部１５５は、三相電圧指令信号（つまり、Ｕ相電圧指令信号Ｖｕ、Ｖ相電圧指令信号Ｖｖ及びＷ相電圧指令信号Ｖｗ）及び三相電流値（つまり、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流ＩｖとＷ相電流Ｉｗ）の周波数の３倍の周波数を有する三次高調波信号を生成する。特に、本実施形態では、高調波生成部１５５は、２種類の三次高調波信号Ｖｈ１及びＶｈ２を生成する。但し、高調波生成部１５５は、三次高調波信号Ｖｈ１及びＶｈ２のうちの一方を生成する一方で、三次高調波信号Ｖｈ１及びＶｈ２のうちの他方を生成しなくともよい。尚、２種類の三次高調波信号Ｖｈ１及びＶｈ２については、後に詳述する（図３及び図４参照）。

加えて、高調波生成部１５５は、生成した三次高調波信号Ｖｈ１及びＶｈ２のうちの少なくとも一方の振幅を適宜調整する。以下の説明では、説明の簡略化のため、高調波生成部１５５は、生成した三次高調波信号Ｖｈ１の振幅を適宜調整するものとする。尚、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅の調整動作については、後に詳述する（図９から図１２参照）。

加算器１５６ｕは、二相／三相変換部１５４から出力されるＵ相電圧指令信号Ｖｕに対して、高調波生成部１５５が生成する２種類の三次高調波信号Ｖｈ１及びＶｈ２を加算する。その結果、加算器１５６ｕは、Ｕ相変調信号Ｖｍｕ（＝Ｖｕ＋Ｖｈ１＋Ｖｈ２）を生成する。加算器１５６ｕは、Ｕ相変調信号ＶｍｕをＰＷＭ変換部１５７に出力する。

加算器１５６ｖは、二相／三相変換部１５４から出力されるＶ相電圧指令信号Ｖｖに対して、高調波生成部１５５が生成する２種類の三次高調波信号Ｖｈ１及びＶｈ２を加算する。その結果、加算器１５６ｖは、Ｖ相変調信号Ｖｍｖ（＝Ｖｖ＋Ｖｈ１＋Ｖｈ２）を生成する。加算器１５６ｖは、Ｖ相変調信号ＶｍｖをＰＷＭ変換部１５７に出力する。

加算器１５６ｗは、二相／三相変換部１５４から出力されるＷ相電圧指令信号Ｖｗに対して、高調波生成部１５５が生成する２種類の三次高調波信号Ｖｈ１及びＶｈ２を加算する。その結果、加算器１５６ｗは、Ｗ相変調信号Ｖｍｗ（＝Ｖｗ＋Ｖｈ１＋Ｖｈ２）を生成する。加算器１５６ｗは、Ｗ相変調信号ＶｍｗをＰＷＭ変換部１５７に出力する。

ＰＷＭ変換部１５７は、所定のキャリア周波数ｆを有するキャリア信号ＣとＵ相変調信号Ｖｍｕとの大小関係に基づいて、ｐ側スイッチング素子Ｑｕｐを駆動するためのＵ相ＰＷＭ信号Ｇｕｐ及びｎ側スイッチング素子Ｑｕｎを駆動するためのＵ相ＰＷＭ信号Ｇｕｎを生成する。例えば、ＰＷＭ変換部１５７は、キャリア信号Ｃよりも小さい状態にあるＵ相変調信号Ｖｍｕがキャリア信号Ｃに一致すると、ｐ側スイッチング素子ＱｕｐをオンするためのＵ相ＰＷＭ信号Ｇｕｐ及びＧｕｎを生成してもよい。一方で、例えば、ＰＷＭ変換部１５７は、キャリア信号Ｃよりも大きい状態にあるＵ相変調信号Ｖｍｕがキャリア信号Ｃに一致すると、ｎ側スイッチング素子ＱｕｎをオンするためのＵ相ＰＷＭ信号Ｇｕｐ及びＧｕｎを生成する。ＰＷＭ変換部１５７は、Ｕ相ＰＷＭ信号Ｇｕｐ及びＧｕｎを、インバータ１３に出力する。その結果、インバータ１３（特に、インバータ１３が備えるＵ相アームを構成するｐ側スイッチング素子Ｑｕｐ及びｎ側スイッチング素子Ｑｕｎ）は、Ｕ相ＰＷＭ信号Ｇｕｐ及びＧｕｎに応じて動作する。

更に、ＰＷＭ変換部１５７は、キャリア信号ＣとＶ相変調信号Ｖｍｖとの大小関係に基づいて、ｐ側スイッチング素子Ｑｖｐを駆動するためのＶ相ＰＷＭ信号Ｇｖｐ及びｎ側スイッチング素子Ｑｖｎを駆動するためのＶ相ＰＷＭ信号Ｇｖｎを生成する。加えて、ＰＷＭ変換部１５７は、キャリア信号ＣとＷ相変調信号Ｖｍｗとの大小関係に基づいて、ｐ側スイッチング素子Ｑｗｐを駆動するためのＷ相ＰＷＭ信号Ｇｗｐ及びｎ側スイッチング素子Ｑｗｎを駆動するためのＷ相ＰＷＭ信号Ｇｗｎを生成する。Ｖ相ＰＷＭ信号Ｇｖｐ及びＧｖｎ並びにＷ相ＰＷＭ信号Ｇｗｐ及びＧｗｎの生成の態様は、Ｕ相ＰＷＭ信号Ｇｕｐ及びＧｕｎの生成の態様と同一である。

（２）本実施形態におけるインバータ制御動作の流れ
続いて、図３を参照しながら、本実施形態の車両１において行われるインバータ制御動作（つまり、ＥＣＵ１５が行うインバータ制御動作）の流れについて説明する。図３は、本実施形態におけるインバータ制御動作の流れを示すフローチャートである。

図３に示すように、二相／三相変換部１５４は、三相電圧指令信号（つまり、Ｕ相電圧指令信号Ｖｕ、Ｖ相電圧指令信号Ｖｖ及びＷ相電圧指令信号Ｖｗ）を生成する（ステップＳ１１）。尚、三相電圧指令信号の生成方法は、図２を参照しながら上述したとおりである。

ステップＳ１１の動作と並行して又は相前後して、高調波生成部１５５は、三次高調波信号Ｖｈ１を生成する（ステップＳ１２）。ステップＳ１１及びステップＳ１２の動作と並行して又は相前後して、高調波生成部１５５は、三次高調波信号Ｖｈ２を生成する（ステップＳ１３）。

ここで、図４を参照しながら、三次高調波信号Ｖｈ１及びＶｈ２について説明する。図４は、三次高調波信号Ｖｈ１及びＶｈ２を、三相電圧指令信号及び三相電流と共に示すグラフである。

図４の３段目のグラフに示すように、三次高調波信号Ｖｈ１は、Ｕ相電圧指令信号Ｖｕ、Ｖ相電圧指令信号Ｖｖ及びＷ相電圧指令信号Ｖｗの夫々（図４の１段目のグラフ参照）の信号レベルの絶対値が最小になるタイミングで信号レベルの絶対値が最小になる三次高調波信号である。言い換えれば、三次高調波信号Ｖｈ１は、Ｕ相電圧指令信号Ｖｕ、Ｖ相電圧指令信号Ｖｖ及びＷ相電圧指令信号Ｖｗの夫々の信号レベルの絶対値が最小になる位相と、三次高調波信号Ｖｈ１の信号レベルの絶対値が最小になる位相とが一致するという条件を満たす三次高調波信号である。つまり、三次高調波信号Ｖｈ１は、少なくとも一つの相電圧指令信号の信号レベルの絶対値が最小になるタイミングで信号レベルの絶対値が最小になる三次高調波信号である。

例えば、三次高調波信号Ｖｈ１は、Ｕ相電圧指令信号Ｖｕ、Ｖ相電圧指令信号Ｖｖ及びＷ相電圧指令信号Ｖｗの夫々の信号レベルがゼロになるタイミングで信号レベルがゼロになる三次高調波信号であってもよい。言い換えれば、三次高調波信号Ｖｈ１は、Ｕ相電圧指令信号Ｖｕ、Ｖ相電圧指令信号Ｖｖ及びＷ相電圧指令信号Ｖｗの夫々の信号レベルがゼロになる位相と、三次高調波信号Ｖｈ１の信号レベルがゼロになる位相とが一致するという条件を満たす三次高調波信号であってもよい。

図４の３段目のグラフに示す例では、例えば、三次高調波信号Ｖｈ１の信号レベルは、Ｕ相電圧指令信号Ｖｕの信号レベルがゼロになるタイミング（図４中の白い丸印参照）でゼロになる。同様に、三次高調波信号Ｖｈ１の信号レベルは、Ｖ相電圧指令信号Ｖｖの信号レベルがゼロになるタイミング（図４中の白い四角印参照）でゼロになる。同様に、三次高調波信号Ｖｈ１の信号レベルは、Ｗ相電圧指令信号Ｖｗの信号レベルがゼロになるタイミング（図４中の白い三角印参照）でゼロになる。

高調波生成部１５５は、二相／三相変換部１５４が生成する三相電圧指令信号を参照することで、三次高調波信号Ｖｈ１を生成してもよい。例えば、高調波生成部１５５は、メモリ等に格納されているパラメータによって規定されている三次高調波信号の基本信号の位相を、二相／三相変換部１５４が生成する三相電圧指令信号の位相に応じてシフトすることで、三次高調波信号Ｖｈ１を生成してもよい。或いは、例えば、高調波生成部１５５は、三相電圧指令信号を分周することで三次高調波信号の基本信号を生成すると共に、当該基本信号の位相を、二相／三相変換部１５４が生成する三相電圧指令信号の位相に応じてシフトすることで、三次高調波信号Ｖｈ１を生成してもよい。

一方で、図４の４段目のグラフに示すように、三次高調波信号Ｖｈ２は、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗの夫々（図４の２段目のグラフ参照）の信号レベルの絶対値が最小になるタイミングで信号レベルの絶対値が最大になる三次高調波信号である。言い換えれば、三次高調波信号Ｖｈ２は、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗの夫々の信号レベルの絶対値が最小になる位相と、三次高調波信号Ｖｈ２の信号レベルの絶対値が最大になる位相とが一致するという条件を満たす三次高調波信号である。つまり、三次高調波信号Ｖｈ２は、少なくとも一つの相電流の信号レベルが最小になるタイミングで信号レベルの絶対値が最大になる三次高調波信号である。

例えば、三次高調波信号Ｖｈ２は、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗの夫々の信号レベルがゼロになるタイミングで信号レベルの絶対値が最大になる三次高調波信号であってもよい。

加えて、三次高調波信号Ｖｈ２は、Ｕ相電流Ｉｕの信号レベルの絶対値が最小になるタイミングで、Ｕ相電圧指令信号Ｖｕの極性と一致する極性を有する三次高調波信号である。更に、三次高調波信号Ｖｈ２は、Ｖ相電流Ｉｖの信号レベルの絶対値が最小になるタイミングでＶ相電圧指令信号Ｖｖの極性と一致する極性を有する三次高調波信号である。更に、三次高調波信号Ｖｈ２は、Ｗ相電流Ｉｗの信号レベルの絶対値が最小になるタイミングでＷ相電圧指令信号Ｖｗの極性と一致する極性を有する三次高調波信号である。つまり、三次高調波信号Ｖｈ２は、所望相の相電流の信号レベルが最小になるタイミングで、当該所望相の相電圧指令信号の極性と一致する極性を有する三次高調波信号である。

図４の４段目のグラフに示す例では、例えば、（ｉ）三次高調波信号Ｖｈ２の信号レベルの絶対値は、Ｕ相電流Ｉｕの信号レベルがゼロになるタイミング（図４中の黒い丸印参照）で最大となり、（ｉｉ）Ｕ相電流Ｉｕの信号レベルがゼロになるタイミングにおいて、三次高調波信号Ｖｈ２の信号レベルの極性は、Ｕ相電圧指令信号Ｖｕの極性と一致する。同様に、例えば、（ｉ）三次高調波信号Ｖｈ２の信号レベルの絶対値は、Ｖ相電流Ｉｖの信号レベルがゼロになるタイミング（図４中の黒い四角印参照）で最大となり、（ｉｉ）Ｖ相電流Ｉｖの信号レベルがゼロになるタイミングにおいて、三次高調波信号Ｖｈ２の信号レベルの極性は、Ｖ相電圧指令信号Ｖｖの極性と一致する。同様に、例えば、（ｉ）三次高調波信号Ｖｈ２の信号レベルの絶対値は、Ｗ相電流Ｉｗの信号レベルがゼロになるタイミング（図４中の黒い三角印参照）で最大となり、（ｉｉ）Ｗ相電流Ｉｗの信号レベルがゼロになるタイミングにおいて、三次高調波信号Ｖｈ２の信号レベルの極性は、Ｗ相電圧指令信号Ｖｗの極性と一致する。

高調波生成部１５５は、インバータ１３からフィードバック情報として取得可能な三相電流値を参照することで、三次高調波信号Ｖｈ２を生成してもよい。例えば、高調波生成部１５５は、メモリ等に格納されているパラメータによって規定されている三次高調波信号の基本信号の位相を、三相電流値の位相に応じてシフトすることで、三次高調波信号Ｖｈ２を生成してもよい。或いは、例えば、高調波生成部１５５は、三相電流値又は三相電圧指令信号を分周することで三次高調波信号の基本信号を生成すると共に、当該基本信号の位相を、三相電流値の位相に応じてシフトすることで、三次高調波信号Ｖｈ２を生成してもよい。

或いは、二相／三相変換部１５４が三相電圧指令信号を生成した時点で、高調波生成部１５５は、三相電圧指令信号の位相を基準とする三相電流値の位相のずれ量（例えば、所望相の三相電圧指令信号の信号レベルがゼロになる位相を基準とする、当該所望相の三相電流値の信号レベルがゼロになる位相のずれ量）δを算出することができる。この場合には、高調波生成部１５５は、三次高調波信号Ｖｈ１の位相を、位相のずれ量δに応じて定まる量だけシフトさせることで、三次高調波信号Ｖｈ２を生成してもよい。例えば、高調波生成部１５５は、三次高調波信号Ｖｈ１の位相を、３×δ°−９０°（但し、上述した位相のずれ量δの方向（つまり、所望相の三相電圧指令信号の信号レベルがゼロになる位相から所望相の三相電流値の信号レベルがゼロになる位相に向かう方向）を正の方向とする）だけシフトさせることで、三次高調波信号Ｖｈ２を生成してもよい。或いは、高調波生成部１５５は、三相電圧指令信号の信号レベルがゼロになる位相から位相のずれ量δに応じて定まる量だけシフトした位相が、三次高調波信号Ｖｈ２の信号レベルがゼロになる位相と一致するように、三次高調波信号Ｖｈ２を生成してもよい。例えば、高調波生成部１５５は、三相電圧指令信号の信号レベルがゼロになる位相からδ°−３０°だけシフトした位相が三次高調波信号Ｖｈ２の信号レベルがゼロになる位相と一致するように、三次高調波信号の基本信号等から三次高調波信号Ｖｈ２を生成してもよい。

尚、三次高調波信号Ｖｈ２は、三相電流値の信号レベルの絶対値が最小になるタイミングで信号レベルの絶対値が最大になる三次高調波信号でなくともよい。具体的には、三次高調波信号Ｖｈ２は、三相電流値の信号レベルの絶対値が最小になるタイミングで信号レベルの絶対値がゼロより大きくなる三次高調波信号であってもよい。言い換えれば、三次高調波信号Ｖｈ２は、三相電流値の信号レベルの絶対値が最小になるタイミングで信号レベルの絶対値がゼロにならない三次高調波信号であってもよい。但し、この場合であっても、三次高調波信号Ｖｈ２は、所望相の相電流の信号レベルが最小になるタイミングで、当該所望相の相電圧指令信号の極性と一致する極性を有する三次高調波信号である。三相電流値の信号レベルの絶対値が最小になるタイミングで信号レベルの絶対値がゼロより大きくなる三次高調波信号Ｖｈ２を生成するために、高調波生成部１５５は、三次高調波信号Ｖｈ１の位相を、３×δ°−Ｘ°（但し、０＜Ｘ＜１８０）だけシフトさせてもよい。或いは、高調波生成部１５５は、三相電圧指令信号の信号レベルがゼロになる位相からδ°−Ｘ／３°だけシフトした位相が、三次高調波信号Ｖｈ２の信号レベルがゼロになる位相と一致するように、三次高調波信号Ｖｈ２を生成してもよい。或いは、三相電流値の信号レベルの絶対値が最小になるタイミングで信号レベルの絶対値がゼロより大きくなる三次高調波信号Ｖｈ２を生成するために、高調波生成部１５５は、三相電流値の信号レベルの絶対値が最小になるタイミングで信号レベルの絶対値が最大になる三次高調波信号Ｖｈ２（図４の４段目のグラフ参照）の位相を、Ｙ°（但し、−９０＜Ｙ＜９０）だけシフトさせてもよい。尚、図４の５段目のグラフは、図４の４段目のグラフに示す三次高調波信号Ｖｈ２の位相をＹ１°（但し、０＜Ｙ１＜９０）だけシフトさせることで得られる三次高調波信号Ｖｈ２の一例を示している。また、図４の６段目のグラフは、図４の４段目のグラフに示す三次高調波信号Ｖｈ２の位相をＹ２°（但し、−９０＜Ｙ２＜０）だけシフトさせることで得られる三次高調波信号Ｖｈ２の一例を示している。

再び図３において、その後、ＰＷＭ変換部１５７は、ステップＳ１１で生成された三相電圧指令信号に対して、ステップＳ１２で生成された三次高調波信号Ｖｈ１を加算することで、変調信号を生成する（ステップＳ１４）。具体的には、ＰＷＭ変換部１５７は、ステップＳ１１で生成されたＵ相電圧指令信号Ｖｕに対して、ステップＳ１２で生成された三次高調波信号Ｖｈ１を加算することで、Ｕ相変調信号Ｖｍｕを生成する（ステップＳ１４）。同様に、ＰＷＭ変換部１５７は、ステップＳ１１で生成されたＶ相電圧指令信号Ｖｖに対して、ステップＳ１２で生成された三次高調波信号Ｖｈ１を加算することで、Ｖ相変調信号Ｖｍｖを生成する（ステップＳ１４）。同様に、ＰＷＭ変換部１５７は、ステップＳ１１で生成されたＷ相電圧指令信号Ｖｗに対して、ステップＳ１２で生成された三次高調波信号Ｖｈ１を加算することで、Ｗ相変調信号Ｖｍｗを生成する（ステップＳ１４）。

その後、ＰＷＭ変換部１５７は、ステップＳ１４で生成したＵ相変調信号Ｖｍｕ、Ｖ相変調信号Ｖｍｖ及びＷ相変調信号Ｖｍｗのうちの２つの信号レベルの絶対値がキャリア信号Ｃのピーク値の絶対値よりも大きくなっている期間が存在するか否かを判定する（ステップＳ１５）。つまり、ＰＷＭ変換部１５７は、２つの相の変調信号の信号レベルの絶対値がキャリア信号Ｃのピーク値の絶対値よりも大きくなっている期間が存在するか否かを判定する。

尚、２つの相の変調信号の信号レベルの絶対値がキャリア信号Ｃのピーク値の絶対値よりも大きくなっている期間が存在する場合には、ステップＳ１４で生成された変調信号に基づく変調率（つまり、ステップＳ１４で生成された変調信号を用いてインバータ１３を駆動する際の変調率）が相対的に大きくなっていると推測される。というのも、変調率は、変調信号がキャリア信号Ｃより大きくなる期間の割合と相関関係を有しているからである。従って、ＰＷＭ変換部１５７は、２つの相の変調信号の信号レベルの絶対値がキャリア信号Ｃのピーク値の絶対値よりも大きくなっている期間が存在するか否かを判定することに加えて又は代えて、ステップＳ１４で生成された変調信号に基づく変調率が所定値以上であるか否かを判定してもよい。

ステップＳ１５の判定の結果、２つの相の変調信号の信号レベルの絶対値がキャリア信号Ｃのピーク値の絶対値よりも大きくなっている期間が存在しないと判定される場合（ステップＳ１５：Ｎｏ）、加算器１５６ｕは、ステップＳ１１で生成されたＵ相電圧指令信号Ｖｕに対して、ステップＳ１２で生成された三次高調波信号Ｖｈ１及びステップＳ１３で生成された三次高調波信号Ｖｈ２を加算する。その結果、加算器１５６ｕは、Ｕ相変調信号Ｖｍｕ（＝Ｖｕ＋Ｖｈ１＋Ｖｈ２）を生成する（ステップＳ１６）。加算器１５６ｖもまた同様に、Ｖ相変調信号Ｖｍｖ（＝Ｖｖ＋Ｖｈ１＋Ｖｈ２）を生成する（ステップＳ１６）。加算器１５６ｗもまた同様に、Ｗ相変調信号Ｖｍｗ（＝Ｖｗ＋Ｖｈ１＋Ｖｈ２）を生成する（ステップＳ１６）。

その後、ＰＷＭ変換部１５７は、キャリア信号ＣとステップＳ１６で生成した変調信号との大小関係に基づいて、ＰＷＭ信号（つまり、Ｕ相ＰＷＭ信号Ｇｕｐ及びＧｕｎ、Ｖ相ＰＷＭ信号Ｇｖｐ及びＧｖｎ、並びにＷ相ＰＷＭ信号Ｇｗｐ及びＧｗｎ）を生成する（ステップＳ１７）。具体的には、ＰＷＭ変換部１５７は、キャリア信号ＣとＵ相変調信号Ｖｍｕとの大小関係に基づいて、Ｕ相ＰＷＭ信号Ｇｕｐ及びＧｕｎを生成する（ステップＳ１７）。同様に、ＰＷＭ変換部１５７は、キャリア信号ＣとＶ相変調信号Ｖｍｖとの大小関係に基づいて、Ｖ相ＰＷＭ信号Ｇｖｐ及びＧｖｎを生成する（ステップＳ１７）。同様に、ＰＷＭ変換部１５７は、キャリア信号ＣとＷ相変調信号Ｖｍｗとの大小関係に基づいて、Ｗ相ＰＷＭ信号Ｇｗｐ及びＧｗｎを生成する（ステップＳ１７）。その結果、インバータ１３は、各ＰＷＭ信号に基づいて駆動する。

他方で、ステップＳ１５の判定の結果、２つの相の変調信号の信号レベルの絶対値がキャリア信号Ｃのピーク値の絶対値よりも大きくなっている期間が存在すると判定される場合（ステップＳ１５：Ｙｅｓ）、高調波生成部１５５は、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅を調整する（ステップＳ１８）。例えば、図５に示すように、高調波生成部１５５は、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅を、デフォールトの振幅値から所望の振幅値へと変更する。つまり、高調波生成部１５５は、デフォールトの振幅値とは異なる所望の振幅値を有する三次高調波信号Ｖｈ１（以降、振幅が調整された三次高調波信号Ｖｈ１を、“三次高調波信号Ｖｈ１＊”と称する）を生成する。より具体的には、高調波生成部１５５は、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅を、デフォールトの振幅値よりも大きい所望の振幅値へと変更してもよい。或いは、高調波生成部１５５は、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅を、デフォールトの振幅値よりも小さい所望の振幅値へと変更してもよい。

ここで、図６を参照しながら、図３のステップＳ１８における三次高調波信号Ｖｈ１の振幅を調整する動作についてより詳細に説明する。図６は、図３のステップＳ１８における三次高調波信号Ｖｈ１の振幅を調整する動作の流れを示すフローチャートである。

図６に示すように、高調波生成部１５５は、電源電流Ｉｐ及びモータ電流Ｉｍの夫々を算出する（ステップＳ１８１）。

「電源電流Ｉｐ」とは、直流電源１１と平滑コンデンサ１２との間を流れる電流（より好ましくは、直流電源１１から平滑コンデンサ１２に流れ込む電流）を意味する。高調波生成部１５５は、例えば、電源電流Ｉｐ＝（モータジェネレータ１４の回転速度×モータジェネレータ１４のトルク＋インバータ１３における損失）／端子間電圧ＶＨという数式を用いて、電源電流Ｉｐを算出してもよい。この場合、高調波生成部１５５は、モータジェネレータ１４の回転速度、モータジェネレータ１４のトルク、インバータ１３における損失及び端子間電圧ＶＨを直接的に又は間接的に示すパラメータを取得する又は算出することが好ましい。但し、高調波生成部１５５は、その他の方法を用いて、電源電流Ｉｐを算出してもよい。

「モータ電流Ｉｍ」とは、平滑コンデンサ１２とモータジェネレータ１４との間を流れる電流（より好ましくは、平滑コンデンサ１２からモータジェネレータ１４に流れ込む電流）を意味する。モータ電流Ｉｍは、３つの相のうち他の２つの相とはスイッチング状態が異なる１つの相の相電流と一致する。例えば、モータ電流Ｉｍは、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相のうちｐ側スイッチング素子が単独でオンになっている相の相電流そのもの又は単独でオフになっている相の相電流の符号を反転させた電流値と一致する。具体的には、例えば、Ｕ相アームのｐ側スイッチング素子Ｑｕｐ及びＷ相アームのｐ側スイッチング素子Ｑｗｐがオフになっており且つＶ相アームのｐ側スイッチング素子Ｑｖｐがオンになっている場合には、Ｖ相電流Ｉｖそのものがモータ電流Ｉｍとなる。例えば、Ｕ相アームのｐ側スイッチング素子Ｑｕｐ及びＷ相アームのｐ側スイッチング素子Ｑｗｐがオンになっており且つＶ相アームのｐ側スイッチング素子Ｑｖｐがオフになっている場合には、Ｖ相電流Ｉｖの符号を反転させた値（つまり、−Ｉｖ）がモータ電流Ｉｍとなる。

その後、高調波生成部１５５は、モータ電流Ｉｍと電源電流Ｉｐとの間の大小関係を判定する（ステップＳ１８２）。例えば、高調波生成部１５５は、モータ電流Ｉｍが電源電流Ｉｐよりも大きいか否かを判定する。

ステップＳ１８２の判定に加えて、高調波生成部１５５は、３つの相のうち三次高調波信号Ｖｈ１の振幅を調整する際に着目するべき１つの相（以降、適宜“着目層”と称する）の変調信号の変化の態様を判定する（ステップＳ１８３及びステップＳ１８４）。例えば、高調波生成部１５５は、着目層の変調信号が増加しているか否かを判定する。

尚、「着目相」とは、図３のステップＳ１４で生成した変調信号のうちキャリア信号Ｃのピーク値を超えていない変調信号が属する相を意味する。具体的には、三相交流での各変調信号の位相が１２０°ずれていることを考慮すれば、２つの相の変調信号の信号レベルの絶対値がキャリア信号Ｃのピーク値の絶対値よりも大きくなっている場合には（図３のステップＳ１５：Ｙｅｓ）、他の１つの相の変調信号の信号レベルの絶対値がキャリア信号Ｃのピーク値の絶対値を超えていないはずである。この場合、当該他の１つの相が着目層となる。

ステップＳ１８２からステップＳ１８４の判定の結果、モータ電流Ｉｍが電源電流Ｉｐよりも大きく且つ着目層の変調信号が増加していると判定される場合には（ステップＳ１８２：Ｙｅｓ且つステップＳ１８３：Ｙｅｓ）、高調波生成部１５５は、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅を第１の調整態様で調整する（ステップＳ１８５）。例えば、高調波生成部１５５は、振幅が減少するように三次高調波信号Ｖｈ１の振幅を調整してもよい（後に詳述する図１２参照）。

ステップＳ１８２からステップＳ１８４の判定の結果、モータ電流Ｉｍが電源電流Ｉｐよりも大きく且つ着目層の変調信号が減少している（つまり、増加していない）と判定される場合には（ステップＳ１８２：Ｙｅｓ且つステップＳ１８３：Ｎｏ）、高調波生成部１５５は、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅を第２の調整態様で調整する（ステップＳ１８６）。例えば、高調波生成部１５５は、振幅が増加するように三次高調波信号Ｖｈ１の振幅を調整してもよい（後に詳述する図９参照）。

ステップＳ１８２からステップＳ１８４の判定の結果、モータ電流Ｉｍが電源電流Ｉｐよりも小さく（つまり、大きくなく）且つ着目層の変調信号が増加していると判定される場合には（ステップＳ１８２：Ｎｏ且つステップＳ１８４：Ｙｅｓ）、高調波生成部１５５は、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅を第２の調整態様で調整する（ステップＳ１８６）。例えば、高調波生成部１５５は、振幅が増加するように三次高調波信号Ｖｈ１の振幅を調整してもよい（後に詳述する図１０参照）。

ステップＳ１８２からステップＳ１８４の判定の結果、モータ電流Ｉｍが電源電流Ｉｐよりも小さく且つ着目層の変調信号が減少していると判定される場合には（ステップＳ１８２：Ｎｏ且つステップＳ１８４：Ｎｏ）、高調波生成部１５５は、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅を第１の調整態様で調整する（ステップＳ１８５）。例えば、高調波生成部１５５は、振幅が減少するように三次高調波信号Ｖｈ１の振幅を調整してもよい（後に詳述する図１１参照）。

つまり、本実施形態では、高調波生成部１５５は、着目層（つまり、信号レベルの絶対値がキャリア信号Ｃのピーク値の絶対値を超えていない他の１つの相）の変調信号の変化の態様及び電源電流Ｉｐとモータ電流Ｉｍとの大小関係に応じて、三次高調波信号Ｖｈ１の調整態様を決定している。

再び図３において、その後、加算器１５６ｕは、ステップＳ１１で生成されたＵ相電圧指令信号Ｖｕに対して、ステップＳ１８で振幅が調整された三次高調波信号Ｖｈ１＊を加算する。その結果、加算器１５６ｕは、Ｕ相変調信号Ｖｍｕ（＝Ｖｕ＋Ｖｈ１＊）を生成する（ステップＳ１９）。加算器１５６ｖもまた同様に、Ｖ相変調信号Ｖｍｖ（＝Ｖｖ＋Ｖｈ１＊）を生成する（ステップＳ１９）。加算器１５６ｗもまた同様に、Ｗ相変調信号Ｖｍｗ（＝Ｖｗ＋Ｖｈ１＊）を生成する（ステップＳ１９）。

その後、ＰＷＭ変換部１５７は、キャリア信号ＣとステップＳ１９で生成した変調信号との大小関係に基づいて、ＰＷＭ信号（つまり、Ｕ相ＰＷＭ信号Ｇｕｐ及びＧｕｎ、Ｖ相ＰＷＭ信号Ｇｖｐ及びＧｖｎ、並びにＷ相ＰＷＭ信号Ｇｗｐ及びＧｗｎ）を生成する（ステップＳ１７）。

以上説明したように、本実施形態では、２つの相の変調信号の信号レベルの絶対値がキャリア信号Ｃのピーク値の絶対値よりも大きくなっている期間が存在しない場合には、三相電圧指令信号に対して、振幅が調整されていない三次高調波信号Ｖｈ１に加えて、三次高調波信号Ｖｈ２が加算される。その結果、上述した三次高調波信号Ｖｈ２を用いない比較例のインバータ制御動作と比較して、平滑コンデンサ１２の端子間電圧ＶＨのリプルが好適に抑制される。より具体的には、三相電流値の信号レベルの絶対値が最小になる（典型的には、ゼロになる）タイミングでの相対的に大きなリプルの発生が好適に抑制される。以下、図７及び図８を参照しながら、その理由について説明する。図７は、三相電流値の信号レベルの絶対値が最小になる（典型的には、ゼロになる）タイミングで相対的に大きなリプルが発生する理由を説明するためのグラフ及びブロック図である。図８は、三次高調波信号Ｖｈ２を三相電圧指令信号に加算した場合に発生するリプルを、三次高調波信号Ｖｈ２を三相電圧指令信号に加算しない場合に発生するリプルと比較しながら示すグラフである。

図７（ａ）に示すように、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗの夫々の信号レベルの絶対値が最小になる（図７に示す例では、ゼロになる）タイミングで、平滑コンデンサ１２の端子間電圧ＶＨのリプルが相対的に大きくなる。以下、Ｕ相電流Ｉｕの信号レベルがゼロになるタイミングに着目して説明を進める。但し、Ｖ相電流Ｉｖの信号レベルがゼロになるタイミング及びＷ相電流Ｉｗの信号レベルがゼロになるタイミングにおいても同様のことが言える。

図７（ａ）の１段目のグラフに示すように、Ｕ相電流Ｉｕの信号レベルがゼロになるタイミング又は当該タイミングの前後では、Ｖ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗは、Ｖ相電流Ｉｖの信号レベルの絶対値がＷ相電流Ｉｗの信号レベルの絶対値と近似する又は概ね若しくは殆ど一致するという関係を有する。加えて、Ｕ相電流Ｉｕの信号レベルがゼロになるタイミングでは、Ｖ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗは、Ｖ相電流Ｉｖの極性がＷ相電流Ｉｗの極性と逆になるという関係を有する。その結果、図７（ｂ）に示すように、インバータ１３内を流れる電流（例えば、モータジェネレータ１４からインバータ１３に向かって流れる電流や、インバータ１３からモータジェネレータ１４に向かって流れる電流）の大部分又は殆ど全ては、モータジェネレータ１４からインバータ１３のＶ相アーム及びＷ相アームを介してモータジェネレータ１４へと還流する。つまり、インバータ１３は、実質的には、モータジェネレータ１４からインバータ１３に流入してくる電流の大部分又は殆ど全てをそのままモータジェネレータ１４へと流出させる還流モードで動作していると言える。このような還流モードでインバータ１３が動作している間は、コンデンサ電流（つまり、平滑コンデンサ１２を流れる電流）がゼロ又は概ねゼロに近似する値になる（図７（ａ）の３段目のグラフ参照）。還流モードでインバータ１３が動作している間は、直流電源１１から供給される直流電力の大部分又は殆ど全てが平滑コンデンサ１２に対して供給される。その結果、平滑コンデンサ１２の端子間電圧ＶＨが増加しやすくなる。

従って、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗの夫々の信号レベルがゼロになるタイミングで発生し得る端子間電圧ＶＨのリプルを抑制するためには、還流モードでインバータ１３が動作している期間を短くすることが好ましいと想定される。そこで、本実施形態では、ＥＣＵ１５は、還流モードでインバータ１３が動作している期間を短くするために、三次高調波信号Ｖｈ２を加算することで生成されるＵ相変調信号Ｖｍｕ、Ｖ相変調信号Ｖｍｖ及びＷ相変調信号Ｖｍｗを用いて、インバータ１３を動作させる。

ここで、三次高調波信号Ｖｈ２は、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗの夫々の信号レベルがゼロになるタイミングで信号レベルの絶対値が最大になる（或いは、ゼロより大きくなる）という特性を有している。更に、三次高調波信号Ｖｈ２は、所定相の相電流の信号レベルの絶対値が最小になるタイミングで当該所定相の相電圧指令信号の極性と一致する極性を有するという特性を有している。

従って、図８（ｂ）の１段目のグラフに示すように、Ｕ相電流Ｉｕの信号レベルがゼロになるタイミングにおいて、三次高調波信号Ｖｈ２がＵ相電圧指令信号Ｖｕに加算されることで生成されるＵ相変調信号Ｖｍｕの信号レベルの絶対値は、Ｕ相電圧指令信号Ｖｕの信号レベルの絶対値よりも大きくなる。尚、図面の簡略化のために図示していないものの、Ｖ相電流Ｉｖの信号レベルがゼロになるタイミングにおいて、三次高調波信号Ｖｈ２がＶ相電圧指令信号Ｖｖに加算されることで生成されるＶ相変調信号Ｖｍｖの信号レベルの絶対値は、Ｖ相電圧指令信号Ｖｖの信号レベルの絶対値よりも大きくなる。同様に、図面の簡略化のために図示していないものの、Ｗ相電流Ｉｗの信号レベルがゼロになるタイミングにおいて、三次高調波信号Ｖｈ２がＷ相電圧指令信号Ｖｗに加算されることで生成されるＷ相変調信号Ｖｍｗの信号レベルの絶対値は、Ｗ相電圧指令信号Ｖｗの信号レベルの絶対値よりも大きくなる。

一方で、図８（ａ）の１段目のグラフに示すように、Ｕ相電流Ｉｕの信号レベルがゼロになるタイミングにおいて、後述するように三次高調波信号Ｖｈ１の振幅が調整されないという前提の下では、三次高調波信号Ｖｈ２が加算されることなく生成されるＵ相変調信号Ｖｍｕの信号レベルの絶対値は、Ｕ相電圧指令信号Ｖｕの信号レベルの絶対値よりも大きくならない。尚、図面の簡略化のために図示していないものの、Ｖ相電流Ｉｖの信号レベルがゼロになるタイミングにおいて、後述するように三次高調波信号Ｖｈ１の振幅が調整されないという前提の下では、三次高調波信号Ｖｈ２が加算されることなく生成されるＶ相変調信号Ｖｍｖの信号レベルの絶対値は、Ｖ相電圧指令信号Ｖｖの信号レベルの絶対値よりも大きくならない。同様に、図面の簡略化のために図示していないものの、Ｗ相電流Ｉｗの信号レベルがゼロになるタイミングにおいて、後述するように三次高調波信号Ｖｈ１の振幅が調整されないという前提の下では、三次高調波信号Ｖｈ２が加算されることなく生成されるＷ相変調信号Ｖｍｗの信号レベルの絶対値は、Ｗ相電圧指令信号Ｖｗの信号レベルの絶対値よりも大きくならない。

その結果、図８（ａ）及び図８（ｂ）の夫々の１段目のグラフに示すように、三次高調波信号Ｖｈ２が加算される場合には、三次高調波信号Ｖｈ２が加算されない場合と比較して、Ｕ相電流Ｉｕの信号レベルがゼロになるタイミングにおいてＵ相変調信号Ｖｍｕがキャリア信号Ｃを下回る期間が短くなる（但し、Ｕ相変調信号Ｖｍｕが正極性である場合）。或いは、Ｕ相電流Ｉｕの信号レベルがゼロになるタイミングにおいてＵ相変調信号Ｖｍｕがキャリア信号Ｃを超える期間が短くなる（但し、Ｕ相変調信号Ｖｍｕが負極性である場合）。Ｕ相変調信号Ｖｍｕがキャリア信号Ｃを下回る又は超える期間が短くなると、インバータ１３を還流モードで動作させる要因となった各スイッチング素子のスイッチング状態が変更される。つまり、Ｕ相変調信号Ｖｍｕがキャリア信号Ｃを下回る又は超える期間が短くなると、インバータ１３が還流モードで動作する期間が短くなる（図８（ａ）及び図８（ｂ）の夫々の４段目のグラフ参照）。従って、図８（ａ）及び図８（ｂ）の夫々の３段目のグラフに示すように、三次高調波信号Ｖｈ２が加算される場合には、三次高調波信号Ｖｈ２が加算されない場合と比較して、Ｕ相電流Ｉｕの信号レベルがゼロになるタイミングで発生し得る端子間電圧ＶＨのリプルが好適に抑制される。尚、同様の理由から、Ｖ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗの夫々の信号レベルがゼロになるタイミングで発生し得る端子間電圧ＶＨのリプルもまた好適に抑制される。

尚、図８（ｂ）は、三相電流値の信号レベルがゼロになるタイミングで信号レベルの絶対値が最大になる三次高調波信号Ｖｈ２を用いた場合の端子間電圧ＶＨ及びコンデンサ電流を示している。しかしながら、三相電流値の信号レベルがゼロになるタイミングで信号レベルの絶対値がゼロより大きくなる（但し、最大にはならない）三次高調波信号Ｖｈ２を用いる場合であっても、同様の技術的効果が相応に得られることは言うまでもない。つまり、三相電流値の信号レベルがゼロになるタイミングで信号レベルの絶対値が最大になる三次高調波信号Ｖｈ２（図８（ｂ）の１段目のグラフ参照）の位相をＹ°（但し、−９０＜Ｙ＜９０）シフトさせることで得られる三次高調波信号Ｖｈ２を用いる場合であっても、同様の技術的効果が相応に得られることは言うまでもない。例えば、図８（ｂ）の１段目のグラフに示す高調波信号Ｖｈ２の位相をＹ１°（但し、０＜Ｙ１＜９０）だけシフトさせることで得られる三次高調波Ｖｈ２を用いる場合であっても、インバータ１３が還流モードで動作する期間が相応に短くなり、結果として、端子間電圧ＶＨのリプルが相応に抑制される。同様に、例えば、図８（ｂ）の１段目のグラフに示す高調波信号Ｖｈ２の位相をＹ２°（但し、−９０＜Ｙ２＜０）だけシフトさせることで得られる三次高調波Ｖｈ２を用いる場合であっても、インバータ１３が還流モードで動作する期間が相応に短くなり、結果として、端子間電圧ＶＨのリプルが相応に抑制される。

また、三次高調波信号Ｖｈ２によって得られる技術的効果を考慮すれば、三次高調波信号Ｖｈ２は、所定相の相電流の信号レベルの絶対値が最小になるタイミングで、当該所定相の変調信号の信号レベルの絶対値を当該所定相の相電圧指令信号の信号レベルの絶対値よりも大きくするように作用するという特性を有している三次高調波信号であると言える。つまり、三次高調波信号Ｖｈ２は、Ｕ相電流Ｉｕの信号レベルの絶対値が最小になるタイミングで、Ｕ相変調信号Ｖｍｕの信号レベルの絶対値をＵ相電圧指令信号Ｖｕの信号レベルの絶対値よりも大きくするように作用するという特性を有している三次高調波信号であると言える。同様に、三次高調波信号Ｖｈ２は、Ｖ相電流Ｉｖの信号レベルの絶対値が最小になるタイミングで、Ｖ相変調信号Ｖｍｖの信号レベルの絶対値をＶ相電圧指令信号Ｖｖの信号レベルの絶対値よりも大きくするように作用するという特性を有している三次高調波信号であると言える。同様に、三次高調波信号Ｖｈ２は、Ｗ相電流Ｉｗの信号レベルの絶対値が最小になるタイミングで、Ｗ相変調信号Ｖｍｗの信号レベルの絶対値をＷ相電圧指令信号Ｖｗの信号レベルの絶対値よりも大きくするように作用するという特性を有している三次高調波信号であると言える。従って、三次高調波信号Ｖｈ２は、図４に例示した三次高調波信号のみならず、このような特性を有する三次高調波信号であればどのような信号であってもよい。

一方で、本実施形態では、２つの相の変調信号の信号レベルの絶対値がキャリア信号Ｃのピーク値の絶対値よりも大きくなっている期間が存在する場合には、三相電圧指令信号に対して、振幅が調整された三次高調波信号Ｖｈ１が加算される一方で、三次高調波信号Ｖｈ２が加算されなくともよい。その結果、インバータ１３における変調率が相対的に大きくなってしまう場合であっても、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅を調整せず且つ上述した三次高調波信号Ｖｈ２を用いない比較例のインバータ制御動作と比較して、平滑コンデンサ１２の端子間電圧ＶＨのリプルが好適に抑制される。以下、図９から図１３を参照しながら、その理由について説明する。図９は、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅の調整が平滑コンデンサ１２の端子間電圧ＶＨに与える影響を示すグラフである。図１０は、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅の調整が平滑コンデンサ１２の端子間電圧ＶＨに与える影響を示すグラフである。図１１は、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅の調整が平滑コンデンサ１２の端子間電圧ＶＨに与える影響を示すグラフである。図１２は、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅の調整が平滑コンデンサ１２の端子間電圧ＶＨに与える影響を示すグラフである。図１３は、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅の調整が平滑コンデンサ１２の端子間電圧ＶＨに与える影響を示すグラフである。

まず、上述したように本実施形態では、インバータ１３の動作を制御するために、三相電圧指令信号に対して三次高調波信号Ｖｈ１及びＶｈ２が加算されることで生成される変調信号が用いられる。このため、三相電圧指令信号に対して三次高調波信号Ｖｈ１及びＶｈ２の双方が加算されることで生成される変調信号は、三相電圧指令信号に対して三次高調波信号Ｖｈ１のみが加算されることで生成される変調信号と比較して、キャリア信号Ｃのピーク値を超える（つまり、最大値を上回る又は最小値を下回る）可能性が相対的に高くなる。つまり、三相電圧指令信号に対して三次高調波信号Ｖｈ１及びＶｈ２の双方が加算されることで変調信号が生成される場合には、三相電圧指令信号に対して三次高調波信号Ｖｈ１のみが加算されることで変調信号が生成される場合と比較して、変調信号の信号レベルの絶対値がキャリア信号Ｃのピーク値の絶対値よりも大きくなりやすくなる。

一方で、モータジェネレータ１４を好適に制御するためには、インバータ１３における変調率が、インバータ１３やモータジェネレータ１４や車両１の仕様に応じて定まる所定の制限値以下になることが好ましい。しかしながら、三相電圧指令信号に対して三次高調波信号Ｖｈ１のみならず三次高調波信号Ｖｈ２が加算されることで変調信号が生成される場合には、三相電圧指令信号に対して三次高調波信号Ｖｈ１のみが加算されることで変調信号が生成される場合と比較して、変調率が大きくなってしまいかねない。この場合、三相電圧指令信号に対して三次高調波信号Ｖｈ１及びＶｈ２が加算されると、変調率が所定の制限値より大きくなってしまうおそれがある。従って、変調率が相対的に大きくなる（例えば、所定値以上になる）場合には、変調率が所定の制限値以下になることが好ましいという制約により、三相電圧指令信号に対して三次高調波信号Ｖｈ２を加算することが困難になりかねない。従って、変調率が相対的に大きい場合には、三相電圧指令信号に対して三次高調波信号Ｖｈ２を加算する方法とは異なる方法を用いて、端子間電圧ＶＨのリプルを抑制することが望まれる。

そこで検討するに、上述したように、変調率が相対的に大きい場合には、２つの相の変調信号（つまり、三相電圧指令信号＋三次高調波信号Ｖｈ１）の信号レベルの絶対値がキャリア信号Ｃのピーク値の絶対値よりも大きくなっていることが多い。ここで、三相交流での各変調信号の位相が１２０°ずれていることを考慮すれば、２つの相の変調信号の信号レベルの絶対値がキャリア信号Ｃのピーク値の絶対値よりも大きくなっている場合であっても、他の１つの相の変調信号の信号レベルの絶対値は、キャリア信号Ｃのピーク値の絶対値を超えていないはずである。この場合、インバータ１３の動作（つまり、モータジェネレータ１４の動作）は、実質的には、信号レベルの絶対値がキャリア信号Ｃのピーク値の絶対値を超えていない他の１つの相（つまり、上述した着目層）の変調信号によって規定される。従って、信号レベルの絶対値がキャリア信号Ｃのピーク値の絶対値を超えていない他の１つの相（つまり、上述した着目層）の変調信号の特性を調整すれば、平滑コンデンサ１２の端子間電圧ＶＨのリプルを制御することができるはずである。

そこで、本実施形態では、高調波生成部１５５は、２つの相の変調信号の信号レベルの絶対値がキャリア信号Ｃのピーク値の絶対値よりも大きくなっている状態で、他の１つの相である着目層の変調信号の特性を調整するために、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅を調整する。三次高調波信号Ｖｈ１の振幅が調整されれば、着目相の変調信号の信号レベルが変動する。着目相の変調信号の信号レベルが変動すると、当該着目相の変調信号とキャリア信号Ｃとの大小関係が変わる。着目相の変調信号とキャリア信号Ｃとの大小関係が変わると、インバータ１３の動作態様も変わる。インバータ１３の動作態様が変わると、平滑コンデンサ１２の端子間電圧ＶＨの変化態様も変わる。このため、高調波生成部１５５が三次高調波信号Ｖｈ１の振幅を好適に調整することで、平滑コンデンサ１２の端子間電圧ＶＨのリプルが制御される。

具体的には、平滑コンデンサ１２の端子間電圧ＶＨのリプルを制御するために、高調波生成部１５５は、以下に説明する観点から、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅を調整することが好ましい。

まず、図９に示すように、期間Ｔ１に着目する。期間Ｔ１では、図９の１段目のグラフに示すように、Ｖ相変調信号Ｖｍｖ（＝Ｖ相電圧指令信号Ｖｖ＋三次高調波信号Ｖｈ１）及びＷ相変調信号Ｖｍｗ（＝Ｗ相電圧指令信号Ｖｗ＋三次高調波信号Ｖｈ１）の信号レベルの絶対値がキャリア信号Ｃのピーク値の絶対値よりも大きくなっている。更に、期間Ｔ１では、図９の１段目のグラフに示すように、Ｕ相変調信号Ｖｍｕ（＝Ｕ相電圧指令信号Ｖｕ＋三次高調波信号Ｖｈ１）は、単調に減少している。更に、期間Ｔ１では、モータ電流Ｉｍが電源電流Ｉｐよりも大きいものとする。

このような状況にある期間Ｔ１では、Ｖ相アームのｐ側スイッチング素子Ｇｖｐがオンし且つＷ相アームのｐ側スイッチング素子Ｇｗｐがオフし続ける。このようなＶ相アーム及びＷ相アームのスイッチング状態を前提としてモータ電流Ｉｍが電源電流Ｉｐよりも大きいことを考慮すれば、期間Ｔ１では、Ｕ相アームのｐ側スイッチング素子Ｇｕｐがオフすると、平滑コンデンサ１２の端子間電圧ＶＨが増加する。言い換えれば、期間Ｔ１では、Ｕ相アームのｐ側スイッチング素子Ｇｕｐがオンすると、平滑コンデンサ１２の端子間電圧ＶＨが減少する。

この場合、高調波生成部１５５は、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅を調整する前のＵ相変調信号Ｖｍｕ（以降、適宜“振幅調整前Ｕ相変調信号Ｖｍｕ”と称する：図９の２段目のグラフの波線参照）と三次高調波信号Ｖｈ１の振幅を調整した後のＵ相変調信号Ｖｍｕ（以降、適宜“振幅調整後Ｕ相変調信号Ｖｍｕ”と称する：図９の２段目のグラフの実線参照）との間の大小関係が特定の状態となるように、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅を調整する。具体的には、高調波生成部１５５は、振幅調整前Ｕ相変調信号Ｖｍｕと振幅調整後Ｕ相変調信号Ｖｍｕとの間の大小関係が、例えば、振幅調整後Ｕ相変調信号Ｖｍｕが振幅調整前Ｕ相変調信号Ｖｍｕよりも大きい状態から、振幅調整後Ｕ相変調信号Ｖｍｕが振幅調整前Ｕ相変調信号Ｖｍｕよりも小さい状態へと遷移するように、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅を調整する。

図９の２段目のグラフに示す例では、振幅調整後Ｕ相変調信号Ｖｍｕが振幅調整前Ｕ相変調信号Ｖｍｕよりも大きい状態と、振幅調整後Ｕ相変調信号Ｖｍｕが振幅調整前Ｕ相変調信号Ｖｍｕよりも小さい状態との間の境界点は、Ｕ相変調信号Ｖｍｕの信号レベルがゼロになる点となっている。この場合、典型的には、高調波生成部１５５は、Ｕ相変調信号Ｖｍｕの信号レベルの絶対値が増加するように、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅を増加させる。つまり、高調波生成部１５５は、振幅調整後Ｕ相変調信号Ｖｍｕの信号レベルの絶対値が振幅調整前Ｕ相変調信号Ｖｍｕの信号レベルの絶対値よりも大きくなるように、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅を増加させる。

尚、図９に示す期間Ｔ１では、モータ電流Ｉｍが電源電流Ｉｐよりも大きく且つ着目層の変調信号が減少していると判定される（図６のステップＳ１８２：Ｙｅｓ且つ図６のステップＳ１８３：Ｎｏ）。従って、期間Ｔ１において、高調波生成部１５５は、振幅が増加するように三次高調波信号Ｖｈ１の振幅を調整する（図６のステップＳ１８６）。このため、期間Ｔ１において、高調波生成部１５５は、振幅調整前Ｕ相変調信号Ｖｍｕと振幅調整後Ｕ相変調信号Ｖｍｕとの間の大小関係が、振幅調整後Ｕ相変調信号Ｖｍｕが振幅調整前Ｕ相変調信号Ｖｍｕよりも大きい状態から、振幅調整後Ｕ相変調信号Ｖｍｕが振幅調整前Ｕ相変調信号Ｖｍｕよりも小さい状態へと遷移するように、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅を調整することができる。

その結果、図９の３段目のグラフに示すように、振幅調整後Ｕ相変調信号Ｖｍｕが振幅調整前Ｕ相変調信号Ｖｍｕよりも大きい状態（つまり、Ｕ相変調信号Ｖｍｕの信号レベルがゼロになる点よりも左側の領域）では、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅が調整されることで、Ｕ相変調信号Ｖｍｕがキャリア信号Ｃよりも小さくなる期間が相対的に短くなる。つまり、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅が調整されることで、ＰＷＭ信号がローレベルとなる期間（つまり、ｐ側スイッチング素子Ｇｕｐがオフする期間であり、端子間電圧ＶＨが増加する期間）が相対的に短くなる。従って、図９の４段目のグラフに示すように、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅が調整される場合には、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅が調整されない場合と比較して、端子間電圧ＶＨは減少しやすくなる。

一方で、図９の３段目のグラフに示すように、振幅調整後Ｕ相変調信号Ｖｍｕが振幅調整前Ｕ相変調信号Ｖｍｕよりも小さい状態（つまり、Ｕ相変調信号Ｖｍｕの信号レベルがゼロになる点よりも右側の領域）では、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅が調整されることで、Ｕ相変調信号Ｖｍｕがキャリア信号Ｃよりも小さくなる期間が長くなる。つまり、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅が調整されることで、ＰＷＭ信号がローレベルとなる期間が長くなる。従って、図９の４段目のグラフに示すように、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅が調整される場合には、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅が調整されない場合と比較して、端子間電圧ＶＨは増加しやすくなる。

その結果、図９の４段目のグラフに示すように、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅が調整される場合には、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅が調整されない場合と比較して、端子間電圧ＶＨの波形は、下に凸になる（つまり、端子間電圧ＶＨが小さくなる側に向かって突き出る）形状になりやすくなる。具体的には、図９の４段目のグラフに示す例では、例えば、Ｕ相変調信号Ｖｍｕの信号レベルがゼロになる点の前後において端子間電圧ＶＨが相対的に小さくなる。その結果、端子間電圧のピーク値が下がりやすくなる。

その一方で、期間Ｔ１において三次高調波信号Ｖｈ１の振幅が増加したとしても、Ｖ相変調信号Ｖｍｖ及びＷ相変調信号Ｖｍｗの夫々とキャリア信号Ｃとの大小関係が変わることは殆ど又は全くない。なぜならば、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅の増加の有無によらずに、Ｖ相変調信号Ｖｍｖ及びＷ相変調信号Ｖｍｗの夫々の信号レベルの絶対値が既にキャリア信号Ｃのピーク値の絶対値よりも大きくなっているからである。従って、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅の調整に起因して、Ｖ相変調信号Ｖｍｖ又はＷ相変調信号Ｖｍｗとキャリア信号Ｃとの大小関係が端子間電圧ＶＨを増加させてしまう状態に変わってしまう（つまり、目的に反する状態に変わってしまう）ことは殆ど又は全くない。例えば、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅の調整に起因して、Ｕ相変調信号Ｖｍｕとキャリア信号Ｃとの大小関係が端子間電圧ＶＨを減少させてしまう状態に変わる一方で、Ｖ相変調信号Ｖｍｖとキャリア信号Ｃとの大小関係が端子間電圧ＶＨを増加させてしまう状態に変わってしまうことは殆ど又は全くない。この意味において、２つの相の変調信号の信号レベルの絶対値がキャリア信号Ｃのピーク値の絶対値よりも大きくなっている期間中に三次高調波信号Ｖｈ１の振幅を調整することは有益である。

続いて、図１０に示すように、期間Ｔ２に着目する。期間Ｔ２では、図１０の１段目のグラフに示すように、Ｖ相変調信号Ｖｍｖ及びＷ相変調信号Ｖｍｗの信号レベルの絶対値がキャリア信号Ｃのピーク値の絶対値よりも大きくなっている。更に、期間Ｔ２では、図１０の１段目のグラフに示すように、Ｕ相変調信号Ｖｍｕは、単調に増加している。更に、期間Ｔ２では、電源電流Ｉｐがモータ電流Ｉｍよりも大きいものとする。

このような状況にある期間Ｔ２では、図９に示す期間Ｔ１と比較して、Ｖ相アーム及びＷ相アームの夫々のスイッチング状態が反転しているという点において異なっている。このため、期間Ｔ２では、Ｖ相アームのｐ側スイッチング素子Ｇｖｐがオフし且つＷ相アームのｐ側スイッチング素子Ｇｗｐがオンし続ける。このようなＶ相アーム及びＷ相アームのスイッチング状態を前提として電源電流Ｉｐがモータ電流Ｉｍよりも大きいことを考慮すれば、期間Ｔ２では、Ｕ相アームのｐ側スイッチング素子Ｇｕｐがオンすると、平滑コンデンサ１２の端子間電圧ＶＨが増加する。言い換えれば、期間Ｔ２では、Ｕ相アームのｐ側スイッチング素子Ｇｕｐがオフすると、平滑コンデンサ１２の端子間電圧ＶＨが減少する。

この場合、高調波生成部１５５は、振幅調整前Ｕ相変調信号Ｖｍｕ（図１０の２段目のグラフの波線参照）と振幅調整後Ｕ相変調信号Ｖｍｕ（図１０の２段目のグラフの実線参照）との間の大小関係が特定の状態となるように、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅を調整する。具体的には、高調波生成部１５５は、振幅調整前Ｕ相変調信号Ｖｍｕと振幅調整後Ｕ相変調信号Ｖｍｕとの間の大小関係が、振幅調整後Ｕ相変調信号Ｖｍｕが振幅調整前Ｕ相変調信号Ｖｍｕよりも小さい状態から、振幅調整後Ｕ相変調信号Ｖｍｕが振幅調整前Ｕ相変調信号Ｖｍｕよりも大きい状態へと遷移するように、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅を調整する。

図１０の２段目のグラフに示す例では、振幅調整後Ｕ相変調信号Ｖｍｕが振幅調整前Ｕ相変調信号Ｖｍｕよりも小さい状態と、振幅調整後Ｕ相変調信号Ｖｍｕが振幅調整前Ｕ相変調信号Ｖｍｕよりも大きい状態との間の境界点は、Ｕ相変調信号Ｖｍｕの信号レベルがゼロになる点となっている。この場合、典型的には、高調波生成部１５５は、Ｕ相変調信号Ｖｍｕの信号レベルの絶対値が増加するように、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅を増加させる。つまり、高調波生成部１５５は、振幅調整後Ｕ相変調信号Ｖｍｕの信号レベルの絶対値が振幅調整前Ｕ相変調信号Ｖｍｕの信号レベルの絶対値よりも大きくなるように、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅を増加させる。

尚、図１０に示す期間Ｔ２では、モータ電流Ｉｍが電源電流Ｉｐよりも小さく且つ着目層の変調信号が増加していると判定される（図６のステップＳ１８２：Ｎｏ且つ図６のステップＳ１８４：Ｙｅｓ）。従って、期間Ｔ２において、高調波生成部１５５は、振幅が増加するように三次高調波信号Ｖｈ１の振幅を調整する（図６のステップＳ１８６）。このため、期間Ｔ２において、高調波生成部１５５は、振幅調整前Ｕ相変調信号Ｖｍｕと振幅調整後Ｕ相変調信号Ｖｍｕとの間の大小関係が、振幅調整後Ｕ相変調信号Ｖｍｕが振幅調整前Ｕ相変調信号Ｖｍｕよりも小さい状態から、振幅調整後Ｕ相変調信号Ｖｍｕが振幅調整前Ｕ相変調信号Ｖｍｕよりも大きい状態へと遷移するように、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅を調整することができる。

その結果、図１０の３段目のグラフに示すように、振幅調整後Ｕ相変調信号Ｖｍｕが振幅調整前Ｕ相変調信号Ｖｍｕよりも小さい状態（つまり、Ｕ相変調信号Ｖｍｕの信号レベルがゼロになる点よりも左側の領域）では、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅が調整されることで、Ｕ相変調信号Ｖｍｕがキャリア信号Ｃよりも大きくなる期間が相対的に短くなる。つまり、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅が調整されることで、ＰＷＭ信号がハイレベルとなる期間（つまり、ｐ側スイッチング素子Ｇｕｐがオンする期間であり、端子間電圧ＶＨが増加する期間）が相対的に短くなる。従って、図１０の４段目のグラフに示すように、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅が調整される場合には、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅が調整されない場合と比較して、端子間電圧ＶＨは減少しやすくなる。

一方で、図１０の３段目のグラフに示すように、振幅調整後Ｕ相変調信号Ｖｍｕが振幅調整前Ｕ相変調信号Ｖｍｕよりも大きい状態（つまり、Ｕ相変調信号Ｖｍｕの信号レベルがゼロになる点よりも右側の領域）では、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅が調整されることで、Ｕ相変調信号Ｖｍｕがキャリア信号Ｃよりも大きくなる期間が長くなる。つまり、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅が調整されることで、ＰＷＭ信号がハイレベルとなる期間が長くなる。従って、図１０の４段目のグラフに示すように、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅が調整される場合には、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅が調整されない場合と比較して、端子間電圧ＶＨは増加しやすくなる。

その結果、図１０の４段目のグラフに示すように、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅が調整される場合には、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅が調整されない場合と比較して、端子間電圧ＶＨの波形は、下に凸になる形状になりやすくなる。具体的には、図１０の４段目のグラフに示す例では、例えば、Ｕ相変調信号Ｖｍｕの信号レベルがゼロになる点の前後において端子間電圧ＶＨが相対的に小さくなる。その結果、端子間電圧のピーク値が下がりやすくなる。

その一方で、期間Ｔ１と同様に、期間Ｔ２において三次高調波信号Ｖｈ１の振幅が増加したとしても、Ｖ相変調信号Ｖｍｖ及びＷ相変調信号Ｖｍｗの夫々とキャリア信号Ｃとの大小関係が変わることは殆ど又は全くない。

続いて、図１１に示すように、期間Ｔ３に着目する。期間Ｔ３では、図１１の１段目のグラフに示すように、Ｖ相変調信号Ｖｍｖ及びＷ相変調信号Ｖｍｗの信号レベルの絶対値がキャリア信号Ｃのピーク値の絶対値よりも大きくなっている。更に、期間Ｔ３では、図１１の１段目のグラフに示すように、Ｕ相変調信号Ｖｍｕは、単調に減少している。更に、期間Ｔ３では、電源電流Ｉｐがモータ電流Ｉｍよりも大きいものとする。

このような状況にある期間Ｔ３では、図９に示す期間Ｔ１と比較して、電源電流Ｉｐとモータ電流Ｉｍとの大小関係が反転しているという点において異なっている。このため、期間Ｔ３では、Ｕ相アームのｐ側スイッチング素子Ｇｕｐがオンすると、平滑コンデンサ１２の端子間電圧ＶＨが増加する。言い換えれば、期間Ｔ３では、Ｕ相アームのｐ側スイッチング素子Ｇｕｐがオフすると、平滑コンデンサ１２の端子間電圧ＶＨが減少する。

この場合、高調波生成部１５５は、振幅調整前Ｕ相変調信号Ｖｍｕ（図１１の２段目のグラフの波線参照）と振幅調整後Ｕ相変調信号Ｖｍｕ（図１１の２段目のグラフの実線参照）との間の大小関係が特定の状態となるように、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅を調整する。具体的には、高調波生成部１５５は、振幅調整前Ｕ相変調信号Ｖｍｕと振幅調整後Ｕ相変調信号Ｖｍｕとの間の大小関係が、振幅調整後Ｕ相変調信号Ｖｍｕが振幅調整前Ｕ相変調信号Ｖｍｕよりも小さい状態から、振幅調整後Ｕ相変調信号Ｖｍｕが振幅調整前Ｕ相変調信号Ｖｍｕよりも大きい状態へと遷移するように、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅を調整する。

図１１の２段目のグラフに示す例では、振幅調整後Ｕ相変調信号Ｖｍｕが振幅調整前Ｕ相変調信号Ｖｍｕよりも小さい状態と、振幅調整後Ｕ相変調信号Ｖｍｕが振幅調整前Ｕ相変調信号Ｖｍｕよりも大きい状態との間の境界点は、Ｕ相変調信号Ｖｍｕの信号レベルがゼロになる点となっている。この場合、典型的には、高調波生成部１５５は、Ｕ相変調信号Ｖｍｕの信号レベルの絶対値が減少するように、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅を減少させる。つまり、高調波生成部１５５は、振幅調整後Ｕ相変調信号Ｖｍｕの信号レベルの絶対値が振幅調整前Ｕ相変調信号Ｖｍｕの信号レベルの絶対値よりも小さくなるように、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅を減少させる。

尚、図１１に示す期間Ｔ３では、モータ電流Ｉｍが電源電流Ｉｐよりも小さく且つ着目層の変調信号が減少していると判定される（図６のステップＳ１８２：Ｎｏ且つ図６のステップＳ１８４：Ｎｏ）。従って、期間Ｔ３において、高調波生成部１５５は、振幅が減少するように三次高調波信号Ｖｈ１の振幅を調整する（図６のステップＳ１８５）。このため、期間Ｔ３において、高調波生成部１５５は、振幅調整前Ｕ相変調信号Ｖｍｕと振幅調整後Ｕ相変調信号Ｖｍｕとの間の大小関係が、振幅調整後Ｕ相変調信号Ｖｍｕが振幅調整前Ｕ相変調信号Ｖｍｕよりも小さい状態から、振幅調整後Ｕ相変調信号Ｖｍｕが振幅調整前Ｕ相変調信号Ｖｍｕよりも大きい状態へと遷移するように、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅を調整することができる。

その結果、図１１の３段目のグラフに示すように、振幅調整後Ｕ相変調信号Ｖｍｕが振幅調整前Ｕ相変調信号Ｖｍｕよりも小さい状態（つまり、Ｕ相変調信号Ｖｍｕの信号レベルがゼロになる点よりも左側の領域）では、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅が調整されることで、Ｕ相変調信号Ｖｍｕがキャリア信号Ｃよりも大きくなる期間が相対的に短くなる。つまり、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅が調整されることで、ＰＷＭ信号がハイレベルとなる期間（つまり、ｐ側スイッチング素子Ｇｕｐがオンする期間であり、端子間電圧ＶＨが増加する期間）が相対的に短くなる。従って、図１１の４段目のグラフに示すように、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅が調整される場合には、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅が調整されない場合と比較して、端子間電圧ＶＨは減少しやすくなる。

一方で、図１１の３段目のグラフに示すように、振幅調整後Ｕ相変調信号Ｖｍｕが振幅調整前Ｕ相変調信号Ｖｍｕよりも大きい状態（つまり、Ｕ相変調信号Ｖｍｕの信号レベルがゼロになる点よりも右側の領域）では、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅が調整されることで、Ｕ相変調信号Ｖｍｕがキャリア信号Ｃよりも大きくなる期間が長くなる。つまり、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅が調整されることで、ＰＷＭ信号がハイレベルとなる期間が長くなる。従って、図１１の４段目のグラフに示すように、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅が調整される場合には、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅が調整されない場合と比較して、端子間電圧ＶＨは増加しやすくなる。

その結果、図１１の４段目のグラフに示すように、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅が調整される場合には、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅が調整されない場合と比較して、端子間電圧ＶＨの波形は、下に凸になる形状になりやすくなる。具体的には、図１１の４段目のグラフに示す例では、例えば、Ｕ相変調信号Ｖｍｕの信号レベルがゼロになる点の前後において端子間電圧ＶＨが相対的に小さくなる。その結果、端子間電圧のピーク値が下がりやすくなる。

その一方で、高調波生成部１５５は、期間Ｔ３においてＶ相変調信号Ｖｍｖ及びＷ相変調信号Ｖｍｗの夫々とキャリア信号Ｃとの大小関係が変わることは殆ど又は全くないように、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅を減少させることが好ましい。というのも、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅を過度に減少させてしまうと、Ｖ相変調信号Ｖｍｖ及びＷ相変調信号Ｖｍｗの夫々とキャリア信号Ｃとの大小関係が変わってしまうおそれがある。その結果、Ｖ相変調信号Ｖｍｖ又はＷ相変調信号Ｖｍｗとキャリア信号Ｃとの大小関係が端子間電圧ＶＨを増加させてしまう状態に変わってしまうおそれがあるからである。

続いて、図１２に示すように、期間Ｔ４に着目する。期間Ｔ４では、図１２の１段目のグラフに示すように、Ｖ相変調信号Ｖｍｖ及びＷ相変調信号Ｖｍｗの信号レベルの絶対値がキャリア信号Ｃのピーク値の絶対値よりも大きくなっている。更に、期間Ｔ４では、図１２の１段目のグラフに示すように、Ｕ相変調信号Ｖｍｕは、単調に増加している。更に、期間Ｔ４では、モータ電流Ｉｍが電源電流Ｉｐよりも大きいものとする。

このような状況にある期間Ｔ４では、図９に示す期間Ｔ１と比較して、Ｖ相アーム及びＷ相アームの夫々のスイッチング状態が反転しており且つ電源電流Ｉｐとモータ電流Ｉｍとの大小関係が反転しているという点において異なっている。このため、期間Ｔ４では、Ｕ相アームのｐ側スイッチング素子Ｇｕｐがオフすると、平滑コンデンサ１２の端子間電圧ＶＨが増加する。言い換えれば、期間Ｔ４では、Ｕ相アームのｐ側スイッチング素子Ｇｕｐがオンすると、平滑コンデンサ１２の端子間電圧ＶＨが減少する。

この場合、高調波生成部１５５は、振幅調整前Ｕ相変調信号Ｖｍｕ（図１２の２段目のグラフの波線参照）と振幅調整後Ｕ相変調信号Ｖｍｕ（図１２の２段目のグラフの実線参照）との間の大小関係が特定の状態となるように、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅を調整する。具体的には、高調波生成部１５５は、振幅調整前Ｕ相変調信号Ｖｍｕと振幅調整後Ｕ相変調信号Ｖｍｕとの間の大小関係が、振幅調整後Ｕ相変調信号Ｖｍｕが振幅調整前Ｕ相変調信号Ｖｍｕよりも大きい状態から、振幅調整後Ｕ相変調信号Ｖｍｕが振幅調整前Ｕ相変調信号Ｖｍｕよりも小さい状態へと遷移するように、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅を調整する。

図１２の２段目のグラフに示す例では、振幅調整後Ｕ相変調信号Ｖｍｕが振幅調整前Ｕ相変調信号Ｖｍｕよりも大きい状態と、振幅調整後Ｕ相変調信号Ｖｍｕが振幅調整前Ｕ相変調信号Ｖｍｕよりも小さい状態との間の境界点は、Ｕ相変調信号Ｖｍｕの信号レベルがゼロになる点となっている。この場合、典型的には、高調波生成部１５５は、Ｕ相変調信号Ｖｍｕの信号レベルの絶対値が減少するように、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅を減少させる。つまり、高調波生成部１５５は、振幅調整後Ｕ相変調信号Ｖｍｕの信号レベルの絶対値が振幅調整前Ｕ相変調信号Ｖｍｕの信号レベルの絶対値よりも小さくなるように、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅を減少させる。

尚、図１２に示す期間Ｔ４では、モータ電流Ｉｍが電源電流Ｉｐよりも大きく且つ着目層の変調信号が増加していると判定される（図６のステップＳ１８２：Ｙｅｓ且つ図６のステップＳ１８３：Ｙｅｓ）。従って、期間Ｔ４において、高調波生成部１５５は、振幅が減少するように三次高調波信号Ｖｈ１の振幅を調整する（図６のステップＳ１８５）。このため、期間Ｔ４において、高調波生成部１５５は、振幅調整前Ｕ相変調信号Ｖｍｕと振幅調整後Ｕ相変調信号Ｖｍｕとの間の大小関係が、振幅調整後Ｕ相変調信号Ｖｍｕが振幅調整前Ｕ相変調信号Ｖｍｕよりも大きい状態から、振幅調整後Ｕ相変調信号Ｖｍｕが振幅調整前Ｕ相変調信号Ｖｍｕよりも小さい状態へと遷移するように、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅を調整することができる。

その結果、図１２の３段目のグラフに示すように、振幅調整後Ｕ相変調信号Ｖｍｕが振幅調整前Ｕ相変調信号Ｖｍｕよりも大きい状態（つまり、Ｕ相変調信号Ｖｍｕの信号レベルがゼロになる点よりも左側の領域）では、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅が調整されることで、Ｕ相変調信号Ｖｍｕがキャリア信号Ｃよりも小さくなる期間が相対的に短くなる。つまり、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅が調整されることで、ＰＷＭ信号がローレベルとなる期間（つまり、ｐ側スイッチング素子Ｇｕｐがオフする期間であり、端子間電圧ＶＨが増加する期間）が相対的に短くなる。従って、図１２の４段目のグラフに示すように、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅が調整される場合には、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅が調整されない場合と比較して、端子間電圧ＶＨは減少しやすくなる。

一方で、図１２の３段目のグラフに示すように、振幅調整後Ｕ相変調信号Ｖｍｕが振幅調整前Ｕ相変調信号Ｖｍｕよりも小さい状態（つまり、Ｕ相変調信号Ｖｍｕの信号レベルがゼロになる点よりも右側の領域）では、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅が調整されることで、Ｕ相変調信号Ｖｍｕがキャリア信号Ｃよりも小さくなる期間が相対的に長くなる。つまり、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅が調整されることで、ＰＷＭ信号がローレベルとなる期間が相対的に長くなる。従って、図１２の４段目のグラフに示すように、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅が調整される場合には、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅が調整されない場合と比較して、端子間電圧ＶＨは増加しやすくなる。

その結果、図１２の４段目のグラフに示すように、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅が調整される場合には、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅が調整されない場合と比較して、端子間電圧ＶＨの波形は、下に凸になる（つまり、端子間電圧ＶＨが小さくなる側に向かって突き出る）形状になりやすくなる。具体的には、図１２の４段目のグラフに示す例では、例えば、Ｕ相変調信号Ｖｍｕの信号レベルがゼロになる点の前後において端子間電圧ＶＨが相対的に小さくなる。その結果、端子間電圧ＶＨのピーク値が下がりやすくなる。

その一方で、高調波生成部１５５は、期間Ｔ２においてＶ相変調信号Ｖｍｖ及びＷ相変調信号Ｖｍｗの夫々とキャリア信号Ｃとの大小関係が変わることは殆ど又は全くないように、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅を減少させることが好ましい。というのも、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅を過度に減少させてしまうと、Ｖ相変調信号Ｖｍｖ及びＷ相変調信号Ｖｍｗの夫々とキャリア信号Ｃとの大小関係が変わってしまうおそれがある。その結果、Ｖ相変調信号Ｖｍｖ又はＷ相変調信号Ｖｍｗとキャリア信号Ｃとの大小関係が端子間電圧ＶＨを増加させてしまう状態に変わってしまうおそれがあるからである。

尚、図９から図１２では、Ｕ相変調信号Ｖｍｕに着目して説明を進めている。しかしながら、Ｖ相変調信号Ｖｍｖ及びＷ相変調信号Ｖｍｗについても同様のことが言える。

このような三次高調波Ｖｈ１の振幅の調整の結果、図１３に示すように、端子間電圧ＶＨのピーク値（特に、リプルのピーク値）が小さくなる。具体的には、端子間電圧ＶＨの目標電圧Ｖｃをゼロレベルとした場合の正極性側（つまり、目標電圧Ｖｃよりも大きい側）のリプルが小さくなる。つまり、目標電圧Ｖｃをゼロレベルとした場合の正極性側のリプルの変動幅が小さくなる。一方で、目標電圧Ｖｃをゼロレベルとした場合の負極性側（つまり、目標電圧Ｖｃよりも小さい側）のリプルは大きくなる。つまり、目標電圧Ｖｃをゼロレベルとした場合の負極性側のリプルの変動幅が大きくなる。また、リプル全体の変動幅は実質的には維持される。但し、場合によっては、リプル全体の変動幅が大きく又は小さくなってもよい。いずれにせよ、本実施形態によれば、端子間電圧ＶＨのリプルのピーク値が小さくなるように、端子間電圧ＶＨのリプルが好適に抑制される。

尚、端子間電圧ＶＨの減少の態様は、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅の調整量によって変わり得る。例えば、図１４（ａ）は、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅の増加量がαである場合の端子間電圧ＶＨを示している。図１４（ｂ）は、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅の増加量がβ（但し、β＞α）である場合の端子間電圧ＶＨを示している。図１４（ｃ）は、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅の増加量がγ（但し、γ＞β）である場合の端子間電圧ＶＨを示している。図１４に示す例では、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅の増加量がβである場合の端子間電圧ＶＨのピーク値が最も小さくなる。従って、高調波生成部１５５は、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅の増加量がβとなるように、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅を調整することが好ましい。

このとき、高調波生成部１５５は、端子間電圧ＶＨを測定する電圧検出器の検出結果をフィードバック情報として取得すると共に、当該取得した端子間電圧ＶＨに基づくフィードバック制御を行うことで、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅を調整してもよい。或いは、高調波生成部１５５は、上述した観点から予め調整されている三次高調波信号Ｖｈ１の振幅を示すパラメータがメモリ等に格納されている場合には、当該メモリ等に格納されたパラメータを用いて、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅を調整（或いは、決定）してもよい。いずれにせよ、上述した観点から動的に（言い換えれば、リアルタイムに）調整される又は予め調整されている三次高調波信号Ｖｈ１の振幅が用いられるインバータ制御動作は、本発明の技術的範囲に属する。

尚、上述の説明では、高調波生成部１５５は、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅を調整している。しかしながら、高調波生成部１５５は、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅に加えて又は代えて、三次高調波信号Ｖｈ１の位相を調整してもよい。三次高調波信号Ｖｈ１の位相が調整される場合であっても、上述した各種効果が相応に享受される。

尚、三次高調波信号Ｖｈ１の位相が調整される場合には、端子間電圧ＶＨの減少の態様は、三次高調波信号Ｖｈ１の位相の調整量によって変わり得る。例えば、図１５（ａ）は、三次高調波信号Ｖｈ１の位相の調整量がｄ１である場合の端子間電圧ＶＨを示している。図１５（ｂ）は、三次高調波信号Ｖｈ１の位相の調整量がｄ２（但し、ｄ２＞ｄ１）である場合の端子間電圧ＶＨを示している。図１５（ｃ）は、三次高調波信号Ｖｈ１の位相の調整量がｄ３（但し、ｄ３＞ｄ２）である場合の端子間電圧ＶＨを示している。図１５に示す例では、三次高調波信号Ｖｈ１の位相の調整量がｄ２である場合の端子間電圧ＶＨのピーク値が最も小さくなる。従って、高調波生成部１５５は、三次高調波信号Ｖｈ１の位相の調整量がｄ２となるように、三次高調波信号Ｖｈ１の位相を調整することが好ましい。

また、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅（或いは、位相）を調整する動作は、変調信号とキャリア信号Ｃとの大小関係を調整する動作に相当すると言える。このため、高調波生成部１５５が三次高調波信号Ｖｈ１の振幅（或いは、位相）を調整することに加えて又は代えて、ＰＷＭ変換部１５７がキャリア信号Ｃの振幅を調整してもよい。つまり、ＰＷＭ変換部１５７は、図９から図１２に示す状態が実現されるように、キャリア信号Ｃの振幅を調整してもよい。ＰＷＭ変換部１５７がキャリア信号Ｃの振幅を調整する場合であっても、上述した各種効果が相応に享受される。

また、上述の説明では、高調波生成部１５５は、２つの相の変調信号の信号レベルの絶対値がキャリア信号Ｃのピーク値の絶対値を超えている期間が存在する場合に、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅を調整する。しかしながら、２つの相の変調信号の信号レベルの絶対値がキャリア信号Ｃのピーク値の絶対値を超えている期間が存在しない場合であっても、高調波生成部１５５は、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅を調整してもよい。例えば、高調波生成部１５５は、三次高調波信号Ｖｈ１の振幅を常に又は所望の期間中に調整してもよい。この場合であっても、上述した各種効果が相応に享受される。但し、この場合には、目標電圧Ｖｃをゼロレベルとした場合の正極性側及び負極性側の双方のリプルが小さくなる可能性が高い。つまり、リプル全体の変動幅が小さくなる可能性が高い。但し、端子間電圧ＶＨのリプルのピーク値が小さくなるように、端子間電圧ＶＨのリプルが好適に抑制されることに変わりはない。

尚、高調波生成部１５５が三次高調波信号Ｖｈ１の振幅を常に又は所望の期間中に調整する場合、ＰＷＭ変換部１５７がＰＷＭ信号を生成する際に用いる変調信号は、三相電圧指令信号に対して振幅が調整された三次高調波信号Ｖｈ１を加算することで生成される変調信号であってもよい。つまり、三相電圧指令信号に対して三次高調波信号Ｖｈ１及びＶｈ２を加算することで生成される変調信号が用いられなくともよい。

尚、上述の説明では、三次高調波信号Ｖｈ２が正弦波である例（図４参照）を用いて説明を進めている。しかしながら、三次高調波信号Ｖｈ２は、三相電圧指令信号又は三相電流値の周波数の３倍の周波数を有する任意の交流信号であってもよい。例えば、図１６の３段目及び５段目のグラフに示すように、三次高調波信号Ｖｈ２は、方形波（いわゆる、パルス波）信号であってもよい。或いは、例えば、図１６の４段目及び６段目のグラフに示すように、三次高調波信号Ｖｈ２は、三角波信号であってもよい。或いは、三次高調波信号Ｖｈ２は、鋸波等の他の形状を有する信号であってもよい。要は、三次高調波信号Ｖｈ２は、同一の波形パターン（好ましくは、信号レベルが変化する同一の波形パターン）が、三相電圧指令信号又は三相電流値の周波数の３倍の周波数に対応する周期で周期的に現れる信号であればよい。三次高調波信号Ｖｈ１についても同様である。

また、上述の説明では、車両１が単一のモータジェネレータ１４を備える例を用いて説明を進めている。しかしながら、車両１は、複数のモータジェネレータ１４を備えていてもよい。この場合。車両１は、モータジェネレータ１４毎に対応するインバータ１３を備えていることが好ましい。また、この場合、ＥＣＵ１５は、インバータ１４毎に独立して上述したインバータ制御動作を行ってもよい。或いは、車両１は、モータジェネレータ１４に加えてエンジンを更に備えていてもよい。つまり、車両１は、ハイブリッド車両であってもよい。

また、上述の説明では、インバータ１３及びモータジェネレータ１４が車両１に搭載される例を用いて説明を進めている。しかしながら、インバータ１３及びモータジェネレータ１４は、車両１以外の任意の機器（例えば、インバータ１３及びモータジェネレータ１４を用いて動作する機器であって、例えば、空調機器等）に搭載されてもよい。インバータ１３及びモータジェネレータ１４が車両１以外の任意の機器に搭載される場合であっても、上述した各種効果が享受されることは言うまでもない。

本発明は、上述した実施形態に限られるものではなく、特許請求の範囲及び明細書全体から読み取れる発明の要旨或いは思想に反しない範囲で適宜変更可能であり、そのような変更を伴う電動機制御装置もまた本発明の技術的範囲に含まれるものである。

１、２ 車両制御装置
１１ 直流電源
１２ 平滑コンデンサ
１３ インバータ
１４ モータジェネレータ
１５ ＥＣＵ
１５１ 電流指令変換部
１５２ 三相／二相変換部
１５３ 電流制御部
１５４ 二相／三相変換部
１５５ 高調波生成部
１５６ｕ、１５６ｖ、１５６ｗ 加算器
１５７ ＰＷＭ変換部
２５８ 周波数調整部
Ｉｕ Ｕ相電流
Ｉｖ Ｖ相電流
Ｉｗ Ｗ相電流
Ｖｕ Ｕ相電圧指令信号
Ｖｖ Ｖ相電圧指令信号
Ｖｗ Ｗ相電圧指令信号
Ｖｈ１ 三次高調波信号
Ｖｈ２ 三次高調波信号
Ｖｍｕ Ｕ相変調信号
Ｖｍｖ Ｖ相変調信号
Ｖｍｗ Ｗ相変調信号
ＶＨ 端子間電圧
Ｑｕｐ、Ｑｖｐ、Ｑｗｐ ｐ側スイッチング素子
Ｑｕｎ Ｑｖｎ、Ｑｗｎ ｎ側スイッチング素子
Ｄｕｐ、Ｄｕｎ、Ｄｖｐ、Ｄｖｎ、Ｄｗｐ、Ｄｗｎ 整流用ダイオード

Claims (15)

1. 直流電源と、前記直流電源から供給される直流電力を交流電力に変換する電力変換器と、前記電力変換器に対して電気的に並列に接続される平滑コンデンサと、前記電力変換器から出力される交流電力を用いて駆動する三相交流電動機とを備える電動機システムを制御する電動機制御装置であって、
   前記三相交流電動機の動作を規定する相電圧指令信号に対して三次高調波信号を加算することで変調信号を生成する生成手段と、
   前記変調信号を用いて前記電力変換器の動作を制御する制御手段と、
   前記三次高調波信号の振幅を調整する調整手段と
   を備え、
   前記調整手段は、前記三次高調波信号の振幅が調整される場合の前記平滑コンデンサの端子間電圧のピーク値が、前記三次高調波信号の振幅が調整されない場合の前記端子間電圧のピーク値よりも小さくなるように、前記三次高調波信号の振幅を調整する
   ことを特徴とする電動機制御装置。
2. 前記調整手段は、前記三次高調波信号の振幅が第１所定値となる場合の前記端子間電圧のピーク値が、前記三次高調波信号の振幅が第２所定値となる場合の前記端子間電圧のピーク値よりも小さくなる場合には、前記三次高調波信号の振幅が前記第１所定値となるように前記三次高調波信号の振幅を調整する
   ことを特徴とする請求項１に記載の電動機制御装置。
3. 前記調整手段は、前記端子間電圧のリプルの変動幅を維持しつつ、前記端子間電圧の目標値を基準とする前記端子間電圧の正極性側のリプルの変動幅が、前記端子間電圧の目標値を基準とする前記端子間電圧の負極性側のリプルの変動幅よりも小さくなるように、前記三次高調波信号の振幅を調整する
   ことを特徴とする請求項１又は２に記載の電動機制御装置。
4. 前記調整手段は、前記端子間電圧の状態が、前記端子間電圧が増加する時間よりも前記端子間電圧が減少する時間が長くなる状態から、前記端子間電圧が減少する時間よりも前記端子間電圧が増加する時間が長くなる状態へと遷移するように、前記三次高調波信号の振幅を調整する
   ことを特徴とする請求項１から３のいずれか一項に記載の電動機制御装置。
5. 前記調整手段は、振幅が調整された前記三次高調波信号を加算することで生成される前記変調信号である振幅調整済変調信号と振幅が調整されていない前記三次高調波信号を加算することで生成される前記変調信号である振幅未調整変調信号との間の大小関係が、前記振幅調整済変調信号の信号レベルが前記振幅未調整変調信号の信号レベルよりも大きくなる第１状態から、前記振幅調整済変調信号の信号レベルが前記振幅未調整変調信号の信号レベルよりも小さくなる第２状態へと、又は、前記第２状態から前記第１状態へと遷移するように、前記三次高調波信号の振幅を調整する
   ことを特徴とする請求項１から４のいずれか一項に記載の電動機制御装置。
6. 前記調整手段は、前記振幅調整済変調信号及び前記振幅未調整変調信号の信号レベルがゼロになる点を境界として、前記振幅調整済変調信号と前記振幅未調整変調信号のとの間の大小関係が、前記第１状態から前記第２状態へと又は前記第２状態から前記第１状態へと遷移するように、前記三次高調波信号の振幅を調整する
   ことを特徴とする請求項５に記載の電動機制御装置。
7. 前記調整手段は、（ｉ）前記振幅未調整変調信号の信号レベルの変化態様、及び（ｉｉ）前記直流電源と前記平滑コンデンサとの間を流れる第１電流と、前記三相交流電動機と前記平滑コンデンサとの間を流れる第２電流との大小関係に応じて定まる態様で、前記三次高調波信号の振幅を調整する
   ことを特徴とする請求項５又は６に記載の電動機制御装置。
8. 前記調整手段は、（ｉ）前記振幅未調整変調信号の信号レベルが第１の変化態様で変化し且つ（ｉｉ）前記第１電流と前記第２電流との大小関係が第１の関係にある場合には、前記三次高調波信号の振幅を第１の調整態様で調整し、
   前記調整手段は、（ｉ）前記振幅未調整変調信号の信号レベルが前記第１の変化態様とは異なる第２の変化態様で変化し且つ（ｉｉ）前記第１電流と前記第２電流との大小関係が前記第１の関係にある場合には、前記三次高調波信号の振幅を前記第１の調整態様とは異なる第２の調整態様で調整する
   ことを特徴とする請求項７に記載の電動機制御装置。
9. 前記第１の変化態様は、前記振幅未調整変調信号の信号レベルが時間の経過と共に増加する変化態様及び前記振幅未調整変調信号の信号レベルが時間の経過と共に減少する変化態様のうちのいずれか一方であり、
   前記第２の変化態様は、前記振幅未調整変調信号の信号レベルが時間の経過と共に増加する変化態様及び前記振幅未調整変調信号の信号レベルが時間の経過と共に減少する変化態様のうちのいずれか他方であり、
   前記第１の関係は、前記第１電流が前記第２電流よりも大きくなる関係及び前記第１電流が前記第２電流よりも小さくなる関係のうちのいずれか一方であり、
   前記第１の調整態様は、前記三次高調波信号の振幅を増加させる調整態様及び前記三次高調波信号の振幅を減少させる調整態様のいずれか一方であり、
   前記第２の調整態様は、前記三次高調波信号の振幅を増加させる調整態様及び前記三次高調波信号の振幅を減少させる調整態様のいずれか他方である
   ことを特徴とする請求項８に記載の電動機制御装置。
10. 前記調整手段は、（ｉ）前記振幅未調整変調信号の信号レベルが第１の変化態様で変化し且つ（ｉｉ）前記第１電流と前記第２電流との大小関係が第１の関係にある場合には、前記三次高調波信号の振幅を第１の調整態様で調整し、
    前記調整手段は、（ｉ）前記振幅未調整変調信号の信号レベルが前記第１の変化態様で変化し且つ（ｉｉ）前記第１電流と前記第２電流との大小関係が前記第１の関係とは異なる第２の関係にある場合には、前記三次高調波信号の振幅を前記第１の調整態様とは異なる第２の調整態様で調整する
    ことを特徴とする請求項７から９のいずれか一項に記載の電動機制御装置。
11. 前記第１の変化態様は、前記振幅未調整変調信号の信号レベルが時間の経過と共に増加する変化態様及び前記振幅未調整変調信号の信号レベルが時間の経過と共に減少する変化態様のうちのいずれか一方であり、
    前記第１の関係は、前記第１電流が前記第２電流よりも大きくなる関係及び前記第１電流が前記第２電流よりも小さくなる関係のうちのいずれか一方であり、
    前記第２の関係は、前記第１電流が前記第２電流よりも大きくなる関係及び前記第１電流が前記第２電流よりも小さくなる関係のうちのいずれか他方であり、
    前記第１の調整態様は、前記三次高調波信号の振幅を増加させる調整態様及び前記三次高調波信号の振幅を減少させる調整態様のいずれか一方であり、
    前記第２の調整態様は、前記三次高調波信号の振幅を増加させる調整態様及び前記三次高調波信号の振幅を減少させる調整態様のいずれか他方である
    ことを特徴とする請求項１０に記載の電動機制御装置。
12. 前記制御手段は、前記変調信号と所定周波数のキャリア信号との大小関係に応じて前記電力変換器の動作を制御し、
    前記第１状態は、（ｉ）前記振幅調整済変調信号が前記キャリア信号よりも小さくなる期間が、前記振幅未調整変調信号が前記キャリア信号よりも小さくなる期間よりも短くなる状態、又は、（ｉｉ）前記振幅調整済変調信号が前記キャリア信号よりも大きくなる期間が、前記振幅未調整変調信号が前記キャリア信号よりも大きくなる期間よりも長くなる状態であり、
    前記第２状態は、（ｉ）前記振幅調整済変調信号が前記キャリア信号よりも小さくなる期間が、前記振幅未調整変調信号が前記キャリア信号よりも小さくなる期間よりも長くなる状態、又は、（ｉｉ）前記振幅調整済変調信号が前記キャリア信号よりも大きくなる期間が、前記振幅未調整変調信号が前記キャリア信号よりも大きくなる期間よりも短くなる状態である
    ことを特徴とする請求項５から１１のいずれか一項に記載の電動機制御装置。
13. 前記制御手段は、前記変調信号と所定周波数のキャリア信号との大小関係に応じて前記電力変換器の動作を制御し、
    前記調整手段は、三相のうちの二相の前記変調信号の信号レベルの絶対値が前記キャリア信号の信号レベルのピーク値の絶対値より大きくなる期間中に、三相のうちの他の一相において前記振幅調整済変調信号と前記振幅未調整変調信号との間の大小関係が前記第１状態から前記第２状態へと又は前記第２状態から前記第１状態へと遷移するように、前記三次高調波信号の振幅を調整する
    ことを特徴とする請求項５から１２のいずれか一項に記載の電動機制御装置。
14. 前記制御手段は、前記変調信号と所定周波数のキャリア信号との大小関係に応じて前記電力変換器の動作を制御し、
    前記調整手段は、（ｉ）三相のうちの二相の前記変調信号の信号レベルの絶対値が前記キャリア信号の信号レベルのピーク値の絶対値より大きくなる場合には、前記三次高調波信号の振幅を調整し、（ｉｉ）三相のうちの二相の前記変調信号の信号レベルの絶対値が前記キャリア信号の信号レベルのピーク値の絶対値より大きくならない場合には、前記三次高調波信号の振幅を調整しない
    ことを特徴とする請求項１から１３のいずれか一項に記載の電動機制御装置。
15. 前記制御手段は、前記変調信号と所定周波数のキャリア信号との大小関係に応じて前記電力変換器の動作を制御し、
    前記調整手段は、前記キャリア信号の振幅を調整し、
    前記調整手段は、前記キャリア信号の振幅が調整される場合の前記端子間電圧のピーク値が、前記キャリア信号の振幅が調整されない場合の前記端子間電圧のピーク値よりも小さくなるように、前記キャリア信号の振幅を調整する
    ことを特徴とする請求項１から１４のいずれか一項に記載の電動機制御装置。

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