JP2012257358A - インバータ制御方法及びモータ制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】インバータ制御されるモータにおいて、リプル電圧によるモータ駆動への影響を回避又は抑制しつつ、平滑コンデンサの容量を抑制してかつ制御に必要な演算を簡素化することによって、平滑コンデンサのみならず演算素子の部品コストをも抑制する技術を提供する。
【解決手段】多相交流を全波整流及び平滑化して得られる直流電圧を変調してモータを制御するモータ制御方法であって、直流電圧の変動率を取得する変動率取得工程Ｓ１０２と、直流電圧の変動幅として予め定められた値と変動率とに基づいて直流電圧の変調率を制御する周期を設定する制御周期設定工程Ｓ１０４と、周期ごとに変調率を補正する変調率補正工程Ｓ１０６とを逐次実行する。
【選択図】図２

Description

本発明は、インバータ制御方法及びモータ制御方法に関し、特にインバータ制御されるモータの制御方法に関するものである。

インバータ制御されるモータでは、多相交流をコンバータで全波整流して直流を得、当該直流を平滑コンデンサで平滑化して得られる直流電圧をインバータで変調してモータを制御している。図３は平滑コンデンサとして大容量コンデンサ（例えば静電容量：９９０μＦ）を採用した場合の三相の交流電圧Ｖａ１と直流電圧Ｖｄ１を示すグラフであり、図４は平滑コンデンサとして小容量コンデンサ（同：３３０μＦ）を採用した場合の三相の交流電圧Ｖａ２と直流電圧Ｖｄ２を示すグラフである。また、図５は直流電圧Ｖｄ１，Ｖｄ２を比較したグラフである。

図３−５に示すように、平滑コンデンサはその容量が大きければ大きいほど直流電圧のリプルを抑制できる。そこで従来は、大容量コンデンサを採用して、例えば次のようにしてモータを制御していた。すなわち、平滑化された直流電圧を１０ｍｓ（ミリ秒）ごとに１回モニタし、モニタされた直流電圧に基づいて直流電圧の変調率を補正する。そして、補正された変調率でインバータが直流電圧を変調することで所望の交流電流を得、モータを制御していた。

しかしながら、平滑コンデンサの容量が大きいと、装置の小型化及び部品コスト抑制を阻害する。これに対して、コンデンサの容量を小さくすると、直流電圧Ｖｄ２のリプル分（以下、「リプル電圧」とも称する）が大きくなる。リプル電圧が大きくなると、インバータに定格電流以上の電流が流れることを招来する。そして、インバータに定格電流以上の電流が許容時間を超えて流れた場合には、インバータがその保護機能により停止することがある。このような課題に対応する技術は例えば下記特許文献１に開示されている。また、リプル電圧の検出技術は例えば下記特許文献２に開示されている。

特開２００１−３０９６９３号公報 特許第３６８５０８７号公報

特許文献１に開示の技術では、平滑コンデンサの容量は抑制できるものの、三相ＰＷＭ出力デューティを補正する制御回路として高速演算が可能な高価な演算素子を採用する必要があり、部品コストの抑制を阻害する。また、平滑化された直流電圧を周期的にモニタする上記の従来例において、直流電圧をモニタする周期を短くすることによってインバータに定格電流以上の電流が流れることを回避できるが、単にモニタリング周期の短縮を図ると、やはり高速演算が可能な高価な演算素子を採用せざるを得ず、部品コストの抑制を阻害する。

本発明は、上記課題に鑑み、インバータ制御される外部装置（モータ）へのリプル電圧による影響を回避又は抑制しつつ、平滑コンデンサの容量を抑制してかつ制御に必要な演算を簡素化することによって、平滑コンデンサのみならず演算素子の部品コストをも抑制する技術を提供することを目的とする。

上記課題を解決すべく、本発明に係るインバータ制御方法の第１の態様は、多相交流（２）を全波整流及び平滑化して得られる直流電圧（Ｖｄｃ）を変調して交流電流を出力するインバータ制御方法であって、前記直流電圧の変動率を取得する変動率取得工程（Ｓ１０２）と、前記直流電圧の変動幅として予め定められた値と前記変動率とに基づいて前記直流電圧の変動率を制御する周期を設定する制御周期設定工程（Ｓ１０４）と、前記周期ごとに前記変調率を補正する変調率補正工程（Ｓ１０６）とを逐次実行する、インバータ制御方法である。

本発明に係るインバータ制御方法の第２の態様は、その第１の態様であって、前記直流電圧を一の前記周期内で複数回測定する電圧測定工程（Ｓ１０８）と、前記電圧測定工程で測定された複数の前記直流電圧のうち過去の直近で測定された２つの前記直流電圧に基づいて補正電圧を得る第１の電圧補正工程（Ｓ１１０）とを更に備え、前記変調率補正工程（Ｓ１０６）は、過去の直近で得られた前記補正電圧に基づいて前記変調率を補正する。

本発明に係るインバータ制御方法の第３の態様は、その第２の態様であって、過去の直近で得られた前記補正電圧と当該補正電圧を得た後の過去の直近で測定される２つの前記直流電圧とに基づいて新たな補正電圧を得る第２の電圧補正工程（Ｓ１１２）を更に備える。

本発明に係るインバータ制御方法の第４の態様は、その第３の態様であって、前記第２の電圧補正工程（Ｓ１１２）は、前記電圧測定工程で測定された複数の前記直流電圧のうち過去の直近で測定された２つの前記直流電圧のそれぞれと、過去の直近で得られた前記補正電圧との差をそれぞれ算出し、前記差が小さい方の前記直流電圧を新たな前記補正電圧として採用する。

本発明に係る本発明に係るモータ制御方法の第１の態様は、多相交流（２）を全波整流及び平滑化して得られる直流電圧（Ｖｄｃ）を変調してモータ（１０）を制御するモータ制御方法であって、前記直流電圧の変動率を取得する変動率取得工程（Ｓ１０２）と、前記直流電圧の変動幅として予め定められた値と前記変動率とに基づいて前記直流電圧の変調率を制御する周期を設定する制御周期設定工程（Ｓ１０４）と、前記周期ごとに前記変調率を補正する変調率補正工程（Ｓ１０６）とを逐次実行する、モータ制御方法である。

本発明に係るモータ制御方法の第２の態様は、その第１の態様であって、前記直流電圧を一の前記周期内で複数回測定する電圧測定工程（Ｓ１０８）と、前記電圧測定工程で測定された複数の前記直流電圧のうち過去の直近で測定された２つの前記直流電圧に基づいて補正電圧を得る第１の電圧補正工程（Ｓ１１０）とを更に備え、前記変調率補正工程（Ｓ１０６）は、過去の直近で得られた前記補正電圧に基づいて前記変調率を補正する。

本発明に係るモータ制御方法の第３の態様は、その第２の態様であって、過去の直近で得られた前記補正電圧と当該補正電圧を得た後の過去の直近で測定される２つの前記直流電圧とに基づいて新たな補正電圧を得る第２の電圧補正工程（Ｓ１１２）を更に備える。

本発明に係るモータ制御方法の第４の態様は、その第３の態様であって、前記第２の電圧補正工程（Ｓ１１２）は、前記電圧測定工程で測定された複数の前記直流電圧のうち過去の直近で測定された２つの前記直流電圧のそれぞれと、過去の直近で得られた前記補正電圧との差をそれぞれ算出し、前記差が小さい方の前記直流電圧を新たな前記補正電圧として採用する。

本発明に係るインバータ制御方法の第１の態様によれば、電圧変調率を制御する周期を必要以上に短くすることがないので、インバータ制御される外部装置へのリプル電圧による影響を回避又は抑制しつつ、インバータを制御する演算素子として、高速演算が可能な高価な演算素子を搭載する必要がなく、部品コスト抑制に資する。また、平滑コンデンサの容量を大きくしなくても（大容量コンデンサを搭載するときよりもリプル電圧が大きくても）当該外部装置への影響を回避又は抑制できるので、部品コスト抑制に資する。

本発明に係るモータ制御方法の第１の態様によれば、電圧変調率を制御する周期を必要以上に短くすることがないので、リプル電圧によるモータ駆動への影響を回避又は抑制しつつ、モータを制御する演算素子として、高速演算が可能な高価な演算素子を搭載する必要がなく、部品コスト抑制に資する。また、平滑コンデンサの容量を大きくしなくても（大容量コンデンサを搭載するときよりもリプル電圧が大きくても）モータ駆動への影響を回避又は抑制できるので、部品コスト抑制に資する。

本発明に係るインバータ制御方法及びモータ制御方法の第２の態様によれば、演算の簡素化を図りつつ補正された変調率の信頼性を高めることに資する。

本発明に係るインバータ制御方法及びモータ制御方法の第３の態様によれば、ノイズに起因する突出した電圧に基づく変調率の計算を回避又は抑制できる。

本発明に係るインバータ制御方法及びモータ制御方法の第４の態様によれば、第３の態様の実現に資する。

本発明の実施形態に係るモータ制御方法が採用されるインバータシステムの構成を示すブロック図である。 本発明の処理を示すフローチャートである。 大容量コンデンサを採用した場合の交流電圧と直流電圧を示すグラフである。 小容量コンデンサを採用した場合の交流電圧と直流電圧を示すグラフである。 コンデンサの容量の違いによるリプル電圧の違いを示すグラフである。

以下、本発明の好適な実施形態について、図面を参照しながら説明する。なお、図１を初めとする以下の図には、本発明に関係する要素のみを示す。

〈装置構成の概要〉
図１に示す如く、本発明の実施形態に係るモータ制御方法が採用されるインバータシステム１００では、多相（例えば本実施例においては三相）の交流電源２から三相交流がダイオードブリッジ３に与えられて全波整流され直流電圧Ｖｄｃが得られる。ただし直流電圧Ｖｄｃは平滑コンデンサ４によって平滑されている。ここで、平滑コンデンサ４は、静電容量が例えば３３０μＦの小容量コンデンサである（以下、「平滑コンデンサ４」を「小容量コンデンサ４」とも称する）。直流電圧Ｖｄｃはインバータ５に与えられる。インバータ５は多相（例えば本実施例においては三相）モータ１０を駆動する。インバータ５の動作は、制御回路６に備えられたインバータ制御部６１によって制御される。

直流電圧Ｖｄｃは抵抗７によってモニタされ、モニタされた値は制御回路６に備えられた直流電圧検出部６２に入力される。インバータ制御部６１は、直流電圧検出部６２から入力される直流電圧Ｖｄｃと、制御回路６に備えられた記憶部６３が記憶する値とに基づいて直流電圧Ｖｄｃの変調率を制御する周期を設定し、当該周期ごとに直流電圧Ｖｄｃの変調率を制御してインバータ５の動作を制御する。

記憶部６３が記憶する値とは具体的には、インバータ５の保護を図って設定される電圧の許容変動幅Ｗである（図５参照）。より具体的には、記憶部６３が記憶する許容変動幅Ｗは、インバータ５がその保護機能によって停止することなく動作するときのリプル電圧に鑑みて設定する。本実施例では許容変動幅Ｗが、大容量コンデンサ（静電容量：９９０μＦ）を採用した場合の直流電圧Ｖｄ１の変動幅、すなわちリプル電圧（２５９−２４６＝１３Ｖ）と略同じ１５Ｖに設定している。

〈モータの制御方法〉
図２はインバータシステム１００の制御方法を説明するフローチャートである。インバータシステム１００は、以上のような構成を備えることにより、以下のような動作を行う。なお、本フローチャートでは、インバータシステム１００が直流電圧Ｖｄｃの変調率を制御する処理のみを示し、その他の処理動作、例えば当該変調率に基づいた具体的なインバータ５の動作等については図示及び説明を省略する。また、特に記載のない場合は、インバータシステム１００における一連の処理動作は、インバータ制御部６１の制御下で自動的に行われる。

〈制御周期の設定方法〉
まず、変調率を制御する周期は以下のようにして設定される。すなわち、小容量コンデンサ４を採用したインバータシステム１００において、交流電源２をオン状態にして、直流電圧検出部６２から入力される直流電圧Ｖｄｃの変動率を取得する（ステップＳ１０２：課題を解決するための手段における「変動率取得工程」に相当する）。当該変動率の取得は例えば、小容量コンデンサ４に代えて大容量コンデンサを採用した場合のリプル電圧の一周期に略等しい期間にわたって、できるだけ短い時間間隔で直流電圧Ｖｄｃをモニタすることで、当該期間中の任意の時間間隔での変動率を取得する。そして、当該変動率が最大となる、電圧領域Ａを得る（図５参照）。そして許容時間として、当該電圧領域Ａでの変動率と時間との積が許容変動幅Ｗを超えない範囲の時間を算出する。

例えば、直流電圧Ｖｄｃの基準電圧が２８３Ｖで、電源周波数が５０Ｈｚである場合に小容量コンデンサ４を採用したとき、直流電圧Ｖｄｃは３３６μｓ間の電圧領域Ａにおいて２５２Ｖから２６２Ｖに急激に１０Ｖ変化する。このときの変動率は、（１０Ｖ／２８３Ｖ・１００）／３３６μｓ＝１０５１６％／ｓとなる。一方、電圧領域Ａにおいて許容変動幅Ｗ＝１５Ｖに対応する場合の直流電圧Ｖｄｃの変動率は、１５／２８３Ｖ・１００＝４．５９％であるので、小容量コンデンサ４を採用した場合の電源周波数が５０Ｈｚのときの許容時間は４３６μｓとなる。

また、図示は省略するが、電源周波数が６０Ｈｚである場合には、直流電圧Ｖｄｃが３３６μｓの間に２４３Ｖから２５５Ｖに急激に１２Ｖ変化する。このときの変動率は、（１２Ｖ／２８３Ｖ・１００）／３３６μｓ＝１２６２０％／ｓとなるので、電源周波数が６０Ｈｚのときの許容時間は３６３μｓとなる。

また、平滑コンデンサ４の静電容量が４４０μＦの場合、電源周波数が５０Ｈｚのときには、５２３μｓの間に急激に１０Ｖ変化する。ゆえに、変動率が（１０Ｖ／２８３Ｖ・１００）／５２３μｓ＝６７５０％／ｓとなるので、許容時間は６８０μｓとなる。また、電源周波数が６０Ｈｚのときには、５２３μｓの間に急激に１２Ｖ変化する。ゆえに、変動率が８１００％／ｓとなるので、許容時間は５６７μｓとなる。

また、平滑コンデンサ４の静電容量が５５０μＦの場合、電源周波数が５０Ｈｚのときには、７１０μｓの間に急激に１０Ｖ変化する。ゆえに、変動率が（１０Ｖ／２８３Ｖ・１００）／７１０μｓ＝４９７２％／ｓとなるので、許容時間は９２３μｓとなる。また、電源周波数が６０Ｈｚのときには、７１０μｓの間に急激に１２Ｖ変化する。ゆえに、変動率が５９６６％／ｓとなるので、許容時間は７６９μｓとなる。

また、平滑コンデンサ４の静電容量が６６０μＦの場合、電源周波数が５０Ｈｚのときには、８９６μｓの間に急激に１０Ｖ変化する。ゆえに、変動率が（１０Ｖ／２８３Ｖ・１００）／８９６μｓ＝３９４０％／ｓとなるので、許容時間は１１６４μｓとなる。また、電源周波数が６０Ｈｚのときには、８９６μｓの間に急激に１２Ｖ変化する。ゆえに、変動率が４７２８％／ｓとなるので、許容時間は９７０μｓとなる。

また、平滑コンデンサ４の静電容量が７７０μＦの場合、電源周波数が５０Ｈｚのときには、１０８３μｓの間に急激に１０Ｖ変化する。ゆえに、変動率が（１０Ｖ／２８３Ｖ・１００）／１０８３μｓ＝３２５９％／ｓとなるので、許容時間は１４０８μｓとなる。また、電源周波数が６０Ｈｚのときには、１０８３μｓの間に急激に１２Ｖ変化する。ゆえに、変動率が３９１１％／ｓとなるので、許容時間は１１７３μｓとなる。

また、平滑コンデンサ４の静電容量が８８０μＦの場合、電源周波数が５０Ｈｚのときには、１２７０μｓの間に急激に１０Ｖ変化する。ゆえに、変動率が（１０Ｖ／２８３Ｖ・１００）／１２７０μｓ＝２７８０％／ｓとなるので、許容時間は１６５１μｓとなる。また、電源周波数が６０Ｈｚのときには、１２７０μｓの間に急激に１２Ｖ変化する。ゆえに、変動率が３３３６％／ｓとなるので、許容時間は１３７６μｓとなる。

制御回路６は、直流電圧の変調率を制御する周期を、当該許容時間以下の時間間隔に設定する（ステップＳ１０４：課題を解決するための手段における「制御周期設定工程」に相当する）。当該周期内では直流電圧Ｖｄｃが許容変動幅Ｗを超えることはないので、当該周期で直流電圧Ｖｄｃの変調率を補正すれば、インバータシステム１００に小容量コンデンサ４を採用した場合であっても、リプル電圧によるモータ駆動への影響を回避又は抑制できる。また、当該周期で直流電圧Ｖｄｃの電圧変調率を補正すれば良いので、当該周期は許容時間以下であれば足り、よって高価な演算素子を搭載する必要がない。以下では、許容時間が４３６μｓであるとして、電圧変調率の制御周期が４００μｓである場合を例に説明する。

電圧変調率を制御する周期を設定すると、次に、直流電圧Ｖｄｃを一の当該周期内で複数回測定する（ステップＳ１０８：課題を解決するための手段における「電圧測定工程」に相当する）。具体例を挙げれば、インバータ制御部６１は、直流電圧検出部６２から入力される直流電圧Ｖｄｃを２００μｓごとに取得する。つまり、一の周期内で直流電圧Ｖｄｃを２回測定することになる。なお、インバータ制御部６１は、一の周期内で直流電圧Ｖｄｃを１００μｓごとに４回測定しても良い。

直流電圧Ｖｄｃを一の周期内で複数回測定した後は、インバータ５における直流電圧Ｖｄｃの変調率の補正を行ったか否かを判断する（ステップＳ１０９）。未だ変調率の補正を行っていない場合には、ステップＳ１０９において否定的結果（Ｎ）を選択する。ステップＳ１０９において否定的結果を選択した場合には、２つの直流電圧Ｖｄｃの平均値を補正電圧として得て、当該一の周期ごとに当該補正電圧に基づいて変調率を補正し、上述のステップＳ１０８に戻る（ステップＳ１１０：課題を解決するための手段における「第１の電圧補正工程」に相当する）。ここで、変調率の補正は次のようにして行う。すなわち、補正後の変調率は、補正電圧を直近の直流電圧で除し、これにモータ１０の速度制御で算出された変調率を乗じて得る。２つの直流電圧Ｖｄｃの平均値を算出することは、３つ以上の値の平均値を算出することよりも演算量が少ないので、このようにして補正電圧を得ることにより、演算の簡素化を図りつつ、補正された変調率の信頼性を高めることに資する。

直流電圧Ｖｄｃの変調率の補正を行った場合には、上述のステップＳ１０９において肯定的結果（Ｙ）を選択し、新たな補正電圧を得る（ステップＳ１１２）。具体的には、新たな補正電圧を得るステップＳ１１２の直前のステップＳ１０８において測定した複数の直流電圧Ｖｄｃのうち２つの直流電圧Ｖｄｃ１，Ｖｄｃ２（以下、便宜的に「第１の直流電圧Ｖｄｃ１」と「第２の直流電圧Ｖｄｃ２」とする）と、本ステップＳ１１２の直前のステップＳ１１０又はステップＳ１１２で得た補正電圧とを比較し、２つの直流電圧Ｖｄｃ１，Ｖｄｃ２のうち、当該補正電圧に近い値を新たな補正電圧として得て、当該新たな補正電圧に基づいて変調率を補正し、上述のステップＳ１０８に戻る。具体的には、第１の直流電圧Ｖｄｃ１の方が、第２の直流電圧Ｖｄｃ２よりも、本ステップＳ１１２の直前のステップＳ１１０又はステップＳ１１２で得た補正電圧に近い場合には、前回の補正の時点から当該一の周期後に第１の直流電圧Ｖｄｃ１に基づいて変調率を補正する。一方、第２の直流電圧Ｖｄｃ２の方が、第１の直流電圧Ｖｄｃ１よりも、本ステップＳ１１２の直前のステップＳ１１０又はステップＳ１１２で得た補正電圧に近い場合には、前回の補正の時点から当該一の周期後に第２の直流電圧Ｖｄｃ２に基づいて変調率を補正する。このようにして補正電圧を得ることにより、直流電圧Ｖｄｃのノイズに起因する突出した電圧に基づく変調率の補正を回避又は抑制できる。

２ 多相交流
１０ モータ
Ｖｄｃ 直流電圧
Ｓ１０２ 変動率取得工程
Ｓ１０４ 制御周期設定工程
Ｓ１０６ 変調率補正工程
Ｓ１０８ 電圧測定工程
Ｓ１１０ 第１の電圧補正工程
Ｓ１１２ 第２の電圧補正工程

Claims (8)

1. 多相交流（２）を全波整流及び平滑化して得られる直流電圧（Ｖｄｃ）を変調して交流電流を出力するインバータの制御方法であって、
   前記直流電圧の変動率を取得する変動率取得工程（Ｓ１０２）と、
   前記直流電圧の変動幅として予め定められた値と前記変動率とに基づいて前記直流電圧の変動率を制御する周期を設定する制御周期設定工程（Ｓ１０４）と、
   前記周期ごとに前記変調率を補正する変調率補正工程（Ｓ１０６）と
   を逐次実行する、インバータ制御方法。
2. 前記直流電圧を一の前記周期内で複数回測定する電圧測定工程（Ｓ１０８）と、
   前記電圧測定工程で測定された複数の前記直流電圧のうち過去の直近で測定された２つの前記直流電圧に基づいて補正電圧を得る第１の電圧補正工程（Ｓ１１０）とを更に備え、
   前記変調率補正工程（Ｓ１０６）は、過去の直近で得られた前記補正電圧に基づいて前記変調率を補正する、
   請求項１記載のインバータ制御方法。
3. 過去の直近で得られた前記補正電圧と当該補正電圧を得た後の過去の直近で測定される２つの前記直流電圧とに基づいて新たな補正電圧を得る第２の電圧補正工程（Ｓ１１２）を更に備える、
   請求項２記載のインバータ制御方法。
4. 前記第２の電圧補正工程（Ｓ１１２）は、前記電圧測定工程で測定された複数の前記直流電圧のうち過去の直近で測定された２つの前記直流電圧のそれぞれと、過去の直近で得られた前記補正電圧との差をそれぞれ算出し、前記差が小さい方の前記直流電圧を新たな前記補正電圧として採用する、
   請求項３記載のインバータ制御方法。
5. 多相交流（２）を全波整流及び平滑化して得られる直流電圧（Ｖｄｃ）を変調してモータ（１０）を制御するモータ制御方法であって、
   前記直流電圧の変動率を取得する変動率取得工程（Ｓ１０２）と、
   前記直流電圧の変動幅として予め定められた値と前記変動率とに基づいて前記直流電圧の変調率を制御する周期を設定する制御周期設定工程（Ｓ１０４）と、
   前記周期ごとに前記変調率を補正する変調率補正工程（Ｓ１０６）と
   を逐次実行する、モータ制御方法。
6. 前記直流電圧を一の前記周期内で複数回測定する電圧測定工程（Ｓ１０８）と、
   前記電圧測定工程で測定された複数の前記直流電圧のうち過去の直近で測定された２つの前記直流電圧に基づいて補正電圧を得る第１の電圧補正工程（Ｓ１１０）とを更に備え、
   前記変調率補正工程（Ｓ１０６）は、過去の直近で得られた前記補正電圧に基づいて前記変調率を補正する、
   請求項５記載のモータ制御方法。
7. 過去の直近で得られた前記補正電圧と当該補正電圧を得た後の過去の直近で測定される２つの前記直流電圧とに基づいて新たな補正電圧を得る第２の電圧補正工程（Ｓ１１２）を更に備える、
   請求項６記載のモータ制御方法。
8. 前記第２の電圧補正工程（Ｓ１１２）は、前記電圧測定工程で測定された複数の前記直流電圧のうち過去の直近で測定された２つの前記直流電圧のそれぞれと、過去の直近で得られた前記補正電圧との差をそれぞれ算出し、前記差が小さい方の前記直流電圧を新たな前記補正電圧として採用する、
   請求項７記載のモータ制御方法。

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