TW202401968A - 電力轉換裝置 - Google Patents

Abstract

本發明之目的在於提供一種可抑制因負載遽變而引起之輸出電壓之變動之電力轉換裝置。 本發明之電力轉換裝置100具備：AC-DC轉換器101，其將交流電力轉換為第1直流電力；DC-DC轉換器102，其將第1直流電力轉換為第2直流電力；及控制電路110，其基於輸出電壓指令值，控制AC-DC轉換器101之中間輸出電壓V1。控制電路110基於DC-DC轉換器102之輸出電壓V2之變化率、與DC-DC轉換器102之輸出電流Io之變化率，修正AC-DC轉換器101之輸出電壓指令值。

Description

電力轉換裝置

本發明係關於一種電力轉換裝置。

於專利文獻1記載有一種方式，其於驅動馬達負載之三相反相器中，檢測馬達旋轉數與扭矩，實時計算三相反相器之輸出電力，並對連接於三相反相器之前段之升壓斬波器之電流指令值進行前饋。藉此，於馬達之旋轉數或扭矩遽變之情形時，立即修正升壓斬波器之電流指令值，可抑制三相反相器之輸入電壓，即升壓斬波器之輸出電壓之變動。 [先前技術文獻] [專利文獻]

[專利文獻1]日本專利特開2020-10569號公報

[發明所欲解決之問題]

已知一種電力轉換裝置，其具備：AC-DC(Alternating Current-Direct Current：交流-直流)轉換器，其對交流電源進行全波整流並升壓；與絕緣型DC-DC轉換器，其將AC-DC轉換器輸出之直流電力轉換為絕緣之其他直流電力。此種電力轉換裝置作為面向資料中心、或面向產業機器等之電源裝置被廣泛使用。又，於電源裝置中，出於不損害作為負載而連接之裝置之性能之目的，多數情況要求即使於負載電力遽變時，輸出電壓或輸出電流亦不變動。

如此，專利文獻1記載之方式為設想交流負載即馬達負載者，對直流負載不易直接適用。再者，因時常進行前饋控制，故有恆定狀態之控制變得不穩定之可能性。又，於AC-DC轉換器、與DC-DC轉換器相連之電路構成中，作為負載遽變時之一般問題，可列舉自AC-DC轉換器輸入至DC-DC轉換器之中間直流電壓之變動。

於一般DC-DC轉換器中，輸出電壓相對於輸入電壓之比，即升壓比有上限。因此，例如，當DC-DC轉換器之輸出電壓因負載遽增而降低時，DC-DC轉換器之輸出增加，AC-DC轉換器控制之中間直流電壓亦幾乎同時降低。即，DC-DC轉換器之輸入電壓降低。其結果，於DC-DC轉換器之驅動能力之範圍內，難以產生所要求之直流電壓，從而助長自DC-DC轉換器輸出之直流電壓之降低。因此，為了抑制因負載遽變引起之輸出電壓之變動，要求不對恆定狀態下之控制造成影響地抑制中間直流電壓之變動。

此處，本發明之目的之一在於提供一種可抑制因負載遽變而引起之輸出電壓之變動之電力轉換裝置。

本發明之上述及其他目的與新穎之特徵，根據本說明書之記述及附加圖式而變得明確。 [解決問題之技術手段]

若對本申請案所揭示之發明中之代表性之實施形態之概要進行簡單說明，則如下所述。即，一實施形態之電力轉換裝置具備：AC-DC轉換器，其將交流電力轉換為第1直流電力；DC-DC轉換器，其將第1直流電力轉換為第2直流電力；及控制電路，其基於輸出電壓指令值，控制AC-DC轉換器之輸出電壓。控制電路基於DC-DC轉換器之輸出電壓之變化率、與DC-DC轉換器之輸出電流之變化率，修正AC-DC轉換器之輸出電壓指令值。 [發明之效果]

根據上述一實施形態，可抑制因負載遽變引起之輸出電壓之變動。

以下，基於圖式詳細說明本發明之實施形態。另，於用於說明實施形態之所有圖中，對於同一構件，原則上附註同一符號，並省略其重複之說明。

(實施形態1) ＜電力轉換裝置之概略＞ 圖1係顯示實施形態1之電力轉換裝置之構成例之概略圖。圖1所示之電力轉換裝置100具備AC-DC轉換器101、DC-DC轉換器102、中間平滑電容器104、輸出平滑電容器106、控制電路110、及各種感測器。於各種感測器中，包含電壓感測器107、108、與電流感測器109。

該電力轉換裝置100例如藉由於配線基板上安裝構成圖1所示之各區塊之零件而構成。控制電路110例如藉由微控制器、FPGA(Field Programmable Gate Array：場可程式化閘陣列)、或ASIC(Application Specific Integrated Circuit：專用積體電路)等之零件實現。

AC-DC轉換器101將自三相交流電壓源111輸入之交流電力轉換為第1直流電力。具體而言，AC-DC轉換器101將交流電壓Vac作為輸入，輸出成為直流電壓之中間輸出電壓V1。中間平滑電容器104連接於成為AC-DC轉換器101之輸出節點及DC-DC轉換器102之輸入節點之中間節點103。中間平滑電容器104使直流電壓，換言之第1直流電力即中間輸出電壓V1平滑。電壓感測器107檢測中間輸出電壓V1。

DC-DC轉換器102將第1直流電力轉換為第2直流電力。即，DC-DC轉換器102將成為直流電壓之中間輸出電壓V1作為輸入，將成為直流電壓之輸出電壓V2輸出。輸出平滑電容器106連接於DC-DC轉換器102之輸出節點105，使直流電壓，換言之第2直流電力即輸出電壓V2平滑。電壓感測器108檢測輸出電壓V2。又，電流感測器109檢測DC-DC轉換器102之輸出電流Io。輸出電力，即輸出電壓V2及輸出電流Io，供給至未圖示之負載。負載例如為直流負載。

控制電路110控制AC-DC轉換器101。中間輸出電壓指令值之通常值V1ref0設定於控制電路110。於說明書中，將中間輸出電壓指令值稱為V1ref。控制電路110基於中間輸出電壓指令值V1ref，控制AC-DC轉換器101之中間輸出電壓V1，以中間輸出電壓V1等於中間輸出電壓指令值V1ref之方式進行控制。詳細而言，控制電路110經由信號線112控制AC-DC轉換器101具備之開關元件之流通率，調節自三相交流電壓源111輸入之交流電力，藉此控制中間輸出電壓V1之大小。

其次，對負載遽變時之動作進行說明。此處，假定負載遽增之情形。負載遽增可換言為輸出電流Io遽增。當輸出電流Io遽增時，自輸出平滑電容器106提取電荷，使輸出電壓V2降低。此處，控制電路110經由信號線113輸入輸出電壓V2之檢測值，進而經由信號線114輸入輸出電流Io之檢測值。

控制電路110計算輸出電壓V2之變化率dV2/dt、與輸出電流Io之變化率dIo/dt。且，控制電路110基於輸出電壓V2之變化率dV2/dt、與輸出電流Io之變化率dIo/dt，修正AC-DC轉換器101之中間輸出電壓指令值V1ref。

詳細而言，控制電路110將各變化率dV2/dt、dIo/dt與預定之各閾值dV2_th、dIo_th進行比較。且，控制電路110於輸出電壓V2之變化率dV2/dt超過閾值(第1閾值)dV2_th、且輸出電流Io之變化率dIo/dt超過閾值(第2閾值)dIo_th之情形時，判定為負載遽增。控制電路110於判定為負載劇增之情形時，自通常值V1ref0修正中間輸出電壓指令值V1ref。更詳細而言，控制電路110例如基於輸出電流Io之變化率dIo/dt與閾值dIo_th之差量，以自通常值V1ref0提高中間輸出電壓指令值V1ref之方式進行修正。

藉此，AC-DC轉換器101之輸出電力立即增加，可抑制中間輸出電壓V1之降低。又，DC-DC轉換器102之輸出電力增加，使輸出電壓V2之降低鈍化。另一方面，控制電路110將輸出電壓V2之變化率dV2/dt、與預定之閾值(第3閾值)dV2_th進行比較，於輸出電壓V2之變化率dV2/dt小於閾值dV2_th之情形時，使對中間輸出電壓指令值V1ref之修正量為零。即，控制電路110使中間輸出電壓指令值V1ref返回至通常值V1ref0。

藉由使用如上般之控制，可於負載遽變時抑制中間輸出電壓V1之變動，DC-DC轉換器102可產生於驅動能力之範圍內要求之輸出電壓V2。其結果，可抑制輸出電壓V2之變動。進而，中間輸出電壓指令值V1ref之修正於輸出電壓V2之變化率dV2/dt、與輸出電流Io之變化率dIo/dt均超過閾值之情形時開始，於變化率小之恆定狀態下結束。因此，例如與使用前饋控制等之情形不同，可使恆定狀態下之控制穩定化。

另，變化率意指1次檢測週期中之檢測值之變化量，例如，可將檢測週期之起點之檢測值與終點之檢測值之差量值，除以檢測週期之時間等而算出。又，於開始中間輸出電壓指令值V1ref之修正時對輸出電壓V2使用之第1閾值、與結束修正時對輸出電壓V2使用之第3閾值，可為相同之值，亦可為不同之值。於使用不同之值之情形時，例如，藉由將第3閾值決定為小於第1閾值之值，有可防止振動等之情形。

＜控制電路之細節＞ 圖2係顯示圖1之控制電路之處理內容之一例之流程圖。例如，控制電路110可藉由設定上述中間輸出電壓指令值V1ref之修正功能之有效/無效而選擇。於修正功能有效之情形時，控制電路110對各控制週期重複執行圖2所示之流程。該流程例如可藉由微控制器等具備之處理器，執行記憶於記憶體之程式而實現，或可藉由於FPGA或ASIC等組入電路而實現。

於圖2中，控制電路110首先判定輸出電壓V2之變化率dV2/dt是否超過閾值(第1閾值)dV2_th(步驟S101)。詳細而言，控制電路110判定變化率dV2/dt之絕對值|dV2/dt|是否超過閾值dV2_th。變化率dV2/dt於負載遽變之一者即負載遽增之情形時成為負極，於負載遽變之另一者即負載遽減之情形時成為正極。

接著，控制電路110判定輸出電流Io之變化率dIo/dt是否超過閾值(第2閾值)dIo_th(步驟S102)。詳細而言，控制電路110判定變化率dIo/dt之絕對值|dIo/dt|是否超過閾值dIo_th。變化率dIo/dt於負載遽增之情形時成為正極，於負載遽減之情形時成為負極。

於輸出電壓V2之變化率dV2/dt超過閾值dV2_th，且輸出電流Io之變化率dIo/dt亦超過閾值dIo_th之情形時(步驟S102：是(YES))，控制電路110判定為發生負載遽變。於該情形時，控制電路110計算中間輸出電壓指令值V1ref之修正量，反映至通常值V1ref0(步驟S103)。於說明書中，將中間輸出電壓指令值V1ref之修正量稱為ΔV1ref。

於步驟S103中，具體而言，控制電路110例如基於輸出電流Io之變化率dIo/dt與閾值dIo_th之差量，計算與該差量成比例之修正量。此時，修正量ΔV1ref於輸出電流Io之變化率dIo/dt為正極之情形時成為正極，於輸出電流Io之變化率dIo/dt為負極之情形時成為負極。另，控制電路110亦可代替輸出電流Io，基於輸出電壓V2之變化率dV2/dt與閾值dV2_th之差量，修正中間輸出電壓指令值V1ref。但，藉由使用輸出電流Io，可較使用輸出電壓V2之情形加快應答速度，因此就該觀點，較佳使用輸出電流Io。

另一方面，於輸出電壓V2之變化率dV2/dt未超過閾值dV2_th之情形時(步驟S101：否(NO))、或於輸出電流Io之變化率dIo/dt未超過閾值dIo_th之情形時(步驟S102：否)，控制電路110判定電力變換裝置100之動作為恆定狀態。於該情形時，控制電路110藉由將中間輸出電壓指令值V1ref之修正量ΔV1ref決定為零，而將中間輸出電壓指令值V1ref決定為通常值V1ref0(步驟S104)。

藉由如以上之流程，控制電路110可將AC-DC轉換器101之中間輸出電壓指令值V1ref，修正為與DC-DC轉換器102之輸出電壓V2之變動方向相反之極性。又，於恆定狀態之情形時，即變化率dV2/dt或變化率dIo/dt較小之情形時，中間輸出電壓指令值V1ref之修正量ΔV1ref為零。因此，於恆定狀態下，可進行穩定之控制。

圖3係顯示圖1之控制電路之構成例之方塊圖。於圖3中，微分器301輸入已檢測出之輸出電流Io，計算變化率dIo/dt並輸出。比較器302輸入來自微分器301之變化率dIo/dt、與預先設定之閾值dIo_th。比較器302將變化率dIo/dt與閾值dIo_th進行比較，於|dIo/dt|≧dIo_th之情形時，輸出高位準之檢測信號303，於|dIo/dt|＜dIo_th之情形時，輸出低位準之檢測信號303。

同樣，微分器306輸入已檢測出之輸出電壓V2，計算變化率dV2/dt並輸出。比較器307輸入來自微分器306之變化率dV2/dt、與預先設定之閾值dV2_th。比較器307將變化率dV2/dt與閾值dV2_th進行比較，於|dV2/dt|≧dV2_th之情形時，輸出高位準之檢測信號308，於|dV2/dt|＜dV2_th之情形時，輸出低位準之檢測信號308。

加算器305與比較器302之情形相同，輸入來自微分器301之變化率dIo/dt與閾值dIo_th。加算器305亦為差量檢測器，藉由計算變化率dIo/dt與閾值dIo_th之差量，例如計算與該差量成比例之修正量ΔV1ref。具體而言，加算器305以|dIo/dt|≧dIo_th為前提，於變化率dIo/dt為正極之情形時計算正極之修正量ΔV1ref，於變化率dIo/dt為負極之情形時計算負極之修正量ΔV1ref。

修正量計算器304於檢測信號303、308均為高位準之情形時，將來自加算器305之修正量ΔV1ref作為修正信號309輸出。另一方面，修正量計算器304於檢測信號303、308之至少一方為低位準之情形時，輸出零作為修正信號309。加算器310藉由於中間輸出電壓指令值V1ref之通常值V1ref0加上基於修正信號309之修正量ΔV1ref，輸出中間輸出電壓指令值V1ref。另，如圖2所述，對加算器305之輸入亦可為來自微分器306之變化率dV2/dt與閾值dV2_th。

＜電力轉換裝置之於負載遽變時之動作＞ 圖4係顯示於圖1及圖3所示之電力轉換裝置中，負載遽變時之動作例之波形圖。於圖4，顯示負載遽增時之動作波形作為一例。又，於圖4，由虛線顯示未使用實施形態之方式之情形時之波形，作為比較例。以下，對圖4所示之動作進行說明。

於時刻t1中，負載遽增，輸出電流Io開始增加。於自時刻t1至時刻t2為止之期間，藉由輸出電流Io之增加，輸出電壓V2降低。伴隨於此，因DC-DC轉換器102之輸出增加，故中間輸出電壓V1亦幾乎同時降低。另，於自該時刻t1至時刻t2為止之期間，因輸出電流Io之變化率及輸出電壓V2之變化率均小，故中間輸出電壓指令值V1ref保持通常值V1ref0不變。

於時刻t2中，輸出電流Io之變化率與輸出電壓V2之變化率均超過閾值。伴隨於此，開始中間輸出電壓指令值V1ref之修正。於自時刻t2至時刻t3為止之期間，計算基於輸出電流Io之變化率dIo/dt與閾值dIo_th之差量之修正量ΔV1ref，中間輸出電壓指令值V1ref變高。藉此，AC-DC轉換器101之輸出增加，因此與比較例之情形相比，可抑制中間輸出電壓V1之降低。

於時刻t3中，輸出電流Io之變化率dIo/dt成為峰值。於時刻t3至時刻t4為止之期間，伴隨變化率dIo/dt之減少，修正量ΔV1ref亦減少。於時刻t4中，藉由DC-DC轉換器102之輸出，輸出電壓V2之降低收斂。伴隨於此，因輸出電壓V2變化率dV2/dt小於閾值，故修正量ΔV1ref返回零。藉由此種動作，可較比較例之情形更抑制中間輸出電壓V1之降低，作為結果可縮小輸出電壓V2之變動幅度。

＜各轉換器之細節＞ 圖5係顯示圖1之AC-DC轉換器之詳細構成例之電路圖。圖5所示之AC-DC轉換器101成為具備全波整流電路401、電感器402、開關元件403、及二極體404之升壓斬波型之構成。全波整流電路401藉由利用包含6個二極體D1～D6之二極體電橋進行全波整流，將3相之交流電壓Vac整流為直流電壓。

電感器402於開關元件403接通之期間，蓄積來自全波整流電路401之電力。另一方面，於開關元件403斷開之期間，蓄積於電感器402之電力，經由二極體404傳送至中間平滑電容器104。中間輸出電壓V1之大小由開關元件403之流通率控制。開關元件403之接通/斷開由來自圖1所示之控制電路110之信號線112控制。

AC-DC轉換器101並不限定於圖5所示之電路方式，例如可為3相PWM(Pulse Width Modulation：脈衝寬度調變)轉換器，亦可為其他電路方式。又，於圖5之例中，開關元件403為MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor：金屬氧化物半導體場效電晶體)，但未限定於此，亦可為IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor：絕緣閘極雙極性電晶體)等之元件。

圖6係顯示圖1之DC-DC轉換器之詳細構成例之電路圖。圖6所示之DC-DC轉換器102為絕緣型DC-DC轉換器之一種之共振型轉換器。於DC-DC轉換器102之一次側，設置包含開關元件Q10～Q13之全橋式電路501、電感器502、變壓器503之一次繞組、及電容器504。另一方面，於DC-DC轉換器102之二次側設置包含開關元件Q20～Q23之全橋式電路506、電感器505、及變壓器503之二次繞組。

於全橋式電路501中，藉由將開關元件Q10、Q13之組、與開關元件Q11、Q12之組交替地控制為接通，使交流電流流通於變壓器503。又，於全橋式電路506中，藉由將開關元件Q20、Q23之組、與開關元件Q21、Q22之組交替地控制為接通，由變壓器503傳送之電流經同步整流後，對輸出平滑電容器106進行充電。

一次側之交流電流藉由包含電感器502、變壓器503之激磁電感器、及電容器504之串聯共振電路控制為正弦波狀。因此，藉由抑制開關元件之阻斷電流，可進行高效率之電力轉換。又，輸出電壓V2之大小，例如由各開關元件之開關頻率控制。各開關元件之接通/斷開，由圖1所示之DC-DC轉換器102之控制電路控制。但，該控制電路亦可由圖1所示之控制電路110實現。

DC-DC轉換器102並不限定於圖6所示之電路方式，例如可為DAB(Dual Active Bridge：雙有源電橋)，亦可為非絕緣型之斬波電路。DAB具備自圖6所示之構成例削除電容器504般之構成。又，於圖6之例中，各開關元件為MOSFET，但並不限定於此，亦可為IGBT等之元件。

＜實施形態1之主要效果＞ 如上所述，於實施形態1之方式中，基於輸出電壓V2之變化率及輸出電流Io之變化率，控制中間輸出電壓指令值V1ref之修正量ΔV1ref。藉此，可抑制因負載遽變而引起之輸出電壓V2之變動。又，於恆定狀態下藉由使用修正量ΔV1ref為零般之控制，可於恆定狀態下進行穩定之控制。其結果，可實現穩固之電力轉換裝置。

(實施形態2) ＜電力轉換裝置之概略＞ 圖7係顯示實施形態2之電力轉換裝置之構成例之概略圖。圖7所示之電力轉換裝置200，與圖1所示之構成例相比，以下2點不同。第1個不同點在於，設置有電流感測器601。電流感測器601檢測流通於輸出平滑電容器106之電容器電流Ic。第2個不同點在於，控制電路110代替圖1中之輸出電壓V2之檢測值，經由信號線602輸入來自電流感測器601之電容器電流Ic之檢測值。

即，控制電路110於實施形態1中，計算輸出電壓V2之變化率dV2/dt，但於實施形態2中，藉由流通於輸出平滑電容器106之電容器電流Ic檢測該變化率dV2/dt。具體而言，根據電容器電容C之定義式，電容器電壓Vc與電容器電流Ic具有式(1)之關係。

根據式(1)，電容器電壓Vc為電容器電流Ic之積分值。因此，輸出電壓V2之變化率dV2/dt被置換為電容器電流Ic。又，藉由對電容器電流Ic進行積分，可計算輸出電壓V2。因此，即使使用電容器電流Ic代替輸出電壓V2，亦可進行與實施形態1之情形同樣之動作，可獲得同樣之效果。再者，一般而言，電容器電流較電容器電壓之變動更顯著，故容易檢測負載遽變。

另，於圖7之構成例中，雖未設置圖1中電壓感測器108，即檢測輸出電壓V2之感測器，但於實用上亦設置該電壓感測器108。即，於控制DC-DC轉換器102上，輸出電壓V2之值必須為某程度之高精度之值。另一方面，輸出電壓V2之值亦可藉由基於式(1)之計算而求出。但，於該情形時，運算負載增大，又，因電容器電容C之經時變動等，輸出電壓V2之值可能產生誤差。

＜控制電路之細節＞ 圖8係顯示圖7之控制電路之處理內容之一例之流程圖。於圖8所示之流程中，圖2中步驟S101被置換為圖8中之步驟S201。於步驟S201中，控制電路110判定電容器電流Ic是否超過閾值(第1閾值)dIc_th。詳細而言，控制電路110判定電容器電流Ic之絕對值|Ic|是否超過閾值dIc_th。電容器電流Ic於負載遽增之情形時為負極，即放電方向，於負載遽減之情形時為正極，即充電方向。

圖9係顯示圖7之控制電路之構成例之方塊圖。圖9所示之控制電路110與圖3所示之構成例相比，向比較器307之輸入內容不同。即，比較器307輸入來自電流感測器601之電容器電流Ic、與預先設定之閾值dIc_th。比較器307將電容器電流Ic與閾值dIc_th進行比較，於|Ic|≧dIc_th之情形時，輸出高位準之檢測信號308，於|Ic|＜dIc_th之情形時，輸出低位準之檢測信號308。

＜實施形態2之主要效果＞ 以上，即使使用實施形態2之方式，亦可獲得與實施形態1所述之各種效果同樣之效果。又，如圖7所示，可削除圖3之微分器306，且可簡化控制電路110。進而，藉由代替輸出電壓V2而檢測電容器電流Ic，有可對負載遽變進行靈敏度更高之檢測之情形。作為其結果，有進一步提高應答性之情形。

(實施形態3) ＜控制電路之細節＞ 圖10係顯示於實施形態3之電力轉換裝置中，圖1之控制電路之處理內容之一例之流程圖。圖10所示之流程於每個控制週期重複執行。圖10所示之流程與圖2所示之流程相比，以下之點不同。即，圖2中步驟S103被置換為圖10中之步驟S301，進而，於圖10中追加步驟S302～S304。

於步驟S301中，控制電路110與步驟S103之情形同樣，計算中間輸出電壓指令值V1ref之修正量ΔV1ref。但，控制電路110與步驟S103之情形不同，於該階段中，該修正量ΔV1ref未反映至中間輸出電壓指令值V1ref。於步驟S301後，控制電路110判定步驟S301所算出之修正量ΔV1ref，是否大於前次之控制週期所算出之修正量(步驟S302)。

於當前控制週期算出之修正量ΔV1ref大於前次之控制週期算出之修正量之情形時(步驟S302：是)，控制電路110反映步驟S301算出之修正量ΔV1ref，輸出中間輸出電壓指令值V1ref(步驟S304)。另一方面，於當前之修正量ΔV1ref小於前次之修正量之情形時(步驟S302：否)，控制電路110將當前修正量ΔV1ref按各控制週期決定為以特定之斜率減少之修正量。且，控制電路110輸出反映該決定之修正量之中間輸出電壓指令值V1ref(步驟S303)。

於步驟S303中，詳細而言，控制電路110例如決定自上次控制週期中之修正量減少預定量之修正量ΔV1ref。且，控制電路110將該決定之修正量，加算至中間輸出電壓指令值V1ref之通常值V1ref0。藉由使用此種流程，可使修正量ΔV1ref逐漸收斂至零，且可控制為，使修正量ΔV1ref非急遽地重設為零。其結果，可抑制自負載遽變返回至恆定狀態時之中間輸出電壓V1之變動。

圖11係顯示於實施形態3之電力轉換裝置中，負載遽變時之動作例之波形圖。圖11所示之波形圖與圖4所示之波形圖相比，修正量ΔV1ref之波形不同。於時刻t3中，與圖4之情形同樣，輸出電流Io之變化率dIo/dt成為峰值。伴隨於此，修正量ΔV1ref亦成為峰值。

於成為下個控制週期之時刻t34中，將圖10之步驟S301算出之修正量ΔV1ref，設為小於前次之控制週期即時刻t3算出之修正量。於該情形，控制電路110於圖10所示之步驟S303中，例如將自時刻t3算出之修正量減少預定減少量ΔV之修正量，決定為時刻t34之修正量ΔV1ref。

藉由按各控制週期重複執行此種控制，如圖11所示，修正量ΔV1ref逐漸收斂至零。即，如圖4中之時刻t4所示，可消除修正量ΔV1ref之遽減之變化。於圖4之情形時，雖省略圖示，但有因於該時刻t4之遽減之變化，而使中間輸出電壓V1變動之虞。於圖11中，可抑制此種中間輸出電壓V1之變動。

＜實施形態3之主要效果＞ 以上，即使使用實施形態3之方式，亦可獲得與實施形態1所述之各種效果同樣之效果。進而，與實施形態1之情形相比，可抑制自負載遽變返回至恆定狀態時之中間輸出電壓V1之變動。

以上，基於實施形態對由本發明者完成之發明進行具體說明，但本發明並不限定於上述實施形態，可於不脫離其主旨之範圍內進行各種變更。例如，上述之實施例係為便於理解地說明本發明而詳細說明者，並非限定於必須具備說明之全部之構成者。又，可將某實施形態之構成之一部分置換為其他實施形態之構成，此外，亦可在某實施形態之構成上添加其他實施形態之構成。又，對於各實施形態之構成之一部分，可進行其他構成之追加、刪除、置換。

100:電力轉換裝置 101:AC-DC轉換器 102:DC-DC轉換器 103:中間節點 104:中間平滑電容器 105:輸出節點 106:輸出平滑電容器 107:電壓感測器 108:電壓感測器 109:電流感測器 110:控制電路 111:三相交流電壓源 112:信號線 113:信號線 114:信號線 200:電力轉換裝置 301:微分器 302:比較器 303:檢測信號 304:修正量計算器 305:加算器 306:微分器 307:比較器 308:檢測信號 309:修正信號 310:加算器 401:全波整流電路 402:電感器 403:開關元件 404:二極體 501:全橋式電路 502:電感器 503:變壓器 504:電容器 505:電感器 506:全橋式電路 601:電流感測器 602:信號線 D1～D6:二極體 dIo/dt:變化率 dIo_th:閾值 dV2/dt:變化率 dV2_th:閾值 Io:輸出電流 Ic:電容器電流 Ic_th:閾值 dIc_th:閾值 Q10～Q13:開關元件 Q20～Q23:開關元件 S101～S104:步驟 S201:步驟 S301～S304:步驟 t1～t4:時刻 t34:時刻 V1:中間輸出電壓 V1ref:中間輸出電壓指令值 V1ref0:通常值 V2:輸出電壓 Vac:交流電壓 ΔV:預定減少量 ΔV1ref:修正量

圖1係顯示實施形態1之電力轉換裝置之構成例之概略圖。 圖2係顯示圖1之控制電路之處理內容之一例之流程圖。 圖3係顯示圖1之控制電路之構成例之方塊圖。 圖4係顯示於圖1及圖3所示之電力轉換裝置中，負載遽變時之動作例之波形圖。 圖5係顯示圖1之AC-DC轉換器之詳細構成例之電路圖。 圖6係顯示圖1之DC-DC轉換器之詳細構成例之電路圖。 圖7係顯示實施形態2之電力轉換裝置之構成例之概略圖。 圖8係顯示圖7之控制電路之處理內容之一例之流程圖。 圖9係顯示圖7之控制電路之構成例之方塊圖。 圖10係顯示於實施形態3之電力轉換裝置中，圖1之控制電路之處理內容之一例之流程圖。 圖11係顯示於實施形態3之電力轉換裝置中，負載遽變時之動作例之波形圖。

100:電力轉換裝置

101:AC-DC轉換器

102:DC-DC轉換器

103:中間節點

104:中間平滑電容器

105:輸出節點

106:輸出平滑電容器

107:電壓感測器

108:電壓感測器

109:電流感測器

110:控制電路

111:三相交流電壓源

112:信號線

113:信號線

114:信號線

Io:輸出電流

V1:中間輸出電壓

V1ref0:通常值

V2:輸出電壓

Vac:交流電壓

Claims (11)

1. 一種電力轉換裝置，其具備： AC-DC轉換器，其將交流電力轉換為第1直流電力； DC-DC轉換器，其將上述第1直流電力轉換為第2直流電力；及 控制電路，其基於輸出電壓指令值，控制上述AC-DC轉換器之輸出電壓；且 上述控制電路基於上述DC-DC轉換器之輸出電壓之變化率、與上述DC-DC轉換器之輸出電流之變化率，修正上述AC-DC轉換器之上述輸出電壓指令值。
2. 如請求項1之電力轉換裝置，其中 上述控制電路，於上述DC-DC轉換器之輸出電壓之變化率超過預定之第1閾值、且上述DC-DC轉換器之輸出電流之變化率超過預定之第2閾值之情形時，修正上述AC-DC轉換器之上述輸出電壓指令值。
3. 如請求項2之電力轉換裝置，其中 上述控制電路基於上述DC-DC轉換器之輸出電流之變化率與上述第2閾值之差量，決定上述AC-DC轉換器之上述輸出電壓指令值之修正量。
4. 如請求項2之電力轉換裝置，其中 上述控制電路基於上述DC-DC轉換器之輸出電壓之變化率與上述第1閾值之差量，決定上述AC-DC轉換器之上述輸出電壓指令值之修正量。
5. 如請求項2之電力轉換裝置，其中 上述控制電路於上述DC-DC轉換器之輸出電壓之變化率小於預定之第3閾值之情形時，使上述AC-DC轉換器之上述輸出電壓指令值之修正量為零。
6. 如請求項3或4之電力轉換裝置，其中 上述控制電路按各控制週期，算出上述AC-DC轉換器之上述輸出電壓指令值之修正量，於當前之控制週期算出之修正量小於前次之控制週期算出之修正量之情形時，按各控制週期決定以特定之斜率減少之修正量。
7. 如請求項1之電力轉換裝置，其中 上述控制電路將上述AC-DC轉換器之上述輸出電壓指令值，修正為與上述DC-DC轉換器之輸出電壓之變動方向相反之極性。
8. 如請求項1之電力轉換裝置，其進而具有： 電容器，其保持上述第1直流電力；且 上述控制電路藉由流通於上述電容器之電容器電流，檢測上述DC-DC轉換器之輸出電壓之變化率。
9. 一種電力轉換裝置，其具備： AC-DC轉換器，其將交流電力轉換為第1直流電力； DC-DC轉換器，其將上述第1直流電力轉換為第2直流電力； 電容器，其保持上述第1直流電力；及 控制電路，其控制上述AC-DC轉換器；且 上述控制電路基於流通於上述電容器之電容器電流、與上述DC-DC轉換器之輸出電流之變化率，修正上述AC-DC轉換器之輸出電壓指令值。
10. 如請求項9之電力轉換裝置，其中 上述控制電路，於上述電容器電流超過預定之第1閾值、且上述DC-DC轉換器之輸出電流之變化率超過預定之第2閾值之情形時，修正AC-DC轉換器之上述輸出電壓指令值。
11. 如請求項10之電力轉換裝置，其中 上述控制電路基於上述DC-DC轉換器之輸出電流之變化率與上述第2閾值之差量，決定上述AC-DC轉換器之上述輸出電壓指令值之修正量。