JP6716994B2 - 電源回路 - Google Patents

Description

この発明は、電源回路に関し、より特定的には、サンプリングされたデジタル電圧値を用いて出力電圧を制御する電源回路に関する。

直流電圧を制御する電源回路について、サンプリングされたデジタル電圧値を用いて出力電圧を制御する構成が、特開２０１５−１８６３８４号公報（特許文献１）に記載されている。

特許文献１には、商用電源を整流および平滑して得られる直流電圧を入力される絶縁型コンバータに適用されたデジタル制御電源回路が記載されている。具体的には、出力電圧に応じたフィードバック電圧をピークまたはボトムでサンプリングしたデジタルのフィードバックデータが目標データと一致するようにデューティ指令を調節するとともに、出力電圧を平滑化した検出電圧とフィードバックデータとの差分に基づいて目標データを補正する、出力電圧制御が記載されている。この制御によれば、出力キャパシタの経年劣化によってＥＳＲ（等価直列抵抗）が増大しても、リップル電圧の増大による出力電圧の平均レベルの変動を防止できる。

また、特開２０１５−１５９６３０号公報（特許文献２）には、燃焼装置のファンモータの駆動電圧について、当該駆動電圧を絶縁した検出電圧値を用いて、デジタル制御マイコンがファンモータの異常を監視する制御が記載されている。

特開２０１５−１８６３８４号公報 特開２０１５−１５９６３０号公報

デジタル制御マイコンを用いた電源回路では、ソフトウェアによって制御内容を変更できるので、特許文献２のように異常監視機能を組み入れる等によって、設計自由度を高めることができる。また、デジタル制御による電源回路では、アナログ制御と比較すると、制御の高度化や複雑化にはソフトウェアによって容易に対応できる。しかし、その一方で、単純な電圧制御の応答速度は低下する傾向にある。

特に、商用交流電源から直流電圧を得る電源回路では、商用電源周波数に従う低周波のＡＣリップルが出力電圧（ＤＣ）に生じることが知られている。このようなＡＣリップル電圧を除去するために、デジタル制御による応答速度を確保しようとすると、演算速度を高めることが要求されるため、高スペック化によるコスト上昇が懸念される。

また、特許文献１のデジタル制御電源回路では、リップル電圧の影響で出力電圧の平均レベルが目標電圧から外れることを防止できる一方で、商用電源周波数に依存したＡＣリップル電圧そのものを低減することは困難である。

この発明はこのような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、サンプリングされたデジタル電圧値を用いた制御によって、制御周期を過度に高めることなく出力電圧のリップル電圧を除去することである。

この発明のある局面では、電源回路は、整流フィルタ部と、電圧変換部と、制御部とを備える。整流フィルタ部は、商用交流電圧を整流および平滑化する。電圧変換部は、整流フィルタ部の出力を入力電圧とした直流電圧変換により目標電圧に従った直流電圧を出力する。制御部は、直流電圧を周期的にサンプリングした第１のデジタル電圧値を用いて直流電圧を制御する。電圧変換部は、周期的にオンオフを繰り返すスイッチング素子のスイッチング周期に対するオン期間の比で示されるデューティに応じて、入力電圧および直流電圧の間の電圧変換比が変化するように構成される。制御部は、直流電圧の平均値と目標電圧との偏差に基づく第１の制御値と、商用交流電圧の周波数に依存した周波数成分を有する第２の制御値との和に従ってスイッチング素子のデューティを制御する。

上記電源回路によれば、電圧変換部の出力電圧をサンプリングした第１のデジタル電圧値を用いて、平均値（平均電圧値）を目標電圧に一致させるためのフィードバック制御のための第１の制御値と、入力電圧のリップル成分に起因する交流電圧変動を予測的に補償する第２の制御値との組み合わせによって、出力電圧を制御することができる。したがって、出力電圧および目標電圧の偏差に基づく単純なフィードバック制御と比較して、制御周期を過度に短くすることなく、出力電圧中のリップル電圧を除去することが可能となる。

好ましくは、制御部は、第１の演算手段と、第２の演算手段とを含む。第１の演算手段は、商用交流電圧の周期に依存した所定期間での第１のデジタル電圧値の平均値に基づいて第１の制御値を演算する。第２の演算手段は、第１のデジタル電圧値から所定期間を１周期とする正弦波状電圧変動の振幅を算出するとともに、当該正弦波状電圧変動を打ち消すように第２の制御値を演算する。

このように構成すると、入力電圧のリップル成分に起因する交流電圧変動を固定周波数の正弦波状と想定することにより、第２の制御値を簡易な演算によって算出することができるので、制御部の演算負荷を抑制できる。

たとえば、第２の演算手段は、所定期間における第１のデジタル電圧値の平均値に対する第１のデジタル電圧値の高低関係が逆転するタイミングを検知する手段と、タイミングの検出に応じて、当該タイミングから所定期間の１／４に相当する時間が経過した時点での第１のデジタル電圧値を用いて正弦波状電圧変動の振幅を算出する手段とを有する。

このように構成すると、正弦波関数の特徴を利用して、正弦波状電圧変動の振幅を算出することができる。特に、出力電圧のデジタル電圧値を１周期分メモリすることなく、正弦波状電圧変動の振幅を算出することができるので、制御部で使用する記憶容量についても抑制できる。

あるいは好ましくは、第２の演算手段は、所定期間における第１のデジタル電圧値の平均値に対する第１のデジタル電圧値の高低関係が逆転するタイミングを検出する手段と、当該タイミングが検知される毎に、前回の検出タイミングから当該タイミングまでの期間における第１のデジタル電圧値および平均値の差分の平均値を用いて正弦波状電圧変動の振幅を算出する手段とを有する。

好ましくは、制御部は、第１の演算手段と、第２の演算手段とを含む。第１の演算手段は、商用交流電圧の周期に依存した所定期間での第１のデジタル電圧値の平均値に基づいて第１の制御値を演算する。第２の演算手段は、入力電圧を周期的にサンプリングした第２のデジタル電圧値について、所定期間での移動平均値に対する当該第２のデジタル電圧値の差分を打ち消すように第２の制御値を演算する。

このように構成すると、入力電圧の実際の変動に基づいて第２の制御値を算出できるので、商用交流電圧の周波数が変動した場合にも、出力電圧中のリップル電圧を抑制することができる。

この発明によれば、交流電源からの電力によって直流電圧を出力する電源回路において、サンプリングされたデジタル電圧値を用いた制御によって、演算処理速度を過度に高めることなく出力電圧のリップル電圧を除去することができる。

本発明の実施の形態１に従う電源回路の概略構成を説明する回路図である。 メイントランジスタによる電圧変換部の直流電圧変換比の制御を説明する概念図である。 入力電圧に生じるリップル成分を説明する概念的な波形図である。 出力電圧に生じるリップル成分を説明する概念的な波形図である。 本実施の形態１に従う電源回路による出力電圧制御の制御処理を説明するフローチャートである。 出力電圧のリップル１周期分の推移を模式的に示す波形図である。 出力電圧のリップル電圧の最高点および最低点の位相を説明するための概念的な波形図である。 リップル電圧振幅を決定する制御処理例を説明するフローチャートである。 実施の形態１の変形例によるリップル電圧振幅の決定処理を説明する概念的な波形図である。 実施の形態１の変形例によるリップル電圧振幅を決定する制御処理を説明するフローチャートである。 実施の形態２に従う電源回路の概略構成を説明する回路図である。 実施の形態２に従う電源回路における出力電圧制御の制御処理を説明するフローチャートである。 実施の形態２に従う電源回路の出力電圧制御におけるリップル補償項の算出処理を説明するフローチャートである。 入力電圧の挙動を説明する概念的な波形図である。

以下に、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、以下図中の同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さないものとする。

［実施の形態１］
図１は、本発明の実施の形態１に従う電源回路５ａの概略構成を説明する回路図である。

図１を参照して、電源回路５ａは、外部電源１０から供給された交流電力を、直流電圧Ｖｏｕｔに変換して電源配線１２０へ出力する。代表的には、外部電源１０は、所定周波数（たとえば、５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ）の交流電圧を供給する商用交流電源によって構成される。以下では、電源回路５ａから出力される直流電圧Ｖｏｕｔを、単に出力電圧Ｖｏｕｔとも称する。たとえば、出力電圧Ｖｏｕｔは、１５（Ｖ）程度である。出力電圧Ｖｏｕｔは、電源配線１２０に電気的に接続された負荷３０１に供給される。

出力電圧Ｖｏｕｔは、三端子レギュレータ１５０によって、直流電圧Ｖｃｃへ降圧されてもよい。たとえば、直流電圧Ｖｃｃは、５（Ｖ）程度である。図１の例では、三端子レギュレータ１５０から電源配線２００を経由して、マイクロコンピュータ３００および負荷３０２に対して、直流電圧Ｖｃｃが供給される。

まず、電源回路５ａの構成について説明する。電源回路５ａは、整流フィルタ部１１と、電圧変換部２０と、電圧検出回路８０と、制御ＩＣ（Integrated Circuit）１００と、ドライブ回路１１０とを備える。

整流フィルタ部１１は、ダイオードブリッジ１２および平滑コンデンサ１４を含む。ダイオードブリッジ１２は、外部電源１０からの交流電圧を全波整流して、電源配線１３へ出力する。平滑コンデンサ１４は、電源配線１３上のダイオードブリッジ１２によって整流された電圧を平滑する。この結果、平滑コンデンサ１４によって、電源配線１３の電圧は、外部電源１０による交流電圧の振幅相当の直流電圧（たとえば、１４０Ｖ程度）に保持される。このため、電源配線１３から負荷３０３へ直流電圧を供給することも可能である。

電圧変換部２０は、たとえば、絶縁型のフライバックコンバータで構成されて、メイントランジスタ１５と、絶縁トランス３０と、絶縁トランス３０の二次側に接続されたダイオードＤ１および平滑コンデンサ３４とを含む。絶縁トランス３０は、一次側巻線３１，３２と、二次側巻線３３とを有する。一次側巻線３１および３２は、共通の接地配線１９と接続される。二次側巻線３３は、接地配線１９から絶縁された接地配線１２１と電気的に接続される。

一次側巻線３１は、電源配線１３と電気的に接続される。メイントランジスタ１５は、一次側巻線３１および接地配線１９の間に接続される。制御ＩＣ１００は、マイクロコンピュータによって構成されて、電圧変換部２０の動作を制御する。具体的には、制御ＩＣ１００は、入力端子１０２の電圧をサンプリングしたデジタル電圧値を用いて、出力電圧Ｖｏｕｔをデジタル制御する機能を有する。

メイントランジスタ１５は、制御ＩＣ１００によって制御されるドライブ回路１１０によって、周期的にオンオフされる。これにより、電源配線１３の入力電圧Ｖｉｎを振幅とするパルス状の交流電圧が発生される。メイントランジスタ１５によって生成された交流電圧は、一次側巻線３１に印加される。

二次側巻線３３には、一次側巻線３１および二次側巻線３３の巻数比に従って振幅が変換された、一次側巻線３１の交流電圧と同一周波数の交流電圧が出力される。同様に、一次側巻線３２には、一次側巻線３１および一次側巻線３２の巻数比に従って振幅が変換された、一次側巻線３１の交流電圧と同一周波数の交流電圧が出力される。メイントランジスタ１５によってスイッチングされた高周波の交流電圧を絶縁トランス３０によって伝達することにより、絶縁トランス３０を小型化することができる。

一次側巻線３２に出力された交流電圧は、ダイオードＤ３によって整流されて、制御ＩＣ１００の電源配線６５へ出力される。電源配線６５には平滑コンデンサ６２が接続される。これにより、外部電源１０からの電力によって、制御ＩＣ１００の電源電圧を確保することができる。

なお、外部電源１０に電圧変動が生じても制御ＩＣ１００を安定的に動作させるため、三端子レギューレータ（図示せず）をさらに配置して、制御ＩＣ１００の電源電圧を供給する構成としてもよい。この場合には、当該三端子レギュレータは、平滑コンデンサ６２によって保持される電圧を入力電圧として、制御ＩＣ１００の電源電圧を電源配線６５に出力する。すなわち、この構成では、平滑コンデンサ６２は、電源配線６５ではなく、三端子レギューレータの入力側に接続される一方で、抵抗素子９１は、三端子レギューレータの出力側に接続される電源配線６５と、ノードＮｃとの間に電気的に接続される。

また、電源回路５ａの起動時の電源は、図示しないバッテリによって確保されてもよく、電源回路５ａの停止時にも作動する容量の小さい電源系を別途設けてもよい。

絶縁トランス３０の二次側では、二次側巻線３３に出力された交流電圧が、ダイオードＤ１および平滑コンデンサ３４によって、電源配線１２０および接地配線１２１間の出力電圧Ｖｏｕｔに変換される。出力電圧Ｖｏｕｔは、メイントランジスタ１５のオンオフ制御により、一次側巻線３１に入力される交流電圧の実効値を調整することによって制御することができる。

図２は、メイントランジスタ１５による電圧変換部２０の電圧変換比の制御を説明する概念図である。

図２を参照して、メイントランジスタ１５は、所定のスイッチング周期Ｔｓｗで周期的にオンオフを繰り返すように制御される。スイッチング周期Ｔｓｗの逆数であるスイッチング周波数ｆｓｗは、たとえば５０ｋＨｚ程度とすることができる。すなわち、メイントランジスタ１５は「スイッチング素子」の一実施例に相当する。

絶縁トランス３０の一次側巻線３１に印加される交流電圧の実効値は、メイントランジスタ１５のデューティＤＴによって制御できる。ここでは、スイッチング周期Ｔｓｗに対する、メイントランジスタ１５のオン期間Ｔｏｎの比である、Ｔｏｎ／Ｔｓｗ＝ＤＴと定義する。

Ｔｏｎ：Ｔｏｆｆ＝１：１であるＤＴ＝０．５において、交流電圧の実効値は最大となる。一方で０＜ＤＴ≦０．５の範囲内でデューティＤＴを変化させることによって、一次側巻線３２および二次側巻線３３に現れる交流電圧の実効値を調整することができる。したがって、電圧変換部２０による電圧変換比Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎについても、メイントランジスタ１５のデューティＤＴに応じて変化する。このため、デューティＤＴの増減による電圧変換比の可変制御によって、出力電圧Ｖｏｕｔを制御することができる。制御ＩＣ１００は、少なくとも出力電圧Ｖｏｕｔをサンプリングしたデジタル電圧値を用いてデューティＤＴを制御する。制御ＩＣ１００によって制御されたデューティＤＴに従って、ドライブ回路１１０がメイントランジスタ１５のオンオフを制御することによって、出力電圧Ｖｏｕｔを所定電圧に一定制御することができる。なお、デューティＤＴの最大値は０．５より大きくすることも可能である。

再び図１を参照して、制御ＩＣ１００の入力端子１０２には、電圧検出回路８０によって、出力電圧Ｖｏｕｔに従った検出電圧Ｖｃが入力される。制御ＩＣ１００は、入力端子１０２の検出電圧Ｖｃを所定周期でサンプリングすることによって、出力電圧Ｖｏｕｔを検出する。

電圧検出回路８０は、シャントレギュレータ８２と、抵抗素子８３，８４と、分圧回路を構成する抵抗素子Ｒｘ，Ｒｙ，Ｒｚと、フォトカプラ８５と、コンデンサ８６とを有する。フォトカプラ８５は、電流通流時に発光するフォトダイオード８５ａと、フォトダイオード８５ａの発光量に応じた電流が流れるフォトトランジスタ８５ｂとを有する。

抵抗素子Ｒｘ，Ｒｙ，Ｒｚは、電源配線１２０および接地配線１２１の間に直列に接続される。抵抗素子Ｒｘ，Ｒｙ，Ｒｚによる出力電圧Ｖｏｕｔの分圧電圧が、シャントレギュレータ８２のリファレンス（Ｒ）端子に入力される。フォトダイオード８５ａは、電源配線１２０および接地配線１２１の間に、シャントレギュレータ８２および抵抗素子８３と直列に接続される。シャントレギュレータ８２のリファレンス（Ｒ）端子と、フォトダイオード８５ａのカソードとの間には、抵抗素子８４およびコンデンサ８６が接続される。

制御ＩＣ１００側において、フォトカプラ８５のフォトトランジスタ８５ｂは、ノードＮｃおよび接地配線１９の間に、コンデンサ９２と並列に接続される。ノードＮｃは、抵抗素子９１によって制御ＩＣ１００の電源配線６５にプルアップされる。

電圧検出回路８０では、シャントレギュレータ８２は、リファレンス（Ｒ）端子に入力される分圧電圧ｋ・Ｖｏｕｔ（ｋ＜１．０）が一定となるように、カソード（Ｋ）端子およびアノード（Ｎ）端子間に流れる電流を調整するように動作する。これにより、フォトダイオード８５ａの電流についても、出力電圧Ｖｏｕｔの上昇時には増加し、出力電圧Ｖｏｕｔの低下時には減少するように変化する。

フォトダイオード８５ａの電流に応じて発光量が変化することにより、出力電圧Ｖｏｕｔの変化に連動して、フォトトランジスタ８５ｂの電流が変化する。したがって、出力電圧Ｖｏｕｔが上昇すると、フォトトランジスタ８５ｂの電流が増加することにより、ノードＮｃの電圧である検出電圧Ｖｃが低下する。反対に、出力電圧Ｖｏｕｔが低下すると、フォトトランジスタ８５ｂの電流が減少することにより、検出電圧Ｖｃが上昇する。この結果、電圧検出回路８０では、出力電圧Ｖｏｕｔの変化に応じて、検出電圧Ｖｃも変化するので、検出電圧Ｖｃから出力電圧Ｖｏｕｔを逆算することが可能である。たとえば、既知の分圧比ｋや、フォトダイオード８５ａおよびフォトトランジスタ８５ｂの特性に基づいて、検出電圧Ｖｃから出力電圧Ｖｏｕｔを算出するための換算式や換算テーブルを予め作成することができる。

制御ＩＣ１００は、入力端子１０２に入力された検出電圧Ｖｃを所定周期でサンプリングしたデジタル電圧値を、上記換算式や換算テーブルに代入することによって、絶縁トランス３０の一次側および二次側間の絶縁を確保した上で、出力電圧Ｖｏｕｔを検出することができる。したがって、制御ＩＣ１００は、検出電圧Ｖｃのサンプリングにより、出力電圧Ｖｏｕｔのデジタル電圧値を取得することができる。さらに、制御ＩＣ１００は、このデジタル電圧値を用いて、メイントランジスタ１５のデューティＤＴの調整によって出力電圧Ｖｏｕｔを制御することが可能である。すなわち、出力電圧Ｖｏｕｔのデジタル電圧値は、「第１のデジタル電圧値」に対応する。

上記のように、電圧変換部２０では、メイントランジスタ１５のスイッチングによって生じる交流電圧の実効値を調整することによって、出力電圧が増減される。このため、整流フィルタ部１１から電源配線１３へ供給される直流電圧（以下、入力電圧Ｖｉｎとも称する）が変化すると、メイントランジスタ１５の同一のデューティＤＴに対して出力電圧Ｖｏｕｔが変化する。

一方で、整流フィルタ部１１からの入力電圧Ｖｉｎには、交流電源周波数に従ったリップル成分が生じることが知られている。

図３は、入力電圧に生じるリップル成分を説明する概念的な波形図である。
図３を参照して、入力電圧Ｖｉｎは、外部電源１０からの交流電圧Ｖａｃ（周波数ｆａｃ）に対して、ダイオードブリッジ１２による全波整流によって得られた｜Ｖａｃ｜を、平滑コンデンサ１４によって平滑化した波形を有する。以下では、交流電圧Ｖａｃの周波数を、電源周波数ｆａｃとも称する。

したがって、入力電圧Ｖｉｎには、｜Ｖａｃ｜のピーク出現と同期した、リップル成分が生じる。リップル成分の周期Ｔｒｐ（リップル周期）の逆数であるリップル周波数ｆｒｐは、電源周波数ｆａｃの２倍となる（ｆｒｐ＝２・ｆａｃ）。

図４は、出力電圧に生じるリップル成分を説明する概念的な波形図である。
この結果、電圧変換部２０での電圧変換比を一定としても、出力電圧Ｖｏｕｔには、入力電圧Ｖｉｎのリップル成分に起因するリップル電圧Ｖｒｐが生じる。すなわち、出力電圧Ｖｏｕｔは、平均電圧Ｖａｖとリップル電圧Ｖｒｐとの和で示される。

リップル電圧Ｖｒｐは、理想的には、下記（１）式に示される、電圧振幅Ｖａの正弦波電圧変動で示すことができる。

Ｖｒｐ＝Ｖａ・ｓｉｎ（ｆｒｐ・ｔ） …（１）
制御ＩＣ１００によってサンプリングされたデジタル電圧値を用いたデジタル制御では、単純なフィードバック制御によって、出力電圧Ｖｏｕｔからリップル電圧を除去するには、制御周期を短くするために、演算速度を高めることが要求される。これは、制御ＩＣ１００の高スペック化によるコスト上昇を招く虞がある。さらに、設計自由度が高いデジタル制御の利点を活かすために、出力電圧Ｖｏｕｔのフィードバック制御以外の機能を持たせることを考えると、出力電圧Ｖｏｕｔの制御周期を短くすることと、低コスト化との両立が困難になることが懸念される。

したがって、実施の形態に従う電源回路では、出力電圧Ｖｏｕｔの平均値によるフィードバック制御と、リップル電圧相当の周波数の交流電圧を補償するための制御との組み合わせによって、演算処理速度を過度に高めることなく、出力電圧Ｖｏｕｔをデジタル制御する。

図５は、実施の形態１に従う電源回路による出力電圧制御の制御処理を説明するフローチャートである。図５に示されたフローチャートの制御処理は、制御ＩＣ１００により、所定周期毎（たとえば、検出電圧Ｖｃのサンプリング周期毎）に実行される。

制御ＩＣ１００は、ステップＳ１００により、サンプリング周期の経過に応じて、検出電圧Ｖｃをサンプリングする。上述のように、検出電圧Ｖｃのサンプリング値から出力電圧Ｖｏｕｔのデジタル電圧値が取得される。

さらに、制御ＩＣは、ステップＳ２００により、現在のサンプリングタイミングから遡って、ステップＳ１００で取得したデジタル電圧値を含むＮ個のデジタル電圧値の平均値に相当する平均電圧値Ｖｏａｖを算出する。ここで、Ｎ個は、リップル周期Ｔｒｐに相当するサンプリング回数に相当する。すなわち、サンプリング周期Ｔｓｐおよび電源周波数ｆａｃを用いると、Ｎは下記の式（２）によって示される。

Ｎ＝Ｔｒｐ／Ｔｓｐ＝１／（２・ｆａｃ・Ｔｓｐ） …（２）
ステップＳ２００では、制御開始からのサンプリング回数がＮに達するまでは、全てのサンプリング電圧を用いて平均電圧値Ｖｏａｖを算出してもよい。サンプリング回数がＮに達した後は、平均電圧値Ｖｏａｖは、リップル周期分の単純移動平均として算出される。

制御ＩＣ１００は、ステップＳ３００により、平均電圧値Ｖｏａｖに基づいて、デューティＤＴのうちの直流成分である平均補償デューティＤＴｄｃを算出する。平均補償デューティＤＴｄｃは、直流電圧Ｖｏｕｔを一定の目標電圧Ｖｏｕｔ＊に維持するように計算される。たとえば、電圧偏差ΔＶ＝Ｖｏｕｔ＊−ＶｏａｖのＰＩ（比例積分）演算等によって、平均補償デューティＤＴｄｃを算出することができる。平均補償デューティＤＴｄｃは、「第１の制御値」に対応する。

さらに、制御ＩＣ１００は、ステップＳ４００により、リップル電圧振幅、すなわち、式（１）のＶａを決定する。ここで、リップル電圧振幅Ｖａの取得手法について詳細に説明する。

図６は、出力電圧のリップル１周期分の推移を模式的に示す波形図である。
図６を参照して、リップル１周期分では、出力電圧ＶｏｕｔはＮ回サンプリングされる。そして、サンプリングで得られたＮ個のデジタル電圧値には、リップル電圧による増減のため、最高電圧Ｖｍａｘおよび最低電圧Ｖｍｉｎが存在する。したがって、最新のＮ個のデジタル電圧値を用いて、平均電圧値Ｖｏａｖを算出するとともに、Ｎ個中での最高電圧Ｖｍａｘおよび最低電圧Ｖｍｉｎをさらに求めることが可能である。

ここで、三角関数の性質より、最高電圧Ｖｍａｘおよび最低電圧Ｖｍｉｎが現われる位相は固定されるので、当該位相でサンプリングされたデジタル電圧値を用いて最高電圧Ｖｍａｘおよび最低電圧Ｖｍｉｎを求めることが可能である。

図７は、リップル電圧の最高点および最低点の位相を説明するための概念的な波形図である。

図７を参照して、出力電圧Ｖｏｕｔについて、ステップＳ２００で算出された平均電圧値Ｖｏａｖに対する高低関係が入れ替わる点を、ゼロクロス点として検出することができる。以下では、Ｖｏｕｔ＜Ｖｏａｖから、Ｖｏｕｔ＞Ｖｏａｖに変化する点をゼロクロス点ＺＰ１とし、Ｖｏｕｔ＞Ｖｏａｖから、Ｖｏｕｔ＜Ｖｏａｖに変化する点をするゼロクロス点ＺＰ２とする。

三角関数の性質より、ゼロクロス点ＺＰ１から、リップル電圧の１／４周期経過後、すなわち、サンプリングで（Ｎ／４）回後の時点に、最高電圧Ｖｍａｘが発現する。同様に、最低電圧Ｖｍｉｎは、ゼロクロス点ＺＰ２から、リップル電圧の１／４周期経過後、すなわち、サンプリングで（Ｎ／４）回後の時点に発現する。

したがって、最高電圧Ｖｍａｘまたは最低電圧Ｖｍｉｎが発現するタイミングでサンプリングされたデジタル電圧値を用いて、リップル電圧振幅Ｖａを決定することも可能である。

図８は、リップル電圧振幅を決定する制御処理例を説明するフローチャートである。図８に示す制御処理は、図５のステップＳ４００の処理の詳細を示したものである。

図８を参照して、制御ＩＣ１００は、ステップＳ４１０により、今回サンプリングされたデジタル電圧値（Ｓ１００）を用いて、出力電圧Ｖｏｕｔと平均電圧値Ｖｏａｖ（Ｓ２００）とを比較する。

そして、制御ＩＣ１００は、ステップＳ４１０での比較結果と、前回サンプリング時での比較結果を示すフラグＦＬＧとを用いて、ステップＳ４２０，Ｓ４２５により、当該比較結果が変化するとゼロクロス点を検出する。ここでは、Ｖｏｕｔ＞Ｖｏａｖの状態をＦＬＧ＝１、Ｖｏｕｔ＜Ｖｏａｖの状態をＦＬＧ＝０で表記するものとする。

制御ＩＣ１００は、今回のサンプリングでＶｏｕｔ＞Ｖｏａｖのとき（Ｓ４１０のＹＥＳ判定時）には、ＦＬＧ＝０であると（Ｓ４２０のＹＥＳ判定時）、ステップＳ４３０に処理を進めて、ゼロクロス点ＺＰ１を検出する。

ゼロクロス点ＺＰ１が検出されると、制御ＩＣ１００は、ステップＳ４３２により、最高電圧Ｖｍａｘの位相に対応した判定値Ｎｓｐを設定する。たとえば、Ｎｓｐ＝Ｎ／４と固定的に設定することが可能である。

あるいは、外部電源１０の周波数変動に対応するために、ゼロクロス点検出間でのサンプル数に基づいて、判定値Ｎｓｐを設定してもよい。ここでは、サンプリング毎にインクリメントされるカウント値ｉについて、ゼロクロス点ＺＰ１，ＺＰ２の検出後にクリアすることによって（ｉ＝０）、ゼロクロス点検出時のカウント値ｉ（リップル周期の１／２相当）を用いて、Ｎｐ＝ｉ／２と設定することも可能である。

そして、制御ＩＣ１００は、ステップＳ４３４により、ゼロクロス点ＺＰ１の検出に応じて、ｉ＝０にクリアするとともに、フラグＦＬＧ＝１に変更する。

一方で、制御ＩＣ１００は、今回のサンプリングでＶｏｕｔ＞Ｖｏａｖのとき（Ｓ４１０のＹＥＳ判定時）に、ＦＬＧ＝１であると（Ｓ４２０のＮＯ判定時）、Ｖｏｕｔ＞Ｖｏａｖの状態が継続していると判断して、ステップＳ４３６によりカウント値ｉをインクリメントするとともに、ステップＳ４３７により、インクリメント後のカウント値ｉが判定値Ｎｓｐ（Ｓ４３２）以上であるか否かを判定する。

制御ＩＣ１００は、カウント値ｉが判定値Ｎｓｐと等しいと（Ｓ４３７のＹＥＳ判定時）、ステップＳ４３８により、今回サンプリングされたデジタル電圧値（Ｖｏｕｔ）に従って、最高電圧Ｖｍａｘを更新する。さらに、更新された最高電圧Ｖｍａｘを用いて、リップル電圧振幅Ｖａが、Ｖａ＝Ｖｍａｘ−Ｖｏａｖに更新される。

カウント値ｉが判定値Ｎｓｐとは異なるとき（Ｓ４３７のＮＯ判定時）には、ステップＳ４３９により、最高電圧Ｖｍａｘおよびリップル電圧振幅Ｖａは維持される。また、フラグＦＬＧ＝１に維持される。

一方で、今回のサンプリングでＶｏｕｔ＜Ｖｏａｖのとき（Ｓ４１０のＮＯ判定時）には、制御ＩＣ１００は、ＦＬＧ＝１であると（Ｓ４２５のＹＥＳ判定時）、ステップＳ４４０に処理を進めて、ゼロクロス点ＺＰ２を検出する。

ゼロクロス点ＺＰ２が検出されると、制御ＩＣ１００は、ステップＳ４４２により、最低電圧Ｖｍｉｎの位相に対応した判定値Ｎｓｐを設定する。判定値Ｎｓｐは、ステップＳ４３２と同様に、Ｎｓｐ＝Ｎ／４に固定してもよく、当該時点でのカウント値ｉに従ってＮｐ＝ｉ／２としてもよい。

制御ＩＣ１００は、ステップＳ４４４により、ゼロクロス点ＺＰ２の検出に応じて、ｉ＝０にクリアするとともに、フラグＦＬＧ＝０に変更する。

一方で、制御ＩＣ１００は、今回のサンプリングでＶｏｕｔ＜Ｖｏａｖのとき（Ｓ４１０のＮＯ判定時）に、ＦＬＧ＝０であると（Ｓ４２５のＮＯ判定時）、Ｖｏｕｔ＜Ｖｏａｖの状態が継続していると判断して、ステップＳ４４６によりカウント値ｉをインクリメントするとともに、ステップＳ４４７により、インクリメント後のカウント値ｉが判定値Ｎｓｐ（Ｓ４４２）以上であるか否かを判定する。

制御ＩＣ１００は、カウント値ｉが判定値Ｎｓｐと等しいと（Ｓ４４７のＹＥＳ判定時）、ステップＳ４４８により、今回サンプリングされたデジタル電圧値（Ｖｏｕｔ）に従って、最低電圧Ｖｍｉｎを更新する。さらに、更新された最低電圧Ｖｍｉｎを用いて、リップル電圧振幅Ｖａが、Ｖａ＝Ｖｏａｖ−Ｖｍｉｎに更新される。

カウント値ｉが判定値Ｎｓｐとは異なるとき（Ｓ４４７のＮＯ判定時）には、ステップＳ４４９により、最低電圧Ｖｍｉｎおよびリップル電圧振幅Ｖａは維持される。また、フラグＦＬＧ＝０に維持される。

これにより、ゼロクロス点検出によって、特定タイミングでサンプリングされたデジタル電圧値を用いて、リップル電圧振幅Ｖａを決定することができる。なお、図８の処理において、ノイズの影響を除去するために、近傍の複数個のデジタル電圧値から最高電圧Ｖｍａｘおよび最低電圧Ｖｍｉｎを求めることも可能である。

再び図５を参照して、制御ＩＣ１００は、ステップＳ５００ａにより、決定されたリップル電圧振幅Ｖａを用いて、リップル電圧を逆位相で打ち消すようにリップル補償デューティＤＴｒｐを算出する。たとえば、リップル補償デューティＤＴｒｐは、下記（３）式によって算出することができる。

ＤＴｒｐ＝−（ｋｐ・Ｖａ＋∫（ｋｉ・Ｖａ））・ｓｉｎ（ｆｒｐ・ｔ−θｒ）
…（３）
式（３）において、ｋｉ，ｋｐは、それぞれ、比例制御ゲインおよび積分制御ゲインであり、θｒは、位相合わせのための固定値である。リップル補償デューティＤＴｒｐは、周期的なリップル電圧Ｖｒｐに対して、リップル電圧Ｖｒｐと同一周期かつ逆位相でデューティを増減するための補償項である。すなわち、リップル補償デューティＤＴｒｐは、電源周波数に依存したリップル周波数ｆｒｐの成分を有することが理解される。すなわち、リップル補償デューティＤＴｒｐは、「第２の制御値」に対応する。なお、制御開始初期の出力電圧が定常状態となるまでの一定時間経過までの間は、ＤＴｒｐ＝０とすることが好ましい。

制御ＩＣ１００によるデューティ設定と、出力電圧Ｖｏｕｔの実際の変化挙動との間には、制御ＩＣ１００によるサンプリングおよび演算処理、ならびに、ハードウェア系での遅れ時間等に起因する時間遅れが存在するが、この時間遅れは一定値である。したがって、事前に実機実験等により、リップル電圧Ｖｒｐおよびリップル補償デューティＤＴｒｐを逆位相とするためのθｒを予め調整することができる。

なお、Ｖａ＝Ｖｍａｘ−ＶｏａｖまたはＶａ＝Ｖｏａｖ−Ｖｍｉｎとして算出しているため、リップル補償デューティＤＴｒｐの影響（過補償等）によって、リップル電圧が想定とは反転しても（たとえば、Ｖｍａｘが現れるべきタイミングで、Ｖｏｕｔ＜Ｖｏａｖとなるケース）、Ｖａ＜０と演算されたＶａのＰＩ演算によってＤＴｒｐの符号が反転することにより、自動的に対応することができる。

制御ＩＣ１００は、ステップＳ６００により、平均補償デューティＤＴｄｃおよびリップル補償デューティＤＴｒｐの和に従って、デューティＤＴを算出する（ＤＴ＝ＤＴｄｃ＋ＤＴｒｐ）。さらに、制御ＩＣ１００は、ステップＳ７００により、算出されたデューティＤＴに従って、メイントランジスタ１５のドライブ回路１１０への指令信号を生成する。当該指令信号は、たとえば、デューティＤＴを表すための複数ビットのデジタル信号によって構成される。ドライブ回路１１０は、制御ＩＣ１００からの指令信号に従って、図２で説明したデューティ制御を実行する。

以上説明したように、実施の形態１に従う電源回路によれば、出力電圧Ｖｏｕｔをサンプリングしたデジタル電圧を用いて、平均電圧値Ｖｏａｖを目標電圧Ｖｏｕｔ＊に一致させるためのフィードバック制御（平均補償デューティＤＴｄｃ）と、リップル電圧相当の交流電圧を予測的に補償する制御（リップル補償デューティＤＴｒｐ）との組み合わせによって、出力電圧Ｖｏｕｔを制御することができる。

この結果、出力電圧Ｖｏｕｔおよび目標電圧Ｖｏｕｔの偏差に基づく単純なフィードバック制御と比較して、制御周期を過度に短くすることなく、リップル電圧を除去することが可能となる。

なお、検出電圧Ｖｃのサンプリング周期は、リップル周波数ｆａｃによる正弦波状の電圧変動を表現可能であればよいため、たとえば、ｆａｃ＝１２０Ｈｚに対して、１周期を５００分割するように設定しても、サンプリング周期（すなわち、デジタル制御の制御周期）は、１６．７μｓ程度に抑えられる。したがって、演算処理速度を過度に高めることなく、出力電圧Ｖｏｕｔのデジタル制御を実現することができる。なお、１周期の分割数については、１００分割程度としても、正弦波状の電圧変動を表現可能である。

なお、図１の構成においては、入力電圧Ｖｉｎが出力される電源配線１３には力率改善回路（ＰＦＣ回路）がさらに配置されてもよい。ＰＦＣ回路の適用時には、電源配線１３の電流波形が、｜Ｖａｃ｜と位相が近付くように制御されるが、入力電圧Ｖｉｎには、図３相当のリップル電圧が生じる。このため、ＰＦＣ回路の出力電圧がメイントランジスタ１５によってスイッチングされる構成においても、実施の形態１で説明した出力電圧制御を適用することが可能である。

［実施の形態１の変形例］
実施の形態１の変形例では、出力電圧Ｖｏｕｔをサンプリングしたデジタル電圧値からリップル電圧振幅Ｖａを決定するための他の処理例について説明する。

図９は、実施の形態１の変形例によるリップル電圧振幅の決定処理を説明する概念的な波形図である。

図９を参照して、図７と同様に定義されたゼロクロス点ＺＰ１，ＺＰ２により、リップル電圧の１周期に対して、Ｖｏｕｔ＞Ｖｏａｖの領域における面積Ｖｓ１（以下、電圧面積Ｖｓ１と称する）および、Ｖｏｕｔ＜Ｖｏａｖの領域における面積Ｖｓ２（以下、電圧面積Ｖｓ２と称する）を定義することができる。すなわち、Ｖｓ１＞０，Ｖｓ２＜０であることが想定される。

ｓｉｎ関数の積分値から、リップル電圧振幅に相当する（Ｖｍａｘ−Ｖａｏｖ）は、電圧面積Ｖｓ１の１／２倍に相当し、同様に、（Ｖａｏｖ−Ｖｍｉｎ）は、電圧面積Ｖｓ２の１／２倍に相当する。電圧面積Ｖｓ１およびＶｓ２の各々は、当該期間におけるサンプル電圧値の積算値とサンプリング周期との乗算によって求めることができる。

図１０は、実施の形態１の変形例によるリップル電圧振幅を決定する制御処理を説明するフローチャートである。図１０に示す制御処理についても、図５のステップＳ４００で実行される。

図１０を参照して、制御ＩＣ１００は、図８と同様のステップＳ４１０〜Ｓ４４０によりゼロクロス点ＺＰ１，ＺＰ２を検出する。

制御ＩＣ１００は、ゼロクロス点ＺＰ１の検出時（Ｓ４３０）には、ステップＳ４６０により、前回のゼロクロス点ＺＰ２の検出時点から積算された電圧面積Ｖｓ２に従って、リップル電圧振幅Ｖａを更新する。たとえば、上述のように、Ｖａ＝−（Ｖｓ２）／２とすることができる。

そして、制御ＩＣ１００は、ステップＳ４６２により、電圧面積Ｖｓ２の値をクリアする（Ｖｓ２＝０）。さらに、ステップＳ４６４により、フラグＦＬＧ＝１に変更される。

制御ＩＣ１００は、Ｖｏｕｔ＞Ｖｏａｖの状態が継続している期間、すなわち、Ｓ４２０のＮＯ判定時には、ステップＳ４６６により、今回サンプリングしたデジタル電圧値による電圧面積の増加分、具体的には、電圧差（Ｖｏｕｔ−Ｖｏａｖ）を加算して、電圧面積Ｖｓ１の値を順次更新する。これにより、電圧面積Ｖｓ１は、サンプリング周期毎にデジタル電圧値に基づく変化分を積算するように演算される。

さらに、制御ＩＣ１００は、ステップＳ４６８により、ＦＬＧ＝１に維持する。この期間では、リップル電圧振幅Ｖａの値も更新されることなく、前回のゼロクロス点ＺＰ１の検出時に算出されたリップル電圧振幅Ｖａの値が維持される。

同様に、制御ＩＣ１００は、ゼロクロス点ＺＰ２の検出時（Ｓ４４０）には、ステップＳ４７０により、前回のゼロクロス点ＺＰ１の検出時点から積算された電圧面積Ｖｓ１に従って、リップル電圧振幅Ｖａを更新する。たとえば、上述のように、Ｖａ＝（Ｖｓ１）／２とすることができる。

そして、制御ＩＣ１００は、ステップＳ４７２により、電圧面積Ｖｓ１の値をクリアする（Ｖｓ１＝０）。さらに、ステップＳ４７４により、フラグＦＬＧ＝０に変更される。

制御ＩＣ１００は、Ｖｏｕｔ＜Ｖｏａｖの状態が継続している期間、すなわち、Ｓ４２５のＮＯ判定時には、ステップＳ４７６により、今回サンプリングしたデジタル電圧値による電圧面積の増加分、具体的には、電圧差（Ｖｏｕｔ−Ｖｏａｖ）を加算して、電圧面積Ｖｓ２の値を更新する。これにより、電圧面積Ｖｓ２は、サンプリング周期毎にデジタイル電圧値に基づく変化分を積算するように演算される。

さらに、制御ＩＣ１００は、ステップＳ４７８により、ＦＬＧ＝０に維持する。この期間では、リップル電圧振幅Ｖａの値も更新されることなく、前回のゼロクロス点ＺＰ２の検出時に算出されたリップル電圧振幅Ｖａの値が維持される。

実施の形態１の変形例では、図１０に示した制御処理によって、ゼロクロス点ＺＰ１またはＺＰ２の検出毎に、リップル電圧振幅Ｖａを算出することができる。これにより、サンプリング値に含まれるノイズの影響を抑制して、リップル電圧振幅Ｖａを算出することができる。電圧面積Ｖｓ１，Ｖｓ２からリップル電圧振幅Ｖａを演算した場合にも、リップル補償デューティＤＴｒｐの影響（過補償等）によって、リップル電圧が想定とは反転しても、Ｖａ＜０と演算されることを通じてＤＴｒｐの符号が反転することにより、自動的に対応することができる。

なお、実施の形態１の変形例においても、図５のステップＳ１００〜Ｓ３００および、ステップＳ５００ａ〜Ｓ７００の処理は、実施の形態１と同様である。すなわち、図１０の制御処理によって算出されたリップル電圧振幅Ｖａを用いて、実施の形態１と同様に、メイントランジスタ１５のデューティＤＴが制御される。したがって、ノイズの影響を抑制されたリップル電圧振幅Ｖａに基づいてリップル補償デューティＤＴｒｐを適切に設定することにより、リップル電圧の除去効果を高めることができる。

［実施の形態２］
実施の形態１およびその変形例では、リップル電圧が電源周波数ｆａｃに従う固定周波数を有すると想定して、リップル補償デューティＤＴｒｐを演算した。しかしながら、商用交流電源の電圧波形が歪む等により、電源周波数が一定とならない可能性も存在する。このようなケースでは、リップル補償デューティＤＴｒｐによる制御誤差が発生して、リップル電圧が除去できなくなる虞がある。

したがって、実施の形態２では、外部電源１０の周波数に依存した周波数成分を持たせるリップル補償デューティＤＴｒｐについて、出力電圧Ｖｉｎを用いて演算する。

図１１は、実施の形態２に従う電源回路５ｂの概略構成を説明する回路図である。
図１１を参照して、実施の形態２に従う電源回路５ｂでは、実施の形態１に従う電源回路５ａと比較して、入力電圧Ｖｉｎを制御ＩＣ１００へ伝達するための入力回路９５をさらに備える点で異なる。入力回路９５は、電源配線１３および制御ＩＣ１００の入力端子１０４の間に接続された、ダイオード９６および抵抗素子９７を有する。さらに、図示しない分圧回路を経由して、入力電圧Ｖｉｎは入力端子１０４へ伝達される。

制御ＩＣ１００は、入力端子１０４の電圧を所定周期でサンプリングすることによって、入力電圧Ｖｉｎのデジタル電圧値を取得することができる。入力電圧Ｖｉｎのサンプリング周期は、リップル周波数ｆａｃによる正弦波状の電圧変動を把握できるように、実施の形態１およびその変形例における検出電圧Ｖｃ（出力電圧Ｖｏｕｔ）のサンプリング周期と同等に設定することが好ましい。すなわち、入力電圧Ｖｉｎのデジタル電圧値は「第２のデジタル電圧値」に対応する。

これにより、実施の形態２による電源回路５ｂでは、制御ＩＣ１００は、入力電圧Ｖｉｎをサンプリングしたデジタル電圧値を取得することができる。電源回路５ｂのその他の部分の構成は電源回路５ａと同様であるので詳細な説明は繰返さない。

図１２は、実施の形態２に従う電源回路５ｂにおける出力電圧制御の制御処理を説明するフローチャートである。

図１２を参照して、制御ＩＣ１００は、図５と同様のステップＳ１００によって、検出電圧Ｖｃのサンプリングによって出力電圧Ｖｏｕｔのデジタル値を取得するとともに、ステップＳ１０５により、入力端子１０４の電圧をサンプリングすることによって、入力電圧Ｖｉｎのデジタル電圧値を取得する。さらに、制御ＩＣ１００は、図５と同様のステップＳ２００，Ｓ３００により、実施の形態１と同様に、検出電圧Ｖｃのサンプリングによって得られた出力電圧Ｖｏｕｔのデジタル値を用いて、平均補償デューティＤＴｄｃを算出する。

さらに、制御ＩＣ１００は、ステップＳ５００ｂにより、入力電圧Ｖｉｎをサンプリングしたデジタル電圧値を用いてリップル補償デューティＤＴｒｐを算出する。そして、制御ＩＣ１００は、図５と同様のステップＳ６００およびＳ７００により、平均補償デューティＤＴｄｃおよびリップル補償デューティＤＴｒｐの和に従って算出されたデューティＤＴによって、メイントランジスタ１５のオンオフを制御する。実施の形態２に従う電源回路では、実施の形態１と比較して、リップル補償デューティＤＴｒｐの算出処理（Ｓ５００ｂ）のみが異なり、その他の制御処理は実施の形態１と同様である。

図１３は、実施の形態２に従う電源回路の出力電圧制御におけるリップル補償項の算出処理を説明するフローチャートである。すなわち、図１３に示した制御処理は、図１２のステップＳ５００ｂにおける処理を具体化したものである。

図１３を参照して、制御ＩＣ１００は、ステップＳ５１２により、現在のサンプリングタイミングから遡って、ステップＳ１０５で取得されたデジタル電圧値を含むＮ個のデジタル電圧値（Ｖｉｎ）の平均電圧値Ｖｉａｖを算出する。これにより、入力電圧Ｖｉｎについて、リップル電圧の１周期における平均電圧が求められる。

図１４は、入力電圧の挙動を説明する概念的な波形図が示される。
図１４を参照して、入力電圧Ｖｉｎは、リップル周期Ｔｒｐ毎の移動平均に相当する平均電圧値Ｖｉａｖと、当該平均電圧からの電圧差Ｖｒとの和で示される。すなわち、Ｖｒ＝Ｖｉｎ−Ｖｉａｖで定義される。Ｖｉｎ＞ＶｉａｖのときにはＶｒ＞０であり、Ｖｉｎ＜ＶｉａｖのときにはＶｒ＜０であることが理解される。

実際には、図３で説明したように、入力電圧Ｖｉｎのリップルは、完全な正弦波状とはならない。このため、入力電圧Ｖｉｎのデジタル電圧値を用いる実施の形態２では、実施の形態１のような正弦波近似ではなく、実際の電圧差Ｖｒに基づいて、リップル電圧を把握する。ただし、入力電圧Ｖｉｎのリップル電圧に基づく電圧差Ｖｒについても、リップル周波数ｆｒｐ相当の、電源周波数ｆａｃに従った周波数成分を有していることが理解される。

再び図１３を参照して、制御ＩＣ１００は、ステップＳ５１４により、今回のサンプリングされたデジタル電圧値（Ｖｉｎ）について、図１４で定義された電圧差Ｖｒを算出する。

さらに、制御ＩＣ１００は、ステップＳ５１６により、ステップＳ５１４で算出された電圧差Ｖｒに−ｋｉを乗算することによって、今回（第ｉ番目）のサンプリングにおけるリップル補償項ＤＴｒｐ（ｉ）を算出する。

制御ＩＣ１００は、ステップＳ５１８により、Ｌ回前のサンプリング時における、リップル補償項ＤＴｒｐ（ｉ−Ｌ）を読み出して、リップル補償デューティＤＴｒｐに設定する（ＤＴｒｐ＝ＤＴｒｐ（ｉ−Ｌ））。

ここで、Ｌは、式（３）でのθｒと同様の位相合わせのための固定値（整数）である。Ｌについては、入力電圧Ｖｉｎの変動が出力電圧Ｖｏｕｔに出現するまでの時間遅れや、デューティＤＴを調整する指令信号を生成してから実際の出力電圧Ｖｏｕｔが変化するまでの時間遅れによって決まる。ただし、これらの時間遅れは一定値であるので、事前に実機実験等によって、電圧差Ｖｒに基づくデューティ調整と出力電圧Ｖｏｕｔのリップル電圧との位相を合致させるための適正値を求めることが可能である。

さらに、制御ＩＣ１００は、ステップＳ５２０により、ステップＳ５１８で読み出したＤＴｒｐ（ｉ−Ｌ）を消去するとともに、ステップＳ５１６で演算されたＤＴｒｐ（ｉ）を新たに記憶するように、メモリ内容を更新する。これにより、最新のＬサンプル分のリップル補償項ＤＴｒｐ（ｉ）のみが記載されるので、必要な記憶容量を抑制できる。

再び図１２を参照して、制御ＩＣ１００は、ステップＳ５００ｂ（Ｓ５１８）で算出されたリップル補償デューティＤＴｒｐを用いて、メイントランジスタ１５のデューティＤＴを制御する（Ｓ６００，Ｓ７００）。

このように実施の形態２に従う電源回路５ｂによれば、実施の形態１およびその変形例と同様に、平均補償デューティＤＴｄｃと、入力電圧Ｖｉｎに実際に生じたリップル電圧に対応するリップル補償デューティＤＴｒｐとの組み合わせによって、演算処理速度を過度に高めることなく、出力電圧Ｖｏｕｔのデジタル制御を実現することができる。

特に、入力電圧Ｖｉｎの実際の変動に基づいて、電源周波数ｆａｃに従った周波数成分を有することとなるリップル補償デューティＤＴｒｐを算出できるので、電源周波数ｆａｃが変動した場合にも、リップル電圧を抑制することができる。

また、実施の形態２に従う電源回路５ｂについても、実施の形態１で説明したのと同様に、電源配線１３にＰＦＣ回路をさらに配置することが可能である。ＰＦＣ回路の適用時には、入力電圧Ｖｉｎとして、ＰＦＣ回路の出力電圧が制御ＩＣ１００（入力端子１０４）へ伝達されるように、入力回路９５（図１１）を配置すれば、実施の形態２で説明した出力電圧制御を同様に適用することが可能である。

なお、実施の形態１およびその変形例、ならびに、実施の形態２では、外部電源１０からの単相交流電圧が全波整流されるものとして、リップル周波数ｆｒｐを電源周波数の２倍（ｆｒｐ＝２・ｆａｃ）としたが、単相交流電圧が半波整流される場合にも、式（３）でのｆｒｐ＝ｆａｃとして、実施の形態１およびその変形例と同様の制御を適用することが可能である。また、外部電源１０が三相交流電圧を供給する場合には、各相で半波整流する場合には、ｆｒｐ＝３・ｆａｃとする一方で、３相ブリッジで全波整流する場合には、ｆｒｐ＝６・ｆａｃとして式（３）を用いれば、実施の形態１およびその変形例の制御を適用することが可能である。同様に、実施の形態２についても、外部電源１０および整流の態様を問わず適用することが可能である。

さらに、実施の形態１またはその変形例と、実施の形態２とを組み合わせて、たとえば、両者に従って演算されたリップル補償デューティＤＴｒｐを加算したものと、平均補償デューティＤＴｄｃとの組み合わせによって、メイントランジスタ１５のデューティＤＴを制御することも可能である。

また、電源回路５ａ，５ｂでは、いわゆる、一石型のフライバックコンバータによって電圧変換部２０を構成する例を示したが、本発明の適用は、このような例に限定されることはない。すなわち、サンプリングされたデジタル電圧値を用いてデューティ（すなわち、電圧変換比）を調整する構成であれば、電圧変換部２０の回路構成を限定することなく、本発明を共通に適用することが可能である。なお、スイッチング素子（メイントランジスタ）のデューティ制御についても、所定のスイッチング周期Ｔｓｗで制御とするものを例示したが、スイッチング周期自体を可変として制御されてもよい。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

５ａ，５ｂ 電源回路、１０ 外部電源、１１ 整流フィルタ部、１２ ダイオードブリッジ、１３ 電源配線（入力電圧）、１４，３４，６２ 平滑コンデンサ、１５ メイントランジスタ、１９，１２１ 接地配線、２０ 電圧変換部、３０ 絶縁トランス、３１，３２ 一次側巻線、３３ 二次側巻線、６５ 電源配線（制御ＩＣ）、８０ 電圧検出回路、８２ シャントレギュレータ、８３，８４，９１，９７，Ｒｘ，Ｒｙ，Ｒｚ 抵抗素子、８５ フォトカプラ、８５ａ フォトダイオード、８５ｂ フォトトランジスタ、８６，９２ コンデンサ、９５ 入力回路、９６，Ｄ１，Ｄ３ ダイオード、１００ 制御ＩＣ、１０２，１０４ 入力端子、１１０ ドライブ回路、１２０ 電源配線（出力電圧）、１５０ 三端子レギュレータ、２００ 電源配線、３００ マイクロコンピュータ、３０１〜３０３ 負荷、ＤＴ デューティ（メイントランジスタ）、ＤＴｄｃ 平均補償デューティ、ＤＴｒｐ リップル補償デューティ、ＤＴｒｐ（ｉ），ＤＴｒｐ（ｉ−Ｌ） リップル補償項、Ｎｃ ノード（検出電圧）、Ｎｓｐ 判定値（Ｖｍａｘ，Ｖｍｉｎ検出用）、Ｔｒｐ リップル周期、Ｔｓｗ スイッチング周期、Ｖａ リップル電圧振幅、Ｖａｖ 平均電圧、Ｖｃ 検出電圧、Ｖｃｃ 直流電圧、Ｖｉａｖ 平均電圧値（入力電圧）、Ｖｏａｖ 平均電圧値（出力電圧）、Ｖｍａｘ 最高電圧、Ｖｍｉｎ 最低電圧、Ｖｏｕｔ 出力電圧、Ｖｏｕｔ＊ 目標電圧、Ｖｒｐ リップル電圧、Ｖｓ１，Ｖｓ２ 電圧面積、ＺＰ１，ＺＰ２ ゼロクロス点、ｆｒｐ リップル周波数。

Claims (5)

1. 商用交流電圧を整流および平滑化する整流フィルタ部と、
   前記整流フィルタ部の出力を入力電圧とした直流電圧変換により目標電圧に従った直流電圧を出力するための電圧変換部と、
   前記直流電圧を周期的にサンプリングした第１のデジタル電圧値を用いて前記直流電圧を制御する制御部とを備え、
   前記電圧変換部は、周期的にオンオフを繰り返すスイッチング素子のスイッチング周期に対するオン期間の比で示されるデューティに応じて、前記入力電圧および前記直流電圧の間の電圧変換比が変化するように構成され、
   前記制御部は、前記直流電圧の平均値と前記目標電圧との偏差に基づく第１の制御値と、前記商用交流電圧の周波数に依存した周波数成分を有する第２の制御値との和に従って前記スイッチング素子の前記デューティを制御する、電源回路。
2. 前記制御部は、
   前記商用交流電圧の周期に依存した所定期間での前記第１のデジタル電圧値の平均値に基づいて前記第１の制御値を演算する第１の演算手段と、
   前記第１のデジタル電圧値から前記所定期間を１周期とする正弦波状電圧変動の振幅を算出するとともに、当該正弦波状電圧変動を打ち消すように前記第２の制御値を演算する第２の演算手段とを含む、請求項１記載の電源回路。
3. 前記第２の演算手段は、
   前記所定期間における前記第１のデジタル電圧値の平均値に対する前記第１のデジタル電圧値の高低関係が逆転するタイミングを検知する手段と、
   前記タイミングの検出に応じて、当該タイミングから前記所定期間の１／４に相当する時間が経過した時点での前記第１のデジタル電圧値を用いて前記正弦波状電圧変動の振幅を算出する手段とを有する、請求項２記載の電源回路。
4. 前記第２の演算手段は、
   前記所定期間における前記第１のデジタル電圧値の平均値に対する前記第１のデジタル電圧値の高低関係が逆転するタイミングを検出する手段と、
   当該タイミングが検知される毎に、前回の検出タイミングから当該タイミングまでの期間における前記第１のデジタル電圧値および前記平均値の差分の積算値を用いて前記正弦波状電圧変動の振幅を算出する手段とを有する、請求項２記載の電源回路。
5. 前記制御部は、
   前記商用交流電圧の周期に依存した所定期間での前記第１のデジタル電圧値の平均値に基づいて前記第１の制御値を演算する第１の演算手段と、
   前記入力電圧を周期的にサンプリングした第２のデジタル電圧値について、前記所定期間での移動平均値に対する当該第２のデジタル電圧値の差分を打ち消すように前記第２の制御値を演算する第２の演算手段とを含む、請求項１記載の電源回路。

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