JP6764670B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、電力変換装置に関するものである。

直流電力を交流電力に変換する電力変換装置は、出力が交流であるために、その影響で入力電流（直流）にリップル電流（交流成分）が発生する。入力電流にリップル電流が流れると、入力側の直流電源に影響が生じる。一例として、直流電源が電池の場合、電池の種類によっては、リップル電流によって電池の寿命が短くなる。

したがって、電力変換装置の分野において、リップル電流を抑える制御が検討されている。一例として、特許文献１は、単相電力調整装置におけるリップル電力を低減する方法を開示している。

特表２０１１−５０１６３５号公報

従来では、リップル電流を抑えるために以下の方式が採用されていた。例えば、電力変換装置の入力側で瞬時電流を検知し、制御部が、瞬時電流から以下の式１を用いてリップル成分を計算する。制御部は、リップル成分をコンバータ指令値から差し引くことによりコンバータ制御値を出力する。

（式１）
リップル成分＝ 入力電流（瞬時）−入力電流直流分
ここで、「入力電流直流分」は、入力電流（瞬時）をＬＰＦ（Low-pass filter）に通して得た平均値である。

上述の従来方式は、入力電流を検出して補正を掛けているため、実電流に対して制御の遅れが発生してしまう。この制御の遅れがリップル電流の低減の妨げになっていた。

そこで、本発明の目的は、従来と比べてリップル電流を効果的に抑える電力変換装置を提供することである。

例えば、上記課題を解決するために、特許請求の範囲に記載の構成を採用する。本願は上記課題を解決する手段を複数含んでいるが、その一例をあげるならば、直流電源から出力される直流電力を、異なる電圧の直流電力に変換するコンバータと、前記コンバータから出力される直流電力を交流電力に変換するインバータと、前記インバータから出力される前記交流電力の瞬時変動を表す情報に基づいて前記コンバータを制御する制御部とを備える電力変換装置が提供される。

好適には、前記制御部は、リップル抑制用補正値を用いて前記コンバータへの指令値を補正し、ここで、前記瞬時変動を表す情報は、前記交流電力の瞬時変動波形であり、前記リップル抑制用補正値は、前記瞬時変動波形を、応答遅れを考慮して位相補正したものである。

好適には、前記制御部は、連系運転時と自立運転時とで前記リップル抑制用補正値の算出処理を切り替える。前記連系運転時において、前記制御部は、前記インバータの２倍の周期の正弦波と前記インバータの出力電力値との積を前記瞬時変動波形として算出し、前記積を位相補正して前記リップル抑制用補正値を算出する。また、前記自立運転時において、前記制御部は、前記インバータの出力電圧と出力電流との積を前記瞬時変動波形として算出し、前記積を位相補正して前記リップル抑制用補正値を算出する。

好適には、前記制御部は、前記コンバータの入力側の前記直流電流を用いてリップル成分を算出し、前記瞬時変動を表す情報及び前記リップル成分の両方を用いて前記コンバータへの指令値を補正する。

本発明によれば、従来に比べてリップル電流をより効果的に抑えることができる。本発明に関連する更なる特徴は、本明細書の記述、添付図面から明らかになるものである。また、上記した以外の、課題、構成及び効果は、以下の実施例の説明により明らかにされる。

本発明の実施例に係る系統連系電源システムの構成図である。 本発明の実施例に係るコンバータ制御のブロック図である。 連系運転時のリップル抑制用補正値の算出方法を説明する図である。 自立運転時のリップル抑制用補正値の算出方法を説明する図である。 連系運転時のインバータ出力（連系電流）とリップル電流であり、（ａ）は従来方式での結果、（ｂ）は本発明の実施例での結果を示す。 自立運転時のインバータ出力（自立電流）とリップル電流であり、（ａ）は従来方式での結果、（ｂ）は本発明の実施例での結果を示す。

以下、添付図面を参照して本発明の実施例について説明する。なお、添付図面は本発明の原理に則った具体的な実施例を示しているが、これらは本発明の理解のためのものであり、決して本発明を限定的に解釈するために用いられるものではない。

図１は、本発明の実施例に係る系統連系電源システムの構成図である。系統連系電源システム１００は、電力変換装置１１０を備える。電力変換装置１１０は、直流電源１２０から出力される直流電力を交流電力に変換して系統１３０に出力する。

連系負荷１４０は、系統１３０に並列接続された負荷であり、連系運転時の電力を消費する機器である。自立負荷１５０は、系統１３０に並列接続された負荷であり、自立運転時の電力を消費する機器である。連系運転と自立運転との切り替えは、例えば、スイッチ１６０及び１７０を制御することにより行うことができる。この切り替えは、後述する電力変換装置１１０の制御部１１４で行ってもよい。

電力変換装置１１０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ（以下、「コンバータ」と称す）１１１と、コンデンサ１１２と、ＤＣ／ＡＣインバータ（以下、「インバータ」と称す）１１３と、制御部１１４とを備える。

コンバータ１１１は、直流電源１２０から出力される直流電力を、異なる電圧の直流電力に変換する。インバータ１１３は、コンバータ１１１から出力される直流電力を交流電力に変換する。コンデンサ１１２は、コンバータ１１１とインバータ１１３との間に配置された平滑コンデンサである。

制御部１１４は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）を備えており、電力変換装置１１０の各構成要素を制御するものである。制御部１１４は、コンバータ１１１及びインバータ１１３をＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御する。図１に示すように、制御部１１４は、コンバータ制御信号をコンバータ１１１に出力し、インバータ制御信号をインバータ１１３に出力する。

なお、制御部１１４は、ＣＰＵがその処理に対応するプログラムを実行するソフトウェア手段で実現されてもよいし、あるいは、例えば集積回路で設計する等によりハードウェア手段で実現されてもよい。

また、電力変換装置１１０は、入力電流を検知するために、コンバータ１１１の入力側に第１の電流検知手段１１５を備える。第１の電流検知手段１１５は、検知した瞬時電流を制御部１１４に入力する。さらに、電力変換装置１１０は、インバータ電力の変動を検知するために、インバータ１１３の出力側に電圧検知手段１１６及び第２の電流検知手段１１７を備える。電圧検知手段１１６は、検知した瞬時電圧を制御部１１４に入力する。第２の電流検知手段１１７は、検知した瞬時電流を制御部１１４に入力する。

本実施例の特徴について説明する。制御部１１４は、電力変換装置１１０の入力電流（直流）のリップルの原因になるインバータ電力（交流電力）の瞬時変動を表す情報に基づいてコンバータ１１１を制御する。詳細には、制御部１１４は、インバータ電力の瞬時変動波形を用いてリップル抑制用補正値を算出する。制御部１１４は、コンバータ１１１への指令値からリップル抑制用補正値を差し引くことによってコンバータ制御値を求める。制御部１１４は、求められたコンバータ制御値をコンバータ制御信号としてコンバータ１１１に出力する。

図２は、制御部１１４におけるコンバータ制御のブロック図である。コンバータ指令値２０１と、図示省略のバス電圧検知手段で検出されたバス電圧（図１参照）２０２との偏差が、リミッタ回路２０３を介してＰＩ制御部２０４へ入力される。コンバータ指令値２０１とバス電圧２０２との偏差は、ＰＩ制御部２０４によって比例積分される。ＰＩ制御部２０４からの出力は、リミッタ回路２０５を介して第１の制御値補正部２０６に入力される。

第１の制御値補正部２０６は、リップル抑制用補正値を算出する。そして、第１の制御値補正部２０６によって、リミッタ回路２０５の出力からリップル抑制用補正値分が差し引かれる。第１の制御値補正部２０６の出力（第１出力値）は、第２の制御値補正部２０７に入力される。なお、補正値を調整するための係数Ｋ１をリップル抑制用補正値に掛け合わせてもよい。係数Ｋ１は、実機での調整値であり、電力変換装置１１０の回路構成に応じて異なる値となる。

第２の制御値補正部２０７は、コンバータ１１１の入力側の第１の電流検知手段１１５から瞬時電流を取得し、上述の式（１）を用いてリップル成分を算出する。そして、第２の制御値補正部２０７によって、第１の制御値補正部２０６の出力（第１出力値）からリップル成分が差し引かれる。なお、リップル成分に係数Ｋ２を掛け合わせてもよい。係数Ｋ２は、実機での調整値であり、電力変換装置１１０の回路構成に応じて異なる値となる。第２の制御値補正部２０７からの出力（第２出力値）は、リミッタ回路２０８を介してコンバータ制御値（ＰＷＭ値）２０９として出力される。制御部１１４は、コンバータ制御値２０９をコンバータ制御信号としてコンバータ１１１に出力する。

次に、連系運転と自立運転のそれぞれについて、リップル抑制用補正値の算出方法を説明する。本実施例の特徴として、制御部１１４は、連系運転と自立運転とでリップル抑制用補正値の算出処理を切り替える。以下で詳細に説明するが、連系運転時のリップル抑制用補正値は、インバータ１１３の２倍の周期の正弦波とインバータ１１３の出力電力値との積を位相補正したものである。また、自立運転時のリップル抑制用補正値は、インバータ１１３の出力電圧と出力電流との積を位相補正したものである。

図３は、連系運転時のリップル抑制用補正値の算出方法を説明する図である。インバータ電力の瞬時変動は、インバータ１１３の周波数の２倍の周波数となる。したがって、コンバータ１１１においてリップルの補正を行うために、インバータ１１３の２倍の周期の正弦波ｓｉｎ（２ωｔ）を使用する。また、入力電流におけるリップル電流はインバータ電力が大きくなるほど、大きくなる傾向にある。したがって、インバータ電力の瞬時変動波形として、インバータ電力に比例した正弦波（例えば、上述の正弦波とインバータ１１３の出力電力との積）を用いる。

また、インバータ電力の瞬時変動を用いてコンバータ１１１を制御する場合、制御部１１４などの制御系やハードに応答遅れが生じる。この応答遅れ分を考慮し、正弦波ｓｉｎ（２ωｔ）の位相を△１だけずらす。さらに、微調整のために、ｓｉｎ（２ωｔ＋△２）を加える。

図３を式に表すと以下のようになる。制御部１１４は、式２に従ってリップル抑制用補正値を算出する。
（式２）
リップル抑制用補正値 ＝
（ｓｉｎ（２ωｔ＋△１）＊出力電力指令）＊Ｋ３＋ｓｉｎ（２ωｔ＋△２）
ここで、「出力電力指令」とは、インバータ１１３への出力電力指令値である。なお、ｓｉｎ（２ωｔ）は、インバータ１１３内にある位相同期回路（ＰＬＬ）に同期した２倍周期の正弦波であり、インバータ１１３内のＰＬＬから制御部１１４への入力をもとに算出されればよい。係数Ｋ３は、実機での調整値であり、電力変換装置１１０の回路構成に応じて異なる値となる。

位相補正用変数△１、△２は、例えば、以下の式３により算出される。
（式３）
△１ ＝ π＋（２π＊Ｋａ）／（Ｐ_ｉｎｖ＊（Ｐ_ｉｎｖ＊Ｋｂ）＋Ｋｃ）
△２ ＝ π／４＋（２π＊Ｋａ）／（Ｐ_ｉｎｖ＊（Ｐ_ｉｎｖ＊Ｋｂ）＋Ｋｃ）
ここで、Ｐ_ｉｎｖは、インバータ電力（実効値の平均）である。Ｋａ、Ｋｂ、Ｋｃは、正弦波ｓｉｎ（２ωｔ）と実際の入力電流のリップル波形とを測定し、これら２つの波形の位相のずれをグラフ化したときの近似式から求められる係数である。

位相補正用変数△１、△２の式は、インバータ電力が大きいほど、補正位相が小さくなり、また、インバータ電力が小さいほど、補正位相が大きくなるように決定された式である。位相補正用変数△１、△２は、実機での調整値のため、電力変換装置１１０の回路構成により、計算式及びその計算式で使用される各種係数などは異なる。

図４は、自立運転時のリップル抑制用補正値の算出方法を説明する図である。自立運転時に関しては、インバータ電力の瞬時変動波形を、実際の瞬時出力電圧（Ｖ_ｉｎｖ）と瞬時出力電流（Ｉ_ｉｎｖ）との積で作成する。インバータ電力の瞬時変動を用いてコンバータを制御する場合の応答遅れは、ＬＰＦの時定数Ｔによって調整する。

図４を式に表すと以下の式４のようになる。制御部１１４は、出力電圧（瞬時）を電圧検知手段１１６を介して取得し、出力電流（瞬時）を第２の電流検知手段１１７を介して取得し、式４に従ってリップル抑制用補正値を算出する。
（式４）
リップル抑制用補正値 ＝ （インバータ電力（瞬時）のＬＰＦ出力）＊Ｋ４
インバータ電力（瞬時） ＝ 出力電圧（瞬時）＊出力電流（瞬時）
なお、係数Ｋ４は、実機での調整値であり、電力変換装置１１０の回路構成に応じて異なる値となる。

上述のように連系運転時と自立運転時とでリップル抑制用補正値の計算式が異なるが、これらの計算式の概念は、インバータ電力の瞬時変動波形を、上述の応答遅れ分を位相補正するという点で共通している。したがって、リップル抑制用補正値用の計算式は、上述の例に限定されない。制御部１１４は、インバータ電力の瞬時変動波形を応答遅れ分だけ位相補正する他の計算式を用いてリップル抑制用補正値を算出してもよい。

本実施例によれば、入力電流のリップル原因となるインバータ電力の瞬時変動を表す情報をもとに入力電流のリップル電流を予測し、コンバータ１１１の指令値を補正することができる。リップル原因から補正値を算出することで、従来よりも制御遅れが少ない制御が可能となり、リップル低減に有効である。

上述のように、インバータ電力の瞬時変動波形を用いて補正を行うことは従来に比べて有利な効果があるが、図２に示すように瞬時変動波形及びリップル成分の両方を用いてコンバータ１１１への指令値を補正した場合、リップル電流をより効果的に抑制することができる。

図５は、連系運転時のインバータ出力（連系電流）とリップル電流の一例である。（ａ）は、従来方式での結果であり、（ｂ）は、（ａ）と同じ条件で測定した場合の本実施例での結果を示す。なお、ここでの従来方式とは、図２の構成から第１の制御値補正部２０６を削除した構成である。リップル電流は、コンバータ１１１の入力側で測定したものである。

同様に、図６は、自立運転時のインバータ出力（自立電流）とリップル電流の一例である。（ａ）は、従来方式での結果であり、（ｂ）は、（ａ）と同じ条件で測定した場合の本実施例での結果を示す。

図５及び図６に示すように、本実施例は、連系運転と自立運転の両方の場合において、電力変換装置１０１の入力側のリップル電流（直流に含まれる交流成分）を抑制することができる。本実施例は、従来方式のリップル電流抑制制御と比べて、リップル電流を約３０％低減することができる。

本発明の効果について説明する。従来は、入力電流に含まれるリップル電流を検出してリップル成分を打ち消すように電力変換装置のコンバータを制御していた。しかし、従来の方式では、発生したリップル電流の結果から抑制制御を行うため、制御遅れが発生し、十分な抑制効果を得られなかった。これに対して、本発明の電力変換装置１０１は、リップル電流の原因になる電力変換装置１０１の出力情報（インバータ電力の瞬時変動を表す情報）を検出して、発生するであろうリップル電流を予測し、予測されたリップル電流分を打ち消すようにコンバータ１１１を制御する。したがって、電力変換装置１０１の入力側のリップル電流を効果的に抑制することができる。その結果、直流電源（例えば、電池）の劣化を抑え、システム全体の長寿命化に貢献する。

本発明は上記した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。上記実施例は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施例の構成の一部を他の実施例の構成に置き換えることもできる。また、ある実施例の構成に他の実施例の構成を加えることもできる。また、各実施例の構成の一部について、他の構成を追加・削除・置換することもできる。

上述の実施例において、制御線や情報線は説明上必要と考えられるものを示しており、製品上必ずしも全ての制御線や情報線を示しているとは限らない。全ての構成が相互に接続されていてもよい。

１００ …系統連系電源システム
１１０ …電力変換装置
１１１ …ＤＣ／ＤＣコンバータ
１１２ …コンデンサ
１１３ …ＤＣ／ＡＣインバータ
１１４ …制御部
１１５ …第１の電流検知手段
１１６ …電圧検知手段
１１７ …第２の電流検知手段
１２０ …直流電源
１３０ …系統
１４０ …連系負荷
１５０ …自立負荷
１６０、１７０ …スイッチ
２０１ …コンバータ指令値
２０２ …バス電圧
２０３ …リミッタ回路
２０４ …ＰＩ制御部
２０５ …リミッタ回路
２０６ …第１の制御値補正部
２０７ …第２の制御値補正部
２０８ …リミッタ回路
２０９ …コンバータ制御値

Claims (1)

1. 直流電源から出力される直流電力を、異なる電圧の直流電力に変換するコンバータと、
   前記コンバータから出力される直流電力を交流電力に変換するインバータと、
   前記コンバータの入力側の直流電流のリップル成分となる前記インバータから出力される前記交流電力の瞬時変動を表す情報に基づいて、前記直流電流のリップル成分を抑制するように前記コンバータを制御する制御部と
   を備える、電力変換装置において、
   前記制御部は、リップル抑制用補正値を用いて前記コンバータへの指令値を補正するものであり、
   ここで、前記瞬時変動を表す情報は、前記交流電力の瞬時変動波形であり、前記リップル抑制用補正値は、前記瞬時変動波形を、応答遅れを考慮して位相補正したものであり、
   前記制御部は、連系運転時と自立運転時とで前記リップル抑制用補正値の算出処理を切り替えるものであって、
   前記連系運転時において、前記制御部は、前記インバータの２倍の周期の正弦波と前記インバータの出力電力値との積を前記瞬時変動波形として算出し、前記積を位相補正して算出する前記リップル抑制用補正値か、又は
   前記自立運転時において、前記制御部は、前記インバータの出力電圧と出力電流との積を前記瞬時変動波形として算出し、前記積を位相補正して算出する前記リップル抑制用補正値の、少なくともいずれか一方を算出することを特徴とする電力変換装置。

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