JP4899536B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は電力変換装置に関し、より詳細にはＤＣＤＣコンバータを介さずに、電圧の昇圧・降圧を実現し得る電力変換装置に関するものである。

従来技術として特開2004-15895号公報（特許文献１を参照されたい。）に示されているように、昇圧用のＤＣＤＣコンバータを用いて、バッテリ電圧を昇圧してモータを駆動する制御方法が知られており、モータ・電力変換器の効率向上と、昇圧による出力増加が得られている。
特開2004-15895号公報（段落0016-0017、図１）

しかしながら、前述の構成においては、ＤＣＤＣコンバータを使っているため、電源と電力変換装置、モータを全て含めたシステム全体の体積が大きくなるとともに、バッテリを充放電するためにはＤＣＤＣコンバータを通過するために損失が発生する。そこで、本発明は、ＤＣＤＣコンバータを介さずに、電圧の昇圧・降圧を実現し得る電力変換装置を提供することを目的とする。

上述した諸問題を解決すべく、この発明による電力変換装置は、
複数の直流電源に接続され、これら直流電源のそれぞれの出力電圧からパルスを生成・合成することで第１交流モータの駆動電圧を生成して前記第１交流モータを駆動する第１電力変換器と、
前記複数の直流電源に接続され、これら直流電源のそれぞれの出力電圧からパルスを生成・合成することで第２交流モータの駆動電圧を生成して前記第２交流モータを駆動する第２電力変換器と、を備える電力変換装置であって、
前記第１電力変換器が負荷としての前記第１交流モータに、前記第２電力変換器が負荷としての前記第２交流モータに、それぞれ接続され、
前記第１交流モータ及び前記第２交流モータのトルク、速度、出力電流値、および出力電圧値の少なくとも１つを用いて、前記複数の直流電源の電圧指令値を生成する電圧指令値生成手段と、
前記生成された電圧指令値に基づいて、電圧の出力を配分する出力配分手段と、
を備えることを特徴とする。

また、この発明の他の態様による電力変換装置は、
前記複数の直流電源の各々が、異なる電圧値の直流電源である、ことを特徴とする。

また、この発明の他の態様による電力変換装置は、
前記第１電力変換器及び前記第２電力変換器の少なくとも１つが、前記接続されている複数の直流電源の少なくとも１つの電力を操作する電力操作手段を備え、
前記電力操作手段が、前記複数の直流電源の少なくとも１つの直流電力（例えば回路内のコンデンサの電力）を調整することによって、前記複数の直流電源の電圧を制御する、ことを特徴とする。

また、この発明の他の態様による電力変換装置は、
前記電力操作手段が、前記複数の直流電源からそれぞれ生成されるパルスに、前記第１電力変換器及び前記第２電力変換器の電圧の出力を配分する、ことを特徴とする。

また、この発明の他の態様による電力変換装置は、
前記電圧指令値生成手段が、前記第１交流モータ及び前記第２交流モータの速度に基づき前記直流電源の電圧指令値を生成する、ことを特徴とする。

また、この発明の他の態様による電力変換装置は、
前記電圧指令値生成手段が、前記第１交流モータ及び前記第２交流モータの速度に比例して前記直流電源の電圧指令値を生成する、ことを特徴とする。

また、この発明の他の態様による電力変換装置は、
前記電圧指令値生成手段が、前記第１交流モータ及び前記第２交流モータのトルクおよび速度に基づき前記直流電源の電圧指令値を生成する、ことを特徴とする。

また、この発明の他の態様による電力変換装置は、
前記生成された電圧指令値のうち最も大きい電圧値を選択し、前記直流電源の電圧指令値とする電圧指令値選択手段、を備えることを特徴とする。

また、この発明の他の態様による電力変換装置は、
前記生成された電圧指令値を、計測された前記複数の直流電源の電圧値でフィードバック制御するフィードバック制御手段（フィードバック制御を施した電圧指令値で前記電力変換装置の電圧の出力を配分することが可能となる）、を備えることを特徴とする。

また、この発明の他の態様による電力変換装置は、
前記生成された電圧指令値から、この電圧指令値の対象となる前記直流電源の電力値である対象電力値を求める対象電力値算出手段と、前記電力変換装置に接続されている前記複数の直流電源の電力合計値を求める電力合計値算出手段と、を備え、前記対象電力値および前記電力合計値から、電圧の出力を配分する、ことを特徴とする。

また、この発明の他の態様による電力変換装置は、
前記電圧指令値の対象となる直流電源に接続されている他の電力変換器の直流電力値を求める手段と、前記電圧指令値の対象となる直流電源の電力値である対象電力値を、前記他の電力変換器の直流電力値から求める対象電力値算出手段と、備えることを特徴とする。

また、この発明の他の態様による電力変換装置は、
前記生成された電圧指令値を、計測された前記複数の直流電源の電圧値でフィードバック制御するフィードバック制御手段を備え、前記対象電力値算出手段が、前記フィードバック制御された電圧指令値に基づき、前記直流電源の電力値を求める、ことを特徴とする。

また、この発明の他の態様による電力変換装置は、
前記生成された電圧指令値を、計測された前記複数の直流電源の電圧値でフィードバック制御するフィードバック制御手段を備え、前記対象電力値算出手段が、前記フィードバック制御された電圧指令値に基づき、前記電圧指令値の対象となる直流電源に接続されている他の電力変換器の直流電力値を求め、この求めた直流電力値を前記対象電力値に加算して、電圧指令値の対象となる直流電源の電力値を求める、ことを特徴とする。

また、この発明の他の態様による電力変換装置は、
前記フィードバック制御手段からの出力が、前記電圧指令値と、前記計測された前記複数の直流電源の電圧値との差分を、少なくとも遅れ要素を持つフィルタに入力することにより求められる、ことを特徴とする。

また、この発明の他の態様による電力変換装置は、
前記対象電力値算出手段が、前記電圧指令値の対象となる直流電源に接続されている他の電力変換器の直流電力値を、前記他の電力変換器に接続されている前記複数の直流電源の電力合計値、および、出力電圧の出力配分比率から求める、ことを特徴とする。

また、この発明の他の態様による電力変換装置は、
前記対象電力値算出手段が、前記電力変換装置の直流電力値を、前記第１交流モータ及び前記第２交流モータのうちの少なくとも１つのトルクおよび速度、あるいは、出力電流および出力電圧から推定して求める、ことを特徴とする。

また、この発明の他の態様による電力変換装置は、
前記対象電力値算出手段が、前記第１交流モータ及び前記第２交流モータのトルク、あるいは、トルク指令値および速度からモータの出力を演算し、モータの出力および前記電力変換装置の効率から前記電力変換装置の直流電力値を求める、ことを特徴とする。

また、この発明の他の態様による電力変換装置は、
前記対象電力値算出手段が、前記交流モータの出力電流および出力電圧から出力電力を演算して、前記第１交流モータ及び前記第２交流モータの出力電力および前記電力変換装置の効率から前記電力変換装置の直流電力値を求める、ことを特徴とする。

また、この発明の他の態様による電力変換装置は、
前記電力変換装置の直流電力値が、前記交流モータのトルクから、あるいは、トルク指令値および速度から、予め作成した直流電力値のテーブルを参照することによって求められる、ことを特徴とする。

また、この発明の他の態様による電力変換装置は、
前記電力変換装置の直流電力値が、前記モータの出力電流と出力電圧から出力電力を演算し、予め作成した直流電力値のテーブルを参照することによって、前記電力変換装置の直流電力値を求める、ことを特徴とする。

また、この発明の他の態様による電力変換装置は、
前記複数の直流電源の少なくとも１つがコンデンサである、ことを特徴とする。

また、この発明の他の態様による電力変換装置は、
前記複数の直流電源が、インバータに接続される、ことを特徴とする。

また、この発明の他の態様による電力変換装置は、
請求項１に記載の電力変換装置であって、
前記複数の直流電源は、第１の直流電源および変圧可能な第２の直流電源を有し、
前記第１の電力変換器が、
各相毎に、双方向の導通をスイッチング可能な第１のスイッチング手段、双方向の導通をスイッチング可能な第２のスイッチング手段、および、少なくとも一方の方向の導通をスイッチング可能な第３のスイッチング手段を備え、
前記第１の電力変換器における、
前記第1のスイッチング手段の一方の端子が、前記第１の直流電源の正極母線に接続され、かつ、他方の端子が前記第１の交流モータに接続され、
前記第２のスイッチング手段の一方の端子が、前記第２の直流電源の第２の正極母線に接続され、かつ、他方の端子が前記第１の交流モータに接続され、
前記第３のスイッチング手段の一方の端子が、前記第１および第２の直流電源の共通負極母線に接続され、かつ、他方の端子が前記第１の交流モータに接続され、
前記第２の電力変換器が、
各相毎に、双方向の導通をスイッチング可能な第４のスイッチング手段、双方向の導通をスイッチング可能な第５のスイッチング手段、および、少なくとも一方の方向の導通をスイッチング可能な第６のスイッチング手段を備え、
前記第２の電力変換器における、
前記第４のスイッチング手段の一方の端子が、前記第１の直流電源の正極母線に接続され、かつ、他方の端子が前記第２の交流モータに接続され、
前記第５のスイッチング手段の一方の端子が、前記第２の直流電源の第２の正極母線に接続され、かつ、他方の端子が前記第２の交流モータに接続され、
前記第６のスイッチング手段の一方の端子が、前記第１および第２の直流電源の共通負極母線に接続され、かつ、他方の端子が前記第２の交流モータに接続されている、
ことを特徴とする。

また、この発明の他の態様による電力変換装置は、
請求項１に記載の電力変換装置であって、
前記複数の直流電源は、第１の直流電源および変圧可能な第２の直流電源を有し、
前記第１の電力変換器が、
各相毎に、双方向の導通をスイッチング可能な第１のスイッチング手段、双方向の導通をスイッチング可能な第２のスイッチング手段、および、少なくとも一方の方向の導通をスイッチング可能な第３のスイッチング手段を備え、
前記第１の電力変換器における、
前記第1のスイッチング手段の一方の端子が、前記第１の直流電源の正極母線に接続され、かつ、他方の端子が前記第１の交流モータに接続され、
前記第２のスイッチング手段の一方の端子が、前記第２の直流電源の第２の正極母線に接続され、かつ、他方の端子が前記第１の交流モータに接続され、
前記第３のスイッチング手段の一方の端子が、前記第１および第２の直流電源の共通負極母線に接続され、かつ、他方の端子が前記第１の交流モータに接続され、
前記第２の電力変換器が、
各相毎に、少なくとも一方の方向の導通をスイッチング可能な第４のスイッチング手段、および、少なくとも一方の方向の導通をスイッチング可能な第５のスイッチング手段を備え、
前記第２の電力変換器における、
前記第４のスイッチング手段の一方の端子が、前記第１の直流電源の正極母線に接続され、かつ、他方の端子が前記第２の交流モータに接続され、
前記第５のスイッチング手段の一方の端子が、前記第１および第２の直流電源の共通負極母線に接続され、かつ、他方の端子が前記第２の交流モータに接続されている、
ことを特徴とする。

この発明によれば、複数個の電力変換器で構成した電力変換装置を用いる事で、他方の変換器の電力分配で電圧制御することによって、一方の変換器の出力を調整することが可能になり、例えば、一方の出力を増加してモータなどの負荷の出力を増加することが可能となる。また、モータの状態を表すファクターの少なくとも１つ、例えば速度の増加に応じて電力変換装置の電圧の出力を配分することができるようになり、例えば、負荷の出力が直流電圧によって制限を受ける場合に、その出力を向上させることが可能になる。

また、この発明の他の態様によれば、異なる電圧値の直流電源の電圧値を昇圧して、電力変換器の出力を増加して、効率を向上させることが可能となる。即ち、出力電圧の要求値が小さい場合には、異なる電圧の中から低い電圧の直流電源を選択し、電力変換装置の損失を低減することができる。昇圧・降圧を含め電位差があることを利用することが可能となる。

また、この発明の他の態様によれば、電力配分によって直流電源の制御ができ、この直流電源の電力調整で電圧値を可変とすることができるため、DCDCコンバータレスの電力変換装置を構成することが可能となる。

また、この発明の他の態様によれば直流電源の電力調整をパルス生成で実施することによって、DCDCコンバータレスの電力変換装置を構成することが可能となる。

また、この発明の他の態様によれば、速度とともにモータの誘起電圧が増加する場合には、弱め界磁電流を少なくすることができるために効率を向上することができる。また、直流電圧で出力の制限を受ける場合には、直流電圧を増加させることで、モータの出力を増加させることができる。

また、この発明の他の態様によれば、モータの速度の増加に比例して、直流電圧の指令値を生成する事で、速度に比例してモータの誘起電圧が増加する場合に、弱め界磁電流を少なくすることができるために効率を向上することができる。また、この発明の他の態様によれば、モータ速度に加えてモータトルクをもモータの状態を表すファクターとして利用するため、モータの速度だけでなく、トルク指令値の増加に伴って、モータ出力電圧が増加する場合においても、モータ・電力変換装置の効率の良い電流指令値の動作点でモータを運転することができる。このため、モータ・電力変換装置の変換損失を低減することができる。

また、この発明の他の態様によれば、最も高い電圧値を選択する事で、負荷として接続される複数のモータが全て直流電圧値の制限を受けずに出力することが可能になる。例えば、低い電圧値を選択した場合よりも出力を増加することが可能になる。

また、この発明の他の態様によれば、電圧値の指令値と計測された電圧値のフィードバック制御によって、電力分配比を操作して制御することにより、電圧指令値が変化するような場合や、制御対象のパラメータ特性が変化するような場合にも、電圧値を指令値に追従させて運転することができる。

また、この発明の他の態様によれば、電圧制御の対象となる直流電源の電力を演算し、直流電力の合計値から出力の配分を演算することで、モータの電力変動に応じて、その配分比率を調整することができる。これによって、モータの電力変動が頻繁に生じるような場合、例えば、エンジン発電機などであっても、その変動に応じて電圧制御を高い応答性で実現することができる。

また、この発明の他の態様によれば、他の電力変換装置が直流電源から使用する電力を演算することで、他の電力変換装置の電力変動が生じる場合にも、それに応じて、その配分比率を調整することができる。これによって、その変動に応じて電圧制御を高い応答性で実現することができる。

また、この発明の他の態様によれば、計測電圧値でフィードバックすることによって、制御対象のパラメータ特性が変化するような場合や、他の電力変換装置の電力変動が生じる場合でも、電圧値を指令値に追従させて運転することができる。

また、この発明の他の態様によれば、制御偏差を遅れ要素を持つフィルタを通過させた形での制御器とすることで、制御対象となるコンデンサが積分要素を持つため、閉ループの伝達特性を、ほぼ一次遅れにすることができる。また、フィルタによって検出電圧値の観測雑音を除去することができるため、雑音成分の影響を低減した制御が可能になる。

また、この発明の他の態様によれば、出力電力に応じた電力値演算に際し、電力分配目標値、すなわち出力電圧の出力配分比率から求めることにより、制御対象となる電源に対応したモータ１の直流電力を求めることができ、電源電圧制御を高い応答で実現することができる。

また、この発明の他の態様によれば、モータトルクなどから電力値を簡易に推定することが可能となる。また、この発明の他の態様によれば、モータト効率から電力値を求めることが可能となる。また、この発明の他の態様によれば、テーブル参照によって計算能力を消費せずに迅速に電力値を求めることが可能となる。

また、この発明の他の態様によれば、電源をコンデンサで構成することにより、バッテリなどの電源に比べて小型にすることができ、電力変換装置全体の体積を小さく、安価にすることができる。なお、この発明の他の態様によれば複数の電力変換装置のいくつかを通常のインバータで構成するため、電力変換装置全体では、少ない半導体素子数で実現することができ、ＤＣＤＣコンバータを用いずに複数の電源電圧を異なる電圧で駆動し、モータの出力・効率を向上することができる。この発明の他の態様は、前述の発明を具体化したものである。

以降、諸図面を参照しつつ、本発明の実施態様を詳細に説明する。
第１の実施例
図３は、複数の電源を入力とする電力変換装置の回路図を示している。電源10を構成する電源10aの負極と、電源10bの負極が共通負極母線15に接続されている。共通負極母線15とモータ20の各相端子間には、一般的に知られているインバータの下アームと同様に、半導体スイッチ107a,108a,109aとダイオード107b,108b,109bの組が接続される。電源10aの正極母線14とモータ20の各相端子間とは、双方向の導通を制御可能な半導体スイッチ101a/101b,102a/102b,103a/103bでそれぞれ接続する。また、電源10bの正極母線16とモータ20の各相端子間にも、双方向の導通を制御可能な半導体スイッチ104a/104b,105a/105b,106a/106bをそれぞれ接続する。電源10aの正極母線14と共通負極母線15の間には平滑コンデンサ12を設け、電源10bの正極母線16と共通負極母線15の間にも平滑コンデンサ13を設ける。電力変換器はＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相同じスイッチ群から成るスイッチ手段30U,30V,30Wで構成されている。

電力変換器30は、共通負極母線と電源10aの正極母線と電源10bの正極母線、以上の３つの電位をもとに、モータに印加する電圧を生成する直流-交流電力変換器である。各相に設けられた半導体スイッチが、交流モータの各相に出力する電圧を生成するスイッチ手段であり、これらの電位のなかから択一的に接続し、その接続する時間の割合を変化させることで、モータに必要な電圧を供給する。

図２を用いて制御装置40の構成を説明する。41は、外部より与えられるトルク指令Te*とモータ回転速度ωから、交流モータのｄ軸電流の指令値ｉd*とｑ軸電流の指令値ｉq*を演算するトルク制御手段である。手段41では、予め作成されたTe*,ωを軸としたマップを参照し、id*,iq*を出力する。電流制御手段42では、ｄ軸電流指令値ｉd*、ｑ軸電流指令値ｉq*とｄ軸電流値ｉd、ｑ軸電流値ｉqとから、これらを一致させるための電流制御を行う。この制御によって、三相交流の各相の電圧指令値vu*,vv*,vw*を出力する。

この電流制御手段42の詳細について、図１０を用いて説明する。電流制御部201では、id*、iq*にid、iqが追従するように、それぞれPI制御によるフィードバック制御を行って、ｄ軸電圧指令値vd*、ｑ軸電圧指令値vq*を出力する。ｉd、ｉqは３相／ｄｑ変換手段48により電流センサーで検出したU相電流ｉu、V相電流ｉｖから求められる。dq／3相変換202は、dq軸電圧を３相電圧指令に変換するｄｑ／３相電圧変換手段であり、dq軸電圧指令値vd*、vq*を入力とし、U相電圧指令値ｖu*、V相電圧指令値ｖv*、W相電圧指令値ｖw*を出力する。

電力制御・変調率演算手段45では、電源10aと10bから供給される電力の分配目標値（rto_pa、rto_pb）を用いて、電力制御を行う。電力の分配目標値は、補正電圧値vd_0*,vq_0*が0のときの、電源10aと電源10bの電力の比率を意味しており、電力の分配目標値rto_pa, rto_pbは次の関係をもつ。
rto_pa + rto_pb = 1
このため、一方の電力分配目標値が得られれば、上の関係から、もう一方の電力分配目標値を求めることができる。図２では、手段45の入力としてrto_paのみを記しており、手段45内部での演算によって、上式に基づいて、rto_pbを演算する。この電力制御・変調率演算部手段45の詳細を、図９を用いて説明する。乗算器203では、ｖu*、ｖv*、ｖw*に、それぞれrto_paを乗じて、電源10a側の電圧指令値であるvu_a,vv_a,vw_aを演算する。（以下、電源10aから生成する電圧の指令を電源ａ分電圧指令、電源10bから生成する電圧の指令を電源ｂ分電圧指令と記す）
vu_a = vu* ・ rto_pa
vv_a = vv* ・ rto_pa
vw_a = vw* ・ rto_pa

一方、電源10b側の電圧指令値は、モータ電流制御の制御電圧から得られた電圧指令値ｖu*、ｖv*、ｖw*から、電源10a側の電圧指令値値ｖu_a*、ｖv_a*、ｖw_a*を減算器206で減算して求める。
ｖu_b* = ｖu* - ｖu_a*
ｖv_b* = ｖv* - ｖv_a*
ｖw_b* = ｖw* - ｖw_a*
以下の変調率演算とＰＷＭパルス生成の説明は、Ｕ相についてのみ行うが、Ｖ相、Ｗ相についても全く同様の操作を行う。

図９の変調率演算手段45は、それぞれ電源10aの電圧Ｖdc_a、電源10bの電圧Ｖdc_bを入力し、正規格化した電圧指令である瞬時変調率指令ｍu_a*、ｍu_b*、ｍv_a*、ｍv_b*、ｍw_a*、ｍw_b*を生成する変調率演算手段である。

変調率演算手段45
図９における点線部45は変調率演算手段であり、乗算器205,206によって構成されている。ここでは、Ｕ相の電源ａ分電圧指令ｖu_a*、電源ｂ分電圧指令ｖu_b*をそれぞれの直流電圧の半分の値で正規化することで電源ａ分瞬時変調率指令ｍu_a*、電源ｂ分瞬時変調率指令ｍu_b*を求める。
ｍu_a*＝ｖu_a*／(Ｖdc_a／２)
ｍu_b*＝ｖu_b*／(Ｖdc_b／２)

変調率補正手段46
図９における点線部46は変調率補正手段である。この変調率補正手段46では、得られた変調率を出力するために、PWM周期の時間幅を配分し、最終的な変調率指令値の演算を行う。まず、変調率オフセット演算器211で、電源電圧Ｖdc_a、Ｖdc_ｂと、rto_paから、次の変調率オフセットma_offset0, mb_offset0を演算する。ここでrto_pbは、前述の式をもとに演算する。

得られた変調率オフセットma_offset0, mb_offset0は、加算器209と210で、それぞれ電源ａ分瞬時変調率指令ｍu_a*、電源ｂ分瞬時変調率指令ｍu_b*と加算する。最終的な変調率指令ｍu_a_c*、ｍu_b_c*を以下のように求める。
ｍu_a_c* = ｍu_a* + ma_offset*-1
ｍu_b_c* = ｍu_b* + mb_offset*-1

ＰＷＭパルス生成手段47
図４において、電源10a用キャリアは、電源10aの電圧Ｖdc_aから電圧パルスを出力するために、各スイッチを駆動するＰＷＭパルスを生成するための三角波キャリアであり、同様に、電源10b用キャリアとして三角波を設ける。これら二つの三角波キャリアは、上限＋１、下限―１の値をとり、１８０度の位相差を持つ。ここでは、Ｕ相の各スイッチを駆動する信号を、図５をもとに次のようにおく。
Ａ：電源10aから出力端子の方向へ導通するスイッチの駆動信号
Ｂ：出力端子から負極の方向へ導通するスイッチの駆動信号
Ｃ：出力端子から電源10aの方向へ導通するスイッチの駆動信号
Ｄ：電源10bから出力端子の方向へ導通するスイッチの駆動信号
Ｅ：出力端子から電源10bの方向へ導通するスイッチの駆動信号

まず、電源10aから電圧パルスを出力する際のパルス生成方法について述べる。電源10aからＰＷＭパルスを出力する際に、Ａをオンする必要がある。正極と正極の間に電位差があり、Ｖdc_a＞Ｖdc_bである時、ＡとＥがともにオンすると、正極間を短絡する電流が流れることになる。例えば、同時にＡをオンからオフへ、Ｅをオフからオンへ信号を切り換えた場合に、Ａが完全にオフするまでに時間を要するため、Ｅのオン時と重なり、ともにオンする時間が生じ、短絡電流が流れ、この経路に設置された半導体スイッチの発熱量が増加する。このような発熱の増加を予防するために、駆動信号ＡとＥがともにオフする時間を経過した後に、Ａ、Ｅをオフからオンへ切り換えるようにする。このように駆動信号に短絡防止時間（デッドタイム）付加したパルス生成を行う。このＡとＥの駆動信号にデッドタイムを付加するのと同様に、ＥとＣにデッドタイムを付加し、さらに、正極と負極の短絡防止のためには、ＡとＢ、ＥとＢにデッドタイムを付加する。

図６を用いて、ＡとＥの駆動信号にデッドタイムを付加する方法を以下に説明する。デッドタイムを付加した駆動信号生成を行うため、ｍu_a_c*からデッドタイム分オフセットしたｍu_a_c_up*,ｍu_a_c_down*を次のように求める。
mu_a_c_up* = ｍu_a_c* ＋ Hd
ｍu_a_c_down* = ｍu_a_c* − Hd
ここで、Hdは三角波の振幅(底辺から頂点まで)Htrと周期Ttr、デッドタイムTdから次のように求める。
Hd = 2Td・Htr／Ttr
キャリアとｍu_a_c*,ｍu_a_c_up*,ｍu_a_c_down*の比較を行って、ＡとＥのスイッチの駆動信号を次のルールに従って求める。
ｍu_a_c_down* ≧電源10a用キャリア ならば Ａ ＝ オン
ｍu_a_c* ≦電源10a用キャリア ならば Ａ ＝ オフ
ｍu_a_c* ≧電源10a用キャリア ならば Ｅ ＝ オフ
ｍu_a_c_up* ≦電源10a用キャリア ならば Ｅ ＝ オン
このように、駆動信号を生成することで、ＡとＥの間にはTdのデッドタイムを設けることができ、正極間の短絡を防止することができる。

また、電源10bから電圧パルスを出力する際のパルス生成方法は、電源10aの場合と同様であり、次のｍu_b_c_up*,ｍu_b_c_down*を求め、電源10b用キャリアとの比較を行う（図７）。
mu_b_c_up* = ｍu_b_c* ＋ Hd
ｍu_b_c_down* = ｍu_b_c* − Hd
ＤとＣのスイッチの駆動信号を次のルールに従って求める。
ｍu_b_c_down* ≧電源10b用キャリア ならば Ｄ ＝ オン
ｍu_b_c* ≦電源10b用キャリア ならば Ｄ ＝ オフ
ｍu_b_c* ≧電源10b用キャリア ならば Ｃ ＝ オフ
ｍu_b_c_up* ≦電源10b用キャリア ならば Ｃ ＝ オン
このようにして、ＤとＣの間にもTdのデッドタイムを設けることができ、正極間の短絡を防止することができる。

駆動信号Ｂは、生成された駆動信号Ｅと駆動信号Ｃの論理積ＡＮＤから生成する。
Ｂ＝Ｅ・Ｃ
ＥはＡとの間にデッドタイムが付加した駆動信号であり、ＣはＤとの間にデッドタイムが付加した駆動信号である。このため、ＢをＥとＣのＡＮＤから生成することで、ＢとＡ、ＢとＥにもデッドタイムを生成することができる。デッドタイムが付加されたパルス生成の例を図８に示す。このようにして生成されたＰＷＭパルスをもとに、電力変換器の各スイッチをオン・オフ駆動し、出力電圧パルスを生成する。周期毎に、電源10aの電圧Ｖdc_aから生成された電圧パルスと、電源10bの電圧Ｖdc_bから生成された電圧パルスとの平均をとると、元の３相電圧指令値ｖu*、ｖv*、ｖw*を実現する電圧パルスが生成されていることになる。

図１１は、電力変換装置30を2個並列に直流電源に接続した構成（第１，２，３，４，５，６，８の発明に相当）である。電力変換装置30aと30cには、それぞれ負荷として交流モータを接続し、電力変換装置の直流母線を直流電源10aに接続する。また、一方の直流母線は、平滑コンデンサ13に接続する。また、図１３は、電力変換装置30a,30cの制御装置の制御ブロック図を示している。電流・電力制御装置40a,40cは先に説明した制御装置40と同様な構成であり、それぞれの電力変換装置に対応して動作する。ここで、制御装置40a,40cには、電源10b、すなわちコンデンサ13に対応する電力分配目標値rto_pb,rto_pb2を入力とする。
また、図１２は、図１１の構成の変形例であり、電力変換装置30cのスイッチング素子のうち上側のスイッチ群が、母線16とモータ20ｃとの間に設けられる半導体スイッチ110c,111c,112cとダイオード110d,111d,112dとの逆並列接続で置換された構成である。

電圧制御器410は、それぞれのモータ回転角速度ω、ω2と、直流電源電圧値Vdc_a,Vdc_bを入力とし、電力配分目標値rto_pb,rto_pb2を出力する。電圧制御器410の詳細を図１４のブロック図に示す。411の合成電圧指令値生成器は、モータ速度ωを入力とし、合成電圧指令値Vsys*を出力する。このVsys*は図１５に示したωに対する関数、もしくは事前に用意したテーブルから求める。得られたVsys*とVdc_a,Vdc_bから、rto_pbを次の式から求める。

( 0 <rto_pb < 1 の範囲において )
Vdc_b=Vdc_aであるときは、rto_pb = 0とする。電圧指令値生成器413は、モータ速度ω,ω2を入力とし、コンデンサの電圧の電圧指令値Vdc_b*を出力する。

生成器413では、モータ速度ωとω２に対して、電圧指令値Vdc_b1*,Vdc_b2*を図１６に示した速度（ω、ω２）に対する関数、もしくは事前に用意したテーブルから求め、Vdc_b1*とVdc_b2*の大小を比較し、大きな値の指令値をVdc_b*として出力する。この動作を示したフローチャートが図１７である。求められた電圧指令値Vdc_b*とVdc_bの差を求め、この差、すなわち制御偏差がなくなるようにＤＣ電圧制御器414にて制御演算を行って電力配分比rto_pb2を求める。ＤＣ電圧制御器414は、例えばＰＩ制御器によって構成する。

また、モータ１(20a)は力行・回生どちらの状態であっても、コンデンサの充電・放電量の調整が可能である。力行時にコンデンサを充電するためには、rto_pb2を負の値に制御することで実現できる。このrto_pb2の正負の切替えは、モータのトルク指令値Te2*と回転角速度ω2から、力行・回生を判別し、ＰＩ制御器の出力に回生時ゲイン１、力行時−1を乗じて行う。

本発明の電力変換装置を車両の駆動システムに搭載した構成例を図３０に示す。トルク指令生成器501では、アクセルペダルなどを介して車両のドライバーが要求するトルク指令Te0*と、モータの回転角速度ω、ω２から、モータ20a,20cのトルク指令値Te*、Te2*を演算する。トルク指令値Te*、Te2*を受けた電力変換装置制御機器502が制御信号を電力変換器50a,50cに送出する。モータ20cの回転軸はエンジン軸に接続し、エンジン出力によって、モータは発電機として動作する。また、モータ20aは、車両の車輪504と減速機503を介して接続しており、車両の駆動モータとして動作する。

このようにして求められたrto_pb2を電流・電力制御装置40cに用いることで、電源10bであるコンデンサの電圧値を制御することができる。一方、モータ２(20b)は、電流・電力制御装置40aを用いて、この制御された電圧値と電源10aからの出力パルスを合成して駆動することにより、合成電圧指令値Vsys*で計算した電圧でモータを駆動することが可能になる。このように、複数個の電力変換装置（器）で構成した電力変換装置を用いる事で、第２のモータ20bの電力分配により、モータ１(20a)と電力変換装置30aの効率が良い電圧値で運転できるほか、モータ20aの出力が直流電圧値で制限される速度領域では、電源10aの電圧値よりも、ＤＣＤＣコンバータを用いずに電源10bの電圧値Vdc_bを昇圧することによって、モータ20aの出力を増加させることもできる。

また、電圧値Vdc_bの指令値を第１のモータの速度から求める値と第２のモータの速度から求める値とから、高い電圧値を選択する事で、双方のモータともに直流電圧値の制限を受けずに出力することが可能になる。

電圧値Vdc_bの指令値と電圧値のフィードバック制御によって、電力分配比を操作して制御することにより、電圧指令値が変化するような場合や、制御対象のパラメータ特性が変化するような場合にも、電圧値を指令値に追従させて運転することができる。電源10ｂをコンデンサで構成することにより、バッテリなどの電源に比べて小型にすることができ、電力変換装置全体の体積を小さく、安価にすることができる。
これらの発明によって構成される電力変換装置を電気自動車に適用すれば、モータ・電力変換装置の効率を向上させて燃費を改良することができるほか、出力を向上することで、車両の加速性能を向上させることができる。

第２の実施例
第２の実施例では、第１の実施例との差異のみを説明する。図１９は、第２の実施例による電力変換装置30a,30cの制御装置の制御ブロック図であり、この図の電圧制御器410aは、それぞれのモータ回転角速度ω、ω2、モータトルク指令値Te2*と、直流電源電圧値Vdc_a,Vdc_bを入力とし、電力配分目標値rto_pb,rto_pb2を出力する。電圧制御器410aの詳細を図１８のブロック図に示す。図１８に示した410aを構成する各ブロックは、図１４に示した構成と同じブロックを使用しており、ここでは、その差異についてのみを記す。ＤＣ電圧制御器414aは、制御偏差がなくなるように制御演算を行って電力指令P2b*を求める。

また、図２０はＤＣ電圧制御器414aを示すブロック図であり、これに示したように、制御偏差を一次遅れのフィルタ414a1を通過させた形での制御器としてもよい。このようにすると、制御対象となるコンデンサの電圧が積分要素を持つため、閉ループの伝達特性を、ほぼ一次遅れにすることができる。フィルタ414a1においてτはフィルタの時定数であり、伝達要素414a2は比例ゲインKcである。これらの値は、目標とする制御応答から設計する。

また、モータ２電力演算器415は、モータトルク指令値Te2*とモータ回転角速度ω2を入力とし、モータ２の直流電力値P2_dcを演算する。ここで、モータ２直流電力P2_dcは、各直流電源の電力の合計値に相当する。直流電力値P2_dcは、変換効率値η2_dcを用いて、次のように求める。
P2_dc = η2_dc・Te2*・ω2
なお、直流電力値P2_dcを上の式で求めず、Te2*、ω2を軸とする直流電力値P2_dcのテーブルを予め用意して、そのときのTe2*、ω2を用いてこのテーブルを参照して求めてもよい。本実施例では、モータのトルクは指令値を用いて上記演算を行っているが、モータのトルク計測器を設けて、検出したトルク値Te2を用いても実施できる。モータ２電力分配演算器416は、P2_dcとP2b*を入力とし、電力分配目標値rto_pb2を出力する。演算器416では、電力分配目標値rto_pb2を次の式から求める。
rto_pb2 = P2b*/P2_dc

このようにして求められたrto_pb2を電流・電力制御装置40cに用いることで、電源10bであるコンデンサの電圧値を制御することができる。また、モータ２の電力を演算し、それと電圧制御の演算から求まる電力値とから電力の分配目標値rto_pb2を演算するため、モータ２の電力変動に応じて、rto_pb2を修正することができる。これによって、モータ２の電力変動が頻繁に生じるような場合、例えば、エンジン発電機などであっても、その変動に応じて電圧制御、すなわちモータ１の電圧制御の応答性を高める事で、モータ１のトルク制御を高い応答性で実現することができる。

また、直流電源の電圧指令値と電圧値のフィードバック制御を行う事で、電圧指令値が変化するような場合や、制御対象のパラメータ特性が変化するような場合にも、電圧値を指令値に追従させて運転することができる。制御偏差を一次遅れのフィルタを通過させた形での制御器としてもよい。このようにすると、制御対象となるコンデンサの電圧が積分要素を持つため、閉ループの伝達特性を、ほぼ一次遅れにすることができ、また、フィルタによって検出電圧値の観測雑音を除去することができるため、雑音成分の影響を低減して、安定したrto_pb2を出力することが可能である。モータのトルクと速度と効率から、電力変換装置の直流電力値を演算することで、直流電力を検出するセンサ類を新たに加えることなく、電力値を求め、電力変動に応じた電圧制御を実現することができる。モータのトルクと速度から出力を求め、効率を乗じる事で、電力値を推定演算することができる。さらに、モータのトルクと速度から、予め作成したテーブルを参照することにより、効率を乗じることなく、少ない演算負荷にて電力値を推定演算することができる。

第３の実施例
第３の実施例では、第２の実施例との差異のみを説明する。図２２は、第３の実施例による電力変換装置30a,30cの制御装置の制御ブロック図であり、この図の電圧制御器410bは、それぞれのモータ回転角速度ω、ω2、モータトルク指令値Te*,Te2*と、直流電源電圧値Vdc_a,Vdc_bを入力とし、電力配分目標値rto_pb,rto_pb2を出力する。電圧制御器410aの詳細を図２１のブロック図に示す。図２１に示した410bを構成する各ブロックは、図１８に示した構成と同じブロックを使用しており、ここでは、その差異についてのみを記す。ＤＣ電圧制御器414bは、入力の制御偏差がなくなるように制御演算を行って電力指令P2b’を求め、例えばＰＩ制御器によって構成する。モータ１電力演算器417は、トルク指令値Te*とωを入力として、モータ１の直流電力値P_dcを演算する。演算器417における演算は、実施例２に示したモータ２電力演算器415と同様な演算を、モータ１に対応して行う。モータ１H_DC電力演算器418は、モータ１の直流電力値P_dcと分配目標値rto_pbを入力として、モータ１の電源b分直流電力P2b”を出力する。ここで、P2b”は以下の式を用いて演算する。
P2b” = rto_pb・P_dc
求められたP2b’とP2b”を加算して、モータ２電力分配演算器416の入力となるP2b*を演算する。
P2b* = P2b’ + P2b”
以降、第２の実施例と同様な制御演算を行う。

このようにして求められたrto_pb2を電流・電力制御装置40cに用いることで、電源10bであるコンデンサの電圧値を制御することができる。また、モータ２の電力を演算し、電圧制御の演算から求まる電力値とから電力の分配目標値rto_pb2を演算するため、モータ２の電力変動に応じて、rto_pb2を修正することができる。これによって、モータ２の電力変動が頻繁に生じるような場合、例えば、エンジン発電機などであっても、その変動に応じて電圧制御、すなわちモータ１の電圧制御の応答性を高める事で、モータ１のトルク制御を高い応答性で実現することができる。このモータ１の出力電力に応じた電力値演算に際し、電力分配目標値、すなわち出力電圧の出力配分比率から求めることにより、制御対象となる電源に対応したモータ１の直流電力を求めることができ、電源電圧制御を高い応答で実現することができる。

第４の実施例(第１・３・７・８の発明に相当)
第４の実施例では、第１の実施例との差異のみを説明する。図２３は、実施例４による電圧制御器410cの詳細を示している。ＤＣ電圧制御器414cは、電圧指令値を入力として、rto_pb2を出力する。第１の実施例の制御器414を用いて、制御偏差を入力としてフィードバック制御を行い、この電圧指令値Vdc_b*に対する制御演算結果rto_pb2を、ＤＣ電圧制御器414cに記録しておくことで、電圧指令値Vdc_b*からrto_pb2を求める。

このようにＤＣ電圧制御器を構成することで、フィードバック制御の演算を行わずに、記録されたデータを参照するだけでrto_pb2を出力し、Vdc_bを制御することが可能であるため、演算負荷を低減し、安価な制御装置での実現を可能にするとともに、電圧検出値Vdc_bに観測雑音が多く含まれるような場合にも、その雑音成分に影響されずに安定したrto_pb2を出力することが可能である。

第５の実施例（第１・３・９の発明に相当）
第５の実施例では、第３の実施例との差異のみを説明する。図２４は、実施例５による電圧制御器410dの詳細を示している。ＤＣ電圧指令生成器413aは、モータのトルク指令Te*,Te2*と速度ω,ω2を入力とし、コンデンサの電圧の電圧指令値Vdc_b*を出力する。生成器413aでは、図２５に示すトルク指令Te*とモータ速度ωとの関係を示す事前に用意したテーブルを参照して、トルク指令Te*とモータ速度ωから、電圧指令値Vdc_b1*を出力する。同様に、トルク指令Te2*とモータ速度ω2から、Vdc_b2*を出力する。以降、得られたVdc_b1*とVdc_b2*の大小を比較し、大きな値の指令値をVdc_b*として出力して電圧制御を行う。

このように電圧指令値を演算することで、モータの回転速度だけでなく、トルク指令値の増加に伴って、モータ出力電圧が増加する場合においても、それに応じて直流電源電圧指令値を変化させ、モータ・電力変換装置の効率の良い電流指令値の動作点でモータを運転することができる。このため、モータ・電力変換装置の変換損失を低減することができる。

第６の実施例（第１・３・９の発明に相当）
第５の実施例では、第３の実施例との差異のみを説明する。図２７は、第６の実施例による電力変換装置30a,30cの制御装置の制御ブロック図であり、この図の電流・電力制御装置40a’では、電流・電力制御装置40aと同様な動作を行うが、さらに、電力P_dcの演算を、dq軸電流値とdq軸電圧指令値を用いて、次の式から行う。
P_dc = (id・vd* + iq・vq*)／ηdc
ここで、ηdcは電力変換装置の直流電力から交流電力への変換効率である。同様に、電流・電力制御装置40a’では、P2_dcの演算を行う。得られたP_dc,P2_dcは電圧制御器410eに入力する。

電圧制御器410eの詳細を、図２６に示す。P_dc,P2_dcは第３の実施例と同様に、モータ１H_DC電力演算器418とモータ２電力分配演算器816の入力として用いる。以降の制御演算は、第３の実施例と同様である。本実施例のように、出力電流と電圧から電力を演算する方法では、出力トルクが０のときに電力損失が大きな場合にも、出力電力と変換効率から直流電力値を演算することができる。

第７の実施例（第２４の発明に相当）
第７の実施例では、第３の実施例との差異のみを説明する。図２８は、第７の実施例の回路構成を示しており、図１１におけるモータ20cの電力変換装置を一般的に知られている三相インバータで構成したものである。これに対応した電流制御器40c”は、三相インバータでのdq軸電流制御器であり、前述の電流・電力制御装置の電力分配目標値rto_pb2を１としたものと同じ動作を行う。電圧制御器410fは、モータ速度ω、ω2と直流電源電圧値Vdc_a,Vdc_bを入力とし、電力配分目標値rto_pbとモータ20cのトルク指令値Te2*を出力する。

図２９は、電圧制御器410fの詳細を示したものである。ここでは、第２の実施例の図２０との差異について述べる。モータ２トルク指令値生成器419は、モータ電力指令値P2b*とモータ回転角速度ω2からモータ20cのトルク指令値Te2*を演算する。

一方の電力変換装置を通常のインバータで構成することができるため、電力変換装置全体では、少ない半導体素子数で実現することができ、ＤＣＤＣコンバータを用いずに電源aと異なる電圧で駆動し、モータ20cの出力・効率を向上することができる。

本発明を諸図面や実施例に基づき説明してきたが、当業者であれば本開示に基づき種々の変形や修正を行うことが容易であることに注意されたい。従って、これらの変形や修正は本発明の範囲に含まれることに留意されたい。例えば、各部材、各手段、各ステップなどに含まれる機能などは論理的に矛盾しないように再配置可能であり、複数の部材、手段、ステップなどを１つに組み合わせたり或いは分割したりすることが可能である。

従来の燃料電池とバッテリの２電源によるモータ駆動システムの構成を示す図である。 制御装置40の構成を説明する図である。 実施例１における電力変換器の構成を示す図である。 第１の実施例のＰＷＭパルス生成手段で用いる三角波を示す図である。 図３からU相のみを抜き出した構成示す図である。 三角波比較によるＡとＥのパルス生成を示す図である。 三角波比較によるＤとＣのパルス生成を示す図である。 デッドタイムが付加されたパルス生成の例を示す図である。 電力制御・変調率演算部手段45の詳細を示す図である。 電流制御手段の詳細を示すブロック図である。 電力変換装置30を2個並列に直流電源に接続した構成を示すブロック図である。 図１１の構成の変形例を示す図である。 第１の実施例による電力変換装置30a,30cの制御装置の制御ブロック図である。 電圧制御器410の詳細を示すブロック図である。 Vsys*とωとの関係を示す図である。 電圧指令値Vdc_b1*,Vdc_b2*と速度（ω、ω２）との関係を示す図である。 生成器413の動作を示したフローチャートである。 電圧制御器410aの詳細を示すブロック図である。 第２の実施例による電力変換装置30a,30cの制御装置の制御ブロック図である。 ＤＣ電圧制御器414aを示すブロック図である。 電圧制御器410aの詳細を示すブロック図である。 第３の実施例による電力変換装置30a,30cの制御装置の制御ブロック図である。 第４の実施例による電圧制御器410cの詳細を示すブロック図である。 第５の実施例による電圧制御器410dの詳細を示すブロック図である。 示すトルク指令Te*とモータ速度ωとの関係を示す図である。 第６の実施例による電圧制御器410eの詳細を示すブロック図である。 第６の実施例による電力変換装置30a,30cの制御装置の制御ブロック図である。 第７の実施例による電力変換装置30a,30cの制御装置の制御ブロック図である。 第６の実施例による電圧制御器410ｆの詳細を示すブロック図である。 第1の実施例における電力変換器を用いた車両の駆動システム図である。

符号の説明

107a,108a,109a,101a/101b,102a/102b,103a/103b,104a/104b,105a/105b,106a/106b 半導体スイッチ
107a,108a,109a, 107c,108c,109c,110c,111c,112c,107c,108c,109c 半導体スイッチ
107b,108b,109b, 107d,108d,109d 110d,111d,112d ダイオード
10,10a10b 電源
12,13 平滑コンデンサ
14 電源10aの正極母線
15 共通負極母線
16 電源10bの正極母線
20,20a,20n,20c モータ
30 電力変換器
30a 電力変換装置
30c 電力変換装置
30U,30V,30W スイッチ手段
40 制御装置
40a, 40c, 40a’, 40c’, 電流・電力制御装置
40c” 電流制御器
41 トルク制御手段
42 電流制御手段
45 電力制御・変調率演算手段
45 手段
45 電力制御・変調率演算部手段
45 変調率演算手段
45 電力制御・変調率演算部手段
46 変調率補正手段
47 ＰＷＭパルス生成手段
48 ３相 ／ｄｑ変換手段
201 電流制御部
202 相変換
203 乗算器
205 乗算器
206 減算器
209 加算器
211 変調率オフセット演算器
410 電圧制御器
410a, 410b, 410c, 410d, 410e, 410f 電圧制御器
413 電圧指令値生成器
413a 電圧指令生成器
414 電圧制御器
414a, 414b,414c 電圧制御器
414a1 フィルタ
414a2 伝達要素
415 電力演算器
416 電力分配演算器
417 電力演算器
418 電力演算器
419 トルク指令値生成器
501 トルク指令生成器
502 電力変換装置制御機器
503 減速機
504 車輪

Claims (24)

1. 複数の直流電源に接続され、これら直流電源のそれぞれの出力電圧からパルスを生成・合成することで第１交流モータの駆動電圧を生成して前記第１交流モータを駆動する第１電力変換器と、
   前記複数の直流電源に接続され、これら直流電源のそれぞれの出力電圧からパルスを生成・合成することで第２交流モータの駆動電圧を生成して前記第２交流モータを駆動する第２電力変換器と、を備える電力変換装置であって、
   前記第１電力変換器が負荷としての前記第１交流モータに、前記第２電力変換器が負荷としての前記第２交流モータに、それぞれ接続され、
   前記第１交流モータ及び前記第２交流モータのトルク、速度、出力電流値、および出力電圧値の少なくとも１つを用いて、前記複数の直流電源の電圧指令値を生成する電圧指令値生成手段と、
   前記生成された電圧指令値に基づいて、電圧の出力を配分する出力配分手段と、
   を備えることを特徴とする電力変換装置。
2. 請求項１に記載の電力変換装置において、
   前記複数の直流電源の各々が、異なる電圧値の直流電源である、
   ことを特徴とする電力変換装置。
3. 請求項１または２に記載の電力変換装置において、
   前記第１電力変換器及び前記第２電力変換器の少なくとも１つが、前記接続されている複数の直流電源の少なくとも１つの電力を操作する電力操作手段を備え、
   前記電力操作手段が、前記複数の直流電源の少なくとも１つの直流電力を調整することによって、前記複数の直流電源の電圧を制御する、
   ことを特徴とする電力変換装置。
4. 請求項３に記載の電力変換装置において、
   前記電力操作手段が、前記複数の直流電源からそれぞれ生成されるパルスに、前記第１電力変換器及び前記第２電力変換器の電圧の出力を配分する、
   ことを特徴とする電力変換装置。
5. 請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
   前記電圧指令値生成手段が、前記第１交流モータ及び前記第２交流モータの速度に基づき前記直流電源の電圧指令値を生成する、
   ことを特徴とする電力変換装置。
6. 請求項５に記載の電力変換装置において、
   前記電圧指令値生成手段が、前記第１交流モータ及び前記第２交流モータの速度に比例して前記直流電源の電圧指令値を生成する、
   ことを特徴とする電力変換装置。
7. 請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
   前記電圧指令値生成手段が、前記第１交流モータ及び前記第２交流モータのトルクおよび速度に基づき前記直流電源の電圧指令値を生成する、
   ことを特徴とする電力変換装置。
8. 請求項１〜７のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
   前記生成された電圧指令値のうち最も大きい電圧値を選択し、前記直流電源の電圧指令値とする電圧指令値選択手段、
   を備えることを特徴とする電力変換装置。
9. 請求項１〜８のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
   前記生成された電圧指令値を、計測された前記複数の直流電源の電圧値でフィードバック制御するフィードバック制御手段、
   を備えることを特徴とする電力変換装置。
10. 請求項１〜８のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
    前記生成された電圧指令値から、この電圧指令値の対象となる前記直流電源の電力値である対象電力値を求める対象電力値算出手段と、
    前記電力変換装置に接続されている前記複数の直流電源の電力合計値を求める電力合計値算出手段と、を備え、
    前記対象電力値および前記電力合計値から、電圧の出力を配分する、
    ことを特徴とする電力変換装置。
11. 請求項１〜８のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
    前記電圧指令値の対象となる直流電源に接続されている他の電力変換器の直流電力値を求める手段と、
    前記電圧指令値の対象となる直流電源の電力値である対象電力値を、前記他の電力変換器の直流電力値から求める対象電力値算出手段と、
    を備えることを特徴とする電力変換装置。
12. 請求項１０に記載の電力変換装置において、
    前記生成された電圧指令値を、計測された前記複数の直流電源の電圧値でフィードバック制御するフィードバック制御手段を備え、
    前記対象電力値算出手段が、前記フィードバック制御された電圧指令値に基づき、前記直流電源の電力値を求める、
    ことを特徴とする電力変換装置。
13. 請求項１０に記載の電力変換装置において、
    前記生成された電圧指令値を、計測された前記複数の直流電源の電圧値でフィードバック制御するフィードバック制御手段を備え、
    前記対象電力値算出手段が、前記フィードバック制御された電圧指令値に基づき、前記電圧指令値の対象となる直流電源に接続されている他の電力変換器の直流電力値を求め、この求めた直流電力値を前記対象電力値に加算して、電圧指令値の対象となる直流電源の電力値を求める、
    ことを特徴とする電力変換装置。
14. 請求項１２または１３に記載の電力変換装置において、
    前記フィードバック制御手段からの出力が、
    前記電圧指令値と、前記計測された前記複数の直流電源の電圧値との差分を、少なくとも遅れ要素を持つフィルタに入力することにより求められる、
    ことを特徴とする電力変換装置。
15. 請求項１１または１３に記載の電力変換装置において、
    前記対象電力値算出手段が、
    前記電圧指令値の対象となる直流電源に接続されている他の電力変換器の直流電力値を、前記他の電力変換器に接続されている前記複数の直流電源の電力合計値、および、出力電圧の出力配分比率から求める、
    ことを特徴とする電力変換装置。
16. 請求項１１、１３、および１５のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
    前記対象電力値算出手段が、
    前記電力変換装置の直流電力値を、前記複数の交流モータのうちの少なくとも１つのトルクおよび速度、あるいは、出力電流および出力電圧から推定して求める、
    ことを特徴とする電力変換装置。
17. 請求項１１、１３、および１５のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
    前記対象電力値算出手段が、
    前記複数の交流モータのトルク、あるいは、トルク指令値および速度からモータの出力を演算し、モータの出力および前記電力変換装置の効率から前記電力変換装置の直流電力値を求める、
    ことを特徴とする電力変換装置。
18. 請求項１１、１３、および１５のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
    前記対象電力値算出手段が、
    前記交流モータの出力電流および出力電圧から出力電力を演算して、前記交流モータの出力電力および前記電力変換装置の効率から前記電力変換装置の直流電力値を求める、
    ことを特徴とする電力変換装置。
19. 請求項１１、１３、および１５のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
    前記電力変換装置の直流電力値が、
    前記交流モータのトルクから、あるいは、トルク指令値および速度から、予め作成した直流電力値のテーブルを参照することによって求められる、
    ことを特徴とする電力変換装置。
20. 請求項１１、１３、および１５のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
    前記電力変換装置の直流電力値が、
    前記モータの出力電流と出力電圧から出力電力を演算し、予め作成した直流電力値のテーブルを参照することによって、前記電力変換装置の直流電力値を求める、
    ことを特徴とする電力変換装置。
21. 請求項１〜２０のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
    前記複数の直流電源の少なくとも１つがコンデンサである、
    ことを特徴とする電力変換装置。
22. 請求項１に記載の電力変換装置において、
    前記複数の直流電源が、インバータに接続される、
    ことを特徴とする電力変換装置。
23. 請求項１に記載の電力変換装置であって、
    前記複数の直流電源は、第１の直流電源および変圧可能な第２の直流電源を有し、
    前記第１の電力変換器が、
    各相毎に、双方向の導通をスイッチング可能な第１のスイッチング手段、双方向の導通をスイッチング可能な第２のスイッチング手段、および、少なくとも一方の方向の導通をスイッチング可能な第３のスイッチング手段を備え、
    前記第１の電力変換器における、
    前記第1のスイッチング手段の一方の端子が、前記第１の直流電源の正極母線に接続され、かつ、他方の端子が前記第１の交流モータに接続され、
    前記第２のスイッチング手段の一方の端子が、前記第２の直流電源の第２の正極母線に接続され、かつ、他方の端子が前記第１の交流モータに接続され、
    前記第３のスイッチング手段の一方の端子が、前記第１および第２の直流電源の共通負極母線に接続され、かつ、他方の端子が前記第１の交流モータに接続され、
    前記第２の電力変換器が、
    各相毎に、双方向の導通をスイッチング可能な第４のスイッチング手段、双方向の導通をスイッチング可能な第５のスイッチング手段、および、少なくとも一方の方向の導通をスイッチング可能な第６のスイッチング手段を備え、
    前記第２の電力変換器における、
    前記第４のスイッチング手段の一方の端子が、前記第１の直流電源の正極母線に接続され、かつ、他方の端子が前記第２の交流モータに接続され、
    前記第５のスイッチング手段の一方の端子が、前記第２の直流電源の第２の正極母線に接続され、かつ、他方の端子が前記第２の交流モータに接続され、
    前記第６のスイッチング手段の一方の端子が、前記第１および第２の直流電源の共通負極母線に接続され、かつ、他方の端子が前記第２の交流モータに接続されている、
    ことを特徴とする電力変換装置。
24. 請求項１に記載の電力変換装置であって、
    前記複数の直流電源は、第１の直流電源および変圧可能な第２の直流電源を有し、
    前記第１の電力変換器が、
    各相毎に、双方向の導通をスイッチング可能な第１のスイッチング手段、双方向の導通をスイッチング可能な第２のスイッチング手段、および、少なくとも一方の方向の導通をスイッチング可能な第３のスイッチング手段を備え、
    前記第１の電力変換器における、
    前記第1のスイッチング手段の一方の端子が、前記第１の直流電源の正極母線に接続され、かつ、他方の端子が前記第１の交流モータに接続され、
    前記第２のスイッチング手段の一方の端子が、前記第２の直流電源の第２の正極母線に接続され、かつ、他方の端子が前記第１の交流モータに接続され、
    前記第３のスイッチング手段の一方の端子が、前記第１および第２の直流電源の共通負極母線に接続され、かつ、他方の端子が前記第１の交流モータに接続され、
    前記第２の電力変換器が、
    各相毎に、少なくとも一方の方向の導通をスイッチング可能な第４のスイッチング手段、および、少なくとも一方の方向の導通をスイッチング可能な第５のスイッチング手段を備え、
    前記第２の電力変換器における、
    前記第４のスイッチング手段の一方の端子が、前記第１の直流電源の正極母線に接続され、かつ、他方の端子が前記第２の交流モータに接続され、
    前記第５のスイッチング手段の一方の端子が、前記第１および第２の直流電源の共通負極母線に接続され、かつ、他方の端子が前記第２の交流モータに接続されている、
    ことを特徴とする電力変換装置。

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