WO2023248413A1 - モータ駆動装置及び空気調和機 - Google Patents

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WO2023248413A1
WO2023248413A1 PCT/JP2022/025050 JP2022025050W WO2023248413A1 WO 2023248413 A1 WO2023248413 A1 WO 2023248413A1 JP 2022025050 W JP2022025050 W JP 2022025050W WO 2023248413 A1 WO2023248413 A1 WO 2023248413A1
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WO
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current
voltage
motor
drive device
smoothing capacitor
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PCT/JP2022/025050
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English (en)
French (fr)
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岳秋 飯田
智 一木
大介 鈴木
貴昭 ▲高▼原
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三菱電機株式会社
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    • F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
    • F24—HEATING; RANGES; VENTILATING
    • F24F—AIR-CONDITIONING; AIR-HUMIDIFICATION; VENTILATION; USE OF AIR CURRENTS FOR SCREENING
    • F24F11/00—Control or safety arrangements
    • F24F11/88—Electrical aspects, e.g. circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation

Definitions

  • the present disclosure relates to a motor drive device that drives a motor and an air conditioner equipped with the same.
  • an inverter In order to operate air conditioners with high efficiency, a method is widely used in which an inverter is installed to drive the compressor motor at any frequency and current.
  • the configuration of the circuit that drives the motor includes a filter circuit that suppresses the impact of noise on the commercial grid, a rectifier circuit that converts AC power to DC power, a power factor correction circuit that suppresses harmonics and boosts the voltage to a constant level,
  • a configuration including a smoothing capacitor and an inverter circuit that smoothes the voltage to a constant level is generally used.
  • Patent Document 1 discloses that, as a countermeasure against sleeping, the motor of the compressor is not rotated, and the motor windings are energized to perform preheating control to warm the compressor.
  • electrolytic capacitors are generally used as smoothing capacitors, electrolytic capacitors have a shorter lifespan than other electronic components, and are a factor that determines the lifespan of motor drive devices.
  • Using a film capacitor instead of an electrolytic capacitor can be expected to have a longer lifespan, but when compared with the same volume, the capacitance will be smaller than an electrolytic capacitor.
  • the power factor correction circuit is stopped and only the inverter is operated for the purpose of reducing standby power, so that voltage smoothing by the power factor correction circuit is not possible.
  • the present disclosure has been made in view of the above, and aims to provide a motor drive device that can suppress fluctuations in current output from an inverter to a motor and has a long life.
  • a motor drive device includes a rectifier circuit that converts an AC voltage input from an AC power source into a DC voltage, and an output voltage output from the rectifier circuit. It has a smoothing capacitor, an inverter that converts the input DC voltage into AC voltage and outputs it to the motor windings, which has multiple switching elements, and detects the magnitude of the output current output from the rectifier circuit. and a control section having a drive section that outputs a signal to the plurality of switching elements to cause them to perform a switching operation.
  • a smoothing capacitor is a film capacitor.
  • the motor drive device has the effect of being able to suppress fluctuations in the current output from the inverter to the motor and achieving a longer life.
  • FIG. 1 A perspective view of an air conditioner according to Embodiment 1 Circuit diagram of a motor drive device according to Embodiment 1 Waveform diagram when the switching element of the inverter of the motor drive device according to Embodiment 1 is operated Circuit diagram of a motor drive device according to a comparative example of Embodiment 1 Waveform diagram when operating the switching element of the inverter of the motor drive device according to the comparative example of Embodiment 1 A waveform diagram when the motor drive device according to Embodiment 1 performs a switching operation while keeping the on-duty of the switching element constant. A diagram showing the characteristics of the maximum constraint energizing power that can be output to the motor with respect to the capacitance of the smoothing capacitor.
  • Circuit diagram of a motor drive device according to Embodiment 2 Flowchart showing the flow of operation of the motor drive device according to Embodiment 2 A diagram showing an example of the hardware configuration of the calculation unit of the motor drive device according to Embodiment 1 and Embodiment 2.
  • FIG. 1 is a perspective view of an air conditioner according to a first embodiment.
  • the air conditioner 100 includes an outdoor unit 5 and an indoor unit 7.
  • the outdoor unit 5 and the indoor unit 7 are connected by a pipe 6.
  • the outdoor unit 5 includes a motor drive device 1, a compressor 2, a blower 3, and a heat exchanger 4.
  • the motor drive device 1 is connected to a compressor 2, a blower 3, and an AC power source 8. Note that, in FIG. 1, electrical wiring connecting the compressor 2, blower 3, and AC power source 8 to the motor drive device 1 is not shown.
  • FIG. 2 is a circuit diagram of the motor drive device according to the first embodiment.
  • the motor drive device 1 includes a noise filter 9, a rectifier circuit 10, a DC conversion circuit 11, a smoothing capacitor 12, an inverter 13, a control section 15, and a current sensor 17.
  • the input side of the noise filter 9 is connected to the AC power supply 8 . Further, the output side of the inverter 13 is connected to the motor 14.
  • a film capacitor is used as the smoothing capacitor 12.
  • the noise filter 9 is a low-pass filter including a coil Lin and a capacitor Cin, and suppresses noise generated in the motor drive device 1 from affecting the AC power supply 8.
  • the rectifier circuit 10 is connected between the noise filter 9 and the DC conversion circuit 11.
  • the rectifier circuit 10 rectifies the AC voltage input from the AC power supply 8 and outputs the DC voltage.
  • the rectifier circuit 10 may be configured as a full-wave rectifier circuit using four diodes or as a synchronous rectifier circuit using a switching element such as a MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect-Transistor). good.
  • MOSFET Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect-Transistor
  • the rectifier circuit 10 may be configured as a half-wave rectifier circuit using only one diode. In this case, the number of diodes through which the current input from the AC power supply 8 passes can be halved, and therefore the loss generated in the rectifier circuit 10 can be reduced.
  • the rectifier circuit 10 in which a full-wave rectifier circuit using four diodes is connected in parallel can suppress the temperature rise of the diodes even if the heat sink for dissipating heat from the diode bridge is small.
  • the DC conversion circuit 11 is connected between the rectifier circuit 10 and the smoothing capacitor 12.
  • the DC conversion circuit 11 can be configured with a step-up chopper circuit using a plurality of switching elements and a reactor. Further, the DC conversion circuit 11 can also be configured as an interleaved converter in which two or more boost chopper circuits are connected in parallel.
  • An interleaved converter in which two or more step-up chopper circuits are connected in parallel can reduce the current flowing through each switching element and reactor, and therefore can suppress the increase in the size of components. Further, in an interleaved converter in which two or more boost chopper circuits are connected in parallel, the current flowing through each switching element and diode becomes smaller, so that it is possible to reduce the loss that occurs.
  • An interleave converter in which two or more step-up chopper circuits are connected in parallel can suppress a rise in temperature of the switching element even if the heat sink for dissipating heat from the switching element is small.
  • the DC conversion circuit 11 has the function of a power factor correction circuit that boosts the DC voltage output by the rectifier circuit 10 and outputs it to the smoothing capacitor 12.
  • the switching operation of the DC conversion circuit 11 is stopped.
  • the DC conversion circuit 11 has an interleave converter configuration using a step-up chopper circuit
  • the circuit configuration of the DC conversion circuit 11 is not limited to this.
  • the DC conversion circuit 11 may have a configuration of a buck-boost chopper circuit, a flyback circuit, a flyforward circuit, a SEPIC (Single Ended Primary Inductor Converter), a Zeta converter, or a Cuk converter.
  • the smoothing capacitor 12 smoothes the voltage output by the DC conversion circuit 11.
  • the DC conversion circuit 11 controls the voltage output from the rectifier circuit 10 to a constant voltage, but the voltage output from the rectifier circuit 10 pulsates at twice the frequency of the AC power supply 8. Therefore, the voltage output from the DC conversion circuit 11 also pulsates at twice the frequency of the AC power supply 8.
  • the smoothing capacitor 12 smoothes the voltage that pulsates at twice the frequency of the AC power supply 8. This can reduce the fact that the current output from the inverter 13 connected to the subsequent stage to the motor 14 pulsates at twice the frequency of the AC power supply 8.
  • pulsation can be reduced.
  • the vibration of the motor 14 is suppressed, and the lead wires and solders of the piping 6 installed in the outdoor unit 5 and the electronic components constituting the motor drive device 1 are Deterioration due to vibration with the attachment part can be suppressed. This reduces the number of anti-vibration components and reduces costs. Furthermore, since vibration noise can be suppressed, the quietness of the air conditioner 100 can be improved.
  • the inverter 13 is connected between the smoothing capacitor 12 and the motor 14.
  • the inverter 13 converts the DC voltage output from the DC conversion circuit 11 into an AC voltage of arbitrary frequency and current value, and outputs it to the motor 14 .
  • the inverter 13 can be configured with a bridge circuit using a plurality of switching elements.
  • a full bridge circuit may be used for the inverter 13.
  • inverter 13 is a full bridge circuit and is composed of switching elements Q1, Q2, Q3, Q4, Q5, and Q6.
  • the switching elements Q1, Q2, Q3, Q4, Q5, and Q6 are composed of IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors) and antiparallel freewheeling diodes.
  • the collector terminal of the switching element Q1 is connected to one end of the smoothing capacitor 12, and the emitter terminal of the switching element Q1 is connected to the collector terminal of the switching element Q2 and the motor 14.
  • switching element Q2 The emitter terminal of switching element Q2 is connected to the other end of smoothing capacitor 12.
  • Switching element Q1 and switching element Q2 are sometimes called legs.
  • the legs of switching element Q3 and switching element Q4 and the leg of switching element Q5 and switching element Q6 are connected in the same way as the legs of switching element Q1 and switching element Q2.
  • semiconductor elements made of silicon carbide can be used for the plurality of switching elements Q1, Q2, Q3, Q4, Q5, and Q6, in addition to commonly used semiconductor elements such as IGBTs and MOSFETs made of silicon.
  • Semiconductor elements made of silicon carbide have lower conduction loss than semiconductor elements made of silicon and are capable of high-speed switching operations, so switching losses can be reduced and the power consumption of the air conditioner 100 can be reduced. can be reduced.
  • heat dissipation members such as heat sinks are used to radiate heat from the multiple switching elements Q1, Q2, Q3, Q4, Q5, and Q6. It can be downsized and the cost of the heat dissipation member can be reduced. Further, it is possible to suppress the temperature rise of electronic components disposed near the plurality of switching elements Q1, Q2, Q3, Q4, Q5, and Q6, and improve reliability.
  • semiconductor elements made of gallium nitride can be used for the plurality of switching elements Q1, Q2, Q3, Q4, Q5, and Q6.
  • An example of a semiconductor element made of gallium nitride is a HEMT (High Electron Mobility Transistor).
  • HEMTs have smaller conduction losses than MOSFETs made of silicon and are capable of high-speed switching operations, so switching losses can be reduced and power consumption of the air conditioner 100 can be reduced.
  • heat dissipation members such as heat sinks are used to radiate heat from the multiple switching elements Q1, Q2, Q3, Q4, Q5, and Q6. It can be downsized and the cost of the heat dissipation member can be reduced. Further, it is possible to suppress the temperature rise of electronic components disposed near the plurality of switching elements Q1, Q2, Q3, Q4, Q5, and Q6, and improve reliability.
  • the inverter 13 can also have a circuit configuration such as a half-bridge inverter or a single-stone voltage resonant circuit.
  • the control section 15 includes a drive section 15a, a calculation section 15b, and a current detection section 15d.
  • the current detection unit 15d detects the current output from the rectifier circuit 10, and transmits the detection result to the calculation unit 15b.
  • the current sensor 17 is a means for detecting the current output from the rectifier circuit 10, and in addition to using a current sensor using a Hall element, a shunt resistor can be used.
  • the calculation unit 15b uses the current value that is the detection result sent from the current detection unit 15d to control the switching elements Q1, Q2, Q3, Q4, Q5, Q6 according to the magnitude of the current output from the rectifier circuit 10.
  • a signal for on/off control is output to the drive section 15a. More specifically, the larger the current output from the rectifier circuit 10, the larger the current input to the inverter 13, and conversely, the smaller the current output from the rectifier circuit 10, the smaller the current input to the inverter 13. change it so that
  • the drive unit 15a converts the signal transmitted from the calculation unit 15b into a voltage that can control the on/off of the switching elements Q1, Q2, Q3, Q4, Q5, and Q6, and Q4, Q5, and Q6 are caused to perform switching operations.
  • the signal transmitted from the arithmetic unit 15b is, for example, a voltage of 3.3V or 5V, and the voltage that can turn on and off the switching elements Q1, Q2, Q3, Q4, Q5, and Q6 is, for example, 15V or 18V.
  • the motor 14 includes a winding Lu, a winding Lw, and a winding Lv.
  • the winding Lu, the winding Lw, and the winding Lv are star-connected.
  • FIG. 3 is a waveform diagram when the switching element of the inverter of the motor drive device according to the first embodiment is operated.
  • current I1 is a current output from DC conversion circuit 11 to smoothing capacitor 12
  • current I2 is a current input from smoothing capacitor 12 to inverter 13
  • current I3 is: This is the current that charges and discharges the smoothing capacitor 12.
  • the voltage Vdc is a voltage applied to both ends of the smoothing capacitor 12.
  • the magnitude of the current output to the motor 14, that is, the magnitude of the current I2 input to the inverter 13 is varied according to the magnitude of the current output from the rectifier circuit 10. That is, the larger the current I1 output from the DC conversion circuit 11 to the smoothing capacitor 12, the smaller the current I2 input to the inverter 13.
  • the waveform of the current I2 has a triangular wave shape in which the average value I2Ave1 for each carrier cycle periodically fluctuates and the amplitude is constant, and is output to the windings Lu, Lv, and Lw of the motor 14.
  • the calculation unit 15b increases the current output from the rectifier circuit 10.
  • a signal is transmitted to the drive unit 15a so that the smaller the on-duty of the switching elements Q1, Q2, Q3, Q4, Q5, and Q6 is lowered.
  • the average value I2Ave1 for each carrier period of the current I2 input to the inverter 13 is changed, and the current I3 that charges and discharges the smoothing capacitor 12 is changed.
  • the average value I2Ave1 for each carrier cycle of the current I2 input to the inverter 13 becomes larger than zero, and conversely, the output from the rectifier circuit 10 During a period when the current input to the inverter 13 is small, the average value I2Ave1 for each carrier period of the current I2 input to the inverter 13 becomes smaller than zero.
  • the smoothing capacitor 12 Since the smoothing capacitor 12 is charged and discharged by the voltage of the full-wave rectified waveform output by the rectifier circuit 10, the voltage at both ends decreases during a period when the voltage output by the rectifier circuit 10 is low. Due to the above-described operation, the current I2 input to the inverter 13 becomes less than zero during a period when the current I1 output from the rectifier circuit 10 is small, that is, during a period when the voltage output from the rectifier circuit 10 is low. A current I3 flows from the smoothing capacitor 12 to the smoothing capacitor 12, and the smoothing capacitor 12 is charged. This can suppress fluctuations in the voltage across the smoothing capacitor 12.
  • the switching elements Q1 and Q4 are turned on and the switching elements Q2 and Q3 are turned off, thereby short-circuiting the windings Lu and Lv of the motor 14 and causing the flow to flow from the winding Lu to the winding Lv.
  • Current increases.
  • the switching elements Q1 and Q4 and turning on the switching elements Q2 and Q3 the current flowing from the winding Lv to the winding Lu increases.
  • current flows through the windings Lu and Lv, causing loss, thereby making it possible to warm the motor 14.
  • the heat generated by the motor 14 is concentrated in the windings Lu and Lv, making it impossible to uniformly heat the motor 14. Furthermore, since the loss generated in the inverter 13 is concentrated in the switching elements Q1, Q2, Q3, and Q4, the heat generated in the switching elements Q1, Q2, Q3, and Q4 is greater than the heat generated in the switching elements Q5 and Q6. As a result, the switching elements Q1, Q2, Q3, and Q4 are more likely to fail than the switching elements Q5 and Q6. Therefore, whether the triangular wave current is made to flow through the windings Lu and Lv, between the windings Lv and Lw, or between the windings Lw and Lu is changed at predetermined time intervals.
  • the heat generated by the motor 14 can be prevented from being concentrated near any of the windings Lu, Lv, and Lw, and more uniform heating can be achieved.
  • the heat generation of switching elements Q1, Q2, Q3, Q4, Q5, and Q6 can be made uniform, it is possible to prevent specific switching elements Q1, Q2, Q3, Q4, Q5, and Q6 from becoming more likely to fail. Can be suppressed.
  • the windings Lu, Lv, Lw of the motor 14 are short-circuited, and the winding Lu
  • the current flowing from the winding Lv to the winding Lv and the current flowing from the winding Lu to the winding Lw increase.
  • switching elements Q1, Q4, and Q6 are turned off and switching elements Q2, Q3, and Q5 are turned on, so that current flows from the winding Lv to the winding Lu and from the winding Lw to the winding Lu.
  • Current increases.
  • a triangular wave-shaped current flows through the windings Lu, Lv, and Lw, causing loss, thereby making it possible to warm the motor 14.
  • the motor 14 can be heated more uniformly compared to the first preheating method.
  • the heat generated by the winding Lu becomes larger than the heat generated by the windings Lv and Lw.
  • the loss generated in the inverter 13 the loss in the switching elements Q1 and Q2 is larger than the loss in the switching elements Q3, Q4, Q5, and Q6, so the heat generation in the switching elements Q1 and Q2 increases.
  • the heat generation is larger than that in the switching elements Q3, Q4, Q5, and Q6, and the switching elements Q1 and Q2 are more likely to fail than the switching elements Q3, Q4, Q5, and Q6.
  • the direction in which the triangular wave current flows is from the winding Lu to the windings Lv, Lw, from the winding Lv to the windings Lw, Lu, or from the winding Lw to the windings Lu, Lv. Change at predetermined time intervals.
  • the heat generated by the motor 14 can be prevented from concentrating near any of the windings Lu, Lv, and Lw, and more uniform heating can be achieved.
  • the heat generation of switching elements Q1, Q2, Q3, Q4, Q5, and Q6 can be made uniform, it is possible to prevent specific switching elements Q1, Q2, Q3, Q4, Q5, and Q6 from becoming more likely to fail. Can be suppressed.
  • the current flowing through the windings Lu, Lv, and Lw of the motor 14 is made into a triangular wave shape by switching the switching elements Q1, Q2, Q3, Q4, Q5, and Q6. Therefore, the magnitude of the current flowing through the motor 14 can be limited. Therefore, the rated current of the switching elements Q1, Q2, Q3, Q4, Q5, and Q6 can be reduced, so it is possible to suppress the multiple switching elements Q1, Q2, Q3, Q4, Q5, and Q6 from increasing in size. , the cost of the plurality of switching elements Q1, Q2, Q3, Q4, Q5, Q6 can be reduced.
  • the switching elements Q1, Q2, Q3, Q4, Q5, and Q6 are switched to make the current flowing through the windings Lu, Lv, and Lw of the motor 14 into triangular waves.
  • This causes an alternating current to flow through the motor 14. Therefore, in the first preheating method and the second preheating method, iron loss can be generated in the magnetic core (not shown) that constitutes the motor 14. Therefore, in the first preheating method and the second preheating method, the motor 14 can be heated more uniformly than when losses are caused only by the windings Lu, Lv, and Lw, and the motor 14 can be heated more uniformly, and the higher the temperature locally becomes. It can prevent you from putting it away.
  • the heat resistance of the insulator used for the windings Lu, Lv, and Lw can be lowered, and the cost of the insulator can be reduced.
  • the thickness of the insulator used for the windings Lu, Lv, and Lw can be made thinner, the motor 14 can be made smaller.
  • FIG. 4 is a circuit diagram of a motor drive device according to a comparative example of the first embodiment.
  • the motor drive device according to the comparative example does not include the current detection section 15d and the current sensor 17. Further, the motor drive device 1 according to the comparative example uses an electrolytic capacitor as the smoothing capacitor 12. The rest is the same as the motor drive device according to the first embodiment.
  • FIG. 5 is a waveform diagram when the switching element of the inverter of the motor drive device according to the comparative example of the first embodiment is operated.
  • a current I1 is a current output from the DC conversion circuit 11 to the smoothing capacitor 12
  • a current I2 is a current input from the smoothing capacitor 12 to the inverter 13
  • a current I3 is This is the current that charges and discharges the smoothing capacitor 12.
  • the voltage Vdc is a voltage applied to both ends of the smoothing capacitor 12.
  • the calculation unit 15b generates a signal that changes the switching elements Q1, Q2, Q3, Q4, Q5, and Q6 from off to on or from on to off at a predetermined period.
  • a ramp waveform for counting on/off periods can be used.
  • the on-duty of the switching elements Q1, Q2, Q3, Q4, Q5, and Q6 during the switching operation is constant.
  • Switching elements Q1, Q2, Q3, Q4, Q5, and Q6 repeat on/off operations at preset cycles. As a result, the waveform of the current I2 becomes a triangular wave with a constant amplitude, and is output to the windings Lu, Lv, and Lw of the motor 14.
  • the waveform of the current I1 output from the DC conversion circuit 11 to the smoothing capacitor 12 is the same as the waveform output from the rectifier circuit 10. . Furthermore, since the amplitude of the waveform of the current I2 is constant, the amount of variation ⁇ ipk2 of the current I2 is the same as the amplitude of the current I2. Further, the average value I2Ave2 of the current I2 is a constant value.
  • the method of preheating the motor 14 is the same as that of the motor drive device 1 according to the first embodiment, and is a first preheating method of turning on switching elements Q1 and Q4 and turning off switching elements Q2 and Q3, or a first preheating method of turning on switching elements Q1 and Q4, or switching elements Q1 and Q4.
  • Q6 are turned on and switching elements Q2, Q3, Q5 are turned off, then switching elements Q1, Q4, Q6 are turned off, and switching elements Q2, Q3, Q5 are turned on.
  • a second preheating method can be applied.
  • the electrolytic capacitor used as the smoothing capacitor 12 in the motor drive device 1 according to the comparative example can have a larger capacitance than a film capacitor of the same volume, so the loss in the motor 14 is reduced due to restricted energization. Fluctuations in the voltage across the smoothing capacitor 12 can be suppressed even during the period in which the smoothing capacitor 12 is generated.
  • the motor drive device 1 uses a film capacitor as the smoothing capacitor 12. Since a film capacitor has a longer life than an electrolytic capacitor, by using a film capacitor as the smoothing capacitor 12, the life of the motor drive device 1 can be extended. However, when a film capacitor is used as the smoothing capacitor 12, the capacitance becomes smaller than when an electrolytic capacitor of the same volume is used. Therefore, if the motor drive device 1 according to the first embodiment performs a switching operation while keeping the on-duty of the switching element constant, the following problem will occur.
  • FIG. 6 is a waveform diagram when the motor drive device according to the first embodiment performs a switching operation while keeping the on-duty of the switching element constant. That is, FIG. 6 is a waveform diagram when the motor drive device 1 using a film capacitor as the smoothing capacitor 12 performs the same switching operation as the motor drive device 1 according to the comparative example.
  • current I1 is a current output from DC conversion circuit 11 to smoothing capacitor 12
  • current I2 is a current input from smoothing capacitor 12 to inverter 13
  • current I3 is: This is the current that charges and discharges the smoothing capacitor 12.
  • the voltage Vdc is a voltage applied to both ends of the smoothing capacitor 12.
  • the motor drive device 1 uses a film capacitor with a small capacitance as the smoothing capacitor 12, the switching elements Q1, Q2, Q3, Q4, When a switching operation is performed with the on-duty of Q5 and Q6 constant, the current I1 outputted from the DC conversion circuit 11 to the smoothing capacitor 12 has a waveform in the form of continuous half-waves of a sine wave. Furthermore, when switching operations are performed with the on-duty of the switching elements Q1, Q2, Q3, Q4, Q5, and Q6 constant, the smoothing capacitor 12 has a constant magnitude regardless of the magnitude of the voltage output by the rectifier circuit 10. A current I3 flows.
  • the motor drive device 1 In the motor drive device 1 according to the first embodiment, during a period in which loss is generated in the motor 14 due to restricted energization, the fluctuation in the voltage across the smoothing capacitor 12 is different from that in the motor drive device 1 according to the comparative example using an electrolytic capacitor. increases more than As a result, fluctuations in the voltage input to the inverter 13 become larger, so the motor drive device 1 according to the first embodiment has a constant on-duty of the switching elements Q1, Q2, Q3, Q4, Q5, and Q6. When a switching operation is performed with the current I2 set, the waveform of the current I2 becomes a triangular wave whose amplitude periodically increases and decreases.
  • the average value I2Ave3 of the current I2 has a waveform of continuous half-waves of a sine wave, like the current I1, and repeats increase and decrease periodically.
  • the variation amount ⁇ ipk3 of the current I2 becomes larger than the variation amount ⁇ ipk2 of the current I2 in the motor drive device 1 according to the comparative example. Therefore, when the motor drive device 1 according to the first embodiment performs a switching operation while keeping the on-duty of the switching elements Q1, Q2, Q3, Q4, Q5, and Q6 constant, the maximum current flowing through the inverter 13 increases. , the noise generated from the motor drive device 1 will increase.
  • the increase in noise can be suppressed by increasing the inductance of the coil Lin used in the noise filter 9 or by increasing the capacitance of the capacitor Cin, but this may increase the cost of the parts or cause the parts to deteriorate. This results in an increase in the size of the motor drive device 1.
  • the motor drive device 1 when the motor drive device 1 according to the first embodiment performs the switching operation while keeping the on-duty of the switching elements Q1, Q2, Q3, Q4, Q5, and Q6 constant, the motor drive device 1 generates Noise will increase. Therefore, the motor drive device 1 according to the first embodiment suppresses the current I2 flowing through the inverter 13 from increasing by suppressing fluctuations in the voltage across the smoothing capacitor 12. That is, the variation amount ⁇ ipk1 of the current I2 flowing through the inverter 13 is compared with the variation amount ⁇ ipk3 of the current I2 when switching operation is performed with the on-duty of the switching elements Q1, Q2, Q3, Q4, Q5, and Q6 constant. becomes smaller.
  • the motor drive device 1 according to the first embodiment increases the on-duty of the switching elements Q1, Q2, Q3, Q4, Q5, and Q6 as the current output from the rectifier circuit 10 increases.
  • the smaller the output current the lower the on-duty of the switching elements Q1, Q2, Q3, Q4, Q5, and Q6.
  • the motor drive device 1 according to the first embodiment can suppress an increase in the cost of the noise filter 9 and an increase in the size of the components.
  • Increasing the current output to the motor 14 can be achieved by increasing the voltage input to the inverter 13 or by increasing the on-duty of the switching elements Q1, Q2, Q3, Q4, Q5, and Q6.
  • the smoothing capacitor 12 When a film capacitor is used as the smoothing capacitor 12, its capacitance is small, so the waveform becomes close to the full-wave rectified waveform output by the rectifier circuit 10, and the on-duty of the switching elements Q1, Q2, Q3, Q4, Q5, and Q6 is kept constant.
  • the average voltage Vpn3 input to the inverter 13 when a switching operation is performed is lower than the average voltage Vpn2 input to the inverter 13 in the motor drive device 1 according to the comparative example using an electrolytic capacitor with a large capacitance. .
  • the motor drive device 1 increases the on-duty of the switching elements Q1, Q2, Q3, Q4, Q5, and Q6 as the current output from the rectifier circuit 10 increases.
  • the motor drive device charges the smoothing capacitor 12 from the inverter 13 during a period when the voltage output by the rectifier circuit 10 is low, and suppresses voltage fluctuations, thereby generating larger electric power during restricted energization. is output to the motor 14, thereby suppressing the compressor 2 from cooling down.
  • FIG. 7 is a diagram showing the characteristics of the maximum constraint energizing power that can be output to the motor with respect to the capacitance of the smoothing capacitor.
  • the solid line in FIG. 7 indicates that the on-duty of the switching elements Q1, Q2, Q3, Q4, Q5, and Q6 is increased as the current output from the rectifier circuit 10 becomes larger in the motor drive device 1 according to the first embodiment.
  • the graph shows the characteristics of the maximum constrained energized power when the on-duty of the switching elements Q1, Q2, Q3, Q4, Q5, and Q6 is controlled to be lowered as the current output from the rectifier circuit 10 is smaller.
  • the capacity of motor 12 becomes smaller, the power that can be output to motor 14 decreases significantly. That is, when the motor drive device 1 according to the first embodiment performs control to keep the on-duty of the switching elements Q1, Q2, Q3, Q4, Q5, and Q6 constant, the capacitance of the smoothing capacitor 12 is The maximum constraint energizing power becomes small in a small area.
  • the motor drive device 1 according to the first embodiment performs control, even if the capacitance changes, it is possible to suppress the average voltage of the smoothing capacitor 12 from decreasing, so that the switching elements Q1, Q2 , Q3, Q4, Q5, and Q6 can be outputted to the motor 14 compared to a case where the switching operation is performed with the on-duty of Q3, Q4, Q5, and Q6 constant. That is, in the motor drive device 1 according to the first embodiment, the larger the current output from the rectifier circuit 10, the higher the on-duty of the switching elements Q1, Q2, Q3, Q4, Q5, and Q6, and the higher the current output from the rectifier circuit 10.
  • the maximum constraint energized power in the region where the capacitance of the smoothing capacitor 12 is small is determined. It is possible to suppress the decrease in
  • the inverter 13 changes the magnitude of the current output to the motor 14 in accordance with the magnitude of the current output by the rectifier circuit 10, so that the electrostatic Even if a film capacitor with a small capacity is used as the smoothing capacitor 12, fluctuations in the voltage across the smoothing capacitor 12 can be suppressed. Therefore, compared to the case where control is not performed to change the magnitude of the current output to the motor 14 in accordance with the magnitude of the current output by the rectifier circuit 10, it is possible to suppress fluctuations in the current I2 flowing through the inverter 13. Therefore, it is possible to suppress an increase in the size of the components of the noise filter 9 and increase in cost. Similarly, by suppressing fluctuations in the voltage across the smoothing capacitor 12, it is possible to suppress a drop in the average voltage. This has the effect of suppressing a decrease in outputtable power.
  • FIG. 8 is a circuit diagram of a motor drive device according to the second embodiment.
  • the motor drive device 1 according to the second embodiment is different from the motor drive device 1 according to the first embodiment in that it includes a voltage detection section 15c that detects the voltage across the smoothing capacitor 12.
  • the other configurations are the same as the motor drive device 1 according to the first embodiment.
  • the motor drive device 1 according to the second embodiment changes the on-duty of the switching elements Q1, Q2, Q3, Q4, Q5, and Q6 according to the magnitude of the fluctuation in the voltage of the smoothing capacitor 12.
  • the motor drive device 1 according to the second embodiment is designed in consideration of this, and suppresses a decrease in the power that can be output to the motor 14 due to a change in the capacitance of the film capacitor.
  • the calculation unit 15b calculates and holds the magnitude of voltage fluctuation from the voltage detected by the voltage detection unit 15c.
  • the amount of change in the current I2 input to the inverter 13, which is changed according to the magnitude of the current output from the rectifier circuit 10, described in the first embodiment, will be hereinafter referred to as a "correction amount.”
  • the calculation unit 15b changes the correction amount according to the magnitude of the voltage fluctuation of the smoothing capacitor 12. Specifically, the calculation unit 15b increases the correction amount as the voltage fluctuation increases.
  • the magnitude of the change in the correction amount to be changed according to the magnitude of the power fluctuation of the smoothing capacitor 12 can be determined by storing in advance in the calculation unit 15b a table of the amount of modification according to the magnitude of the voltage fluctuation. Can be done. Further, it is also possible to set a target value for the magnitude of voltage fluctuation and determine the magnitude of the change amount by feedback so that the deviation between the correction amount after the change and the target value becomes small.
  • FIG. 9 is a flowchart showing the flow of the operation of the motor drive device according to the second embodiment.
  • the current detection section 15d detects the magnitude of the output current output from the rectifier circuit 10 in step S1.
  • the calculation unit 15b determines the on-duty of the switching elements Q1, Q2, Q3, Q4, Q5, and Q6 based on the magnitude of the output current detected by the current detection unit 15d and the correction amount.
  • the drive section 15a After determining the on-duty in step S2, in step S3, the drive section 15a turns on and off the switching elements Q1, Q2, Q3, Q4, Q5, and Q6 at a predetermined period.
  • the on-duty of the switching elements Q1, Q2, Q3, Q4, Q5, and Q6 here is the on-duty determined in step S2.
  • the voltage detection unit 15c detects the voltage across the smoothing capacitor 12 in step S4, in addition to the processes from step S1 to step S3.
  • the calculation unit 15b calculates the magnitude of voltage fluctuation based on the voltage across the smoothing capacitor 12 detected in step S4, and holds this.
  • the calculation unit 15b calculates the amount of change in the correction amount according to the magnitude of the voltage fluctuation.
  • the calculation unit 15b changes the correction amount based on the change amount calculated in step S6.
  • the correction amount changed in step S7 is used in the process of determining the on-duty in step S2.
  • a configuration including the DC conversion circuit 11 is shown as the configuration of the motor drive device 1, but the configuration is not limited to this.
  • the DC conversion circuit 11 may not be provided, and a smoothing capacitor 12 may be connected to the output of the rectifier circuit 10. Even in a configuration that does not include the DC conversion circuit 11, by using a film capacitor with a small capacitance as the smoothing capacitor 12, it is possible to suppress fluctuations in the voltage across the smoothing capacitor 12 and fluctuations in the current flowing through the inverter 13. can.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a hardware configuration example of a calculation unit of a motor drive device according to Embodiment 1 and Embodiment 2.
  • FIG. 10 shows a hardware configuration in which the functions of the arithmetic unit 15b are realized by using hardware that executes a program.
  • the calculation unit 15b includes a processor 91 that executes various processes, a memory 92 that is a main memory, and a storage device 93 that stores information.
  • the processor 91 may be an arithmetic device, a microprocessor, a microcomputer, a CPU (Central Processing Unit), or a DSP (Digital Signal Processor).
  • the memory 92 also includes RAM (Random Access Memory), ROM (Read Only Memory), flash memory, EPROM (Erasable Programmable Read Only Memory), and EEPROM (registered trademark) (Electrically Erasable Programmable Read Only Memory). non-volatile or Volatile semiconductor memory can be used.
  • the storage device 93 includes processing for changing the on-duty of the switching elements Q1, Q2, Q3, Q4, Q5, and Q6 according to the magnitude of the voltage fluctuation of the smoothing capacitor 12 and the magnitude of the voltage fluctuation of the smoothing capacitor 12.
  • a program for executing processing for changing the amount of correction according to the amount of correction is stored.
  • Processor 91 reads a program stored in storage device 93 into memory 92 and executes it.
  • the functions of the arithmetic unit 15b are realized by the processor 91 reading out a program stored in the storage device 93 into the memory 92 and executing it.
  • the calculation unit 15b is configured to have a function of converting the voltage output from the current detection unit 15d from analog to digital, and can also be digitally controlled using a microcontroller.
  • the arithmetic unit 15b is configured with a microcontroller, not only the reference voltage circuit becomes unnecessary, but also the analog circuit can be integrated and the control unit 15 can be miniaturized.
  • peripheral circuits such as a memory that holds calculation results and table data, thereby reducing the size of the control unit 15.
  • the configuration shown in the above embodiments shows an example of the content, and it is also possible to combine it with another known technology, or a part of the configuration can be omitted or changed without departing from the gist. It is also possible.
  • 1 Motor drive device 2 Compressor, 3 Air blower, 4 Heat exchanger, 5 Outdoor unit, 6 Piping, 7 Indoor unit, 8 AC power supply, 9 Noise filter, 10 Rectifier circuit, 11 DC conversion circuit, 12 Smoothing capacitor, 13 Inverter, 14 motor, 15 control unit, 15a drive unit, 15b calculation unit, 15c voltage detection unit, 15d current detection unit, 17 current sensor, 91 processor, 92 memory, 93 storage device, 100 air conditioner, Cin capacitor, Lin Coil, Lu, Lv, Lw winding, Q1, Q2, Q3, Q4, Q5, Q6 switching element.

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Abstract

モータ駆動装置（１）は、整流回路（１０）と、整流回路（１０）から出力される出力電圧を平滑化する平滑コンデンサ（１２）と、複数のスイッチング素子（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６）を有し、入力される直流電圧を交流電圧に変換してモータ（１４）の巻線（Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗ）に出力するインバータ（１３）と、整流回路（１０）から出力される出力電流の大きさを検出する電流検出部（１５ｄ）及び複数のスイッチング素子（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６）に信号を出力してスイッチング動作を行わせる駆動部（１５ａ）を有する制御部（１５）とを備え、平滑コンデンサ（１２）は、フィルムコンデンサであり、モータ（１４）の回転を停止したまま巻線（Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗ）に通電する拘束通電時には、出力電流が大きいほどインバータ（１３）に入力する電流を大きくする。

Description

モータ駆動装置及び空気調和機
　本開示は、モータを駆動するモータ駆動装置及びこれを備えた空気調和機に関する。
　空気調和機においては、高効率に運転するために、インバータを備えることで任意周波数及び電流で圧縮機のモータを駆動する方法が広く使われている。モータを駆動する回路の構成としては、商用系統へのノイズ影響を抑制するフィルタ回路、交流電力を直流電力に変換する整流回路、高調波を抑制するとともに一定の電圧に昇圧する力率改善回路、電圧を一定に平滑する平滑コンデンサ及びインバータ回路を備えた構成が一般的に用いられる。
　また、空気調和機においては、周囲の温度が低い条件で運転停止していると、冷媒ガスが液化して圧縮機に戻り、冷媒が溶け込むという、いわゆる「寝込み」と呼ばれる現象が生ずる。特許文献１には、寝込みの対策として、圧縮機のモータを回転させず、モータ巻線に通電させ、圧縮機を温める予熱制御をすることが開示されている。
特開２００１－２８６１８３号公報
　平滑コンデンサには、電解コンデンサを使用することが一般的であるが、電解コンデンサは、他の電子部品に対して寿命が短く、モータ駆動装置の寿命を決める要因になっている。電解コンデンサの代わりにフィルムコンデンサを使用することで長寿命化が期待できるが、同体積で比べた場合には電解コンデンサよりも静電容量が小さくなる。特に、予熱動作においては、待機電力を削減するなどの目的から、力率改善回路を停止し、インバータのみを動作させるため、力率改善回路による電圧平滑ができない。このため、電解コンデンサと同等の体積のフィルムコンデンサを平滑コンデンサに用いると、静電容量が小さいために電圧を平滑できずに変動が大きくなってしまい、インバータからモータに出力される電流の変動も大きくなってしまう。
　本開示は、上記に鑑みてなされたものであって、インバータからモータに出力される電流の変動を抑制可能で長寿命化を実現したモータ駆動装置を得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本開示に係るモータ駆動装置は、交流電源から入力される交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、整流回路から出力される出力電圧を平滑化する平滑コンデンサと、複数のスイッチング素子を有し、入力される直流電圧を交流電圧に変換してモータの巻線に出力するインバータと、整流回路から出力される出力電流の大きさを検出する電流検出部及び複数のスイッチング素子に信号を出力してスイッチング動作を行わせる駆動部を有する制御部とを備える。平滑コンデンサは、フィルムコンデンサである。モータ駆動装置は、モータの回転を停止したまま巻線に通電する拘束通電時には、出力電流が大きいほどインバータに入力する電流を大きくする。
　本開示に係るモータ駆動装置は、インバータからモータに出力される電流の変動を抑制可能で長寿命化を実現できるという効果を奏する。
実施の形態１に係る空気調和機の斜視図 実施の形態１に係るモータ駆動装置の回路図 実施の形態１に係るモータ駆動装置のインバータのスイッチング素子を動作させた場合の波形図 実施の形態１の比較例に係るモータ駆動装置の回路図 実施の形態１の比較例に係るモータ駆動装置のインバータのスイッチング素子を動作させた場合の波形図 実施の形態１に係るモータ駆動装置にスイッチング素子のオンデューティを一定にしてスイッチング動作を行わせた場合の波形図 平滑コンデンサの静電容量に対する、モータに出力可能な最大拘束通電電力の特性を示す図 実施の形態２に係るモータ駆動装置の回路図 実施の形態２に係るモータ駆動装置の動作の流れを示すフローチャート 実施の形態１及び実施の形態２に係るモータ駆動装置の演算部のハードウェア構成例を示す図
　以下に、実施の形態に係るモータ駆動装置及び空気調和機を図面に基づいて詳細に説明する。
実施の形態１．
　図１は、実施の形態１に係る空気調和機の斜視図である。空気調和機１００は、室外機５と室内機７とを備えている。室外機５と室内機７とは、配管６によって接続されている。室外機５は、モータ駆動装置１、圧縮機２、送風機３及び熱交換器４を備えている。モータ駆動装置１は、圧縮機２、送風機３及び交流電源８と接続されている。なお、図１では、圧縮機２、送風機３及び交流電源８とモータ駆動装置１とを接続する電気配線は図示を省略している。
　図２は、実施の形態１に係るモータ駆動装置の回路図である。モータ駆動装置１は、ノイズフィルタ９、整流回路１０、直流変換回路１１、平滑コンデンサ１２、インバータ１３、制御部１５及び電流センサ１７を備える。ノイズフィルタ９の入力側は交流電源８に接続される。また、インバータ１３の出力側は、モータ１４に接続される。平滑コンデンサ１２には、フィルムコンデンサが用いられている。
　ノイズフィルタ９は、コイルＬｉｎとコンデンサＣｉｎとを備えたローパスフィルタであり、モータ駆動装置１において発生したノイズが交流電源８に影響を及ぼすことを抑制する。
　整流回路１０は、ノイズフィルタ９と直流変換回路１１との間に接続される。整流回路１０は、交流電源８から入力される交流電圧を整流し、直流電圧を出力する。整流回路１０は、四つのダイオードを用いた全波整流回路として構成してもよいしＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor　Field-Effect-Transistor）などのスイッチング素子を用いて同期整流回路として構成してもよい。また、整流回路１０は、一つのダイオードのみで半波整流回路として構成してもよい。この場合、交流電源８から入力される電流が通過するダイオードの数を半減できるため、整流回路１０で発生する損失を低減することができる。
　また、四つのダイオードを用いた全波整流回路を並列に接続し、各ダイオードに流れる電流を低減することで、各ダイオード単体で発生する損失を低減することができる。四つのダイオードを用いた全波整流回路を並列に接続した整流回路１０は、ダイオードブリッジを放熱するためのヒートシンクが小型であっても、ダイオードの温度上昇を抑制することができる。
　直流変換回路１１は、整流回路１０と平滑コンデンサ１２との間に接続される。直流変換回路１１は、複数のスイッチング素子とリアクトルを用いた昇圧チョッパ回路とで構成することができる。また、直流変換回路１１は、二つ以上の昇圧チョッパ回路を並列に接続したインターリーブコンバータとして構成することもできる。二つ以上の昇圧チョッパ回路を並列に接続したインターリーブコンバータは、各スイッチング素子及びリアクトルに流れる電流を低減することができるため、部品のサイズが大型化することを抑制できる。また、二つ以上の昇圧チョッパ回路を並列に接続したインターリーブコンバータは、各スイッチング素子及びダイオードに流れる電流が小さくなるため、発生する損失を低減することができる。二つ以上の昇圧チョッパ回路を並列に接続したインターリーブコンバータは、スイッチング素子を放熱するためのヒートシンクが小型であっても、スイッチング素子の温度上昇を抑制することができる。
　直流変換回路１１は、整流回路１０が出力する直流電圧を昇圧して平滑コンデンサ１２に出力する力率改善回路の機能をもつ。ただし、実施の形態１に係るモータ駆動装置１では、拘束通電の動作において、直流変換回路１１で用いている部品で発生する損失の発生を抑制し、空調停止時における消費電力を低減するため、直流変換回路１１のスイッチング動作を停止させる。
　ここでは昇圧チョッパ回路を用いたインターリーブコンバータの構成の直流変換回路１１を説明したが、直流変換回路１１の回路構成はこれに限られない。例えば、直流変換回路１１は、昇降圧チョッパ回路、フライバック回路、フライフォワード回路、ＳＥＰＩＣ（Single　Ended　Primary　Inductor　Converter）、Ｚｅｔａコンバータ又はＣｕｋコンバータの構成とすることもできる。
　平滑コンデンサ１２は、直流変換回路１１が出力する電圧を平滑化する。直流変換回路１１は、整流回路１０から出力される電圧を一定の電圧に制御するが、整流回路１０から出力される電圧は、交流電源８の２倍の周波数で脈動している。このため、直流変換回路１１から出力される電圧も、交流電源８の２倍の周波数で脈動する。平滑コンデンサ１２は、交流電源８の２倍の周波数で脈動する電圧を平滑化する。これによって、後段に接続されたインバータ１３がモータ１４に出力する電流が、交流電源８の２倍の周波数で脈動することを低減することができる。
　インバータ１３がモータ１４に出力する電流が脈動する場合、モータ１４が振動し、室外機５に備え付けられた配管６と、モータ駆動装置１を構成する電子部品のリード線及びはんだ付け部とが振動によって劣化し、空気調和機１００が短寿命化するため、振動対策部品を追加する必要があり、高コスト化する。また、モータ１４に出力する電流が脈動する場合は、振動音が発生するため、空気調和機１００の品質が低下する。平滑コンデンサ１２を用いて、交流電源８の２倍の周波数で脈動する電圧を平滑化することによって、後段に接続されたインバータ１３がモータ１４に出力する電流の交流電源８の２倍の周波数での脈動を低減することができる。インバータ１３がモータ１４に出力する電流の脈動を抑制することにより、モータ１４の振動を抑制し、室外機５に備え付けられた配管６と、モータ駆動装置１を構成する電子部品のリード線及びはんだ付け部との振動による劣化を抑制できる。これにより、振動対策部品を削減し、低コスト化を実現できる。また、振動音を抑制できるため、空気調和機１００の静粛性を高めることができる。
　インバータ１３は、平滑コンデンサ１２とモータ１４との間に接続される。インバータ１３は、直流変換回路１１が出力した直流の電圧を任意の周波数及び電流値の交流に変換し、モータ１４に出力する。
　インバータ１３は、複数のスイッチング素子を用いたブリッジ回路で構成することができる。特に、モータ１４が３相モータである場合には、インバータ１３にフルブリッジ回路を用いることがある。実施の形態１において、インバータ１３は、フルブリッジ回路であり、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６から構成される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６は、ＩＧＢＴ（Insulated　Gate　Bipolar　Transistor）と逆並列の還流ダイオードとで構成される。スイッチング素子Ｑ１のコレクタ端子は、平滑コンデンサ１２の一端に接続され、スイッチング素子Ｑ１のエミッタ端子はスイッチング素子Ｑ２のコレクタ端子及びモータ１４に接続されている。スイッチング素子Ｑ２のエミッタ端子は、平滑コンデンサ１２の他端に接続される。スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とをレグと呼ぶことがある。スイッチング素子Ｑ３及びスイッチング素子Ｑ４のレグ並びにスイッチング素子Ｑ５及びスイッチング素子Ｑ６のレグは、スイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ２のレグと同様に接続された構成である。
　複数のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６は、一般に用いられているケイ素を材料としたＩＧＢＴ及びＭＯＳＦＥＴといった半導体素子のほか、炭化ケイ素を材料とした半導体素子を用いることができる。炭化ケイ素を材料とした半導体素子は、ケイ素を材料とした半導体素子よりも導通損失が小さく、また、高速なスイッチング動作が可能であるため、スイッチング損失を低減でき、空気調和機１００の消費電力を低減することができる。また、複数のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６の発熱も低減できるため、複数のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６を放熱するためのヒートシンク等の放熱部材を小型化でき、放熱部材を低コスト化できる。また、複数のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６の近くに配置されている電子部品の温度上昇を抑制でき、信頼性を向上させることができる。
　また、複数のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６には、窒化ガリウムを材料とした半導体素子を用いることができる。窒化ガリウムを材料とした半導体素子としては、ＨＥＭＴ（High　Electron　Mobility　Transistor）が例として挙げられる。ＨＥＭＴは、ケイ素を材料としたＭＯＳＦＥＴよりも導通損失が小さく、また、高速なスイッチング動作が可能であるため、スイッチング損失を低減でき、空気調和機１００の消費電力を低減することができる。また、複数のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６の発熱も低減できるため、複数のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６を放熱するためのヒートシンク等の放熱部材を小型化でき、放熱部材の低コスト化できる。また、複数のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６の近くに配置されている電子部品の温度上昇を抑制でき、信頼性を向上させることができる。
　インバータ１３は、ハーフブリッジインバータ又は一石電圧共振回路などの回路構成とすることもできる。
　制御部１５は、駆動部１５ａ、演算部１５ｂ及び電流検出部１５ｄを備える。
　電流検出部１５ｄは、整流回路１０から出力される電流を検出し、検出結果を演算部１５ｂに送信する。電流センサ１７は整流回路１０から出力される電流を検出する手段であり、ホール素子を用いた電流センサを用いる他、シャント抵抗を用いることができる。
　演算部１５ｂは電流検出部１５ｄから送信された検出結果である電流値を用いて、整流回路１０から出力される電流の大きさに応じて、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６をオンオフ制御するための信号を駆動部１５ａに出力する。より具体的には、整流回路１０から出力される電流が大きいほどインバータ１３に入力する電流を大きくし、反対に、整流回路１０から出力される電流が小さいほど、インバータ１３に入力する電流を小さくするように変化させる。
　駆動部１５ａは、演算部１５ｂから送信された信号を、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６のオンオフを制御可能な大きさの電圧に変換し、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６にスイッチング動作を行わせる。演算部１５ｂから送信される信号は、例えば３．３Ｖ又は５Ｖの電圧であり、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６をオンオフ制御可能な電圧は例えば１５Ｖ又は１８Ｖである。
　モータ１４は、巻線Ｌｕと巻線Ｌｗと巻線Ｌｖとを備える。巻線Ｌｕと巻線Ｌｗと巻線Ｌｖとはスター結線されている。
　図３は、実施の形態１に係るモータ駆動装置のインバータのスイッチング素子を動作させた場合の波形図である。図３において、電流Ｉ１は、直流変換回路１１から平滑コンデンサ１２の方に出力される電流であり、電流Ｉ２は、平滑コンデンサ１２の方からインバータ１３に入力される電流であり、電流Ｉ３は、平滑コンデンサ１２を充放電する電流である。また、電圧Ｖｄｃは、平滑コンデンサ１２の両端に印加されている電圧である。
　実施の形態１に係るモータ駆動装置１では、整流回路１０から出力される電流の大きさに応じて、モータ１４に出力する電流、すなわちインバータ１３に入力する電流Ｉ２の大きさを変動させる。つまり、直流変換回路１１から平滑コンデンサ１２に出力される電流Ｉ１が大きいほど、インバータ１３に入力する電流Ｉ２を小さくする。これにより、電流Ｉ２の波形は、キャリア周期ごとの平均値Ｉ２Ａｖｅ１が周期的に変動し、かつ振幅が一定の三角波の形状となり、モータ１４の巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗに出力される。
　具体的には、演算部１５ｂは、整流回路１０から出力される電流が大きいほど、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６のオンデューティを高くし、整流回路１０から出力される電流が小さいほど、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６のオンデューティを低くするように、駆動部１５ａに信号を送信する。これによって、インバータ１３に入力される電流Ｉ２のキャリア周期ごとの平均値Ｉ２Ａｖｅ１を変化させ、平滑コンデンサ１２を充放電する電流Ｉ３を変化させる。
　上述の動作により、整流回路１０から出力される電流が大きい期間においては、インバータ１３に入力される電流Ｉ２のキャリア周期ごとの平均値Ｉ２Ａｖｅ１がゼロよりも大きくなり、逆に、整流回路１０から出力される電流が小さい期間においては、インバータ１３に入力される電流Ｉ２のキャリア周期ごとの平均値Ｉ２Ａｖｅ１がゼロよりも小さくなる。
　平滑コンデンサ１２は、整流回路１０が出力する全波整流波形の電圧によって充放電されるため、整流回路１０が出力する電圧が低い期間においては両端電圧が低下してしまう。上述の動作により、整流回路１０から出力される電流Ｉ１が小さい期間、すなわち、整流回路１０が出力する電圧が低い期間においては、インバータ１３に入力される電流Ｉ２がゼロ未満になるため、インバータ１３から平滑コンデンサ１２に電流Ｉ３が流れて平滑コンデンサ１２が充電される。これによって、平滑コンデンサ１２の両端電圧が変動することを抑制することができる。
　次に、モータ１４の予熱方法について説明する。第１の予熱方法では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４をオンし、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３をオフすることで、モータ１４の巻線Ｌｕ，Ｌｖが短絡され、巻線Ｌｕから巻線Ｌｖの方向に流れる電流が増加する。その後、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４をオフし、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３をオンすることで、巻線Ｌｖから巻線Ｌｕの方向に流れる電流が増加する。これにより、巻線Ｌｕ，Ｌｖに電流が流れ、損失を発生させることで、モータ１４を温めることができる。
　この場合、モータ１４の発熱が巻線Ｌｕ，Ｌｖに集中してしまい、モータ１４を均一に加熱することができない。また、インバータ１３で発生する損失がスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４に集中してしまうため、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４での発熱がスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６での発熱に比較して大きくなってしまい、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４がスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６よりも故障しやすくなってしまう。そのため、三角波状の電流を巻線Ｌｕ及び巻線Ｌｖに流すか、巻線Ｌｖ及び巻線Ｌｗに流すか、巻線Ｌｗ及び巻線Ｌｕに流すかを予め定めた時間間隔で変更する。これにより、モータ１４の発熱が巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗのいずれかの付近に集中してしまうことを抑制でき、より均一に加熱することができる。また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６の発熱を均一にすることができるため、特定のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６が故障しやすくなってしまうことを抑制することができる。
　また、第２の予熱方法では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４，Ｑ６をオンし、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３，Ｑ５をオフすることで、モータ１４の巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗが短絡され、巻線Ｌｕから巻線Ｌｖの方向に流れる電流及び巻線Ｌｕから巻線Ｌｗの方向に流れる電流が増加する。その後、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４，Ｑ６をオフし、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３，Ｑ５をオンすることで、巻線Ｌｖから巻線Ｌｕの方向に流れる電流及び巻線Ｌｗから巻線Ｌｕの方向に流れる電流が増加する。これによって、巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗに三角波状の電流が流れ、損失を発生させることで、モータ１４を温めることができる。
　このような制御を行うことにより、第１の予熱方法と比較して、より均一にモータ１４を加熱することができる。ただし、第２の方法においても、巻線Ｌｕの発熱が、巻線Ｌｖ，Ｌｗの発熱よりも大きくなってしまう。また、インバータ１３で発生する損失についても、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２での損失が、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６での損失よりも大きくなってしまうため、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２での発熱がスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６での発熱に比較して大きくなってしまい、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６よりも故障しやすくなってしまう。そのため、三角波状の電流を流す方向を巻線Ｌｕから巻線Ｌｖ，Ｌｗとするか、巻線Ｌｖから巻線Ｌｗ，Ｌｕとするか、巻線Ｌｗから巻線Ｌｕ，Ｌｖとするかを、あらかじめ定めた時間間隔で変更する。この場合、モータ１４の発熱が巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗのいずれかの付近に集中してしまうことを抑制でき、より均一に加熱することができる。また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６の発熱を均一にすることができるため、特定のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６が故障しやすくなってしまうことを抑制することができる。
　第１の予熱方法及び第２の予熱方法では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６をスイッチングさせることによってモータ１４の巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗに流す電流を三角波状にすることで、モータ１４に流す電流の大きさを制限することができる。このため、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６の定格電流を低減することができるため、複数のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６が大型化することを抑制でき、複数のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６を低コスト化できる。
　また、第１の予熱方法及び第２の予熱方法では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６をスイッチングさせてモータ１４の巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗに流す電流を三角波状にすることで、モータ１４に交流の電流を流す。このため、第１の予熱方法及び第２の予熱方法では、モータ１４を構成している不図示の磁性体コアにおいて鉄損を発生させることができる。したがって、第１の予熱方法及び第２の予熱方法では、巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗのみで損失を発生させるよりも、モータ１４をより均一に加熱することができ、局所的に高温になってしまうことを抑制できる。このため、例えば、巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗに使用する絶縁体の耐熱性を下げることができ、絶縁体の低コスト化を実現できる。または、巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗに使用する絶縁体の厚さを薄くすることができるため、モータ１４を小型化することができる。
　図４は、実施の形態１の比較例に係るモータ駆動装置の回路図である。比較例に係るモータ駆動装置は、電流検出部１５ｄ及び電流センサ１７を備えていない。また、比較例に係るモータ駆動装置１は、平滑コンデンサ１２に電解コンデンサを用いている。この他は実施の形態１に係るモータ駆動装置と同様である。
　図５は、実施の形態１の比較例に係るモータ駆動装置のインバータのスイッチング素子を動作させた場合の波形図である。図５において、電流Ｉ１は、直流変換回路１１から平滑コンデンサ１２の方に出力される電流であり、電流Ｉ２は、平滑コンデンサ１２の方からインバータ１３に入力される電流であり、電流Ｉ３は、平滑コンデンサ１２を充放電する電流である。また、電圧Ｖｄｃは、平滑コンデンサ１２の両端に印加されている電圧である。
　比較例に係るモータ駆動装置１においては、演算部１５ｂは、予め定められた周期でスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６をオフからオンへ、又はオンからオフへ変化させる信号を送信する。これは、例えば矩形波のオンオフ信号を用いる他、オンオフ期間をカウントするためのランプ波形を用いることができる。なお、比較例に係るモータ駆動装置１においては、スイッチング動作におけるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６のオンデューティは一定である。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６は、予め設定された周期でオンオフ動作を繰り返す。これにより、電流Ｉ２の波形は振幅が一定の三角波の形状となり、モータ１４の巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗに出力される。
　直流変換回路１１は、整流回路１０から出力される電流を昇圧するため、直流変換回路１１から平滑コンデンサ１２に出力される電流Ｉ１の波形は、整流回路１０から出力される波形と同じ形状である。また、電流Ｉ２の波形の振幅が一定であるため、電流Ｉ２の変動量Δｉｐｋ２は、電流Ｉ２の振幅と同じである。また、電流Ｉ２の平均値Ｉ２Ａｖｅ２は一定の値である。
　モータ１４の予熱方法は、実施の形態１に係るモータ駆動装置１と同様であり、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４をオンし、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３をオフする第１の予熱方法又はスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４，Ｑ６をオンし、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３，Ｑ５をオフした後に、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４，Ｑ６をオフし、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３，Ｑ５をオンする第２の予熱方法を適用できる。
　比較例に係るモータ駆動装置１において平滑コンデンサ１２に用いられている電解コンデンサは、同等の体積のフィルムコンデンサと比較すると静電容量を大きくすることが可能であるため、拘束通電よりモータ１４で損失を発生させている期間においても、平滑コンデンサ１２の両端電圧の変動を抑制することができる。
　一方、実施の形態１に係るモータ駆動装置１は、平滑コンデンサ１２にフィルムコンデンサを用いている。フィルムコンデンサは電解コンデンサと比較して長寿命であるため、平滑コンデンサ１２にフィルムコンデンサを用いることでモータ駆動装置１を長寿命化することができる。しかしながら、平滑コンデンサ１２にフィルムコンデンサを用いると、同等の体積の電解コンデンサを用いた場合と比較すると静電容量は小さくなる。このため、実施の形態１に係るモータ駆動装置１に、スイッチング素子のオンデューティを一定にしてスイッチング動作を行わせると、下記のような問題が生じてしまう。
　図６は、実施の形態１に係るモータ駆動装置にスイッチング素子のオンデューティを一定にしてスイッチング動作を行わせた場合の波形図である。すなわち、図６は、平滑コンデンサ１２にフィルムコンデンサを用いたモータ駆動装置１に、比較例に係るモータ駆動装置１と同様のスイッチング動作を行わせた場合の波形図である。図６において、電流Ｉ１は、直流変換回路１１から平滑コンデンサ１２の方に出力される電流であり、電流Ｉ２は、平滑コンデンサ１２の方からインバータ１３に入力される電流であり、電流Ｉ３は、平滑コンデンサ１２を充放電する電流である。また、電圧Ｖｄｃは、平滑コンデンサ１２の両端に印加されている電圧である。
　実施の形態１に係るモータ駆動装置１は、平滑コンデンサ１２に静電容量が小さいフィルムコンデンサを用いているため、比較例に係るモータ駆動装置１と同様にスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６のオンデューティを一定にしてスイッチング動作を行わせると、直流変換回路１１から平滑コンデンサ１２の方へ出力される電流Ｉ１は、正弦波の半波が連続する形状の波形となる。また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６のオンデューティを一定にしてスイッチング動作を行わせると、整流回路１０が出力する電圧の大小に関わらず、平滑コンデンサ１２には一定の大きさの電流Ｉ３が流れる。
　実施の形態１に係るモータ駆動装置１では、拘束通電によりモータ１４で損失を発生させている期間において、平滑コンデンサ１２の両端電圧の変動が、電解コンデンサを用いた比較例に係るモータ駆動装置１よりも増加する。これに伴ってインバータ１３に入力される電圧の変動がより大きくなることから、実施の形態１に係るモータ駆動装置１に、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６のオンデューティを一定にしてスイッチング動作を行わせると、電流Ｉ２の波形は、振幅が周期的に増減する三角波状となる。したがって、電流Ｉ２の平均値Ｉ２Ａｖｅ３は、電流Ｉ１と同様に正弦波の半波が連続する形状の波形となり、周期的に増減を繰り返す。電流Ｉ２の三角波の振幅が周期的に増減することにより、電流Ｉ２の変動量Δｉｐｋ３は、比較例に係るモータ駆動装置１での電流Ｉ２の変動量Δｉｐｋ２よりも大きくなる。したがって、実施の形態１に係るモータ駆動装置１に、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６のオンデューティを一定にしてスイッチング動作を行わせると、インバータ１３に流れる最大電流が大きくなり、モータ駆動装置１から発生するノイズが増加してしまう。ノイズフィルタ９に使用するコイルＬｉｎのインダクタンスを大きくしたり、コンデンサＣｉｎの容量を大きくしたりすることにより、ノイズの増加を抑制することができるが、部品のコストが増加してしまったり、部品が大きくなってモータ駆動装置１が大型化してしまう。
　このように、実施の形態１に係るモータ駆動装置１は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６のオンデューティを一定にしてスイッチング動作を行わせると、モータ駆動装置１から発生するノイズが増加してしまう。このため、実施の形態１に係るモータ駆動装置１は、平滑コンデンサ１２の両端電圧の変動を抑制することにより、インバータ１３に流れる電流Ｉ２が大きくなることを抑制する。すなわち、インバータ１３に流れる電流Ｉ２の変動量Δｉｐｋ１は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６のオンデューティを一定としてスイッチング動作を行った場合の電流Ｉ２の変動量Δｉｐｋ３と比較して小さくなる。したがって、実施の形態１に係るモータ駆動装置１は、整流回路１０から出力される電流が大きいほど、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６のオンデューティを高くし、整流回路１０から出力される電流が小さいほど、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６のオンデューティを低くする制御を行うことにより、モータ駆動装置１から発生するノイズの増加を抑制することができる。これにより、実施の形態１に係るモータ駆動装置１は、ノイズフィルタ９のコスト増加及び部品の大型化を抑制できる。
　また、モータ１４に出力する電力を大きくするためには、モータ１４に出力する電流を大きくする必要がある。モータ１４に出力する電流を大きくすることは、インバータ１３に入力する電圧を高くすること、又はスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６のオンデューティを高くすることで実現できる。
　平滑コンデンサ１２にフィルムコンデンサを使用すると、静電容量が小さいため、整流回路１０が出力する全波整流波形に近くなり、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６のオンデューティを一定にしてスイッチング動作を行った場合にインバータ１３に入力する平均電圧Ｖｐｎ３は、静電容量が大きい電解コンデンサを使用した比較例に係るモータ駆動装置１におけるインバータ１３に入力する平均電圧Ｖｐｎ２に比べて低くなる。
　このため、平滑コンデンサ１２にフィルムコンデンサを使用する場合、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６のオンデューティを一定にしてスイッチング動作を行うと、拘束通電時にモータ１４に出力できる電力が低くなってしまう。
　一方、図３に示す、整流回路１０から出力される電流が大きいほど、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６のオンデューティを高くし、整流回路１０から出力される電流が小さいほど、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６のオンデューティを低くする制御を行う場合にインバータ１３に入力する平均電圧Ｖｐｎ１は、図６に示すスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６のオンデューティを一定にしてスイッチング動作を行う場合にインバータ１３に入力する平均電圧Ｖｐｎ３よりも大きい。したがって、実施の形態１に係るモータ駆動装置１は、整流回路１０から出力される電流が大きいほど、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６のオンデューティを高くし、整流回路１０から出力される電流が小さいほど、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６のオンデューティを低くする制御を行うことにより、拘束通電時にモータ１４に出力できる電力が低くなることを抑制できる。
　実施の形態１に係るモータ駆動装置は、整流回路１０が出力する電圧が低い期間において、インバータ１３から平滑コンデンサ１２を充電し、電圧が変動することを抑制することで、拘束通電時により大きな電力をモータ１４に出力し、圧縮機２が冷え込むことを抑制することができる。
　図７は、平滑コンデンサの静電容量に対する、モータに出力可能な最大拘束通電電力の特性を示す図である。図７における実線は、実施の形態１に係るモータ駆動装置１に、整流回路１０から出力される電流が大きいほど、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６のオンデューティを高くし、整流回路１０から出力される電流が小さいほど、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６のオンデューティを低くする制御を行わせた場合の最大拘束通電電力の特性を示している。また、図７における破線は、実施の形態１に係るモータ駆動装置１に、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６のオンデューティを一定にする制御を行わせた場合の最大拘束通電電力の特性を示している。平滑コンデンサ１２の静電容量が大きい領域においては、平滑コンデンサ１２の電圧変動が小さいため、静電容量の変化に対して、モータ１４に出力可能な電力の変動が大きい。一方で、平滑コンデンサ１２の静電容量が小さい領域においては、平滑コンデンサ１２の電圧変動が大きいため、静電容量の変化に対して、モータ１４に出力可能な電力の変動が大きくなり、平滑コンデンサ１２の容量が小さくなるほど、モータ１４に出力可能な電力が大きく減少してしまう。すなわち、実施の形態１に係るモータ駆動装置１に、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６のオンデューティを一定にする制御を行わせる場合には、平滑コンデンサ１２の静電容量が小さい領域において最大拘束通電電力が小さくなってしまう。しかしながら、実施の形態１に係るモータ駆動装置１による制御を実施した場合には、静電容量が変化しても、平滑コンデンサ１２の平均電圧が低下することを抑制できるため、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６のオンデューティを一定にしてスイッチング動作を行う場合と比較して、大きな電力をモータ１４に出力することができる。すなわち、実施の形態１に係るモータ駆動装置１に、整流回路１０から出力される電流が大きいほど、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６のオンデューティを高くし、整流回路１０から出力される電流が小さいほど、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６のオンデューティを低くする制御を行わせる場合には、平滑コンデンサ１２の静電容量が小さい領域における最大拘束通電電力の低下を抑制することができる。
　以上のように、実施の形態１に係るモータ駆動装置１では、インバータ１３は、整流回路１０が出力する電流の大きさに合わせてモータ１４に出力する電流の大きさを変更するため、静電容量が小さいフィルムコンデンサを平滑コンデンサ１２に使用しても、平滑コンデンサ１２の両端電圧の変動を抑制することができる。このため、整流回路１０が出力する電流の大きさに合わせてモータ１４に出力する電流の大きさを変更する制御を行わない場合と比較すると、インバータ１３に流れる電流Ｉ２の変動を抑制することができるため、ノイズフィルタ９の部品サイズの大型化と高コスト化とを抑制する効果を奏する。また、同様に、平滑コンデンサ１２の両端電圧の変動を抑制することで、平均電圧が低下することを抑制できるため、静電容量が小さいフィルムコンデンサを平滑コンデンサ１２に使用しても、モータ１４に出力可能な電力が低下することを抑制する効果を奏する。
実施の形態２．
　図８は、実施の形態２に係るモータ駆動装置の回路図である。実施の形態２に係るモータ駆動装置１は、平滑コンデンサ１２の両端電圧を検出する電圧検出部１５ｃを有する点で、実施の形態１に係るモータ駆動装置１と相違する。この他の構成は、実施の形態１に係るモータ駆動装置１と同様である。実施の形態２に係るモータ駆動装置１は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６のオンデューティを、平滑コンデンサ１２の電圧の変動の大きさに応じて変化させる。
　上記の通り、平滑コンデンサ１２の静電容量が小さいほど、静電容量の変化に対する平均電圧の変化が大きく、モータ１４に出力可能な電力の変動も大きくなる。したがって、平滑コンデンサ１２にフィルムコンデンサを用いた場合には、経年劣化及び環境温度の影響により平滑コンデンサ１２の静電容量が低下してしまうと、モータ１４に出力可能な電力が低下してしまう。実施の形態２に係るモータ駆動装置１は、これに鑑みたものであり、フィルムコンデンサの静電容量が変化することによってモータ１４に出力可能な電力が低下してしまうことを抑制する。
　平滑コンデンサ１２の静電容量が減少すると、平滑コンデンサ１２の電圧は整流回路１０が出力する全波整流波形に近くなるため、電圧の変動が大きくなる。演算部１５ｂは、電圧検出部１５ｃで検出した電圧から電圧変動の大きさを演算して保持する。実施の形態１において説明した、整流回路１０から出力される電流の大きさに応じて変更するインバータ１３に入力される電流Ｉ２の変更量を、以降「補正量」と呼ぶ。演算部１５ｂは、平滑コンデンサ１２の電圧変動の大きさに応じて補正量を変更する。具体的には、演算部１５ｂは、電圧変動が大きいほど補正量を大きくする。
　平滑コンデンサ１２の静電容量が減少すると、平滑コンデンサ１２の電圧変動が大きくなり、平均電圧が低下する。したがって、平滑コンデンサ１２の静電容量の低下に合わせて補正量を大きくすることで、インバータ１３から平滑コンデンサ１２を充電する電流Ｉ３を大きくし、平滑コンデンサ１２の電圧変動と、平均電圧の低下とを抑制できる。これにより、平滑コンデンサ１２に用いたフィルムコンデンサの静電容量が変化することによって出力可能な電力が低下してしまうことを抑制することができる。
　平滑コンデンサ１２の電力変動の大きさに応じて変更する補正量の変更の大きさは、電圧変動の大きさに応じた変更量のテーブルとして演算部１５ｂに予め記憶させておくことで、決めることができる。また、電圧変動の大きさに目標値を設け、変更後の補正量と目標値との偏差が小さくなるように、フィードバックして変更量の大きさを決めることもできる。
　図９は、実施の形態２に係るモータ駆動装置の動作の流れを示すフローチャートである。インバータ１３が動作を開始すると、ステップＳ１において、電流検出部１５ｄは、整流回路１０から出力される出力電流の大きさを検出する。ステップＳ２において、演算部１５ｂは、電流検出部１５ｄが検出した出力電流の大きさと補正量とに基づいて、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６のオンデューティを決定する。ステップＳ２でオンデューティを決定した後、ステップＳ３において、駆動部１５ａは、予め定められた周期で、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６をオンオフさせる。ここでのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６のオンデューティは、ステップＳ２で決定したオンデューティである。
　また、インバータ１３が動作を開始すると、ステップＳ１からステップＳ３の処理とは別に、ステップＳ４において、電圧検出部１５ｃは、平滑コンデンサ１２の両端電圧を検出する。ステップＳ５において、演算部１５ｂは、ステップＳ４で検出した平滑コンデンサ１２の両端電圧に基づいて電圧変動の大きさを演算し、これを保持する。そして、ステップＳ６において、演算部１５ｂは、電圧変動の大きさに応じた補正量の変更量を算出する。ステップＳ７において、演算部１５ｂは、ステップＳ６で算出した変更量によって補正量を変更する。ステップＳ７で変更した補正量は、ステップＳ２でのオンデューティを決定する処理に用いられる。
　なお、上記実施の形態１及び実施の形態２においては、モータ駆動装置１の構成として、直流変換回路１１を備える構成を示したが、これに限定するものではない。交流電源８として、３相交流電源を用いる場合などでは、直流変換回路１１を備えず、整流回路１０の出力に平滑コンデンサ１２を接続する構成にすることもできる。直流変換回路１１を備えない構成においても、静電容量が小さいフィルムコンデンサを平滑コンデンサ１２に用いることにより、平滑コンデンサ１２の両端電圧の変動の抑制及びインバータ１３に流れる電流の変動の抑制することができる。
　次に、上記の実施の形態１及び実施の形態２に係るモータ駆動装置１が備える制御部１５の演算部１５ｂのハードウェア構成について説明する。図１０は、実施の形態１及び実施の形態２に係るモータ駆動装置の演算部のハードウェア構成例を示す図である。図１０には、プログラムを実行するハードウェアを用いることによって演算部１５ｂの機能が実現される場合におけるハードウェア構成を示している。
　演算部１５ｂは、各種処理を実行するプロセッサ９１と、メインメモリであるメモリ９２と、情報を記憶する記憶装置９３とを有する。プロセッサ９１は、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、ＣＰＵ(Central　Processing　Unit)、又はＤＳＰ(Digital　Signal　Processor)といった演算手段であってもよい。また、メモリ９２には、ＲＡＭ(Random　Access　Memory)、ＲＯＭ(Read　Only　Memory)、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ(Erasable　Programmable　Read　Only　Memory）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）(Electrically　Erasable　Programmable　Read　Only　Memory)といった不揮発性又は揮発性の半導体メモリを用いることができる。記憶装置９３には、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６のオンデューティを、平滑コンデンサ１２の電圧の変動の大きさに応じて変化させる処理及び平滑コンデンサ１２の電圧変動の大きさに応じて補正量を変更する処理を実行するためのプログラムが格納されている。プロセッサ９１は、記憶装置９３に格納されているプログラムをメモリ９２に読み出して実行する。プロセッサ９１が記憶装置９３に格納されているプログラムをメモリ９２に読み出して実行することにより、演算部１５ｂの機能が実現される。
　なお、演算部１５ｂは、電流検出部１５ｄから出力された電圧をアナログデジタル変換する機能を備える構成とし、マイクロコントローラを用いてデジタル制御することも可能である。演算部１５ｂをマイクロコントローラで構成する場合は、基準電圧回路が不要になることに加え、アナログ回路を集積化し、制御部１５を小型化することも可能である。また、演算部１５ｂをマイクロコントローラで構成する場合は、演算結果及びテーブルデータを保持するメモリなどの周辺回路を集積化し、制御部１５を小型化することも可能である。
　以上の実施の形態に示した構成は、内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
　１　モータ駆動装置、２　圧縮機、３　送風機、４　熱交換器、５　室外機、６　配管、７　室内機、８　交流電源、９　ノイズフィルタ、１０　整流回路、１１　直流変換回路、１２　平滑コンデンサ、１３　インバータ、１４　モータ、１５　制御部、１５ａ　駆動部、１５ｂ　演算部、１５ｃ　電圧検出部、１５ｄ　電流検出部、１７　電流センサ、９１　プロセッサ、９２　メモリ、９３　記憶装置、１００　空気調和機、Ｃｉｎ　コンデンサ、Ｌｉｎ　コイル、Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗ　巻線、Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６　スイッチング素子。

Claims (4)

  1. 　交流電源から入力される交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、
    　前記整流回路から出力される出力電圧を平滑化する平滑コンデンサと、
    　複数のスイッチング素子を有し、入力される直流電圧を交流電圧に変換してモータの巻線に出力するインバータと、
    　前記整流回路から出力される出力電流の大きさを検出する電流検出部及び前記複数のスイッチング素子に信号を出力してスイッチング動作を行わせる駆動部を有する制御部とを備え、
    　前記平滑コンデンサは、フィルムコンデンサであり、
    　前記モータの回転を停止したまま前記巻線に通電する拘束通電時には、前記出力電流が大きいほど、前記インバータに入力する電流を大きくするモータ駆動装置。
  2. 　前記駆動部は、前記拘束通電時には、前記出力電流が大きいほど前記スイッチング動作におけるオンデューティを高くする前記信号を前記スイッチング素子に出力する請求項１に記載のモータ駆動装置。
  3. 　前記制御部は、前記平滑コンデンサの両端電圧を検出する電圧検出部を備え、
    　前記制御部は、前記両端電圧の変動が大きいほど、前記インバータから前記モータに出力する電流の変化量を大きくする請求項１又は２に記載のモータ駆動装置。
  4. 　請求項１から３のいずれか１項に記載のモータ駆動装置を備えた空気調和機。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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JP2002051589A (ja) * 2000-07-31 2002-02-15 Isao Takahashi モータ駆動用インバータの制御装置
JP2019068731A (ja) * 2017-09-29 2019-04-25 ダイキン工業株式会社 電力変換装置

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2002051589A (ja) * 2000-07-31 2002-02-15 Isao Takahashi モータ駆動用インバータの制御装置
JP2019068731A (ja) * 2017-09-29 2019-04-25 ダイキン工業株式会社 電力変換装置

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