WO2022185484A1 - 電力変換装置、モータ駆動装置、及び空気調和機 - Google Patents

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timing
turn
voltage
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岳秋 飯田
智 一木
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三菱電機株式会社
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    • H02P27/04Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage

Definitions

  • the present disclosure relates to a power converter that converts an AC voltage output from an AC power source into a DC voltage, a motor drive device that includes the power converter, and an air conditioner that includes the motor drive device.
  • Air conditioners are one of the applications of motor drive devices.
  • regulations regarding harmonics of input current are stipulated.
  • JIS Japanese Industrial Standards
  • the air conditioner is sometimes provided with a PFC (Power Factor Correction) circuit, which is a power factor correction circuit for suppressing harmonics of the input current and improving the power factor.
  • PFC Power Factor Correction
  • a first example of a PFC circuit is a booster circuit using a plurality of switching elements and reactors.
  • a second example of the PFC circuit is an interleave converter in which a plurality of boost chopper circuits are connected in parallel.
  • the interleave converter provides a certain phase difference between the timings at which the switching elements of a plurality of boost chopper circuits are turned on, and controls the on period during which the switching elements are turned on. input current can be obtained.
  • Patent Document 1 discloses an air conditioner equipped with an interleaved converter to improve the power factor.
  • a surge voltage is a voltage having a spike-like rising waveform.
  • the surge voltage may be higher than when the timing is far apart. In this case, it is necessary to increase the withstand voltage of the switching element, which increases the cost of the switching element, increases the size of the boost chopper circuit, and increases the manufacturing cost of the boost chopper circuit.
  • the present disclosure has been made in view of the above, and an object thereof is to obtain a power conversion device capable of suppressing surge voltage generation while suppressing device size increase and manufacturing cost increase.
  • the power conversion device includes a converter circuit and a control section.
  • the converter circuit has circuits each having a reactor and switching elements connected to the reactor for a plurality of phases, and converts an AC voltage output from an AC power supply to a DC voltage.
  • the control unit controls operations of the plurality of switching elements. When the time difference between the turn-off timing of the first switching element and the turn-on timing of the second switching element is within a threshold, the control unit advances or delays the turn-off timing of the first switching element. to implement.
  • the first switching element is one of the plurality of switching elements.
  • the second switching element is a switching element different from the first switching element.
  • the power converter according to the present disclosure it is possible to suppress the occurrence of surge voltage while suppressing the increase in device size and manufacturing cost.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration example of an air conditioner including a motor drive device according to Embodiment 1.
  • FIG. 1 is a diagram showing a circuit configuration of a motor drive device including a power conversion device according to Embodiment 1;
  • FIG. Waveform diagram for explaining surge voltage that can occur in the converter circuit in Embodiment 1 A first waveform diagram for explaining the operation of the converter circuit according to the first embodiment.
  • Flowchart showing operation flow of avoidance control in Embodiment 1 Waveform diagram for explaining the operation of the converter circuit according to the second embodiment Flowchart showing operation flow of control in Embodiment 2
  • a power conversion device, a motor drive device, and an air conditioner according to embodiments of the present disclosure will be described below in detail based on the drawings.
  • application to air conditioners is exemplified, but application to other uses is not excluded.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration example of an air conditioner including a motor drive device according to Embodiment 1.
  • FIG. 2 is a diagram showing a circuit configuration of a motor drive device including the power conversion device according to the first embodiment.
  • the air conditioner 100 includes an outdoor unit 5 and an indoor unit 7.
  • the outdoor unit 5 and the indoor unit 7 are connected by a pipe 6 .
  • the outdoor unit 5 includes a motor drive device 50 , a compressor 2 , a blower 3 and a heat exchanger 4 .
  • the motor drive device 50 is connected to the compressor 2 and the blower 3 by electrical wiring (not shown).
  • the motor driving device 50 is connected to the commercial power source 8 as shown in FIG.
  • Commercial power supply 8 is an example of an AC power supply.
  • the motor drive device 50 includes an input filter 9 , a power conversion device 1 and an inverter 13 .
  • the power conversion device 1 includes a converter circuit 20 , a smoothing capacitor 12 , a control section 15 and a low-pass filter 16 .
  • the power conversion device 1 supplies electric power for driving the motor 14 .
  • the input side of the power converter 1 is connected to the commercial power source 8 via the input filter 9 .
  • the output side of the power converter 1 is connected to the inverter 13 .
  • the output side of inverter 13 is connected to motor 14 .
  • the motor 14 is a compressor drive motor mounted on the compressor 2 .
  • the motor 14 may be a fan-driving motor mounted on the fan 3 .
  • the converter circuit 20 converts the AC voltage output from the commercial power supply 8 into a DC voltage. Smoothing capacitor 12 smoothes and holds the DC voltage converted by converter circuit 20 .
  • the AC voltage output from the commercial power supply 8 will be referred to as "power supply voltage" as appropriate.
  • the converter circuit 20 includes a rectifier circuit 10, boost chopper circuits 11-1 and 11-2, a snubber circuit 11-3, and a current sensor 11f.
  • the snubber circuit 11-3 includes a snubber capacitor 11d and a snubber resistor 11e.
  • the boost chopper circuits 11-1 and 11-2 are connected in parallel with each other.
  • the boost chopper circuits 11-1 and 11-2 operate in sequence within a predetermined cycle range. This period is sometimes called the "interleave period”.
  • the rectifier circuit 10 is connected between the input filter 9 and the converter circuit 20 .
  • Rectifier circuit 10 applies a rectified voltage obtained by rectifying a power supply voltage to each of boost chopper circuits 11-1 and 11-2.
  • a rectified voltage is a DC voltage with a pulsating component. A pulsating component of the DC voltage will be described later.
  • a general configuration of the rectifier circuit 10 is a full-wave rectifier circuit in which four diodes are bridge-connected.
  • one or more diodes may be replaced with switching elements such as metal oxide semiconductor field effect transistors (MOSFETs) to perform synchronous rectification.
  • the rectifier circuit 10 may be configured as a half-wave rectifier circuit with only one diode. With this configuration, the number of diodes through which the input current passes can be reduced, so the loss generated in the rectifier circuit 10 can be reduced.
  • the boost chopper circuit 11-1 includes a reactor 11a-1, a switching element 11b-1, and a diode 11c-1.
  • the boost chopper circuit 11-2 includes a reactor 11a-2, a switching element 11b-2, and a diode 11c-2.
  • FIG. 1 shows a two-phase example, which is a configuration of a two-phase interleave system. Each phase is identified by subscripts "-1" and "-2". Note that the power conversion device 1 in this specification is not limited to having only two phases, and may have a configuration of three or more phases.
  • One end of the reactor 11a-1 is connected to one end of the rectifier circuit 10 and one end of the reactor 11a-2.
  • the other end of the reactor 11a-1 is connected to one end of the switching element 11b-1 and the anode of the diode 11c-1.
  • the cathode of diode 11 c - 1 is connected to the cathode of diode 11 c - 2 , one end of snubber capacitor 11 d and the positive terminal of smoothing capacitor 12 .
  • the other end of the switching element 11b-1 is connected to the other end of the switching element 11b-2, one end of the snubber resistor 11e, the negative terminal of the smoothing capacitor 12, and the other end of the rectifier circuit .
  • the other end of the reactor 11a-2 is connected to one end of the switching element 11b-2 and the anode of the diode 11c-2.
  • the other end of snubber capacitor 11d is connected to the other end of snubber resistor 11e.
  • the converter circuit 20 boosts the rectified voltage output from the rectifier circuit 10 and outputs it to the smoothing capacitor 12 . Further, the converter circuit 20 operates so that the peak value, average value, or effective value of the output voltage is kept constant by control described later.
  • FIG. 2 shows the configuration of the interleaved converter circuit 20 using the boost chopper circuits 11-1 and 11-2, it is not limited to this configuration.
  • Each of the boost chopper circuits 11-1 and 11-2 is replaced with a buck-boost chopper circuit, a flyback circuit, a flyforward circuit, a SEPIC (Single Ended Primary Inductor Converter), a Zeta converter, or a Cuk converter, and the converter circuit 20 is may be configured.
  • An example of the switching elements 11b-1 and 11b-2 is the MOSFET shown in FIG. 2, but is not limited to this.
  • An insulated gate bipolar transistor (IGBT) may be used instead of the MOSFET.
  • each of the switching elements 11b-1 and 11b-2 has a diode connected in anti-parallel between the drain and the source.
  • Anti-parallel connection means that the drain of the MOSFET and the cathode of the diode are connected, and the source of the MOSFET and the anode of the diode are connected.
  • a parasitic diode that the MOSFET itself has inside may be used as the diode.
  • a parasitic diode is also called a body diode.
  • the switching elements 11b-1 and 11b-2 generally use semiconductor elements made of Si (silicon), but semiconductor elements made of SiC (silicon carbide) may also be used.
  • SiC has a smaller conduction loss than Si and is capable of high-speed switching operation. Therefore, the use of SiC can reduce switching loss and power consumption of the air conditioner 100 .
  • the use of SiC can also reduce the heat generated by the switching elements 11b-1 and 11b-2, so that heat dissipating members such as heat sinks for dissipating heat from the switching elements 11b-1 and 11b-2 can be made smaller. Can be manufactured at low cost.
  • the use of SiC can suppress the temperature rise of electronic components arranged near the switching elements 11b-1 and 11b-2, thereby improving the reliability of the device.
  • semiconductor elements made of GaN can be used as materials for the switching elements 11b-1 and 11b-2.
  • An example of a semiconductor device made of GaN is a high electron mobility transistor (HEMT).
  • HEMT high electron mobility transistor
  • a HEMT has a smaller conduction loss than a MOSFET made of Si and is capable of high-speed switching operation. Therefore, by using HEMT, switching loss can be reduced and the power consumption of the air conditioner 100 can be reduced as compared with a MOSFET made of Si.
  • the use of HEMTs can reduce the amount of heat generated by the switching elements 11b-1 and 11b-2.
  • the heat radiation member such as a heat sink for suppressing the temperature rise of the switching elements 11b-1 and 11b-2, and to manufacture the heat radiation member at low cost.
  • HEMTs HEMTs
  • each of the diodes 11c-1 and 11c-2 may be replaced with a MOSFET or the HEMT described above to form a synchronous rectification circuit configuration.
  • a synchronous rectification circuit configuration conduction loss generated in the diodes 11c-1 and 11c-2 can be reduced. Thereby, the power consumption of the air conditioner 100 can be reduced.
  • MOSFETs or HEMTs are used, the amount of heat generated by the diodes 11c-1 and 11c-2 can be reduced.
  • the size of the heat radiation member such as a heat sink for suppressing the temperature rise of the diodes 11c-1 and 11c-2, and to manufacture the heat radiation member at low cost.
  • MOSFETs or HEMTs it is possible to suppress the temperature rise of electronic components arranged near the diodes 11c-1 and 11c-2, thereby improving the reliability of the device.
  • the converter circuit 20 boosts the rectified voltage output from the rectifier circuit 10 and controls the average voltage of the smoothing capacitor 12 to a constant voltage.
  • the rectified voltage pulsates at a frequency twice as high as the power supply frequency, which is the frequency of the power supply voltage. Therefore, the voltage output from the converter circuit 20 also pulsates at twice the frequency of the power supply.
  • smoothing capacitor 12 smoothes the voltage output from converter circuit 20 . As a result, the pulsating component of twice the power supply frequency that can be included in the motor current is reduced.
  • a motor current is a current supplied from the inverter 13 to the motor 14 .
  • the smoothing capacitor 12 by providing the smoothing capacitor 12, the pulsation component of twice the power supply frequency that can be included in the motor current is reduced, so the vibration of the components including the motor 14 and the piping 6 is suppressed. As a result, it is possible to reduce the cost required for the anti-vibration component, thereby suppressing an increase in manufacturing cost. Moreover, since the vibration of the components including the motor 14 and the pipe 6 is suppressed, the vibration noise can be reduced. This makes it possible to improve the quality of the air conditioner 100 at low cost.
  • the inverter 13 is connected between the smoothing capacitor 12 and the motor 14 .
  • a voltage output from the converter circuit 20 and smoothed by the smoothing capacitor 12 is applied to the inverter 13 .
  • the voltage smoothed by the smoothing capacitor 12 will be referred to as "capacitor voltage”.
  • the inverter 13 converts the capacitor voltage into an AC voltage of any frequency and applies it to the motor 14 .
  • inverter 13 Although the detailed configuration of the inverter 13 is not shown, an inverter circuit with a known circuit configuration can be used. Examples of known inverter circuits include full-bridge inverters, half-bridge inverters, single-switch voltage resonance circuits, and the like.
  • the control unit 15 includes a drive unit 15a, a calculation unit 15b, a voltage detection unit 15c, and a current detection unit 15d.
  • the voltage detection unit 15c detects the capacitor voltage.
  • the detection result of the voltage detection section 15c is input to the calculation section 15b.
  • the voltage detection unit 15c may directly detect the capacitor voltage, or may use a voltage dividing circuit in which a plurality of resistors are connected in series.
  • the capacitor voltage can be calculated using the divided voltage of the voltage dividing circuit.
  • the detected value of the current flowing through the switching elements 11b-1 and 11b-2 detected by the current sensor 11f is input to the current detection unit 15d via the low-pass filter 16.
  • the current detection unit 15d detects a current value, which is the magnitude of the current flowing through the switching elements 11b-1 and 11b-2, and transmits the detection result to the calculation unit 15b.
  • Examples of the current sensor 11f include a current sensor using a shunt resistor and a Hall element.
  • the calculation unit 15b performs feedback control on the boost chopper circuits 11-1 and 11-2 so that the capacitor voltage becomes the set voltage based on the detected value of the capacitor voltage detected by the voltage detection unit 15c. More specifically, the calculation unit 15b turns on the switching elements 11b-1 and 11b-2 so that the difference between the voltage detection value detected by the voltage detection unit 15c and the reference voltage value becomes small. change the duration. The period during which the switching elements 11b-1 and 11b-2 are turned on is based on the time when the switching elements 11b-1 and 11b-2 are changed from off to on immediately before.
  • the arithmetic unit 15b can be configured as a single circuit, a composite circuit, an ASIC (Application Specific Integrated Circuit), an FPGA (Field-Programmable Gate Array), or a processing circuit combining these.
  • ASIC Application Specific Integrated Circuit
  • FPGA Field-Programmable Gate Array
  • the calculation unit 15b may be configured with a calculator and a memory.
  • a computing unit is a microcomputer, but in addition to this, computing means called CPU (Central Processing Unit), microprocessor, DSP (Digital Signal Processor), etc. may be used.
  • the memory stores the program read by the computing unit and also stores the result of computation by the computing unit. Examples of memory include non-volatile or volatile semiconductor memories such as RAM (Random Access Memory), ROM (Read Only Memory), flash memory, EPROM (Erasable Programmable ROM), and EEPROM (Electrically EPROM). can be done.
  • the calculation unit 15b detects an abnormality in the operation of the converter circuit 20 based on the detection value of the current detection unit 15d.
  • arithmetic unit 15b outputs a signal for turning off switching elements 11b-1 and 11b-2 to stop operation of converter circuit 20 to drive unit 15a.
  • the reactor 11a-1 has a short-circuit failure, for example.
  • the current flowing through the switching element 11b-1 becomes an excessive current.
  • the calculation unit 15b that detects the excessive current of the switching element 11b-1 turns off the switching element 11b-1 to reduce the risk of failure due to the excessive current. Similar control is performed when an excessive current flows through the switching element 11b-2.
  • a method of comparing the detection value of the current detection unit 15d and the reference current value may be used.
  • the calculation unit 15b preferably has an analog-to-digital (AD) conversion function for converting analog signals transmitted from the voltage detection unit 15c and the current detection unit 15d into digital values.
  • AD analog-to-digital
  • the voltage detection section 15c does not need a circuit for generating a reference voltage value
  • the current detection section 15d does not need a circuit for generating a reference current value.
  • the voltage detection section 15c and the current detection section 15d can be configured compactly.
  • integration of analog circuits including the voltage detection section 15c and the current detection section 15d is facilitated, and the control section 15 can be further miniaturized.
  • the drive unit 15a receives the signal transmitted from the calculation unit 15b, and generates drive signals G1 and G2 by converting the signals into voltages capable of controlling the ON/OFF of the switching elements 11b-1 and 11b-2.
  • the drive unit 15a applies the drive signals G1 and G2 to the gates of the switching elements 11b-1 and 11b-2 to switch the switching elements 11b-1 and 11b-2, respectively.
  • a signal transmitted from the calculation unit 15b is a voltage of 3.3V or 5V, for example.
  • the voltages of the driving signals G1 and G2 are, for example, 15V or 18V.
  • FIG. 3 is a waveform diagram for explaining a surge voltage that can occur in the converter circuit according to the first embodiment.
  • the horizontal axis of FIG. 3 represents time. 3 shows, in order from the top, the drive signal G1, the drain voltage Vd1 of the switching element 11b-1, the drain current Id1 of the switching element 11b-1, the drive signal G2, the drain voltage Vd2 of the switching element 11b-2, and the A waveform of the drain current Id2 of the switching element 11b-2 is shown.
  • FIG. 2 also shows the measurement sites for these voltages and currents.
  • the drain current is the current flowing through each switching element, and the drain voltage is the voltage applied between the drain and source of each switching element.
  • Tsw is the operation period when the switching elements 11b-1 and 11b-2 are driven, and is hereinafter referred to as the "reference period”.
  • T1 to T5 indicate turn-on times at which the switching elements 11b-1 and 11b-2 are switched from off to on.
  • the reference period Tsw is equal to the period from time T1 to time T3.
  • the switching elements 11b-1 and 11b-2 repeat ON and OFF operations at the reference period Tsw.
  • a preset phase difference is provided between the timings at which the switching elements 11b-1 and 11b-2 are turned on.
  • the converter circuit 20 shown in FIG. 2 has a configuration of a two-phase interleave system, and the turn-on timing is provided with a phase difference of Tsw/2. If the converter circuit 20 employs, for example, a 3-phase interleave system or a 4-phase interleave system, a phase difference of Tsw/3 or Tsw/4 is provided, respectively.
  • a surge voltage is generated in the drain voltage at the timing of turning on the switching elements 11b-1 and 11b-2. For example, at time T1, a surge voltage having a height of Vs1 is generated. A surge voltage is a spike-like voltage.
  • the surge voltage generated in the converter circuit 20 is caused by printed wiring connecting the components of the converter circuit 20, jumper wiring, or parasitic inductance of the smoothing capacitor 12 and the current sensor 11f.
  • a surge voltage is generated when the drain current abruptly changes from zero when the switching elements 11b-1 and 11b-2 are turned on.
  • switching the switching elements 11b-1 and 11b-2 from on to off that is, when the switching elements 11b-1 and 11b-2 are turned off, a surge voltage is generated.
  • the snubber capacitor 11d and the snubber resistor 11e are parts for suppressing surge voltage.
  • the capacitance of the snubber capacitor 11d and the resistance value of the snubber resistor 11e are selected so that the drain voltage of the switching elements 11b-1 and 11b-2 is less than the rated voltage.
  • the larger the capacitance of the snubber capacitor 11d and the smaller the resistance value of the snubber resistor 11e the higher the surge voltage, that is, the magnitude of the surge voltage can be suppressed.
  • the low-pass filter 16 is used for countermeasures against such noise, and can be configured using circuit elements including resistors and capacitors.
  • the converter circuit 20 controls the on-time of the switching elements 11b-1 and 11b-2 so that the peak value, average value or effective value of the output voltage is constant. For this reason, the turn-off timing is not constant, and is changed, for example, as shown in FIG.
  • the noise generated in the output of the current sensor 11f or other sensors placed near the switching elements 11b-1 and 11b-2 may increase. If the number of parts constituting the low-pass filter 16 is increased as a countermeasure against this noise, the size of the low-pass filter 16 becomes large and the parts become expensive.
  • FIG. 4 is a first waveform diagram for explaining the operation of the converter circuit according to the first embodiment.
  • FIG. 5 is a second waveform diagram for explaining the operation of the converter circuit according to the first embodiment.
  • the horizontal axes in FIGS. 4 and 5 represent time.
  • the upper part of FIG. 4 shows the waveform of the driving signal G1
  • the lower part of FIG. 4 shows the waveform of the driving signal G2.
  • 5 shows waveforms in the same order as in FIG. 4 and 5, the thick dashed line is the waveform when the control according to the first embodiment is not performed, and the thick solid line is the waveform when the control according to the first embodiment is performed.
  • FIG. 4 shows the waveform of the drive signal for the switching element 11b-1
  • the lower part of FIG. 4 shows the waveform of the drive signal for the switching element 11b-2.
  • Ts1 before time Tb is time Ta
  • Ts2 after time Tb is time Tc.
  • Ts1 is called “period Ts1”
  • Ts2 is called “period Ts2”. That is, the time Ta is the time before the period Ts1 has elapsed from the starting time Tb, and the time Tc is the time after the period Ts2 has elapsed from the starting time Tb.
  • the rising portion A2 of the driving signal G2 rising at time Tb and the falling portion A1 of the driving signal G1 falling after time Tb are different. relatively close. Therefore, there is concern about the occurrence of the surge voltage described above. Therefore, the timing for turning off the switching element 11b-1 is changed.
  • the timing of turning off the switching element 11b-1 is within a period Ts2 after the time Tb at which the switching element 11b-2 turns on, the timing of turning off the switching element 11b-1 is is delayed until time Tc.
  • the turn-off timing of the switching element 11b-1 is set to the time Tb. Control to advance to Ta is implemented.
  • control to advance” and “control to delay” the aforementioned turn-off timing are collectively referred to as "avoidance control” as appropriate.
  • the example of changing the turn-off timing of the switching element 11b-1 has been described here, the same avoidance control is performed for the turn-off timing of the switching element 11b-2.
  • the degree of surge voltage generation depends on various circuit elements such as the switching speed of the switching elements 11b-1 and 11b-2, the inductance of the reactors 11a-1 and 11a-2, and the capacitance of the snubber circuit 11-3.
  • Various methods can be used as the avoidance control, but this paper exemplifies a method of comparing the time difference between the turn-off timing of the switching element 11b-1 and the turn-on timing of the switching element 11b-2 with a preset threshold value. do.
  • the calculation unit 15b determines the turn-off timing of the second switching element. Accelerate control or slow control is implemented.
  • the first switching element referred to here is the switching element 11b-1 or the switching element 11b-2, and the second switching element is a switching element different from the first switching element.
  • FIG. 5 shows operation waveforms when the avoidance control shown in FIG. 4 is performed.
  • the timing at which the switching element 11b-1 is turned off is relatively close to the timing at which the switching element 11b-2 is turned on.
  • the timing at which the switching element 11b-1 is turned off is within the period Ts1. Therefore, avoidance control advances the timing of turning off the switching element 11b-1.
  • This control shifts the timing at which the drain currents of the switching elements 11b-1 and 11b-2 sharply change, thereby suppressing the superimposition of the surge voltage.
  • the surge voltage Vs2 shown in FIG. 3 is suppressed to a surge voltage Vs2' lower than the surge voltage Vs2 in FIG.
  • FIG. 6 is a flow chart showing the operation flow of avoidance control in the first embodiment.
  • the calculation unit 15b calculates the ON periods of the first and second switching elements based on the output voltage detected by the voltage detection unit 15c (step S01).
  • the calculation unit 15b determines whether or not the turn-off timing of the first switching element is within the period Ts1 (step S02). As shown in FIG. 4, the period Ts1 is set based on the turn-on timing of the second switching element.
  • step S02 If the turn-off timing of the first switching element is within the period Ts1 (step S02, Yes), the off-time is changed from Tb to Ta to shorten the on-period as shown in FIG. 4 (step S03). If the turn-off timing of the first switching element is not within the period Ts1 (step S02, No), it is determined whether or not the turn-off timing of the first switching element is within the period Ts2 (step S04). . As shown in FIG. 4, the period Ts2 is also set based on the turn-on timing of the second switching element.
  • step S04, Yes If the turn-off timing of the first switching element is within the period Ts2 (step S04, Yes), the off-time is changed from Tb to Tc as shown in FIG. 4 to extend the on-period (step S05). If the turn-off timing of the first switching element is not within the period Ts2 (step S04, No), the ON period is not changed (step S06). Through the above process, the ON period of the first switching element is determined.
  • the lengths of the periods Ts1 and Ts2 are such that the switching elements 11b-1 and 11b-2 actually operate after the drive signal G1 or the drive signal G2 is input to the gates of the switching elements 11b-1 and 11b-2. Preferably longer than the delay time to completion.
  • the delay time from when the turn-off drive signal G1 is input to the gate of the switching element 11b-1 until the actual turn-off of the switching element 11b-1 is completed is Td_off
  • the period Ts1 is , Ts1>Td_off.
  • the switching element 11b-2 when shortening the on-period of the switching element 11b-1 or the switching element 11b-2, the turn-off timing and the turn-on timing of the switching elements 11b-1 and 11b-2 are ensured. can be inconsistent.
  • the period Ts2 is Ts2> Set the time to be Td_on.
  • the switching element 11b-1 when extending the ON period of the switching element 11b-1 or the switching element 11b-2, the turn-off timing and the turn-on timing of the switching elements 11b-1 and 11b-2 can be ensured. can be inconsistent.
  • the control unit provided in the power conversion device according to Embodiment 1 controls the timing at which the first switching element is turned off, and the timing at which the second switching element different from the first switching element is turned on. If the time difference from the timing is within the threshold, avoidance control is performed to advance or delay the timing at which the first switching element turns off. With this control, the turn-off timing and the turn-on timing of the first and second switching elements can be reliably made different from each other. As a result, it is possible to suppress an increase in the size of the boost chopper circuit and an increase in the manufacturing cost of the boost chopper circuit. Also, it is possible to suppress an increase in the size of the snubber circuit and an increase in the manufacturing cost of the snubber circuit.
  • FIG. 7 is a waveform diagram for explaining the operation of the converter circuit according to the second embodiment.
  • the configuration of the power conversion device including the converter circuit is the same as or equivalent to that of the power conversion device 1 shown in FIG. 2, and redundant description will be omitted.
  • FIG. 7 shows the waveforms of the drive signal G1, the reactor current Ir1 flowing through the reactor 11a-1, the drive signal G2, and the reactor current Ir2 flowing through the reactor 11a-2 in order from the top.
  • the meaning of the thick broken line and the solid line in the operating waveforms is the same as in FIGS. That is, the thick dashed line is the waveform when the control according to the second embodiment is not performed, and the thick solid line is the waveform when the control according to the second embodiment is performed.
  • the upper part of FIG. 7 shows how the waveform of the drive signal G1 is alternately shortened and extended.
  • the lower middle part of FIG. 7 shows how the waveform of the drive signal G2 is alternately shortened and extended. That is, in the control of the second embodiment, when the turn-off timing is advanced, control is performed to delay the turn-off timing in the next switching control. Further, when the turn-off timing is delayed, control is performed to advance the turn-off timing at the next switching.
  • the duty which is the ratio of the ON time of the switching element 11b-1 to the reference period Tsw, changes.
  • the reactor current Ir1 fluctuates, which may increase the harmonics of the input current.
  • the avoidance control according to the first embodiment shortens the ON period of the switching element 11b-1, the input current decreases due to the reduced duty. Further, when the ON period of the switching element 11b-1 is extended by the avoidance control according to the first embodiment, the input current increases due to the increased duty. The same applies to the switching element 11b-2.
  • control for suppressing an increase or decrease in input current that is, control for suppressing fluctuations in the input current is performed. Specifically, the control described below is performed.
  • avoidance control is performed to shorten the ON period of the switching element 11b-1.
  • the current amplitude Idf1 of the average current of the reactor 11a-1 with respect to the zero level becomes smaller than when the avoidance control is not performed.
  • the avoidance control for shortening the ON period of the switching element 11b-1 is further performed at time T3'', the current amplitude Idf1 becomes even smaller. Therefore, the fluctuation of the input current is also increased.
  • control is performed to extend the ON period instead of shortening the ON period.
  • it is possible to prevent the duty from continuing to decrease.
  • a decrease in the current amplitude Idf1 is suppressed, so that fluctuations in the input current can also be suppressed.
  • FIG. 8 is a flow chart showing the control operation flow in the second embodiment.
  • the calculation unit 15b determines whether or not to perform avoidance control (step S11). Needless to say, the on-periods of the first and second switching elements are calculated when determining whether or not to perform avoidance control.
  • step S11 If it is determined not to implement avoidance control (step S11, No), the calculation unit 15b continues the processing of step S11. On the other hand, if it is determined to implement avoidance control (step S11, Yes), avoidance control is implemented and the process proceeds to step S12.
  • the calculation unit 15b determines whether or not the avoidance control performed in step S11 is the control for shortening the ON period (step S12). If the avoidance control performed in step S11 is control for shortening the ON period (step S12, Yes), the calculation unit 15b performs control for extending the ON period in the next avoidance control (step S13).
  • step S11 when the avoidance control performed in step S11 is not the control for shortening the ON period (step S12, No), that is, when the avoidance control performed in step S11 is the control for extending the ON period, the calculation unit 15b In the next avoidance control, control for shortening the ON period is executed (step S14). After the processing of steps S13 and S14, the process returns to step S11 and the above processing is repeated.
  • the next avoidance control of the first switching element will turn off the first switching element. Timing is controlled to be delayed. Further, when the turn-off timing of the first switching element is delayed by the avoidance control of the first embodiment, the turn-off timing of the first switching element is controlled to be advanced in the next avoidance control.
  • This control can suppress fluctuations in the input current that is input to the power converter. As a result, in addition to the effect of the first embodiment, it is possible to obtain a further effect of suppressing an increase in harmonics of the input current.
  • the switching elements 11b-1 and 11b-2 When the switching elements 11b-1 and 11b-2 are enclosed in one module, that is, when the switching elements 11b-1 and 11b-2 are packaged as one module, the switching element 11b -1 and 11b-2 become relatively close.
  • the control in Embodiments 1 and 2 can be suitably used for such a configuration.

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Abstract

電力変換装置(1)は、コンバータ回路(20)及び制御部(15)を備える。コンバータ回路(20)は、リアクトル(11a-1,11a-2)と、リアクトル(11a-1,11a-2)のそれぞれに接続されるスイッチング素子(11b-1,11b-2)とを有する回路を複数の相数分有し、商用電源(8)から出力される交流電圧を直流電圧に変換する。制御部(15)は、スイッチング素子(11b-1)がターンオフするタイミングと、スイッチング素子(11b-2)がターンオンするタイミングとの時間差が閾値内である場合、スイッチング素子(11b-1)がターンオフするタイミングを早める制御又は遅くする制御を実施する。

Description

電力変換装置、モータ駆動装置、及び空気調和機
 本開示は、交流電源から出力される交流電圧を直流電圧に変換する電力変換装置、電力変換装置を備えたモータ駆動装置、モータ駆動装置を備えた空気調和機に関する。
 モータ駆動装置の応用製品の一つに空気調和機がある。空気調和機においては、電源電流に含まれる高調波成分による障害を抑制するため、入力電流の高調波に関する規制が定められている。例えば、日本国内においては、日本工業規格(JIS)によって入力電流の高調波に対して限度値が定められている。そのため、空気調和機には、入力電流の高調波を抑制し、力率を改善するための力率改善回路であるPFC(Power Factor Correction)回路を設けることがある。
 PFC回路の第1の例は、複数のスイッチング素子及びリアクトルを用いた昇圧回路である。PFC回路の第2の例は、複数の昇圧チョッパ回路を並列に接続したインタリーブコンバータである。
 インタリーブコンバータは、複数の昇圧チョッパ回路のスイッチング素子をオンするタイミングに一定の位相差を設け、スイッチング素子を導通しているオン期間を制御することで、高調波を抑制しつつ、所望の大きさの入力電流を得ることができる。
 従来技術として、例えば下記特許文献1には、インタリーブコンバータを備え、力率を改善した空気調和機が開示されている。
特許第6041866号公報
 スイッチング素子をオン又はオフさせる場合、回路の配線がもつインダクタンス成分に起因して、スイッチング素子の端子にサージ電圧が発生する。サージ電圧は、スパイク状に上昇する波形を有する電圧である。特に、インタリーブコンバータは、複数のスイッチング素子がそれぞれオン動作及びオフ動作するため、複数のスイッチング素子のオン及びオフのタイミングが相対的に近くなった場合、サージ電圧が重畳し合い、オン及びオフのタイミングが離れている場合に比べてサージ電圧が高くなることがある。この場合、スイッチング素子の耐圧を高くする必要があり、スイッチング素子が高価となって、昇圧チョッパ回路のサイズが大型化し、昇圧チョッパ回路の製造コストが増加するという課題がある。或いは、サージ電圧を抑制するために用いるスナバ回路の容量を大きくする必要があり、スナバ回路のサイズが大型化し、且つ、スナバ回路に用いる部品が高価となって、スナバ回路の製造コストが増加するという課題がある。
 本開示は、上記に鑑みてなされたものであって、装置の大型化及び製造コストの増加を抑制しつつ、サージ電圧の発生を抑制可能な電力変換装置を得ることを目的とする。
 上述した課題を解決し、目的を達成するため、本開示に係る電力変換装置は、コンバータ回路及び制御部を備える。コンバータ回路は、リアクトルと、リアクトルに接続されるスイッチング素子とを有する回路を複数の相数分有し、交流電源から出力される交流電圧を直流電圧に変換する。制御部は、複数のスイッチング素子の動作を制御する。制御部は、第1のスイッチング素子がターンオフするタイミングと、第2のスイッチング素子がターンオンするタイミングとの時間差が閾値内である場合、第1のスイッチング素子がターンオフするタイミングを早める又は遅くする回避制御を実施する。なお、第1のスイッチング素子は、複数のスイッチング素子の1つである。第2のスイッチング素子は、第1のスイッチング素子とは異なるスイッチング素子である。
 本開示に係る電力変換装置によれば、装置の大型化及び製造コストの増加を抑制しつつ、サージ電圧の発生を抑制できるという効果を奏する。
実施の形態1に係るモータ駆動装置を含む空気調和機の構成例を示す図 実施の形態1に係る電力変換装置を含むモータ駆動装置の回路構成を示す図 実施の形態1におけるコンバータ回路に発生し得るサージ電圧の説明に供する波形図 実施の形態1におけるコンバータ回路の動作説明に供する第1の波形図 実施の形態1におけるコンバータ回路の動作説明に供する第2の波形図 実施の形態1における回避制御の動作フローを示すフローチャート 実施の形態2におけるコンバータ回路の動作説明に供する波形図 実施の形態2における制御の動作フローを示すフローチャート
 以下に、本開示の実施の形態に係る電力変換装置、モータ駆動装置、及び空気調和機を図面に基づいて詳細に説明する。なお、以下の実施の形態では、空気調和機への適用を例示するが、他の用途への適用を除外する趣旨ではない。
実施の形態1.
 図1は、実施の形態1に係るモータ駆動装置を含む空気調和機の構成例を示す図である。また、図2は、実施の形態1に係る電力変換装置を含むモータ駆動装置の回路構成を示す図である。
 実施の形態1に係る空気調和機100は、室外機5と、室内機7とを備える。室外機5と室内機7とは、配管6によって接続されている。室外機5は、モータ駆動装置50と、圧縮機2と、送風機3と、熱交換器4とを備える。モータ駆動装置50は、不図示の電気配線によって、圧縮機2と、送風機3とに接続される。また、モータ駆動装置50は、図2に示すように、商用電源8と接続される。商用電源8は、交流電源の一例である。
 モータ駆動装置50は、入力フィルタ9と、電力変換装置1と、インバータ13とを備える。電力変換装置1は、コンバータ回路20と、平滑コンデンサ12と、制御部15と、ローパスフィルタ16とを備える。電力変換装置1は、モータ14に駆動用の電力を供給する。
 電力変換装置1の入力側は、入力フィルタ9を介して商用電源8に接続される。電力変換装置1の出力側は、インバータ13に接続される。インバータ13の出力側は、モータ14に接続される。モータ14は、圧縮機2に搭載される圧縮機駆動用のモータである。モータ14は、送風機3に搭載される送風機駆動用のモータであってもよい。
 コンバータ回路20は、商用電源8から出力される交流電圧を直流電圧に変換する。平滑コンデンサ12は、コンバータ回路20によって変換された直流電圧を平滑して保持する。以下、商用電源8から出力される交流電圧を適宜「電源電圧」と呼ぶ。
 コンバータ回路20は、整流回路10と、昇圧チョッパ回路11-1,11-2と、スナバ回路11-3と、電流センサ11fとを備える。スナバ回路11-3は、スナバコンデンサ11dと、スナバ抵抗11eとを備える。
 コンバータ回路20において、昇圧チョッパ回路11-1,11-2は、互いに並列に接続されている。昇圧チョッパ回路11-1,11-2は、予め決められた周期の範囲で順番に動作する。この周期は「インタリーブ周期」と呼ばれることがある。
 整流回路10は、入力フィルタ9とコンバータ回路20との間に接続される。整流回路10は、電源電圧を整流した整流電圧を昇圧チョッパ回路11-1,11-2のそれぞれに印加する。整流電圧は、脈動成分を有する直流電圧である。直流電圧の脈動成分については、後述する。
 整流回路10の構成としては、4つのダイオードをブリッジ接続した全波整流回路が一般的である。なお、全波整流回路の構成において、1つ以上のダイオードを金属酸化物半導体電界効果トランジスタ(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor:MOSFET)などのスイッチング素子に置き替えて同期整流を行う回路構成としてもよい。また、整流回路10は、1つのダイオードのみで半波整流回路として構成してもよい。この構成の場合、入力電流が通過するダイオードの数を削減できるため、整流回路10で発生する損失を低減することができる。
 昇圧チョッパ回路11-1は、リアクトル11a-1と、スイッチング素子11b-1と、ダイオード11c-1とを備える。昇圧チョッパ回路11-2は、リアクトル11a-2と、スイッチング素子11b-2と、ダイオード11c-2とを備える。
 コンバータ回路20において、1つのリアクトルと、1つのスイッチング素子との組み合わせを「相」と定義し、「1相」と数える。図1は2相の例であり、2相インタリーブ方式の構成である。各相の識別は、“-1”,“-2”の添字で行っている。なお、本稿における電力変換装置1は、2相のみに限定されるものではなく、3相以上の構成であってもよい。
 リアクトル11a-1の一端は、整流回路10の一端と、リアクトル11a-2の一端とに接続される。リアクトル11a-1の他端は、スイッチング素子11b-1の一端と、ダイオード11c-1のアノードとに接続される。ダイオード11c-1のカソードは、ダイオード11c-2のカソードと、スナバコンデンサ11dの一端と、平滑コンデンサ12の正極側端子とに接続される。スイッチング素子11b-1の他端は、スイッチング素子11b-2の他端と、スナバ抵抗11eの一端と、平滑コンデンサ12の負極側端子と、整流回路10の他端とに接続される。リアクトル11a-2の他端は、スイッチング素子11b-2の一端と、ダイオード11c-2のアノードとに接続される。スナバコンデンサ11dの他端は、スナバ抵抗11eの他端に接続される。
 コンバータ回路20は、整流回路10から出力される整流電圧を昇圧し、平滑コンデンサ12に出力する。また、コンバータ回路20は、後述する制御により、出力電圧の波高値、平均値又は実効値が一定に維持されるように動作する。
 なお、図2では、昇圧チョッパ回路11-1,11-2を用いたインタリーブ方式のコンバータ回路20の構成を示しているが、この構成に限定されない。昇圧チョッパ回路11-1,11-2のそれぞれを、昇降圧チョッパ回路、フライバック回路、フライフォワード回路、SEPIC(Single Ended Primary Inductor Converter)、Zetaコンバータ又はCukコンバータに置き替えて、コンバータ回路20を構成してもよい。
 スイッチング素子11b-1,11b-2の一例は、図2に示すMOSFETであるが、これに限定されない。MOSFETに代えて、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ(Insulated Gate Bipolar Transistor:IGBT)を用いてもよい。
 また、スイッチング素子11b-1,11b-2のそれぞれは、ドレインとソースとの間に逆並列に接続されるダイオードを備えている。逆並列の接続とは、MOSFETのドレインとダイオードのカソードとが接続され、MOSFETのソースとダイオードのアノードとが接続されることを意味する。なお、ダイオードは、MOSFET自身が内部に有する寄生ダイオードを用いてもよい。寄生ダイオードは、ボディダイオードとも呼ばれる。
 また、スイッチング素子11b-1,11b-2は、Si(ケイ素)を材料とした半導体素子を用いることが一般的であるが、SiC(炭化ケイ素)を材料とした半導体素子を用いてもよい。SiCはSiよりも導通損失が小さく、高速なスイッチング動作も可能である。このため、SiCを用いると、スイッチング損失を低減でき、空気調和機100の消費電力を低減することができる。また、SiCを用いると、スイッチング素子11b-1,11b-2の発熱も低減できるので、スイッチング素子11b-1,11b-2を放熱するためのヒートシンク等の放熱部材を小型化でき、放熱部材を低コストで製造できる。また、SiCを用いると、スイッチング素子11b-1,11b-2の近くに配置されている電子部品の温度上昇を抑制できるので、装置の信頼性を向上させることができる。
 また、スイッチング素子11b-1,11b-2の材料として、GaN(窒化ガリウム)を材料とした半導体素子を用いることができる。GaNを材料とした半導体素子の例としては、高電子移動度トランジスタ(High Electron Mobility Transistor:HEMT)が挙げられる。HEMTは、Siで形成されたMOSFETよりも導通損失が小さく、高速なスイッチング動作も可能である。このため、HEMTを用いれば、Siで形成されたMOSFETに比べて、スイッチング損失を低減でき、空気調和機100の消費電力を低減することができる。また、HEMTを用いれば、スイッチング素子11b-1,11b-2で発生する発熱量を低減できる。これにより、スイッチング素子11b-1,11b-2の温度上昇を抑制するためのヒートシンク等の放熱部材を小型化でき、放熱部材を低コストで製造できる。また、HEMTを用いれば、スイッチング素子11b-1,11b-2の近くに配置されている電子部品の温度上昇を抑制できるので、装置の信頼性を向上させることができる。
 また、ダイオード11c-1,11c-2のそれぞれをMOSFET又は前述のHEMTに代えて、同期整流の回路構成としてもよい。同期整流の回路構成とすることで、ダイオード11c-1,11c-2で発生する導通損失を低減することができる。これにより、空気調和機100の消費電力を低減することができる。また、MOSFET又はHEMTを用いれば、ダイオード11c-1,11c-2で発生する発熱量を低減することができる。これにより、ダイオード11c-1,11c-2の温度上昇を抑制するためのヒートシンク等の放熱部材を小型化でき、放熱部材を低コストに製造できる。また、MOSFET又はHEMTを用いれば、ダイオード11c-1,11c-2の近くに配置されている電子部品の温度上昇を抑制できるので、装置の信頼性を向上させることができる。
 コンバータ回路20は、整流回路10から出力される整流電圧を昇圧し、平滑コンデンサ12の電圧の平均値が一定の電圧となるように制御する。但し、整流電圧は、電源電圧の周波数である電源周波数の2倍の周波数で脈動している。このため、コンバータ回路20から出力される電圧も電源周波数の2倍の周波数で脈動する。一方、前述したように、平滑コンデンサ12は、コンバータ回路20から出力される電圧を平滑する。これにより、モータ電流に含まれ得る電源周波数の2倍の脈動成分は低減される。モータ電流は、インバータ13からモータ14に供給される電流である。
 モータ14に供給される電流が脈動する場合、モータ14、室外機5に備え付けられた配管6などが振動する。この振動により、電力変換装置1の回路部品におけるリード線、はんだ付け部が劣化し、空気調和機100の寿命が短くなるおそれがある。また、振動によって生じる振動音は、空気調和機100の品質に大きな影響を与える。
 一方、平滑コンデンサ12を設けることにより、モータ電流に含まれ得る電源周波数の2倍の脈動成分が低減されるので、モータ14及び配管6を含む構成部品の振動が抑制される。これにより、振動対策部品に要するコストを削減できるので、製造コストの上昇を抑制できる。また、モータ14及び配管6を含む構成部品の振動が抑制されるで、振動音を低減できる。これにより、空気調和機100の品質向上を低コストで実現できる。
 インバータ13は、平滑コンデンサ12とモータ14との間に接続される。インバータ13には、コンバータ回路20から出力され、平滑コンデンサ12によって平滑された電圧が印加される。以降、平滑コンデンサ12によって平滑された電圧を適宜「コンデンサ電圧」と呼ぶ。インバータ13は、コンデンサ電圧を任意の周波数の交流電圧に変換してモータ14に印加する。
 なお、インバータ13の詳細な構成は図示しないが、公知の回路構成のインバータ回路を用いることができる。公知のインバータ回路としては、フルブリッジインバータ、ハーフブリッジインバータ、一石電圧共振回路などが例示される。
 制御部15は、駆動部15aと、演算部15bと、電圧検出部15cと、電流検出部15dとを備える。
 電圧検出部15cは、コンデンサ電圧を検出する。電圧検出部15cの検出結果は演算部15bに入力される。電圧検出部15cは、コンデンサ電圧を直接検出してもよいし、複数の抵抗を直列に接続した分圧回路を用いてよい。コンデンサ電圧は、分圧回路の分圧電圧を用いて算出することができる。
 電流検出部15dには、ローパスフィルタ16を介して、電流センサ11fによって検出されたスイッチング素子11b-1,11b-2に流れる電流の検出値が入力される。電流検出部15dは、スイッチング素子11b-1,11b-2に流れる電流の大きさである電流値を検出し、検出結果を演算部15bに送信する。電流センサ11fとしては、シャント抵抗、ホール素子を用いた電流センサなどが例示される。
 演算部15bは、電圧検出部15cによって検出されたコンデンサ電圧の検出値に基づいて、コンデンサ電圧が設定電圧となるように、昇圧チョッパ回路11-1,11-2に対してフィードバック制御を行う。より具体的に説明すると、演算部15bは、電圧検出部15cで検出された電圧の検出値と基準電圧値との差分が小さくなるように、スイッチング素子11b-1,11b-2をオンしている期間を変化させる。スイッチング素子11b-1,11b-2をオンしている期間は、直前にスイッチング素子11b-1,11b-2をオフからオンに変化させた時刻を基準とする。
 演算部15bは、単一回路、複合回路、ASIC(Application Specific Integrated Circuit)、FPGA(Field-Programmable Gate Array)、又は、これらを組み合わせた処理回路として構成することができる。
 また、演算部15bは、演算器及びメモリで構成されていてもよい。演算器の一例はマイクロコンピュータであるが、これ以外にも、CPU(Central Processing Unit)、マイクロプロセッサ、DSP(Digital Signal Processor)などと称される演算手段であってもよい。メモリには、演算器によって読みとられるプログラムが保存される他、演算器によって演算された結果が記憶される。メモリとしては、RAM(Random Access Memory)、ROM(Read Only Memory)、フラッシュメモリ、EPROM(Erasable Programmable ROM)、EEPROM(登録商標)(Electrically EPROM)といった不揮発性又は揮発性の半導体メモリを例示することができる。
 また、演算部15bは、電流検出部15dの検出値に基づいて、コンバータ回路20の動作の異常を検出する。コンバータ回路20の動作の異常が検出された場合、演算部15bは、コンバータ回路20の動作を停止させるため、スイッチング素子11b-1,11b-2をオフするための信号を駆動部15aに出力する。より具体的な説明とするため、例えばリアクトル11a-1が短絡故障した場合を考える。リアクトル11a-1が短絡故障した場合、スイッチング素子11b-1に流れる電流が過大電流となる。スイッチング素子11b-1の過大電流を検出した演算部15bは、スイッチング素子11b-1をオフに制御し、過電流による故障のリスクを低減する。スイッチング素子11b-2に過大電流が流れた場合も同様な制御を行う。
 スイッチング素子11b-1の電流が過大であるか否かの判定は、例えば電流検出部15dの検出値と基準電流値とを比較する手法を用いればよい。
 なお、演算部15bは、電圧検出部15c及び電流検出部15dから送信されるアナログ信号をデジタル値に変換するアナログデジタル(Analog Digital:AD)変換機能を備えていることが好ましい。この場合、電圧検出部15cにおいては、基準電圧値を生成する回路が不要となり、電流検出部15dにおいては、基準電流値を生成する回路が不要となる。これにより、電圧検出部15c及び電流検出部15dをコンパクトに構成することができる。また、電圧検出部15c及び電流検出部15dを含むアナログ回路の集積化が容易となり、制御部15をより小型化することができる。
 駆動部15aは、演算部15bから送信された信号を受信し、スイッチング素子11b-1,11b-2のオン又はオフを制御可能な大きさの電圧に変換した駆動信号G1,G2を生成する。駆動部15aは、駆動信号G1,G2をスイッチング素子11b-1,11b-2のゲートに印加して、スイッチング素子11b-1,11b-2をそれぞれスイッチング動作させる。演算部15bから送信される信号は、例えば3.3V、又は5Vの電圧である。また、駆動信号G1,G2の電圧は、例えば15V、又は18Vの電圧である。
 次に、実施の形態1における要部の動作について説明する。なお、要部の動作説明の前に、[発明が解決しようとする課題」の項で説明したサージ電圧について、図3を参照して説明する。図3は、実施の形態1におけるコンバータ回路に発生し得るサージ電圧の説明に供する波形図である。図3の横軸は時間を表している。また、図3には、上段部から順に、駆動信号G1、スイッチング素子11b-1のドレイン電圧Vd1、スイッチング素子11b-1のドレイン電流Id1、駆動信号G2、スイッチング素子11b-2のドレイン電圧Vd2及びスイッチング素子11b-2のドレイン電流Id2の波形が示されている。また、図2には、これらの各電圧及び各電流の測定部位が示されている。ドレイン電流は、各スイッチング素子に流れる電流であり、ドレイン電圧は各スイッチング素子のドレインとソースとの間に印加される電圧である。
 図3において、「Tsw」は、スイッチング素子11b-1,11b-2を駆動する際の動作周期であり、これ以降「基準周期」と呼ぶ。また、「T1~T5」は、スイッチング素子11b-1,11b-2がオフからオンに切り替わるターンオンの時刻を示している。図3に示すように、基準周期Tswは、時刻T1から時刻T3までの期間に等しい。
 スイッチング素子11b-1,11b-2は、基準周期Tswでオン動作及びオフ動作を繰り返している。また、スイッチング素子11b-1,11b-2がターンオンするタイミングには、予め設定された位相差が設けられている。図2に示すコンバータ回路20は、2相インタリーブ方式の構成であり、ターンオンのタイミングはTsw÷2の位相差が設けられている。なお、コンバータ回路20が、例えば3相インタリーブ方式、又は4相インタリーブ方式の場合には、それぞれTsw÷3、又はTsw÷4の位相差が設けられる。
 スイッチング素子11b-1,11b-2をターンオンするタイミングにおいて、ドレイン電圧にサージ電圧が発生する。例えば時刻T1では、Vs1の高さを有するサージ電圧が発生している。サージ電圧は、スパイク状の電圧である。コンバータ回路20に発生するサージ電圧は、コンバータ回路20の構成部品を接続するプリント配線、ジャンパ配線、又は平滑コンデンサ12及び電流センサ11fが有する寄生インダクタンスに起因して発生する。また、サージ電圧は、スイッチング素子11b-1,11b-2がターンオンする際にドレイン電流が零値から急峻に変化することで発生する。同様に、スイッチング素子11b-1,11b-2をオンからオフに切り替える場合、即ちスイッチング素子11b-1,11b-2がターンオフする場合にもサージ電圧が発生する。
 スナバコンデンサ11d及びスナバ抵抗11eは、サージ電圧を抑制するための部品である。スナバコンデンサ11dの静電容量及びスナバ抵抗11eの抵抗値は、スイッチング素子11b-1,11b-2のドレイン電圧が定格電圧未満となるように選定される。一般に、スナバコンデンサ11dの静電容量が大きいほど、また、スナバ抵抗11eの抵抗値が小さいほど、サージ電圧の高さ、即ちサージ電圧の大きさを抑制することができる。
 サージ電圧が発生すると、電流センサ11f、又はスイッチング素子11b-1,11b-2の近くに配置した他のセンサの出力にノイズが発生することがある。ローパスフィルタ16は、こういったノイズの対策に用いるものであり、抵抗及びコンデンサを含む回路要素を用いて構成することができる。
 コンバータ回路20は、前述したように、出力電圧の波高値、平均値又は実効値が一定となるようにスイッチング素子11b-1,11b-2のオン時間を制御する。このため、ターンオフのタイミングは一定ではなく、例えば図3のように変化させる。
 図3において、時刻T3では、スイッチング素子11b-1がターンオフするタイミングと、スイッチング素子11b-2がターンオンするタイミングとが相対的に近く、もしくは重なっている。この場合、スイッチング素子11b-1,11b-2の各ドレイン電流がともに急峻に変化するため、双方の電圧が重畳されて、サージ電圧Vs1よりも高いサージ電圧Vs2となって表れている。
 以上が、サージ電圧が生じる理由である。[発明が解決しようとする課題」の項で説明したように、サージ電圧を抑制するためには、スナバ回路11-3の容量を大きくする必要があり、スナバ回路11-3に用いているスナバコンデンサ11d及びスナバ抵抗11eが大型化し、且つ、スナバ回路11-3が高価となって、スナバ回路11-3の製造コストが増加するという課題が生じる。
 また、前述したように、電流センサ11f、又はスイッチング素子11b-1,11b-2の近くに配置した他のセンサの出力に生じるノイズが大きくなることがある。このノイズ対策として、ローパスフィルタ16を構成する部品の数を増やすと、ローパスフィルタ16のサイズが大型化し、且つ部品が高価となるので、ローパスフィルタ16の製造コストが増加するという課題も生じる。
 次に、上述した課題を解決する実施の形態1による制御手法について図4及び図5を参照して説明する。図4は、実施の形態1におけるコンバータ回路の動作説明に供する第1の波形図である。図5は、実施の形態1におけるコンバータ回路の動作説明に供する第2の波形図である。図4及び図5の横軸は時間を表している。図4の上段部には駆動信号G1の波形が示され、図4の下段部には駆動信号G2の波形が示されている。また、図5には、図3と同じ並び順で各波形が示されている。また、図4及び図5の各動作波形において、太破線は実施の形態1による制御が実施されないときの波形であり、太実線は実施の形態1による制御が実施されるときの波形である。
 図4の上段部にはスイッチング素子11b-1の駆動信号の波形が示され、図4の下段部にはスイッチング素子11b-2の駆動信号の波形が示されている。図4に示されるように、スイッチング素子11b-2をターンオンする時刻Tbを起点として、時刻TbよりもTs1前を時刻Taとし、時刻TbよりもTs2後を時刻Tcとする。以降、「Ts1」を「期間Ts1」と呼び、「Ts2」を「期間Ts2」と呼ぶ。即ち、時刻Taは起点となる時刻Tbよりも期間Ts1経過前の時刻であり、時刻Tcは起点となる時刻Tbよりも期間Ts2経過後の時刻である。
 実施の形態1による制御が実施される前では、図4に示されるように、時刻Tbで立ち上がる駆動信号G2の立ち上がり部A2と、時刻Tbの後に立ち下がる駆動信号G1の立ち下がり部A1とが相対的に近くなっている。このため、前述したサージ電圧の発生が懸念される。このため、スイッチング素子11b-1をターンオフするタイミングを変更する。
 具体的には、図示のように、スイッチング素子11b-1のターンオフのタイミングが、スイッチング素子11b-2がターンオンする時刻Tbより後の期間Ts2内にある場合、スイッチング素子11b-1のターンオフのタイミングを時刻Tcまで遅くする制御を実施する。
 また、図示は省略するが、スイッチング素子11b-1のターンオフのタイミングが、スイッチング素子11b-2がターンオンする時刻Tbより前の期間Ts1内にある場合、スイッチング素子11b-1のターンオフのタイミングを時刻Taまで早める制御を実施する。
 前述のターンオフのタイミングを「早める制御」及び「遅くする制御」を総称して、適宜「回避制御」と呼ぶ。なお、ここでは、スイッチング素子11b-1のターンオフのタイミングを変化させる例で説明したが、スイッチング素子11b-2のターンオフのタイミングについても同様の回避制御を実施する。
 また、上記では、駆動信号G2の立ち上がり部A2と、駆動信号G1の立ち下がり部A1とが相対的に近くなっている場合にサージ電圧の発生が懸念されると説明した。一方、サージ電圧の発生の程度は、スイッチング素子11b-1,11b-2のスイッチング速度、リアクトル11a-1,11a-2のインダクタンス、スナバ回路11-3の容量といった様々な回路要素に依存する。回避制御としては、種々の手法を採りうるが、本稿では、スイッチング素子11b-1のターンオフのタイミングと、スイッチング素子11b-2のターンオンのタイミングとの時間差を予め設定した閾値と比較する手法を例示する。具体的には、第1のスイッチング素子がターンオフするタイミングと、第2のスイッチング素子がターンオンするタイミングとの時間差が閾値内である場合、演算部15bは、第2のスイッチング素子がターンオフするタイミングを早める制御、又は遅くする制御を実施する。なお、ここで言う第1のスイッチング素子はスイッチング素子11b-1又はスイッチング素子11b-2であり、第2のスイッチング素子は、第1のスイッチング素子とは異なるスイッチング素子である。
 図5には、図4に示す回避制御を実施した場合の動作波形が示されている。時刻T3’において、スイッチング素子11b-1がターンオフするタイミングと、スイッチング素子11b-2がターンオンするタイミングとが相対的に近くなっている。また、スイッチング素子11b-1がターンオフするタイミングは、期間Ts1内にある。従って、回避制御により、スイッチング素子11b-1をターンオフするタイミングを早めている。この制御により、スイッチング素子11b-1,11b-2の各ドレイン電流が急峻に変化するタイミングがずらされて、サージ電圧の重畳が抑制される。これにより、図3に示すサージ電圧Vs2が図5では、サージ電圧Vs2よりも低いサージ電圧Vs2’まで抑制されている。
 図6は、実施の形態1における回避制御の動作フローを示すフローチャートである。まず、コンバータ回路20が動作を開始すると、演算部15bは、電圧検出部15cで検出された出力電圧に基づいて、第1及び第2のスイッチング素子のオン期間を演算する(ステップS01)。次に、演算部15bは、第1のスイッチング素子のターンオフのタイミングが期間Ts1内にあるか否かを判定する(ステップS02)。図4に示すように、期間Ts1は、第2のスイッチング素子のターンオンのタイミングを基準として設定される。
 第1のスイッチング素子のターンオフのタイミングが期間Ts1内にある場合(ステップS02,Yes)、図4に示すようにオフ時刻をTbからTaに変更してオン期間を短縮する(ステップS03)。また、第1のスイッチング素子のターンオフのタイミングが期間Ts1内にない場合(ステップS02,No)、第1のスイッチング素子のターンオフのタイミングが期間Ts2内にあるか否かを判定する(ステップS04)。図4に示すように、期間Ts2も、第2のスイッチング素子のターンオンのタイミングを基準として設定される。
 第1のスイッチング素子のターンオフのタイミングが期間Ts2内にある場合(ステップS04,Yes)、図4に示すようにオフ時刻をTbからTcに変更してオン期間を延長する(ステップS05)。また、第1のスイッチング素子のターンオフのタイミングが期間Ts2内にない場合(ステップS04,No)、オン期間を変更しない(ステップS06)。以上の処理により、第1のスイッチング素子のオン期間が確定される。
 なお、期間Ts1,Ts2の長さは、スイッチング素子11b-1,11b-2のゲートに駆動信号G1又は駆動信号G2が入力されてから、実際にスイッチング素子11b-1,11b-2の動作が完了するまでの遅れ時間よりも長くすることが好ましい。
 具体的には、スイッチング素子11b-1のゲートにターンオフの駆動信号G1が入力されてから、実際にスイッチング素子11b-1のターンオフが完了するまでの遅れ時間をTd_offとした場合に、期間Ts1は、Ts1>Td_offとなる時間に設定する。スイッチング素子11b-2についても同様である。このようにすれば、スイッチング素子11b-1又はスイッチング素子11b-2のオン期間を短縮する場合において、スイッチング素子11b-1,11b-2相互間で、ターンオフのタイミングとターンオンのタイミングとを確実に不一致にすることができる。
 また、スイッチング素子11b-2のゲートにターンオンの駆動信号G2が入力されてから、実際にスイッチング素子11b-2のターンオンが完了するまでの遅れ時間をTd_onとした場合に、期間Ts2は、Ts2>Td_onとなる時間に設定する。スイッチング素子11b-1についても同様である。このようにすれば、スイッチング素子11b-1又はスイッチング素子11b-2のオン期間を延長する場合において、スイッチング素子11b-1,11b-2相互間で、ターンオフのタイミングとターンオンのタイミングとを確実に不一致にすることができる。
 以上説明したように、実施の形態1に係る電力変換装置に具備される制御部は、第1のスイッチング素子がターンオフするタイミングと、第1のスイッチング素子とは異なる第2のスイッチング素子がターンオンするタイミングとの時間差が閾値内である場合、第1のスイッチング素子がターンオフするタイミングを早める又は遅くする回避制御を実施する。この制御により、第1及び第2のスイッチング素子の相互間において、ターンオフのタイミングとターンオンのタイミングとを確実に不一致にすることができる。これにより、昇圧チョッパ回路のサイズの大型化、及び昇圧チョッパ回路の製造コストの増加を抑制することができる。また、スナバ回路のサイズの大型化、及びスナバ回路の製造コストの増加を抑制することができる。また、ローパスフィルタのサイズの大型化、及びローパスフィルタの製造コストの増加を抑制することができる。従って、実施の形態1に係る電力変換装置によれば、装置の大型化及び製造コストの増加を抑制しつつ、サージ電圧の発生を抑制することが可能となる。
実施の形態2.
 図7は、実施の形態2におけるコンバータ回路の動作説明に供する波形図である。なお、実施の形態2において、コンバータ回路を含む電力変換装置の構成は、図2に示す電力変換装置1と同一又は同等であり、重複する説明を省略する。
 図7には、上段部から順に、駆動信号G1、リアクトル11a-1に流れるリアクトル電流Ir1、駆動信号G2及びリアクトル11a-2に流れるリアクトル電流Ir2の波形が示されている。また、図7において、動作波形における太破線及び実線の意味は、図4及び図5と同様である。即ち、太破線は実施の形態2による制御が実施されないときの波形であり、太実線は実施の形態2による制御が実施されるときの波形である。
 図7の上段部には、駆動信号G1の波形が短縮される動作と、延長される動作とが交互に繰り返される様子が示されている。また、図7の中下段部には、駆動信号G2の波形が短縮される動作と、延長される動作とが交互に繰り返される様子が示されている。即ち、実施の形態2の制御においては、ターンオフのタイミングを早めた場合には、次回のスイッチング制御の際に、ターンオフのタイミングを遅らせる制御が行われている。また、ターンオフのタイミングを遅くした場合には、次回のスイッチングの際に、ターンオフのタイミングを早める制御が行われている。
 実施の形態1の制御において、スイッチング素子11b-1のオン期間を短縮又は延長する回避制御を行った場合、基準周期Tswに対するスイッチング素子11b-1のオン時間の比率であるデューティが変化する。デューティが変化するとリアクトル電流Ir1が変動してしまい、入力電流の高調波が増加してしまうおそれがある。
 より具体的に説明すると、実施の形態1による回避制御により、スイッチング素子11b-1のオン期間を短縮した場合、デューティが低くなることにより、入力電流が低下する。また、実施の形態1による回避制御により、スイッチング素子11b-1のオン期間を延長した場合、デューティが高くなることにより、入力電流が増加する。スイッチング素子11b-2においても同様である。
 そこで、実施の形態2では、入力電流の増加又は低下を抑制する制御、即ち入力電流の変動を抑制する制御を行う。具体的には、以下に説明する制御を行う。
 図7において、時刻T1''では、スイッチング素子11b-1のオン期間を短縮する回避制御が実施されている。この場合、回避制御を実施しない場合に比べ、ゼロレベルを基準とするリアクトル11a-1の平均電流の電流振幅Idf1が小さくなる。この状態で、更に、時刻T3''において、スイッチング素子11b-1のオン期間を短縮する回避制御を実施してしまうと、電流振幅Idf1は更に小さくなる。従って、入力電流の変動も更に大きくなる。
 そこで、実施の形態2では、時刻T3''において、オン期間を短縮するのではなく、オン期間を延長する制御を行う。これにより、デューティが低下し続けることを抑制することができる。これにより、電流振幅Idf1の低下が抑制されるので、入力電流の変動も抑制できる。
 図8は、実施の形態2における制御の動作フローを示すフローチャートである。まず、コンバータ回路20が動作を開始すると、演算部15bは、回避制御の実施の有無を判断する(ステップS11)。回避制御の実施の有無の判断に際し、第1及び第2のスイッチング素子のオン期間が演算されていることは言うまでもない。
 回避制御を実施しないとの判断である場合(ステップS11,No)、演算部15bは、ステップS11の処理を継続する。一方、回避制御を実施するとの判断である場合(ステップS11,Yes)、回避制御を実施してステップS12に進む。演算部15bは、ステップS11で実施した回避制御がオン期間を短縮する制御であったか否かを判定する(ステップS12)。ステップS11で実施した回避制御がオン期間を短縮する制御であった場合(ステップS12,Yes)、演算部15bは、次回の回避制御ではオン期間を延長する制御を実施する(ステップS13)。一方、ステップS11で実施した回避制御がオン期間を短縮する制御ではなかった場合(ステップS12,No)、即ちステップS11で実施した回避制御がオン期間を延長する制御であった場合、演算部15bは、次回の回避制御ではオン期間を短縮する制御を実施する(ステップS14)。ステップS13,S14の処理後は、ステップS11に戻って上記の処理が繰り返される。
 上述した、ステップS12~S14の制御を要約すると、実施の形態1の回避制御により、第1のスイッチング素子のターンオフのタイミングが早められた場合、第1のスイッチング素子の次回の回避制御ではターンオフのタイミングが遅くなるように制御される。また、実施の形態1の回避制御により、第1のスイッチング素子のターンオフのタイミングが遅くされた場合、第1のスイッチング素子の次回の回避制御ではターンオフのタイミングが早くなるように制御される。この制御により、電力変換装置に入力される入力電流の変動を抑制することができる。これにより、実施の形態1の効果に加え、入力電流の高調波の増加を抑制できるという更なる効果を得ることができる。
 なお、スイッチング素子11b-1,11b-2が1つのモジュール内に封入されている場合、即ちスイッチング素子11b-1,11b-2が1つのモジュールとしてパッケージ化して構成されている場合、スイッチング素子11b-1,11b-2同士の距離が相対的に近くなる。実施の形態1及び実施の形態2における制御は、このような構成に好適に用いることができる。
 また、以上の実施の形態に示した構成は、一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
 1 電力変換装置、2 圧縮機、3 送風機、4 熱交換器、5 室外機、6 配管、7 室内機、8 商用電源、9 入力フィルタ、10 整流回路、11-1,11-2 昇圧チョッパ回路、11-3 スナバ回路、11a-1,11a-2 リアクトル、11b-1,11b-2 スイッチング素子、11c-1,11c-2 ダイオード、11d スナバコンデンサ、11e スナバ抵抗、11f 電流センサ、12 平滑コンデンサ、13 インバータ、14 モータ、15 制御部、15a 駆動部、15b 演算部、15c 電圧検出部、15d 電流検出部、16 ローパスフィルタ、20 コンバータ回路、50 モータ駆動装置、100 空気調和機。

Claims (8)

  1.  リアクトルと、前記リアクトルに接続されるスイッチング素子とを有する回路を複数の相数分有し、交流電源から出力される交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ回路と、
     複数の前記スイッチング素子の動作を制御する制御部と、
     を備え、
     複数の前記スイッチング素子の1つである第1のスイッチング素子がターンオフするタイミングと、前記第1のスイッチング素子とは異なる第2のスイッチング素子がターンオンするタイミングとの時間差が閾値内である場合、前記制御部は、前記第1のスイッチング素子がターンオフするタイミングを早める又は遅くする回避制御を実施する
     電力変換装置。
  2.  前記制御部は、前記回避制御において、前記第1のスイッチング素子のターンオフのタイミングを早めた場合には、前記第1のスイッチング素子の次回の回避制御ではターンオフのタイミングを遅くする
     請求項1に記載の電力変換装置。
  3.  前記制御部は、前記回避制御において、前記第1のスイッチング素子のターンオフのタイミングを遅くした場合には、前記第1のスイッチング素子の次回の回避制御ではターンオフのタイミングを早める
     請求項1に記載の電力変換装置。
  4.  前記第1のスイッチング素子のターンオフのタイミングを早めた時間は、前記第1のスイッチング素子がターンオフを開始してから完了するまでの時間よりも長い
     請求項1から3の何れか1項に記載の電力変換装置。
  5.  前記第1のスイッチング素子のターンオフのタイミングを遅くした時間は、前記第2のスイッチング素子がターンオンを開始してから完了するまでの時間よりも長い
     請求項1から3の何れか1項に記載の電力変換装置。
  6.  複数の前記スイッチング素子は、1つのモジュール内に封入されている
     請求項1から5の何れか1項に記載の電力変換装置。
  7.  請求項1から6の何れか1項に記載の電力変換装置を備えるモータ駆動装置。
  8.  請求項7に記載のモータ駆動装置を備える空気調和機。
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