WO2022185484A1 - 電力変換装置、モータ駆動装置、及び空気調和機 - Google Patents

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timing
turn
voltage
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岳秋 飯田
智 一木
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三菱電機株式会社
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    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage

Definitions

  • the present disclosure relates to a power converter that converts an AC voltage output from an AC power source into a DC voltage, a motor drive device that includes the power converter, and an air conditioner that includes the motor drive device.
  • Air conditioners are one of the applications of motor drive devices.
  • regulations regarding harmonics of input current are stipulated.
  • JIS Japanese Industrial Standards
  • the air conditioner is sometimes provided with a PFC (Power Factor Correction) circuit, which is a power factor correction circuit for suppressing harmonics of the input current and improving the power factor.
  • PFC Power Factor Correction
  • a first example of a PFC circuit is a booster circuit using a plurality of switching elements and reactors.
  • a second example of the PFC circuit is an interleave converter in which a plurality of boost chopper circuits are connected in parallel.
  • the interleave converter provides a certain phase difference between the timings at which the switching elements of a plurality of boost chopper circuits are turned on, and controls the on period during which the switching elements are turned on. input current can be obtained.
  • Patent Document 1 discloses an air conditioner equipped with an interleaved converter to improve the power factor.
  • a surge voltage is a voltage having a spike-like rising waveform.
  • the surge voltage may be higher than when the timing is far apart. In this case, it is necessary to increase the withstand voltage of the switching element, which increases the cost of the switching element, increases the size of the boost chopper circuit, and increases the manufacturing cost of the boost chopper circuit.
  • the present disclosure has been made in view of the above, and an object thereof is to obtain a power conversion device capable of suppressing surge voltage generation while suppressing device size increase and manufacturing cost increase.
  • the power conversion device includes a converter circuit and a control section.
  • the converter circuit has circuits each having a reactor and switching elements connected to the reactor for a plurality of phases, and converts an AC voltage output from an AC power supply to a DC voltage.
  • the control unit controls operations of the plurality of switching elements. When the time difference between the turn-off timing of the first switching element and the turn-on timing of the second switching element is within a threshold, the control unit advances or delays the turn-off timing of the first switching element. to implement.
  • the first switching element is one of the plurality of switching elements.
  • the second switching element is a switching element different from the first switching element.
  • the power converter according to the present disclosure it is possible to suppress the occurrence of surge voltage while suppressing the increase in device size and manufacturing cost.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration example of an air conditioner including a motor drive device according to Embodiment 1.
  • FIG. 1 is a diagram showing a circuit configuration of a motor drive device including a power conversion device according to Embodiment 1;
  • FIG. Waveform diagram for explaining surge voltage that can occur in the converter circuit in Embodiment 1 A first waveform diagram for explaining the operation of the converter circuit according to the first embodiment.
  • Flowchart showing operation flow of avoidance control in Embodiment 1 Waveform diagram for explaining the operation of the converter circuit according to the second embodiment Flowchart showing operation flow of control in Embodiment 2
  • a power conversion device, a motor drive device, and an air conditioner according to embodiments of the present disclosure will be described below in detail based on the drawings.
  • application to air conditioners is exemplified, but application to other uses is not excluded.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration example of an air conditioner including a motor drive device according to Embodiment 1.
  • FIG. 2 is a diagram showing a circuit configuration of a motor drive device including the power conversion device according to the first embodiment.
  • the air conditioner 100 includes an outdoor unit 5 and an indoor unit 7.
  • the outdoor unit 5 and the indoor unit 7 are connected by a pipe 6 .
  • the outdoor unit 5 includes a motor drive device 50 , a compressor 2 , a blower 3 and a heat exchanger 4 .
  • the motor drive device 50 is connected to the compressor 2 and the blower 3 by electrical wiring (not shown).
  • the motor driving device 50 is connected to the commercial power source 8 as shown in FIG.
  • Commercial power supply 8 is an example of an AC power supply.
  • the motor drive device 50 includes an input filter 9 , a power conversion device 1 and an inverter 13 .
  • the power conversion device 1 includes a converter circuit 20 , a smoothing capacitor 12 , a control section 15 and a low-pass filter 16 .
  • the power conversion device 1 supplies electric power for driving the motor 14 .
  • the input side of the power converter 1 is connected to the commercial power source 8 via the input filter 9 .
  • the output side of the power converter 1 is connected to the inverter 13 .
  • the output side of inverter 13 is connected to motor 14 .
  • the motor 14 is a compressor drive motor mounted on the compressor 2 .
  • the motor 14 may be a fan-driving motor mounted on the fan 3 .
  • the converter circuit 20 converts the AC voltage output from the commercial power supply 8 into a DC voltage. Smoothing capacitor 12 smoothes and holds the DC voltage converted by converter circuit 20 .
  • the AC voltage output from the commercial power supply 8 will be referred to as "power supply voltage" as appropriate.
  • the converter circuit 20 includes a rectifier circuit 10, boost chopper circuits 11-1 and 11-2, a snubber circuit 11-3, and a current sensor 11f.
  • the snubber circuit 11-3 includes a snubber capacitor 11d and a snubber resistor 11e.
  • the boost chopper circuits 11-1 and 11-2 are connected in parallel with each other.
  • the boost chopper circuits 11-1 and 11-2 operate in sequence within a predetermined cycle range. This period is sometimes called the "interleave period”.
  • the rectifier circuit 10 is connected between the input filter 9 and the converter circuit 20 .
  • Rectifier circuit 10 applies a rectified voltage obtained by rectifying a power supply voltage to each of boost chopper circuits 11-1 and 11-2.
  • a rectified voltage is a DC voltage with a pulsating component. A pulsating component of the DC voltage will be described later.
  • a general configuration of the rectifier circuit 10 is a full-wave rectifier circuit in which four diodes are bridge-connected.
  • one or more diodes may be replaced with switching elements such as metal oxide semiconductor field effect transistors (MOSFETs) to perform synchronous rectification.
  • the rectifier circuit 10 may be configured as a half-wave rectifier circuit with only one diode. With this configuration, the number of diodes through which the input current passes can be reduced, so the loss generated in the rectifier circuit 10 can be reduced.
  • the boost chopper circuit 11-1 includes a reactor 11a-1, a switching element 11b-1, and a diode 11c-1.
  • the boost chopper circuit 11-2 includes a reactor 11a-2, a switching element 11b-2, and a diode 11c-2.
  • FIG. 1 shows a two-phase example, which is a configuration of a two-phase interleave system. Each phase is identified by subscripts "-1" and "-2". Note that the power conversion device 1 in this specification is not limited to having only two phases, and may have a configuration of three or more phases.
  • One end of the reactor 11a-1 is connected to one end of the rectifier circuit 10 and one end of the reactor 11a-2.
  • the other end of the reactor 11a-1 is connected to one end of the switching element 11b-1 and the anode of the diode 11c-1.
  • the cathode of diode 11 c - 1 is connected to the cathode of diode 11 c - 2 , one end of snubber capacitor 11 d and the positive terminal of smoothing capacitor 12 .
  • the other end of the switching element 11b-1 is connected to the other end of the switching element 11b-2, one end of the snubber resistor 11e, the negative terminal of the smoothing capacitor 12, and the other end of the rectifier circuit .
  • the other end of the reactor 11a-2 is connected to one end of the switching element 11b-2 and the anode of the diode 11c-2.
  • the other end of snubber capacitor 11d is connected to the other end of snubber resistor 11e.
  • the converter circuit 20 boosts the rectified voltage output from the rectifier circuit 10 and outputs it to the smoothing capacitor 12 . Further, the converter circuit 20 operates so that the peak value, average value, or effective value of the output voltage is kept constant by control described later.
  • FIG. 2 shows the configuration of the interleaved converter circuit 20 using the boost chopper circuits 11-1 and 11-2, it is not limited to this configuration.
  • Each of the boost chopper circuits 11-1 and 11-2 is replaced with a buck-boost chopper circuit, a flyback circuit, a flyforward circuit, a SEPIC (Single Ended Primary Inductor Converter), a Zeta converter, or a Cuk converter, and the converter circuit 20 is may be configured.
  • An example of the switching elements 11b-1 and 11b-2 is the MOSFET shown in FIG. 2, but is not limited to this.
  • An insulated gate bipolar transistor (IGBT) may be used instead of the MOSFET.
  • each of the switching elements 11b-1 and 11b-2 has a diode connected in anti-parallel between the drain and the source.
  • Anti-parallel connection means that the drain of the MOSFET and the cathode of the diode are connected, and the source of the MOSFET and the anode of the diode are connected.
  • a parasitic diode that the MOSFET itself has inside may be used as the diode.
  • a parasitic diode is also called a body diode.
  • the switching elements 11b-1 and 11b-2 generally use semiconductor elements made of Si (silicon), but semiconductor elements made of SiC (silicon carbide) may also be used.
  • SiC has a smaller conduction loss than Si and is capable of high-speed switching operation. Therefore, the use of SiC can reduce switching loss and power consumption of the air conditioner 100 .
  • the use of SiC can also reduce the heat generated by the switching elements 11b-1 and 11b-2, so that heat dissipating members such as heat sinks for dissipating heat from the switching elements 11b-1 and 11b-2 can be made smaller. Can be manufactured at low cost.
  • the use of SiC can suppress the temperature rise of electronic components arranged near the switching elements 11b-1 and 11b-2, thereby improving the reliability of the device.
  • semiconductor elements made of GaN can be used as materials for the switching elements 11b-1 and 11b-2.
  • An example of a semiconductor device made of GaN is a high electron mobility transistor (HEMT).
  • HEMT high electron mobility transistor
  • a HEMT has a smaller conduction loss than a MOSFET made of Si and is capable of high-speed switching operation. Therefore, by using HEMT, switching loss can be reduced and the power consumption of the air conditioner 100 can be reduced as compared with a MOSFET made of Si.
  • the use of HEMTs can reduce the amount of heat generated by the switching elements 11b-1 and 11b-2.
  • the heat radiation member such as a heat sink for suppressing the temperature rise of the switching elements 11b-1 and 11b-2, and to manufacture the heat radiation member at low cost.
  • HEMTs HEMTs
  • each of the diodes 11c-1 and 11c-2 may be replaced with a MOSFET or the HEMT described above to form a synchronous rectification circuit configuration.
  • a synchronous rectification circuit configuration conduction loss generated in the diodes 11c-1 and 11c-2 can be reduced. Thereby, the power consumption of the air conditioner 100 can be reduced.
  • MOSFETs or HEMTs are used, the amount of heat generated by the diodes 11c-1 and 11c-2 can be reduced.
  • the size of the heat radiation member such as a heat sink for suppressing the temperature rise of the diodes 11c-1 and 11c-2, and to manufacture the heat radiation member at low cost.
  • MOSFETs or HEMTs it is possible to suppress the temperature rise of electronic components arranged near the diodes 11c-1 and 11c-2, thereby improving the reliability of the device.
  • the converter circuit 20 boosts the rectified voltage output from the rectifier circuit 10 and controls the average voltage of the smoothing capacitor 12 to a constant voltage.
  • the rectified voltage pulsates at a frequency twice as high as the power supply frequency, which is the frequency of the power supply voltage. Therefore, the voltage output from the converter circuit 20 also pulsates at twice the frequency of the power supply.
  • smoothing capacitor 12 smoothes the voltage output from converter circuit 20 . As a result, the pulsating component of twice the power supply frequency that can be included in the motor current is reduced.
  • a motor current is a current supplied from the inverter 13 to the motor 14 .
  • the smoothing capacitor 12 by providing the smoothing capacitor 12, the pulsation component of twice the power supply frequency that can be included in the motor current is reduced, so the vibration of the components including the motor 14 and the piping 6 is suppressed. As a result, it is possible to reduce the cost required for the anti-vibration component, thereby suppressing an increase in manufacturing cost. Moreover, since the vibration of the components including the motor 14 and the pipe 6 is suppressed, the vibration noise can be reduced. This makes it possible to improve the quality of the air conditioner 100 at low cost.
  • the inverter 13 is connected between the smoothing capacitor 12 and the motor 14 .
  • a voltage output from the converter circuit 20 and smoothed by the smoothing capacitor 12 is applied to the inverter 13 .
  • the voltage smoothed by the smoothing capacitor 12 will be referred to as "capacitor voltage”.
  • the inverter 13 converts the capacitor voltage into an AC voltage of any frequency and applies it to the motor 14 .
  • inverter 13 Although the detailed configuration of the inverter 13 is not shown, an inverter circuit with a known circuit configuration can be used. Examples of known inverter circuits include full-bridge inverters, half-bridge inverters, single-switch voltage resonance circuits, and the like.
  • the control unit 15 includes a drive unit 15a, a calculation unit 15b, a voltage detection unit 15c, and a current detection unit 15d.
  • the voltage detection unit 15c detects the capacitor voltage.
  • the detection result of the voltage detection section 15c is input to the calculation section 15b.
  • the voltage detection unit 15c may directly detect the capacitor voltage, or may use a voltage dividing circuit in which a plurality of resistors are connected in series.
  • the capacitor voltage can be calculated using the divided voltage of the voltage dividing circuit.
  • the detected value of the current flowing through the switching elements 11b-1 and 11b-2 detected by the current sensor 11f is input to the current detection unit 15d via the low-pass filter 16.
  • the current detection unit 15d detects a current value, which is the magnitude of the current flowing through the switching elements 11b-1 and 11b-2, and transmits the detection result to the calculation unit 15b.
  • Examples of the current sensor 11f include a current sensor using a shunt resistor and a Hall element.
  • the calculation unit 15b performs feedback control on the boost chopper circuits 11-1 and 11-2 so that the capacitor voltage becomes the set voltage based on the detected value of the capacitor voltage detected by the voltage detection unit 15c. More specifically, the calculation unit 15b turns on the switching elements 11b-1 and 11b-2 so that the difference between the voltage detection value detected by the voltage detection unit 15c and the reference voltage value becomes small. change the duration. The period during which the switching elements 11b-1 and 11b-2 are turned on is based on the time when the switching elements 11b-1 and 11b-2 are changed from off to on immediately before.
  • the arithmetic unit 15b can be configured as a single circuit, a composite circuit, an ASIC (Application Specific Integrated Circuit), an FPGA (Field-Programmable Gate Array), or a processing circuit combining these.
  • ASIC Application Specific Integrated Circuit
  • FPGA Field-Programmable Gate Array
  • the calculation unit 15b may be configured with a calculator and a memory.
  • a computing unit is a microcomputer, but in addition to this, computing means called CPU (Central Processing Unit), microprocessor, DSP (Digital Signal Processor), etc. may be used.
  • the memory stores the program read by the computing unit and also stores the result of computation by the computing unit. Examples of memory include non-volatile or volatile semiconductor memories such as RAM (Random Access Memory), ROM (Read Only Memory), flash memory, EPROM (Erasable Programmable ROM), and EEPROM (Electrically EPROM). can be done.
  • the calculation unit 15b detects an abnormality in the operation of the converter circuit 20 based on the detection value of the current detection unit 15d.
  • arithmetic unit 15b outputs a signal for turning off switching elements 11b-1 and 11b-2 to stop operation of converter circuit 20 to drive unit 15a.
  • the reactor 11a-1 has a short-circuit failure, for example.
  • the current flowing through the switching element 11b-1 becomes an excessive current.
  • the calculation unit 15b that detects the excessive current of the switching element 11b-1 turns off the switching element 11b-1 to reduce the risk of failure due to the excessive current. Similar control is performed when an excessive current flows through the switching element 11b-2.
  • a method of comparing the detection value of the current detection unit 15d and the reference current value may be used.
  • the calculation unit 15b preferably has an analog-to-digital (AD) conversion function for converting analog signals transmitted from the voltage detection unit 15c and the current detection unit 15d into digital values.
  • AD analog-to-digital
  • the voltage detection section 15c does not need a circuit for generating a reference voltage value
  • the current detection section 15d does not need a circuit for generating a reference current value.
  • the voltage detection section 15c and the current detection section 15d can be configured compactly.
  • integration of analog circuits including the voltage detection section 15c and the current detection section 15d is facilitated, and the control section 15 can be further miniaturized.
  • the drive unit 15a receives the signal transmitted from the calculation unit 15b, and generates drive signals G1 and G2 by converting the signals into voltages capable of controlling the ON/OFF of the switching elements 11b-1 and 11b-2.
  • the drive unit 15a applies the drive signals G1 and G2 to the gates of the switching elements 11b-1 and 11b-2 to switch the switching elements 11b-1 and 11b-2, respectively.
  • a signal transmitted from the calculation unit 15b is a voltage of 3.3V or 5V, for example.
  • the voltages of the driving signals G1 and G2 are, for example, 15V or 18V.
  • FIG. 3 is a waveform diagram for explaining a surge voltage that can occur in the converter circuit according to the first embodiment.
  • the horizontal axis of FIG. 3 represents time. 3 shows, in order from the top, the drive signal G1, the drain voltage Vd1 of the switching element 11b-1, the drain current Id1 of the switching element 11b-1, the drive signal G2, the drain voltage Vd2 of the switching element 11b-2, and the A waveform of the drain current Id2 of the switching element 11b-2 is shown.
  • FIG. 2 also shows the measurement sites for these voltages and currents.
  • the drain current is the current flowing through each switching element, and the drain voltage is the voltage applied between the drain and source of each switching element.
  • Tsw is the operation period when the switching elements 11b-1 and 11b-2 are driven, and is hereinafter referred to as the "reference period”.
  • T1 to T5 indicate turn-on times at which the switching elements 11b-1 and 11b-2 are switched from off to on.
  • the reference period Tsw is equal to the period from time T1 to time T3.
  • the switching elements 11b-1 and 11b-2 repeat ON and OFF operations at the reference period Tsw.
  • a preset phase difference is provided between the timings at which the switching elements 11b-1 and 11b-2 are turned on.
  • the converter circuit 20 shown in FIG. 2 has a configuration of a two-phase interleave system, and the turn-on timing is provided with a phase difference of Tsw/2. If the converter circuit 20 employs, for example, a 3-phase interleave system or a 4-phase interleave system, a phase difference of Tsw/3 or Tsw/4 is provided, respectively.
  • a surge voltage is generated in the drain voltage at the timing of turning on the switching elements 11b-1 and 11b-2. For example, at time T1, a surge voltage having a height of Vs1 is generated. A surge voltage is a spike-like voltage.
  • the surge voltage generated in the converter circuit 20 is caused by printed wiring connecting the components of the converter circuit 20, jumper wiring, or parasitic inductance of the smoothing capacitor 12 and the current sensor 11f.
  • a surge voltage is generated when the drain current abruptly changes from zero when the switching elements 11b-1 and 11b-2 are turned on.
  • switching the switching elements 11b-1 and 11b-2 from on to off that is, when the switching elements 11b-1 and 11b-2 are turned off, a surge voltage is generated.
  • the snubber capacitor 11d and the snubber resistor 11e are parts for suppressing surge voltage.
  • the capacitance of the snubber capacitor 11d and the resistance value of the snubber resistor 11e are selected so that the drain voltage of the switching elements 11b-1 and 11b-2 is less than the rated voltage.
  • the larger the capacitance of the snubber capacitor 11d and the smaller the resistance value of the snubber resistor 11e the higher the surge voltage, that is, the magnitude of the surge voltage can be suppressed.
  • the low-pass filter 16 is used for countermeasures against such noise, and can be configured using circuit elements including resistors and capacitors.
  • the converter circuit 20 controls the on-time of the switching elements 11b-1 and 11b-2 so that the peak value, average value or effective value of the output voltage is constant. For this reason, the turn-off timing is not constant, and is changed, for example, as shown in FIG.
  • the noise generated in the output of the current sensor 11f or other sensors placed near the switching elements 11b-1 and 11b-2 may increase. If the number of parts constituting the low-pass filter 16 is increased as a countermeasure against this noise, the size of the low-pass filter 16 becomes large and the parts become expensive.
  • FIG. 4 is a first waveform diagram for explaining the operation of the converter circuit according to the first embodiment.
  • FIG. 5 is a second waveform diagram for explaining the operation of the converter circuit according to the first embodiment.
  • the horizontal axes in FIGS. 4 and 5 represent time.
  • the upper part of FIG. 4 shows the waveform of the driving signal G1
  • the lower part of FIG. 4 shows the waveform of the driving signal G2.
  • 5 shows waveforms in the same order as in FIG. 4 and 5, the thick dashed line is the waveform when the control according to the first embodiment is not performed, and the thick solid line is the waveform when the control according to the first embodiment is performed.
  • FIG. 4 shows the waveform of the drive signal for the switching element 11b-1
  • the lower part of FIG. 4 shows the waveform of the drive signal for the switching element 11b-2.
  • Ts1 before time Tb is time Ta
  • Ts2 after time Tb is time Tc.
  • Ts1 is called “period Ts1”
  • Ts2 is called “period Ts2”. That is, the time Ta is the time before the period Ts1 has elapsed from the starting time Tb, and the time Tc is the time after the period Ts2 has elapsed from the starting time Tb.
  • the rising portion A2 of the driving signal G2 rising at time Tb and the falling portion A1 of the driving signal G1 falling after time Tb are different. relatively close. Therefore, there is concern about the occurrence of the surge voltage described above. Therefore, the timing for turning off the switching element 11b-1 is changed.
  • the timing of turning off the switching element 11b-1 is within a period Ts2 after the time Tb at which the switching element 11b-2 turns on, the timing of turning off the switching element 11b-1 is is delayed until time Tc.
  • the turn-off timing of the switching element 11b-1 is set to the time Tb. Control to advance to Ta is implemented.
  • control to advance” and “control to delay” the aforementioned turn-off timing are collectively referred to as "avoidance control” as appropriate.
  • the example of changing the turn-off timing of the switching element 11b-1 has been described here, the same avoidance control is performed for the turn-off timing of the switching element 11b-2.
  • the degree of surge voltage generation depends on various circuit elements such as the switching speed of the switching elements 11b-1 and 11b-2, the inductance of the reactors 11a-1 and 11a-2, and the capacitance of the snubber circuit 11-3.
  • Various methods can be used as the avoidance control, but this paper exemplifies a method of comparing the time difference between the turn-off timing of the switching element 11b-1 and the turn-on timing of the switching element 11b-2 with a preset threshold value. do.
  • the calculation unit 15b determines the turn-off timing of the second switching element. Accelerate control or slow control is implemented.
  • the first switching element referred to here is the switching element 11b-1 or the switching element 11b-2, and the second switching element is a switching element different from the first switching element.
  • FIG. 5 shows operation waveforms when the avoidance control shown in FIG. 4 is performed.
  • the timing at which the switching element 11b-1 is turned off is relatively close to the timing at which the switching element 11b-2 is turned on.
  • the timing at which the switching element 11b-1 is turned off is within the period Ts1. Therefore, avoidance control advances the timing of turning off the switching element 11b-1.
  • This control shifts the timing at which the drain currents of the switching elements 11b-1 and 11b-2 sharply change, thereby suppressing the superimposition of the surge voltage.
  • the surge voltage Vs2 shown in FIG. 3 is suppressed to a surge voltage Vs2' lower than the surge voltage Vs2 in FIG.
  • FIG. 6 is a flow chart showing the operation flow of avoidance control in the first embodiment.
  • the calculation unit 15b calculates the ON periods of the first and second switching elements based on the output voltage detected by the voltage detection unit 15c (step S01).
  • the calculation unit 15b determines whether or not the turn-off timing of the first switching element is within the period Ts1 (step S02). As shown in FIG. 4, the period Ts1 is set based on the turn-on timing of the second switching element.
  • step S02 If the turn-off timing of the first switching element is within the period Ts1 (step S02, Yes), the off-time is changed from Tb to Ta to shorten the on-period as shown in FIG. 4 (step S03). If the turn-off timing of the first switching element is not within the period Ts1 (step S02, No), it is determined whether or not the turn-off timing of the first switching element is within the period Ts2 (step S04). . As shown in FIG. 4, the period Ts2 is also set based on the turn-on timing of the second switching element.
  • step S04, Yes If the turn-off timing of the first switching element is within the period Ts2 (step S04, Yes), the off-time is changed from Tb to Tc as shown in FIG. 4 to extend the on-period (step S05). If the turn-off timing of the first switching element is not within the period Ts2 (step S04, No), the ON period is not changed (step S06). Through the above process, the ON period of the first switching element is determined.
  • the lengths of the periods Ts1 and Ts2 are such that the switching elements 11b-1 and 11b-2 actually operate after the drive signal G1 or the drive signal G2 is input to the gates of the switching elements 11b-1 and 11b-2. Preferably longer than the delay time to completion.
  • the delay time from when the turn-off drive signal G1 is input to the gate of the switching element 11b-1 until the actual turn-off of the switching element 11b-1 is completed is Td_off
  • the period Ts1 is , Ts1>Td_off.
  • the switching element 11b-2 when shortening the on-period of the switching element 11b-1 or the switching element 11b-2, the turn-off timing and the turn-on timing of the switching elements 11b-1 and 11b-2 are ensured. can be inconsistent.
  • the period Ts2 is Ts2> Set the time to be Td_on.
  • the switching element 11b-1 when extending the ON period of the switching element 11b-1 or the switching element 11b-2, the turn-off timing and the turn-on timing of the switching elements 11b-1 and 11b-2 can be ensured. can be inconsistent.
  • the control unit provided in the power conversion device according to Embodiment 1 controls the timing at which the first switching element is turned off, and the timing at which the second switching element different from the first switching element is turned on. If the time difference from the timing is within the threshold, avoidance control is performed to advance or delay the timing at which the first switching element turns off. With this control, the turn-off timing and the turn-on timing of the first and second switching elements can be reliably made different from each other. As a result, it is possible to suppress an increase in the size of the boost chopper circuit and an increase in the manufacturing cost of the boost chopper circuit. Also, it is possible to suppress an increase in the size of the snubber circuit and an increase in the manufacturing cost of the snubber circuit.
  • FIG. 7 is a waveform diagram for explaining the operation of the converter circuit according to the second embodiment.
  • the configuration of the power conversion device including the converter circuit is the same as or equivalent to that of the power conversion device 1 shown in FIG. 2, and redundant description will be omitted.
  • FIG. 7 shows the waveforms of the drive signal G1, the reactor current Ir1 flowing through the reactor 11a-1, the drive signal G2, and the reactor current Ir2 flowing through the reactor 11a-2 in order from the top.
  • the meaning of the thick broken line and the solid line in the operating waveforms is the same as in FIGS. That is, the thick dashed line is the waveform when the control according to the second embodiment is not performed, and the thick solid line is the waveform when the control according to the second embodiment is performed.
  • the upper part of FIG. 7 shows how the waveform of the drive signal G1 is alternately shortened and extended.
  • the lower middle part of FIG. 7 shows how the waveform of the drive signal G2 is alternately shortened and extended. That is, in the control of the second embodiment, when the turn-off timing is advanced, control is performed to delay the turn-off timing in the next switching control. Further, when the turn-off timing is delayed, control is performed to advance the turn-off timing at the next switching.
  • the duty which is the ratio of the ON time of the switching element 11b-1 to the reference period Tsw, changes.
  • the reactor current Ir1 fluctuates, which may increase the harmonics of the input current.
  • the avoidance control according to the first embodiment shortens the ON period of the switching element 11b-1, the input current decreases due to the reduced duty. Further, when the ON period of the switching element 11b-1 is extended by the avoidance control according to the first embodiment, the input current increases due to the increased duty. The same applies to the switching element 11b-2.
  • control for suppressing an increase or decrease in input current that is, control for suppressing fluctuations in the input current is performed. Specifically, the control described below is performed.
  • avoidance control is performed to shorten the ON period of the switching element 11b-1.
  • the current amplitude Idf1 of the average current of the reactor 11a-1 with respect to the zero level becomes smaller than when the avoidance control is not performed.
  • the avoidance control for shortening the ON period of the switching element 11b-1 is further performed at time T3'', the current amplitude Idf1 becomes even smaller. Therefore, the fluctuation of the input current is also increased.
  • control is performed to extend the ON period instead of shortening the ON period.
  • it is possible to prevent the duty from continuing to decrease.
  • a decrease in the current amplitude Idf1 is suppressed, so that fluctuations in the input current can also be suppressed.
  • FIG. 8 is a flow chart showing the control operation flow in the second embodiment.
  • the calculation unit 15b determines whether or not to perform avoidance control (step S11). Needless to say, the on-periods of the first and second switching elements are calculated when determining whether or not to perform avoidance control.
  • step S11 If it is determined not to implement avoidance control (step S11, No), the calculation unit 15b continues the processing of step S11. On the other hand, if it is determined to implement avoidance control (step S11, Yes), avoidance control is implemented and the process proceeds to step S12.
  • the calculation unit 15b determines whether or not the avoidance control performed in step S11 is the control for shortening the ON period (step S12). If the avoidance control performed in step S11 is control for shortening the ON period (step S12, Yes), the calculation unit 15b performs control for extending the ON period in the next avoidance control (step S13).
  • step S11 when the avoidance control performed in step S11 is not the control for shortening the ON period (step S12, No), that is, when the avoidance control performed in step S11 is the control for extending the ON period, the calculation unit 15b In the next avoidance control, control for shortening the ON period is executed (step S14). After the processing of steps S13 and S14, the process returns to step S11 and the above processing is repeated.
  • the next avoidance control of the first switching element will turn off the first switching element. Timing is controlled to be delayed. Further, when the turn-off timing of the first switching element is delayed by the avoidance control of the first embodiment, the turn-off timing of the first switching element is controlled to be advanced in the next avoidance control.
  • This control can suppress fluctuations in the input current that is input to the power converter. As a result, in addition to the effect of the first embodiment, it is possible to obtain a further effect of suppressing an increase in harmonics of the input current.
  • the switching elements 11b-1 and 11b-2 When the switching elements 11b-1 and 11b-2 are enclosed in one module, that is, when the switching elements 11b-1 and 11b-2 are packaged as one module, the switching element 11b -1 and 11b-2 become relatively close.
  • the control in Embodiments 1 and 2 can be suitably used for such a configuration.

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Abstract

電力変換装置（１）は、コンバータ回路（２０）及び制御部（１５）を備える。コンバータ回路（２０）は、リアクトル（１１ａ－１，１１ａ－２）と、リアクトル（１１ａ－１，１１ａ－２）のそれぞれに接続されるスイッチング素子（１１ｂ－１，１１ｂ－２）とを有する回路を複数の相数分有し、商用電源（８）から出力される交流電圧を直流電圧に変換する。制御部（１５）は、スイッチング素子（１１ｂ－１）がターンオフするタイミングと、スイッチング素子（１１ｂ－２）がターンオンするタイミングとの時間差が閾値内である場合、スイッチング素子（１１ｂ－１）がターンオフするタイミングを早める制御又は遅くする制御を実施する。

Description

電力変換装置、モータ駆動装置、及び空気調和機
　本開示は、交流電源から出力される交流電圧を直流電圧に変換する電力変換装置、電力変換装置を備えたモータ駆動装置、モータ駆動装置を備えた空気調和機に関する。
　モータ駆動装置の応用製品の一つに空気調和機がある。空気調和機においては、電源電流に含まれる高調波成分による障害を抑制するため、入力電流の高調波に関する規制が定められている。例えば、日本国内においては、日本工業規格（ＪＩＳ）によって入力電流の高調波に対して限度値が定められている。そのため、空気調和機には、入力電流の高調波を抑制し、力率を改善するための力率改善回路であるＰＦＣ（Ｐｏｗｅｒ　Ｆａｃｔｏｒ　Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）回路を設けることがある。
　ＰＦＣ回路の第１の例は、複数のスイッチング素子及びリアクトルを用いた昇圧回路である。ＰＦＣ回路の第２の例は、複数の昇圧チョッパ回路を並列に接続したインタリーブコンバータである。
　インタリーブコンバータは、複数の昇圧チョッパ回路のスイッチング素子をオンするタイミングに一定の位相差を設け、スイッチング素子を導通しているオン期間を制御することで、高調波を抑制しつつ、所望の大きさの入力電流を得ることができる。
　従来技術として、例えば下記特許文献１には、インタリーブコンバータを備え、力率を改善した空気調和機が開示されている。
特許第６０４１８６６号公報
　スイッチング素子をオン又はオフさせる場合、回路の配線がもつインダクタンス成分に起因して、スイッチング素子の端子にサージ電圧が発生する。サージ電圧は、スパイク状に上昇する波形を有する電圧である。特に、インタリーブコンバータは、複数のスイッチング素子がそれぞれオン動作及びオフ動作するため、複数のスイッチング素子のオン及びオフのタイミングが相対的に近くなった場合、サージ電圧が重畳し合い、オン及びオフのタイミングが離れている場合に比べてサージ電圧が高くなることがある。この場合、スイッチング素子の耐圧を高くする必要があり、スイッチング素子が高価となって、昇圧チョッパ回路のサイズが大型化し、昇圧チョッパ回路の製造コストが増加するという課題がある。或いは、サージ電圧を抑制するために用いるスナバ回路の容量を大きくする必要があり、スナバ回路のサイズが大型化し、且つ、スナバ回路に用いる部品が高価となって、スナバ回路の製造コストが増加するという課題がある。
　本開示は、上記に鑑みてなされたものであって、装置の大型化及び製造コストの増加を抑制しつつ、サージ電圧の発生を抑制可能な電力変換装置を得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するため、本開示に係る電力変換装置は、コンバータ回路及び制御部を備える。コンバータ回路は、リアクトルと、リアクトルに接続されるスイッチング素子とを有する回路を複数の相数分有し、交流電源から出力される交流電圧を直流電圧に変換する。制御部は、複数のスイッチング素子の動作を制御する。制御部は、第１のスイッチング素子がターンオフするタイミングと、第２のスイッチング素子がターンオンするタイミングとの時間差が閾値内である場合、第１のスイッチング素子がターンオフするタイミングを早める又は遅くする回避制御を実施する。なお、第１のスイッチング素子は、複数のスイッチング素子の１つである。第２のスイッチング素子は、第１のスイッチング素子とは異なるスイッチング素子である。
　本開示に係る電力変換装置によれば、装置の大型化及び製造コストの増加を抑制しつつ、サージ電圧の発生を抑制できるという効果を奏する。
実施の形態１に係るモータ駆動装置を含む空気調和機の構成例を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置を含むモータ駆動装置の回路構成を示す図 実施の形態１におけるコンバータ回路に発生し得るサージ電圧の説明に供する波形図 実施の形態１におけるコンバータ回路の動作説明に供する第１の波形図 実施の形態１におけるコンバータ回路の動作説明に供する第２の波形図 実施の形態１における回避制御の動作フローを示すフローチャート 実施の形態２におけるコンバータ回路の動作説明に供する波形図 実施の形態２における制御の動作フローを示すフローチャート
　以下に、本開示の実施の形態に係る電力変換装置、モータ駆動装置、及び空気調和機を図面に基づいて詳細に説明する。なお、以下の実施の形態では、空気調和機への適用を例示するが、他の用途への適用を除外する趣旨ではない。
実施の形態１．
　図１は、実施の形態１に係るモータ駆動装置を含む空気調和機の構成例を示す図である。また、図２は、実施の形態１に係る電力変換装置を含むモータ駆動装置の回路構成を示す図である。
　実施の形態１に係る空気調和機１００は、室外機５と、室内機７とを備える。室外機５と室内機７とは、配管６によって接続されている。室外機５は、モータ駆動装置５０と、圧縮機２と、送風機３と、熱交換器４とを備える。モータ駆動装置５０は、不図示の電気配線によって、圧縮機２と、送風機３とに接続される。また、モータ駆動装置５０は、図２に示すように、商用電源８と接続される。商用電源８は、交流電源の一例である。
　モータ駆動装置５０は、入力フィルタ９と、電力変換装置１と、インバータ１３とを備える。電力変換装置１は、コンバータ回路２０と、平滑コンデンサ１２と、制御部１５と、ローパスフィルタ１６とを備える。電力変換装置１は、モータ１４に駆動用の電力を供給する。
　電力変換装置１の入力側は、入力フィルタ９を介して商用電源８に接続される。電力変換装置１の出力側は、インバータ１３に接続される。インバータ１３の出力側は、モータ１４に接続される。モータ１４は、圧縮機２に搭載される圧縮機駆動用のモータである。モータ１４は、送風機３に搭載される送風機駆動用のモータであってもよい。
　コンバータ回路２０は、商用電源８から出力される交流電圧を直流電圧に変換する。平滑コンデンサ１２は、コンバータ回路２０によって変換された直流電圧を平滑して保持する。以下、商用電源８から出力される交流電圧を適宜「電源電圧」と呼ぶ。
　コンバータ回路２０は、整流回路１０と、昇圧チョッパ回路１１－１，１１－２と、スナバ回路１１－３と、電流センサ１１ｆとを備える。スナバ回路１１－３は、スナバコンデンサ１１ｄと、スナバ抵抗１１ｅとを備える。
　コンバータ回路２０において、昇圧チョッパ回路１１－１，１１－２は、互いに並列に接続されている。昇圧チョッパ回路１１－１，１１－２は、予め決められた周期の範囲で順番に動作する。この周期は「インタリーブ周期」と呼ばれることがある。
　整流回路１０は、入力フィルタ９とコンバータ回路２０との間に接続される。整流回路１０は、電源電圧を整流した整流電圧を昇圧チョッパ回路１１－１，１１－２のそれぞれに印加する。整流電圧は、脈動成分を有する直流電圧である。直流電圧の脈動成分については、後述する。
　整流回路１０の構成としては、４つのダイオードをブリッジ接続した全波整流回路が一般的である。なお、全波整流回路の構成において、１つ以上のダイオードを金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（Ｍｅｔａｌ　Ｏｘｉｄｅ　Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＭＯＳＦＥＴ）などのスイッチング素子に置き替えて同期整流を行う回路構成としてもよい。また、整流回路１０は、１つのダイオードのみで半波整流回路として構成してもよい。この構成の場合、入力電流が通過するダイオードの数を削減できるため、整流回路１０で発生する損失を低減することができる。
　昇圧チョッパ回路１１－１は、リアクトル１１ａ－１と、スイッチング素子１１ｂ－１と、ダイオード１１ｃ－１とを備える。昇圧チョッパ回路１１－２は、リアクトル１１ａ－２と、スイッチング素子１１ｂ－２と、ダイオード１１ｃ－２とを備える。
　コンバータ回路２０において、１つのリアクトルと、１つのスイッチング素子との組み合わせを「相」と定義し、「１相」と数える。図１は２相の例であり、２相インタリーブ方式の構成である。各相の識別は、“－１”，“－２”の添字で行っている。なお、本稿における電力変換装置１は、２相のみに限定されるものではなく、３相以上の構成であってもよい。
　リアクトル１１ａ－１の一端は、整流回路１０の一端と、リアクトル１１ａ－２の一端とに接続される。リアクトル１１ａ－１の他端は、スイッチング素子１１ｂ－１の一端と、ダイオード１１ｃ－１のアノードとに接続される。ダイオード１１ｃ－１のカソードは、ダイオード１１ｃ－２のカソードと、スナバコンデンサ１１ｄの一端と、平滑コンデンサ１２の正極側端子とに接続される。スイッチング素子１１ｂ－１の他端は、スイッチング素子１１ｂ－２の他端と、スナバ抵抗１１ｅの一端と、平滑コンデンサ１２の負極側端子と、整流回路１０の他端とに接続される。リアクトル１１ａ－２の他端は、スイッチング素子１１ｂ－２の一端と、ダイオード１１ｃ－２のアノードとに接続される。スナバコンデンサ１１ｄの他端は、スナバ抵抗１１ｅの他端に接続される。
　コンバータ回路２０は、整流回路１０から出力される整流電圧を昇圧し、平滑コンデンサ１２に出力する。また、コンバータ回路２０は、後述する制御により、出力電圧の波高値、平均値又は実効値が一定に維持されるように動作する。
　なお、図２では、昇圧チョッパ回路１１－１，１１－２を用いたインタリーブ方式のコンバータ回路２０の構成を示しているが、この構成に限定されない。昇圧チョッパ回路１１－１，１１－２のそれぞれを、昇降圧チョッパ回路、フライバック回路、フライフォワード回路、ＳＥＰＩＣ（Ｓｉｎｇｌｅ　Ｅｎｄｅｄ　Ｐｒｉｍａｒｙ　Ｉｎｄｕｃｔｏｒ　Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）、Ｚｅｔａコンバータ又はＣｕｋコンバータに置き替えて、コンバータ回路２０を構成してもよい。
　スイッチング素子１１ｂ－１，１１ｂ－２の一例は、図２に示すＭＯＳＦＥＴであるが、これに限定されない。ＭＯＳＦＥＴに代えて、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＩＧＢＴ）を用いてもよい。
　また、スイッチング素子１１ｂ－１，１１ｂ－２のそれぞれは、ドレインとソースとの間に逆並列に接続されるダイオードを備えている。逆並列の接続とは、ＭＯＳＦＥＴのドレインとダイオードのカソードとが接続され、ＭＯＳＦＥＴのソースとダイオードのアノードとが接続されることを意味する。なお、ダイオードは、ＭＯＳＦＥＴ自身が内部に有する寄生ダイオードを用いてもよい。寄生ダイオードは、ボディダイオードとも呼ばれる。
　また、スイッチング素子１１ｂ－１，１１ｂ－２は、Ｓｉ（ケイ素）を材料とした半導体素子を用いることが一般的であるが、ＳｉＣ（炭化ケイ素）を材料とした半導体素子を用いてもよい。ＳｉＣはＳｉよりも導通損失が小さく、高速なスイッチング動作も可能である。このため、ＳｉＣを用いると、スイッチング損失を低減でき、空気調和機１００の消費電力を低減することができる。また、ＳｉＣを用いると、スイッチング素子１１ｂ－１，１１ｂ－２の発熱も低減できるので、スイッチング素子１１ｂ－１，１１ｂ－２を放熱するためのヒートシンク等の放熱部材を小型化でき、放熱部材を低コストで製造できる。また、ＳｉＣを用いると、スイッチング素子１１ｂ－１，１１ｂ－２の近くに配置されている電子部品の温度上昇を抑制できるので、装置の信頼性を向上させることができる。
　また、スイッチング素子１１ｂ－１，１１ｂ－２の材料として、ＧａＮ（窒化ガリウム）を材料とした半導体素子を用いることができる。ＧａＮを材料とした半導体素子の例としては、高電子移動度トランジスタ（Ｈｉｇｈ　Ｅｌｅｃｔｒｏｎ　Ｍｏｂｉｌｉｔｙ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＨＥＭＴ）が挙げられる。ＨＥＭＴは、Ｓｉで形成されたＭＯＳＦＥＴよりも導通損失が小さく、高速なスイッチング動作も可能である。このため、ＨＥＭＴを用いれば、Ｓｉで形成されたＭＯＳＦＥＴに比べて、スイッチング損失を低減でき、空気調和機１００の消費電力を低減することができる。また、ＨＥＭＴを用いれば、スイッチング素子１１ｂ－１，１１ｂ－２で発生する発熱量を低減できる。これにより、スイッチング素子１１ｂ－１，１１ｂ－２の温度上昇を抑制するためのヒートシンク等の放熱部材を小型化でき、放熱部材を低コストで製造できる。また、ＨＥＭＴを用いれば、スイッチング素子１１ｂ－１，１１ｂ－２の近くに配置されている電子部品の温度上昇を抑制できるので、装置の信頼性を向上させることができる。
　また、ダイオード１１ｃ－１，１１ｃ－２のそれぞれをＭＯＳＦＥＴ又は前述のＨＥＭＴに代えて、同期整流の回路構成としてもよい。同期整流の回路構成とすることで、ダイオード１１ｃ－１，１１ｃ－２で発生する導通損失を低減することができる。これにより、空気調和機１００の消費電力を低減することができる。また、ＭＯＳＦＥＴ又はＨＥＭＴを用いれば、ダイオード１１ｃ－１，１１ｃ－２で発生する発熱量を低減することができる。これにより、ダイオード１１ｃ－１，１１ｃ－２の温度上昇を抑制するためのヒートシンク等の放熱部材を小型化でき、放熱部材を低コストに製造できる。また、ＭＯＳＦＥＴ又はＨＥＭＴを用いれば、ダイオード１１ｃ－１，１１ｃ－２の近くに配置されている電子部品の温度上昇を抑制できるので、装置の信頼性を向上させることができる。
　コンバータ回路２０は、整流回路１０から出力される整流電圧を昇圧し、平滑コンデンサ１２の電圧の平均値が一定の電圧となるように制御する。但し、整流電圧は、電源電圧の周波数である電源周波数の２倍の周波数で脈動している。このため、コンバータ回路２０から出力される電圧も電源周波数の２倍の周波数で脈動する。一方、前述したように、平滑コンデンサ１２は、コンバータ回路２０から出力される電圧を平滑する。これにより、モータ電流に含まれ得る電源周波数の２倍の脈動成分は低減される。モータ電流は、インバータ１３からモータ１４に供給される電流である。
　モータ１４に供給される電流が脈動する場合、モータ１４、室外機５に備え付けられた配管６などが振動する。この振動により、電力変換装置１の回路部品におけるリード線、はんだ付け部が劣化し、空気調和機１００の寿命が短くなるおそれがある。また、振動によって生じる振動音は、空気調和機１００の品質に大きな影響を与える。
　一方、平滑コンデンサ１２を設けることにより、モータ電流に含まれ得る電源周波数の２倍の脈動成分が低減されるので、モータ１４及び配管６を含む構成部品の振動が抑制される。これにより、振動対策部品に要するコストを削減できるので、製造コストの上昇を抑制できる。また、モータ１４及び配管６を含む構成部品の振動が抑制されるで、振動音を低減できる。これにより、空気調和機１００の品質向上を低コストで実現できる。
　インバータ１３は、平滑コンデンサ１２とモータ１４との間に接続される。インバータ１３には、コンバータ回路２０から出力され、平滑コンデンサ１２によって平滑された電圧が印加される。以降、平滑コンデンサ１２によって平滑された電圧を適宜「コンデンサ電圧」と呼ぶ。インバータ１３は、コンデンサ電圧を任意の周波数の交流電圧に変換してモータ１４に印加する。
　なお、インバータ１３の詳細な構成は図示しないが、公知の回路構成のインバータ回路を用いることができる。公知のインバータ回路としては、フルブリッジインバータ、ハーフブリッジインバータ、一石電圧共振回路などが例示される。
　制御部１５は、駆動部１５ａと、演算部１５ｂと、電圧検出部１５ｃと、電流検出部１５ｄとを備える。
　電圧検出部１５ｃは、コンデンサ電圧を検出する。電圧検出部１５ｃの検出結果は演算部１５ｂに入力される。電圧検出部１５ｃは、コンデンサ電圧を直接検出してもよいし、複数の抵抗を直列に接続した分圧回路を用いてよい。コンデンサ電圧は、分圧回路の分圧電圧を用いて算出することができる。
　電流検出部１５ｄには、ローパスフィルタ１６を介して、電流センサ１１ｆによって検出されたスイッチング素子１１ｂ－１，１１ｂ－２に流れる電流の検出値が入力される。電流検出部１５ｄは、スイッチング素子１１ｂ－１，１１ｂ－２に流れる電流の大きさである電流値を検出し、検出結果を演算部１５ｂに送信する。電流センサ１１ｆとしては、シャント抵抗、ホール素子を用いた電流センサなどが例示される。
　演算部１５ｂは、電圧検出部１５ｃによって検出されたコンデンサ電圧の検出値に基づいて、コンデンサ電圧が設定電圧となるように、昇圧チョッパ回路１１－１，１１－２に対してフィードバック制御を行う。より具体的に説明すると、演算部１５ｂは、電圧検出部１５ｃで検出された電圧の検出値と基準電圧値との差分が小さくなるように、スイッチング素子１１ｂ－１，１１ｂ－２をオンしている期間を変化させる。スイッチング素子１１ｂ－１，１１ｂ－２をオンしている期間は、直前にスイッチング素子１１ｂ－１，１１ｂ－２をオフからオンに変化させた時刻を基準とする。
　演算部１５ｂは、単一回路、複合回路、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ　Ｓｐｅｃｉｆｉｃ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ）、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ－Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｇａｔｅ　Ａｒｒａｙ）、又は、これらを組み合わせた処理回路として構成することができる。
　また、演算部１５ｂは、演算器及びメモリで構成されていてもよい。演算器の一例はマイクロコンピュータであるが、これ以外にも、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）、マイクロプロセッサ、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）などと称される演算手段であってもよい。メモリには、演算器によって読みとられるプログラムが保存される他、演算器によって演算された結果が記憶される。メモリとしては、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ　Ａｃｃｅｓｓ　Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　ＲＯＭ）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ　ＥＰＲＯＭ）といった不揮発性又は揮発性の半導体メモリを例示することができる。
　また、演算部１５ｂは、電流検出部１５ｄの検出値に基づいて、コンバータ回路２０の動作の異常を検出する。コンバータ回路２０の動作の異常が検出された場合、演算部１５ｂは、コンバータ回路２０の動作を停止させるため、スイッチング素子１１ｂ－１，１１ｂ－２をオフするための信号を駆動部１５ａに出力する。より具体的な説明とするため、例えばリアクトル１１ａ－１が短絡故障した場合を考える。リアクトル１１ａ－１が短絡故障した場合、スイッチング素子１１ｂ－１に流れる電流が過大電流となる。スイッチング素子１１ｂ－１の過大電流を検出した演算部１５ｂは、スイッチング素子１１ｂ－１をオフに制御し、過電流による故障のリスクを低減する。スイッチング素子１１ｂ－２に過大電流が流れた場合も同様な制御を行う。
　スイッチング素子１１ｂ－１の電流が過大であるか否かの判定は、例えば電流検出部１５ｄの検出値と基準電流値とを比較する手法を用いればよい。
　なお、演算部１５ｂは、電圧検出部１５ｃ及び電流検出部１５ｄから送信されるアナログ信号をデジタル値に変換するアナログデジタル（Ａｎａｌｏｇ　Ｄｉｇｉｔａｌ：ＡＤ）変換機能を備えていることが好ましい。この場合、電圧検出部１５ｃにおいては、基準電圧値を生成する回路が不要となり、電流検出部１５ｄにおいては、基準電流値を生成する回路が不要となる。これにより、電圧検出部１５ｃ及び電流検出部１５ｄをコンパクトに構成することができる。また、電圧検出部１５ｃ及び電流検出部１５ｄを含むアナログ回路の集積化が容易となり、制御部１５をより小型化することができる。
　駆動部１５ａは、演算部１５ｂから送信された信号を受信し、スイッチング素子１１ｂ－１，１１ｂ－２のオン又はオフを制御可能な大きさの電圧に変換した駆動信号Ｇ１，Ｇ２を生成する。駆動部１５ａは、駆動信号Ｇ１，Ｇ２をスイッチング素子１１ｂ－１，１１ｂ－２のゲートに印加して、スイッチング素子１１ｂ－１，１１ｂ－２をそれぞれスイッチング動作させる。演算部１５ｂから送信される信号は、例えば３．３Ｖ、又は５Ｖの電圧である。また、駆動信号Ｇ１，Ｇ２の電圧は、例えば１５Ｖ、又は１８Ｖの電圧である。
　次に、実施の形態１における要部の動作について説明する。なお、要部の動作説明の前に、［発明が解決しようとする課題」の項で説明したサージ電圧について、図３を参照して説明する。図３は、実施の形態１におけるコンバータ回路に発生し得るサージ電圧の説明に供する波形図である。図３の横軸は時間を表している。また、図３には、上段部から順に、駆動信号Ｇ１、スイッチング素子１１ｂ－１のドレイン電圧Ｖｄ１、スイッチング素子１１ｂ－１のドレイン電流Ｉｄ１、駆動信号Ｇ２、スイッチング素子１１ｂ－２のドレイン電圧Ｖｄ２及びスイッチング素子１１ｂ－２のドレイン電流Ｉｄ２の波形が示されている。また、図２には、これらの各電圧及び各電流の測定部位が示されている。ドレイン電流は、各スイッチング素子に流れる電流であり、ドレイン電圧は各スイッチング素子のドレインとソースとの間に印加される電圧である。
　図３において、「Ｔｓｗ」は、スイッチング素子１１ｂ－１，１１ｂ－２を駆動する際の動作周期であり、これ以降「基準周期」と呼ぶ。また、「Ｔ１～Ｔ５」は、スイッチング素子１１ｂ－１，１１ｂ－２がオフからオンに切り替わるターンオンの時刻を示している。図３に示すように、基準周期Ｔｓｗは、時刻Ｔ１から時刻Ｔ３までの期間に等しい。
　スイッチング素子１１ｂ－１，１１ｂ－２は、基準周期Ｔｓｗでオン動作及びオフ動作を繰り返している。また、スイッチング素子１１ｂ－１，１１ｂ－２がターンオンするタイミングには、予め設定された位相差が設けられている。図２に示すコンバータ回路２０は、２相インタリーブ方式の構成であり、ターンオンのタイミングはＴｓｗ÷２の位相差が設けられている。なお、コンバータ回路２０が、例えば３相インタリーブ方式、又は４相インタリーブ方式の場合には、それぞれＴｓｗ÷３、又はＴｓｗ÷４の位相差が設けられる。
　スイッチング素子１１ｂ－１，１１ｂ－２をターンオンするタイミングにおいて、ドレイン電圧にサージ電圧が発生する。例えば時刻Ｔ１では、Ｖｓ１の高さを有するサージ電圧が発生している。サージ電圧は、スパイク状の電圧である。コンバータ回路２０に発生するサージ電圧は、コンバータ回路２０の構成部品を接続するプリント配線、ジャンパ配線、又は平滑コンデンサ１２及び電流センサ１１ｆが有する寄生インダクタンスに起因して発生する。また、サージ電圧は、スイッチング素子１１ｂ－１，１１ｂ－２がターンオンする際にドレイン電流が零値から急峻に変化することで発生する。同様に、スイッチング素子１１ｂ－１，１１ｂ－２をオンからオフに切り替える場合、即ちスイッチング素子１１ｂ－１，１１ｂ－２がターンオフする場合にもサージ電圧が発生する。
　スナバコンデンサ１１ｄ及びスナバ抵抗１１ｅは、サージ電圧を抑制するための部品である。スナバコンデンサ１１ｄの静電容量及びスナバ抵抗１１ｅの抵抗値は、スイッチング素子１１ｂ－１，１１ｂ－２のドレイン電圧が定格電圧未満となるように選定される。一般に、スナバコンデンサ１１ｄの静電容量が大きいほど、また、スナバ抵抗１１ｅの抵抗値が小さいほど、サージ電圧の高さ、即ちサージ電圧の大きさを抑制することができる。
　サージ電圧が発生すると、電流センサ１１ｆ、又はスイッチング素子１１ｂ－１，１１ｂ－２の近くに配置した他のセンサの出力にノイズが発生することがある。ローパスフィルタ１６は、こういったノイズの対策に用いるものであり、抵抗及びコンデンサを含む回路要素を用いて構成することができる。
　コンバータ回路２０は、前述したように、出力電圧の波高値、平均値又は実効値が一定となるようにスイッチング素子１１ｂ－１，１１ｂ－２のオン時間を制御する。このため、ターンオフのタイミングは一定ではなく、例えば図３のように変化させる。
　図３において、時刻Ｔ３では、スイッチング素子１１ｂ－１がターンオフするタイミングと、スイッチング素子１１ｂ－２がターンオンするタイミングとが相対的に近く、もしくは重なっている。この場合、スイッチング素子１１ｂ－１，１１ｂ－２の各ドレイン電流がともに急峻に変化するため、双方の電圧が重畳されて、サージ電圧Ｖｓ１よりも高いサージ電圧Ｖｓ２となって表れている。
　以上が、サージ電圧が生じる理由である。［発明が解決しようとする課題」の項で説明したように、サージ電圧を抑制するためには、スナバ回路１１－３の容量を大きくする必要があり、スナバ回路１１－３に用いているスナバコンデンサ１１ｄ及びスナバ抵抗１１ｅが大型化し、且つ、スナバ回路１１－３が高価となって、スナバ回路１１－３の製造コストが増加するという課題が生じる。
　また、前述したように、電流センサ１１ｆ、又はスイッチング素子１１ｂ－１，１１ｂ－２の近くに配置した他のセンサの出力に生じるノイズが大きくなることがある。このノイズ対策として、ローパスフィルタ１６を構成する部品の数を増やすと、ローパスフィルタ１６のサイズが大型化し、且つ部品が高価となるので、ローパスフィルタ１６の製造コストが増加するという課題も生じる。
　次に、上述した課題を解決する実施の形態１による制御手法について図４及び図５を参照して説明する。図４は、実施の形態１におけるコンバータ回路の動作説明に供する第１の波形図である。図５は、実施の形態１におけるコンバータ回路の動作説明に供する第２の波形図である。図４及び図５の横軸は時間を表している。図４の上段部には駆動信号Ｇ１の波形が示され、図４の下段部には駆動信号Ｇ２の波形が示されている。また、図５には、図３と同じ並び順で各波形が示されている。また、図４及び図５の各動作波形において、太破線は実施の形態１による制御が実施されないときの波形であり、太実線は実施の形態１による制御が実施されるときの波形である。
　図４の上段部にはスイッチング素子１１ｂ－１の駆動信号の波形が示され、図４の下段部にはスイッチング素子１１ｂ－２の駆動信号の波形が示されている。図４に示されるように、スイッチング素子１１ｂ－２をターンオンする時刻Ｔｂを起点として、時刻ＴｂよりもＴｓ１前を時刻Ｔａとし、時刻ＴｂよりもＴｓ２後を時刻Ｔｃとする。以降、「Ｔｓ１」を「期間Ｔｓ１」と呼び、「Ｔｓ２」を「期間Ｔｓ２」と呼ぶ。即ち、時刻Ｔａは起点となる時刻Ｔｂよりも期間Ｔｓ１経過前の時刻であり、時刻Ｔｃは起点となる時刻Ｔｂよりも期間Ｔｓ２経過後の時刻である。
　実施の形態１による制御が実施される前では、図４に示されるように、時刻Ｔｂで立ち上がる駆動信号Ｇ２の立ち上がり部Ａ２と、時刻Ｔｂの後に立ち下がる駆動信号Ｇ１の立ち下がり部Ａ１とが相対的に近くなっている。このため、前述したサージ電圧の発生が懸念される。このため、スイッチング素子１１ｂ－１をターンオフするタイミングを変更する。
　具体的には、図示のように、スイッチング素子１１ｂ－１のターンオフのタイミングが、スイッチング素子１１ｂ－２がターンオンする時刻Ｔｂより後の期間Ｔｓ２内にある場合、スイッチング素子１１ｂ－１のターンオフのタイミングを時刻Ｔｃまで遅くする制御を実施する。
　また、図示は省略するが、スイッチング素子１１ｂ－１のターンオフのタイミングが、スイッチング素子１１ｂ－２がターンオンする時刻Ｔｂより前の期間Ｔｓ１内にある場合、スイッチング素子１１ｂ－１のターンオフのタイミングを時刻Ｔａまで早める制御を実施する。
　前述のターンオフのタイミングを「早める制御」及び「遅くする制御」を総称して、適宜「回避制御」と呼ぶ。なお、ここでは、スイッチング素子１１ｂ－１のターンオフのタイミングを変化させる例で説明したが、スイッチング素子１１ｂ－２のターンオフのタイミングについても同様の回避制御を実施する。
　また、上記では、駆動信号Ｇ２の立ち上がり部Ａ２と、駆動信号Ｇ１の立ち下がり部Ａ１とが相対的に近くなっている場合にサージ電圧の発生が懸念されると説明した。一方、サージ電圧の発生の程度は、スイッチング素子１１ｂ－１，１１ｂ－２のスイッチング速度、リアクトル１１ａ－１，１１ａ－２のインダクタンス、スナバ回路１１－３の容量といった様々な回路要素に依存する。回避制御としては、種々の手法を採りうるが、本稿では、スイッチング素子１１ｂ－１のターンオフのタイミングと、スイッチング素子１１ｂ－２のターンオンのタイミングとの時間差を予め設定した閾値と比較する手法を例示する。具体的には、第１のスイッチング素子がターンオフするタイミングと、第２のスイッチング素子がターンオンするタイミングとの時間差が閾値内である場合、演算部１５ｂは、第２のスイッチング素子がターンオフするタイミングを早める制御、又は遅くする制御を実施する。なお、ここで言う第１のスイッチング素子はスイッチング素子１１ｂ－１又はスイッチング素子１１ｂ－２であり、第２のスイッチング素子は、第１のスイッチング素子とは異なるスイッチング素子である。
　図５には、図４に示す回避制御を実施した場合の動作波形が示されている。時刻Ｔ３’において、スイッチング素子１１ｂ－１がターンオフするタイミングと、スイッチング素子１１ｂ－２がターンオンするタイミングとが相対的に近くなっている。また、スイッチング素子１１ｂ－１がターンオフするタイミングは、期間Ｔｓ１内にある。従って、回避制御により、スイッチング素子１１ｂ－１をターンオフするタイミングを早めている。この制御により、スイッチング素子１１ｂ－１，１１ｂ－２の各ドレイン電流が急峻に変化するタイミングがずらされて、サージ電圧の重畳が抑制される。これにより、図３に示すサージ電圧Ｖｓ２が図５では、サージ電圧Ｖｓ２よりも低いサージ電圧Ｖｓ２’まで抑制されている。
　図６は、実施の形態１における回避制御の動作フローを示すフローチャートである。まず、コンバータ回路２０が動作を開始すると、演算部１５ｂは、電圧検出部１５ｃで検出された出力電圧に基づいて、第１及び第２のスイッチング素子のオン期間を演算する（ステップＳ０１）。次に、演算部１５ｂは、第１のスイッチング素子のターンオフのタイミングが期間Ｔｓ１内にあるか否かを判定する（ステップＳ０２）。図４に示すように、期間Ｔｓ１は、第２のスイッチング素子のターンオンのタイミングを基準として設定される。
　第１のスイッチング素子のターンオフのタイミングが期間Ｔｓ１内にある場合（ステップＳ０２，Ｙｅｓ）、図４に示すようにオフ時刻をＴｂからＴａに変更してオン期間を短縮する（ステップＳ０３）。また、第１のスイッチング素子のターンオフのタイミングが期間Ｔｓ１内にない場合（ステップＳ０２，Ｎｏ）、第１のスイッチング素子のターンオフのタイミングが期間Ｔｓ２内にあるか否かを判定する（ステップＳ０４）。図４に示すように、期間Ｔｓ２も、第２のスイッチング素子のターンオンのタイミングを基準として設定される。
　第１のスイッチング素子のターンオフのタイミングが期間Ｔｓ２内にある場合（ステップＳ０４，Ｙｅｓ）、図４に示すようにオフ時刻をＴｂからＴｃに変更してオン期間を延長する（ステップＳ０５）。また、第１のスイッチング素子のターンオフのタイミングが期間Ｔｓ２内にない場合（ステップＳ０４，Ｎｏ）、オン期間を変更しない（ステップＳ０６）。以上の処理により、第１のスイッチング素子のオン期間が確定される。
　なお、期間Ｔｓ１，Ｔｓ２の長さは、スイッチング素子１１ｂ－１，１１ｂ－２のゲートに駆動信号Ｇ１又は駆動信号Ｇ２が入力されてから、実際にスイッチング素子１１ｂ－１，１１ｂ－２の動作が完了するまでの遅れ時間よりも長くすることが好ましい。
　具体的には、スイッチング素子１１ｂ－１のゲートにターンオフの駆動信号Ｇ１が入力されてから、実際にスイッチング素子１１ｂ－１のターンオフが完了するまでの遅れ時間をＴｄ_ｏｆｆとした場合に、期間Ｔｓ１は、Ｔｓ１＞Ｔｄ_ｏｆｆとなる時間に設定する。スイッチング素子１１ｂ－２についても同様である。このようにすれば、スイッチング素子１１ｂ－１又はスイッチング素子１１ｂ－２のオン期間を短縮する場合において、スイッチング素子１１ｂ－１，１１ｂ－２相互間で、ターンオフのタイミングとターンオンのタイミングとを確実に不一致にすることができる。
　また、スイッチング素子１１ｂ－２のゲートにターンオンの駆動信号Ｇ２が入力されてから、実際にスイッチング素子１１ｂ－２のターンオンが完了するまでの遅れ時間をＴｄ_ｏｎとした場合に、期間Ｔｓ２は、Ｔｓ２＞Ｔｄ_ｏｎとなる時間に設定する。スイッチング素子１１ｂ－１についても同様である。このようにすれば、スイッチング素子１１ｂ－１又はスイッチング素子１１ｂ－２のオン期間を延長する場合において、スイッチング素子１１ｂ－１，１１ｂ－２相互間で、ターンオフのタイミングとターンオンのタイミングとを確実に不一致にすることができる。
　以上説明したように、実施の形態１に係る電力変換装置に具備される制御部は、第１のスイッチング素子がターンオフするタイミングと、第１のスイッチング素子とは異なる第２のスイッチング素子がターンオンするタイミングとの時間差が閾値内である場合、第１のスイッチング素子がターンオフするタイミングを早める又は遅くする回避制御を実施する。この制御により、第１及び第２のスイッチング素子の相互間において、ターンオフのタイミングとターンオンのタイミングとを確実に不一致にすることができる。これにより、昇圧チョッパ回路のサイズの大型化、及び昇圧チョッパ回路の製造コストの増加を抑制することができる。また、スナバ回路のサイズの大型化、及びスナバ回路の製造コストの増加を抑制することができる。また、ローパスフィルタのサイズの大型化、及びローパスフィルタの製造コストの増加を抑制することができる。従って、実施の形態１に係る電力変換装置によれば、装置の大型化及び製造コストの増加を抑制しつつ、サージ電圧の発生を抑制することが可能となる。
実施の形態２．
　図７は、実施の形態２におけるコンバータ回路の動作説明に供する波形図である。なお、実施の形態２において、コンバータ回路を含む電力変換装置の構成は、図２に示す電力変換装置１と同一又は同等であり、重複する説明を省略する。
　図７には、上段部から順に、駆動信号Ｇ１、リアクトル１１ａ－１に流れるリアクトル電流Ｉｒ１、駆動信号Ｇ２及びリアクトル１１ａ－２に流れるリアクトル電流Ｉｒ２の波形が示されている。また、図７において、動作波形における太破線及び実線の意味は、図４及び図５と同様である。即ち、太破線は実施の形態２による制御が実施されないときの波形であり、太実線は実施の形態２による制御が実施されるときの波形である。
　図７の上段部には、駆動信号Ｇ１の波形が短縮される動作と、延長される動作とが交互に繰り返される様子が示されている。また、図７の中下段部には、駆動信号Ｇ２の波形が短縮される動作と、延長される動作とが交互に繰り返される様子が示されている。即ち、実施の形態２の制御においては、ターンオフのタイミングを早めた場合には、次回のスイッチング制御の際に、ターンオフのタイミングを遅らせる制御が行われている。また、ターンオフのタイミングを遅くした場合には、次回のスイッチングの際に、ターンオフのタイミングを早める制御が行われている。
　実施の形態１の制御において、スイッチング素子１１ｂ－１のオン期間を短縮又は延長する回避制御を行った場合、基準周期Ｔｓｗに対するスイッチング素子１１ｂ－１のオン時間の比率であるデューティが変化する。デューティが変化するとリアクトル電流Ｉｒ１が変動してしまい、入力電流の高調波が増加してしまうおそれがある。
　より具体的に説明すると、実施の形態１による回避制御により、スイッチング素子１１ｂ－１のオン期間を短縮した場合、デューティが低くなることにより、入力電流が低下する。また、実施の形態１による回避制御により、スイッチング素子１１ｂ－１のオン期間を延長した場合、デューティが高くなることにより、入力電流が増加する。スイッチング素子１１ｂ－２においても同様である。
　そこで、実施の形態２では、入力電流の増加又は低下を抑制する制御、即ち入力電流の変動を抑制する制御を行う。具体的には、以下に説明する制御を行う。
　図７において、時刻Ｔ１''では、スイッチング素子１１ｂ－１のオン期間を短縮する回避制御が実施されている。この場合、回避制御を実施しない場合に比べ、ゼロレベルを基準とするリアクトル１１ａ－１の平均電流の電流振幅Ｉｄｆ１が小さくなる。この状態で、更に、時刻Ｔ３''において、スイッチング素子１１ｂ－１のオン期間を短縮する回避制御を実施してしまうと、電流振幅Ｉｄｆ１は更に小さくなる。従って、入力電流の変動も更に大きくなる。
　そこで、実施の形態２では、時刻Ｔ３''において、オン期間を短縮するのではなく、オン期間を延長する制御を行う。これにより、デューティが低下し続けることを抑制することができる。これにより、電流振幅Ｉｄｆ１の低下が抑制されるので、入力電流の変動も抑制できる。
　図８は、実施の形態２における制御の動作フローを示すフローチャートである。まず、コンバータ回路２０が動作を開始すると、演算部１５ｂは、回避制御の実施の有無を判断する（ステップＳ１１）。回避制御の実施の有無の判断に際し、第１及び第２のスイッチング素子のオン期間が演算されていることは言うまでもない。
　回避制御を実施しないとの判断である場合（ステップＳ１１，Ｎｏ）、演算部１５ｂは、ステップＳ１１の処理を継続する。一方、回避制御を実施するとの判断である場合（ステップＳ１１，Ｙｅｓ）、回避制御を実施してステップＳ１２に進む。演算部１５ｂは、ステップＳ１１で実施した回避制御がオン期間を短縮する制御であったか否かを判定する（ステップＳ１２）。ステップＳ１１で実施した回避制御がオン期間を短縮する制御であった場合（ステップＳ１２，Ｙｅｓ）、演算部１５ｂは、次回の回避制御ではオン期間を延長する制御を実施する（ステップＳ１３）。一方、ステップＳ１１で実施した回避制御がオン期間を短縮する制御ではなかった場合（ステップＳ１２，Ｎｏ）、即ちステップＳ１１で実施した回避制御がオン期間を延長する制御であった場合、演算部１５ｂは、次回の回避制御ではオン期間を短縮する制御を実施する（ステップＳ１４）。ステップＳ１３，Ｓ１４の処理後は、ステップＳ１１に戻って上記の処理が繰り返される。
　上述した、ステップＳ１２～Ｓ１４の制御を要約すると、実施の形態１の回避制御により、第１のスイッチング素子のターンオフのタイミングが早められた場合、第１のスイッチング素子の次回の回避制御ではターンオフのタイミングが遅くなるように制御される。また、実施の形態１の回避制御により、第１のスイッチング素子のターンオフのタイミングが遅くされた場合、第１のスイッチング素子の次回の回避制御ではターンオフのタイミングが早くなるように制御される。この制御により、電力変換装置に入力される入力電流の変動を抑制することができる。これにより、実施の形態１の効果に加え、入力電流の高調波の増加を抑制できるという更なる効果を得ることができる。
　なお、スイッチング素子１１ｂ－１，１１ｂ－２が１つのモジュール内に封入されている場合、即ちスイッチング素子１１ｂ－１，１１ｂ－２が１つのモジュールとしてパッケージ化して構成されている場合、スイッチング素子１１ｂ－１，１１ｂ－２同士の距離が相対的に近くなる。実施の形態１及び実施の形態２における制御は、このような構成に好適に用いることができる。
　また、以上の実施の形態に示した構成は、一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
　１　電力変換装置、２　圧縮機、３　送風機、４　熱交換器、５　室外機、６　配管、７　室内機、８　商用電源、９　入力フィルタ、１０　整流回路、１１－１，１１－２　昇圧チョッパ回路、１１－３　スナバ回路、１１ａ－１，１１ａ－２　リアクトル、１１ｂ－１，１１ｂ－２　スイッチング素子、１１ｃ－１，１１ｃ－２　ダイオード、１１ｄ　スナバコンデンサ、１１ｅ　スナバ抵抗、１１ｆ　電流センサ、１２　平滑コンデンサ、１３　インバータ、１４　モータ、１５　制御部、１５ａ　駆動部、１５ｂ　演算部、１５ｃ　電圧検出部、１５ｄ　電流検出部、１６　ローパスフィルタ、２０　コンバータ回路、５０　モータ駆動装置、１００　空気調和機。

Claims (8)

  1. 　リアクトルと、前記リアクトルに接続されるスイッチング素子とを有する回路を複数の相数分有し、交流電源から出力される交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ回路と、
    　複数の前記スイッチング素子の動作を制御する制御部と、
    　を備え、
    　複数の前記スイッチング素子の１つである第１のスイッチング素子がターンオフするタイミングと、前記第１のスイッチング素子とは異なる第２のスイッチング素子がターンオンするタイミングとの時間差が閾値内である場合、前記制御部は、前記第１のスイッチング素子がターンオフするタイミングを早める又は遅くする回避制御を実施する
    　電力変換装置。
  2. 　前記制御部は、前記回避制御において、前記第１のスイッチング素子のターンオフのタイミングを早めた場合には、前記第１のスイッチング素子の次回の回避制御ではターンオフのタイミングを遅くする
    　請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記制御部は、前記回避制御において、前記第１のスイッチング素子のターンオフのタイミングを遅くした場合には、前記第１のスイッチング素子の次回の回避制御ではターンオフのタイミングを早める
    　請求項１に記載の電力変換装置。
  4. 　前記第１のスイッチング素子のターンオフのタイミングを早めた時間は、前記第１のスイッチング素子がターンオフを開始してから完了するまでの時間よりも長い
    　請求項１から３の何れか１項に記載の電力変換装置。
  5. 　前記第１のスイッチング素子のターンオフのタイミングを遅くした時間は、前記第２のスイッチング素子がターンオンを開始してから完了するまでの時間よりも長い
    　請求項１から３の何れか１項に記載の電力変換装置。
  6. 　複数の前記スイッチング素子は、１つのモジュール内に封入されている
    　請求項１から５の何れか１項に記載の電力変換装置。
  7. 　請求項１から６の何れか１項に記載の電力変換装置を備えるモータ駆動装置。
  8. 　請求項７に記載のモータ駆動装置を備える空気調和機。
PCT/JP2021/008477 2021-03-04 2021-03-04 電力変換装置、モータ駆動装置、及び空気調和機 WO2022185484A1 (ja)

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